JP2011019372A - Switching power supply apparatus and semiconductor device for switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング電源装置及びそれに用いられる半導体装置に関し、特に、過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply device and a semiconductor device used therefor, and more particularly to a switching power supply device having an overload protection function.
従来からスイッチング電源装置では、負荷短絡などの負荷の異常により出力電圧が低下した場合に大電流が出力されることを防ぐため、又は負荷である電子機器に対して誤って一定値以上の電流が流れることを防ぐために、過負荷保護機能が必要とされることが多い。また、この過負荷保護機能を実現する方法としても多数の方法が知られている。 Conventionally, in a switching power supply device, in order to prevent a large current from being output when the output voltage drops due to a load abnormality such as a load short circuit, or a current exceeding a certain value is accidentally applied to an electronic device as a load. An overload protection function is often required to prevent flow. In addition, many methods are known as methods for realizing this overload protection function.
過負荷保護の方法は、大きく分けて、ラッチ停止型と自己復帰型との2種類がある。ラッチ停止型とは、過負荷状態を検出しスイッチングデバイスのスイッチング動作を停止した後、入力電圧を落とさない限り再度スイッチングデバイスが発振しない形の保護の方法である。一方、自己復帰型は、過負荷状態を検出し保護を行った後、過負荷状態でなくなれば、再び正常にスイッチング電源装置が動作を行う形の保護の方法である。 There are two types of overload protection methods, a latch stop type and a self-reset type. The latch stop type is a protection method in which the switching device does not oscillate again unless the input voltage is dropped after detecting the overload state and stopping the switching operation of the switching device. On the other hand, the self-recovery type is a protection method in which after the overload state is detected and protection is performed, the switching power supply device operates normally again when the overload state disappears.
過負荷時の安全な停止のためラッチ停止型の保護が求められるスイッチング電源装置があれば、過負荷時には保護が作動しても、その過負荷状態が解決されれば再び動作する自己復帰型の保護が求められるスイッチング電源装置もあり、スイッチング電源装置の出力に接続される機器及びその使用環境によって、求められる保護の方法が異なる。 If there is a switching power supply that requires latch-stop type protection for a safe stop in the event of an overload, even if the protection is activated during an overload, the self-reset type that operates again when the overload condition is resolved Some switching power supply devices require protection, and the required protection method differs depending on the equipment connected to the output of the switching power supply device and the usage environment.
以下、自己復帰型の過負荷保護機能を有する従来のスイッチング電源装置について説明する。 Hereinafter, a conventional switching power supply device having a self-recovery type overload protection function will be described.
自己復帰型の例として、過負荷状態を検出したときには、スイッチングデバイスが発振する期間を一定の割合に減らすことにより、出力部へのエネルギー供給を減らす過負荷保護機能が一般的に知られている。 As an example of the self-recovery type, when an overload condition is detected, an overload protection function is generally known that reduces the energy supply to the output unit by reducing the period during which the switching device oscillates to a certain rate. .
図8は、従来のスイッチング電源装置100の構成例を示す回路図である。図8に示すスイッチング電源装置100は、トランス102と、出力部105と、入力部106と、出力電圧生成回路107と、過負荷保護動作用コンデンサ109と、出力電圧検出回路110と、スイッチング電源制御用の半導体装置126とを含む。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional switching
トランス102は、1次巻線102Aと、2次巻線102Bとを含む。
Transformer 102 includes a
出力電圧生成回路107は、ダイオード103とコンデンサ104とを含む整流平滑回路であり2次巻線102Bに接続される。また、出力電圧生成回路107は、出力電圧検出回路110と、負荷108とに接続される。
The output
出力電圧検出回路110は、2次側の出力電圧VOが一定になるように制御するための制御信号を2次側から1次側の制御回路112のフィードバック信号制御回路114へ出力することで、負荷状態を制御回路112に伝達する。
The output
半導体装置126は、スイッチングデバイス101と、スイッチングデバイス101の制御回路112とを含む。
The
この半導体装置126は、外部入力端子として、スイッチングデバイス101の入力端子であるドレイン端子と、内部電源端子及び過負荷保護動作用端子の役割を果たすVDD端子と、フィードバック信号入力端子であるFB端子と、制御回路112のGND端子及びスイッチングデバイス101の出力端子として機能するソース端子とを備える。
The
過負荷保護動作用コンデンサ109は、VDD端子に接続される過負荷保護動作用のコンデンサであると同時に、制御回路112の電源安定化の役割も果たす。
The overload
制御回路112は、フィードバック信号制御回路114と、クランプ回路119と、過負荷保護回路120と、1次電流検出回路122と、比較器123と、定電流源124と、駆動回路142とを含む。
The
定電流源124は、スイッチング電源装置100の起動時に回路電流を供給するための起動用定電流源であり、スイッチング電源装置100の起動時にスイッチ125を介してVDD端子へ起動電流を供給する。
The constant
1次電流検出回路122は、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDとスイッチングデバイス101のオン抵抗との積で発生するスイッチングデバイス101のオン電圧を検出することで、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDを検出する。また、1次電流検出回路122は、検出したスイッチングデバイス101の電流値を電圧信号に変換することにより、スイッチングデバイス101の電流値に応じた電圧信号を生成し、生成した電圧信号を比較器123へ出力する。
The primary
フィードバック信号制御回路114は、FB端子に入力される電流信号であるフィードバック電流IFBを電圧信号に変換して、変換した電圧信号を比較器123へ出力する。
The feedback
クランプ回路119は、フィードバック信号制御回路114により出力された電圧信号の最大値を決めるためのクランプ回路である。クランプ回路119は、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDの最大値を決定し、スイッチングデバイス101の過電流保護機能を実現する。これにより、1次側ドレイン電流IDの最大値が制限されるため、2次側の負荷108へ供給する最大電力を制限することになる。つまり、クランプ回路119は、過負荷保護レベルを決める。
The
比較器123は、フィードバック信号制御回路114から出力される電圧信号と、1次電流検出回路122から出力される電圧信号が等しくなったときに、RSフリップフロップ回路128のリセット端子へリセット信号を出力する。
The
駆動回路142は、スイッチングデバイス101を駆動する。この駆動回路142は、発振回路116と、ゲートドライバー117と、NAND回路118と、RSフリップフロップ回路128とを含む。
The
発振回路116は、スイッチングデバイス101の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号116Aと、スイッチングデバイス101の発振周波数を決めるクロック信号116Bとを出力する。最大デューティサイクル信号116Aは、NAND回路118へ入力され、クロック信号116Bは、RSフリップフロップ回路128のセット端子へ入力される。
The oscillation circuit 116 outputs a maximum
NAND回路118へは、起動停止回路127からの出力信号を受け取るカウンター回路121からの出力信号と、最大デューティサイクル信号116Aと、RSフリップフロップ回路128から出力されるQ信号が入力される。NAND回路118の出力信号は、ゲートドライバー117へ入力される。これにより、スイッチングデバイス101のスイッチング動作が制御される。
The
過負荷保護回路120は、負荷108が過負荷状態であることを検出する。過負荷保護回路120は、過負荷状態が検出されるときにはVDD端子の電圧を制御することで過負荷保護動作を行う。
The
具体的には、過負荷保護回路120は、負荷108が過負荷状態でない場合(通常負荷状態又は軽負荷状態の場合)、スイッチングデバイス101を連続的に動作させる通常動作モードで、スイッチングデバイス101を動作させる。また、過負荷保護回路120は、負荷108が過負荷状態の場合、スイッチングデバイス101が動作する動作期間と、スイッチングデバイス101が停止する停止期間とを繰り返す過負荷保護動作モードで、スイッチングデバイス101を動作させる。
Specifically, the
この過負荷保護回路120は、過負荷制御回路113と、過負荷検出回路115とを含む。
The
過負荷検出回路115は、フィードバック信号制御回路114から出力される信号を用いて負荷108が過負荷状態であるか否かを検出する。具体的には、通常負荷状態及び軽負荷状態などの負荷108が必要とする電力が、1次側から2次側に供給できる最大電力よりも小さいときは、フィードバック信号制御回路114からの信号が閾値IFB(OLP)より低くなるため、過負荷検出回路115は、過負荷検出信号OLPをローレベル(以下「L」と記す)にする。一方、過負荷状態であり、負荷108が必要とする電力が1次側から2次側に供給できる最大電力よりも大きいときには、フィードバック信号制御回路114から出力される信号が閾値IFB(OLP)より高くなるため、過負荷検出回路115は、過負荷検出信号OLPをハイレベル(以下「H」と記す)にする。
The
また、負荷108が過負荷状態から通常負荷状態に復帰するときには、出力電圧検出回路110から出力されるフィードバック電流IFBが大きくなる。これにより、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が過負荷検出回路115の閾値IFB(OLP)よりも低くなるため、過負荷検出回路115は、過負荷検出信号OLPをHからLに切り替える。これにより、過負荷保護動作モードが解放され、スイッチングデバイス101は通常動作モードで動作するようになる。
Further, when the
過負荷制御回路113は、過負荷検出回路115から出力される過負荷検出信号OLPがHのときに、過負荷保護動作モードを選択する。また、過負荷制御回路113は、過負荷保護動作モード時には、VDD端子を介して過負荷保護動作用コンデンサ109へ充電及び放電を行うことにより、過負荷保護動作モード時の動作期間及び停止期間の長さの決定及び、動作期間及び停止期間の切り換えを行う。
The
この過負荷制御回路113は、カウンター回路121と、スイッチ125と、起動停止回路127とを含む。
The
起動停止回路127は、半導体装置126の起動及び停止を制御する。この起動停止回路127は、スイッチ125をオン、又はオフさせることでVDD端子の電圧を制御する。さらに、起動停止回路127は、VDD端子の電圧に応じて、過負荷保護動作モード中の停止期間及び動作期間を切り換える信号を、カウンター回路121を介してNAND回路118へ出力する。
The start /
具体的には、起動停止回路127は、通常動作モード(過負荷検出信号OLPがL)時には、スイッチングデバイス101を連続的に動作させる信号を、カウンター回路121を介してNAND回路118へ出力する。このとき、発振回路116の発振周波数でスイッチングデバイス101は動作する。
Specifically, the start /
また、通常動作モード時には、起動停止回路127は、スイッチ125をオンする。これにより、定電流源124により、スイッチ125を介してVDD端子へ電流が供給される。また、定電流源124は、VDD端子の電圧が一定電圧に達した後も、その一定電圧を保持するために、スイッチ125を介してドレイン端子からVDD端子へ電流を供給する。
In the normal operation mode, the start /
一方、過負荷検出回路115からの過負荷検出信号OLPがHのときには、起動停止回路127は、過負荷保護動作を行うために、VDD端子の電圧が停止電圧VDD(OFF)に達したあとは、スイッチ125をオンすることで過負荷保護動作用コンデンサ109を充電する。また、起動停止回路127は、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達したあとはスイッチ125をオフする。これにより、半導体装置126の回路電流によりVDDの電圧が低下する。
On the other hand, when the overload detection signal OLP from the
このように、過負荷検出回路115からの過負荷検出信号OLPがHのときには、VDD端子の電圧は起動電圧VDD(ON)と停止電圧VDD(OFF)との間で上昇及び下降を繰り返す。
Thus, when the overload detection signal OLP from the
また、起動停止回路127は、過負荷保護動作用コンデンサ109を充電中であるか放電中であるかを示す信号をカウンター回路121に出力する。
The start /
カウンター回路121は、起動停止回路127から出力される信号がHになる回数をカウントする。具体的には、起動後、起動停止回路27からHの信号がカウンター回路121に入力されたときに、カウンター回路121はNAND回路118にHの出力信号を出すことにより、スイッチングデバイス101を動作させる。また、カウンター回路121は、過負荷保護動作モード中には、起動停止回路127からの信号がHからLに交互に切り替わるたびにカウントし、起動停止回路127から出力されるHの信号の回数を所定の回数カウントしたあとに、Hの出力信号をNAND回路118に出力する。つまり、カウンター回路121は、所定の回数の過負荷保護動作用コンデンサ109が充電及び放電されるごとに、NAND回路118に出力する信号のH及びLを切り換える。これにより、過負荷保護動作モード中の動作期間及び停止期間の切り換えが制御される。
The
通常、この過負荷保護動作モードの停止期間は動作期間より長い。この過負荷保護動作モードの動作期間では、通常動作モード時と同様に、発振回路116の発振周波数でスイッチングデバイス101は動作する。また、停止期間中には完全にスイッチングデバイス101は停止する。
Normally, the stop period of this overload protection operation mode is longer than the operation period. During the operation period of the overload protection operation mode, the
なお、従来例では、回路電流によりVDD端子の電圧が低下しているが、制御回路112の内部電源端子と過負荷保護動作用端子とを別々に設けている場合は、この過負荷保護動作用端子の電圧を低下させるためには、回路電流ではなく、過負荷保護動作用端子に接続されているコンデンサから電流を引き抜くような構成になる。
In the conventional example, the voltage at the VDD terminal is lowered due to the circuit current. However, when the internal power supply terminal and the overload protection operation terminal of the
以上のように構成された、スイッチング電源装置100の動作を、図9、図10及び図11を用いて説明する。図9、図10及び図11は、図8に示すスイッチング電源装置100の各部の動作波形を示すタイムチャートである。
The operation of the switching
図9は、図8の従来のスイッチング電源装置100の動作波形を示す図である。
FIG. 9 is a diagram showing operation waveforms of the conventional switching
図8に示す入力部106には、例えば商用の交流電源が整流及び平滑されることにより生成された、直流の入力電圧VINが入力される。この入力電圧VINは、トランス102の1次巻線102Aを介して、半導体装置126のドレイン端子に印加される。
The
そして、起動用定電流源124で作られる起動電流が、スイッチ125を介してVDD端子に接続された過負荷保護動作用コンデンサ109に流れ込み、当該過負荷保護動作用コンデンサ109を充電する。これにより、VDD端子の電圧が上昇する。図9に示す時刻t1においてVDD端子の電圧が起動停止回路127で設定された起動電圧VDD(ON)に達すると、スイッチングデバイス101のスイッチング動作が開始される。
Then, the start-up current generated by the start-up constant
以下、図9に示す時刻t1から時刻t2の動作について説明する。 Hereinafter, the operation from time t1 to time t2 shown in FIG. 9 will be described.
スイッチング動作が開始されると、トランス102の1次巻線102Aにエネルギーが供給されるので、2次巻線102Bに電流が流れる。起動直後は、2次側の出力部105の出力電圧VOは立ち上がっておらず、フィードバック電流IFBも流れていないことから、過負荷検出回路115により出力される過負荷検出信号OLPはHであり、スイッチングデバイス101は、過負荷保護動作モードで動作する。
When the switching operation is started, energy is supplied to the primary winding 102A of the
また、過負荷検出信号OLPがHなので、起動停止回路127は、VDD端子へ定電流を供給するためのスイッチ125をオフにする。このとき、VDD端子へ電流供給が行われないため、回路電流によって、図9に示すようにVDD端子の電圧が低下しはじめる。
Since the overload detection signal OLP is H, the start /
また、2次巻線102Bに流れる電流は、ダイオード103とコンデンサ104とにより整流及び平滑されることにより直流電力となる。この直流電力が負荷108に供給される。また、スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧VOが徐々に上昇し、出力電流IOも増えていく。
Further, the current flowing through the secondary winding 102B is rectified and smoothed by the
時刻t2において、出力電圧VOが設定された電圧に達すると、フィードバック信号制御回路114に流れるフィードバック電流IFBが増加する。フィードバック電流IFBが増加することにより、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が過負荷検出回路115の閾値IFB(OLP)以下になると、過負荷検出回路115からの出力信号はHからLに切り替わる。これにより、過負荷保護動作モードは解除され、通常動作モードに移行する。
When the output voltage VO reaches the set voltage at time t2, the feedback current IFB flowing through the feedback
このとき、過負荷検出信号OLPがHからLに切り替わることで、起動停止回路127はスイッチ125をオンする。よって、定電流源124からVDD端子への電流供給が行われる。これにより、時刻t2以降、VDD端子の電圧は再び上昇しはじめる。その後、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達すると、VDD端子は一定電圧(起動電圧VDD(ON))を保持する。
At this time, the start /
次に、負荷108が通常負荷状態である時刻t2から時刻t3の動作について説明する。
Next, the operation from time t2 to time t3 when the
時刻t2から時刻t3において、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が過負荷検出回路115の閾値IFB(OLP)以下であり、スイッチングデバイス101は、通常動作モードで動作する。
From time t2 to time t3, the signal output from the feedback
また、FB端子に流れるフィードバック電流IFBが増加すると、比較器123に入力されるフィードバック電圧VFBが低下するため、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧VOは安定化される。
Further, when the feedback current IFB flowing through the FB terminal increases, the feedback voltage VFB input to the
例えば、出力電圧VOが安定化された後、負荷108に流れる出力電流IOが低下すると、フィードバック電流IFBが増加し、比較器123に入力されるフィードバック電圧VFBが低下し、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDが小さくなる。
For example, after the output voltage VO is stabilized, when the output current IO flowing to the
また、負荷108に流れる出力電流IOが増加すると、フィードバック電流IFBが減少し、比較器123に入力されるフィードバック電圧VFBが上昇し、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDが出力電流IOの増加に伴い大きくなる。また、フィードバック電圧VFBが上昇し、クランプ回路119で規定される電圧に達すると、過電流保護が機能し、ドレイン電流IDは最大電流値ILIMITでクランプされる。
Further, when the output current IO flowing through the
次に、負荷108が通常負荷状態から過負荷状態に切り替わる時刻t3から時刻t5の動作について説明する。
Next, the operation from time t3 to time t5 when the
時刻t3から時刻t4において、出力電流IOが規定の値以上になり、負荷108が過負荷状態になる。ここで、ドレイン電流IDは最大電流値ILIMITでクランプされて、それ以上増やすことはできないため、出力電圧VOが低下し始め、フィードバック電流IFBも減少する。このとき、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が過負荷検出回路115の閾値IFB(OLP)よりも大きくなることで、過負荷検出信号OLPがLからHに切り替わる。
From time t3 to time t4, the output current IO becomes equal to or higher than a specified value, and the
次に、時刻t4から時刻t5では、過負荷検出信号OLPがHなので、起動停止回路127は、ドレイン端子からVDD端子へ電流供給を行うスイッチ125がオフする。これにより、VDD端子の電圧が回路電流により低下する。このときスイッチング電源装置100は、ドレイン電流IDの最大電流値ILIMITで2次側の負荷108に電力を供給し続ける。
Next, since the overload detection signal OLP is H from time t4 to time t5, the start /
そして、時刻t5においてVDD端子の電圧が起動停止回路127の停止電圧VDD(OFF)まで低下すると、起動停止回路127からカウンター回路121に出力される信号はHからLに切り替わる。よって、カウンター回路121の出力信号もHからLに切り替わる。これにより、NAND回路118にLの信号が入力されるため、スイッチングデバイス101のスイッチング動作が停止される。つまり、スイッチングデバイス101は過負荷保護動作モード中の動作期間から過負荷保護動作モード中の停止期間に移行する。
When the voltage at the VDD terminal decreases to the stop voltage VDD (OFF) of the start /
次に、時刻t5から時刻t7の動作について説明する。 Next, the operation from time t5 to time t7 will be described.
時刻t5から時刻t6では、過負荷保護動作モード中の停止期間であり、スイッチングデバイス101は動作を停止している。
From the time t5 to the time t6 is a stop period during the overload protection operation mode, and the
また、時刻t5においてVDD端子の電圧が停止電圧VDD(OFF)まで低下すると、起動停止回路127からの信号により、スイッチ125がオンされることで、VDD端子への電流供給が再開される。これにより、VDD端子の電圧が上昇し始める。
Further, when the voltage at the VDD terminal decreases to the stop voltage VDD (OFF) at time t5, the
その後、時刻t6においてVDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達すると、再び、起動停止回路27によってスイッチ125はオフされる。これにより、半導体装置126の回路電流により、VDD端子の電圧は低下しはじめる。このとき、カウンター回路121には、Hの信号が入力される。
After that, when the voltage at the VDD terminal reaches the starting voltage VDD (ON) at time t6, the
カウンター回路121は、このL、Hの信号を受け取り、Hの回数を内部で設定された回数分カウントするまで、スイッチングデバイス101を停止し続ける。
The
次に、時刻t7から時刻t8の過負荷保護動作モード中の動作期間の動作について説明する。時刻t7から時刻t8では、負荷108は過負荷状態である。
Next, the operation in the operation period in the overload protection operation mode from time t7 to time t8 will be described. From time t7 to time t8, the
時刻t7で、カウンター回路121は、内部で設定されたHの回数をカウントし終わる。これにより、NAND回路118にはHの信号が入力されるので、スイッチングデバイス101は、スイッチング動作を再開する。つまり、過負荷保護動作モード中の停止期間から動作期間に移行する。
At time t7, the
また、VDD端子の電圧が、起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)に低下するまでの期間に、過負荷検出回路115からの過負荷検出信号OLPがHのままでLに切り替わらないときは、スイッチングデバイス101は、過負荷保護動作モード中の停止期間に移行する。つまり、過負荷保護動作モードが継続される。
In addition, the overload detection signal OLP from the
ここでは、時刻t7以降も負荷108はまだ過負荷状態を継続している状態なので、出力電圧VO及び出力電流IOはほとんど上昇しないことから、出力電圧検出回路110により出力されるフィードバック電流IFBも増えない。これにより、時刻t8において過負荷検出回路115から出力される過負荷検出信号OLPもHのままである。これにより、再び起動停止回路127からの出力信号がHからLに切り替わるので、カウンター回路121を経由して、NAND回路118にはLの信号が入力される。よって、スイッチングデバイス101のスイッチング動作が停止される。つまり、過負荷保護動作モード中の停止期間に入る。
Here, since the
このあと、再び起動停止回路127がスイッチ125をオン及びオフさせることで、VDD端子の電圧の上昇及び下降が繰り返されることで過負荷保護動作が実現される。
After that, the start /
通常、この過負荷保護動作モード時におけるスイッチングデバイス101の動作期間を停止期間よりも短くすることで、過負荷状態の負荷108への出力電力の供給を減らし、負荷108へのストレスを軽減している。
Usually, the operation period of the
次に、図10及び図11を用いて、過負荷保護動作モード中において、負荷108の過負荷状態が継続する場合と解除されるときの従来のスイッチング電源装置100の動作について述べる。
Next, the operation of the conventional switching
図10は、負荷108の過負荷状態が継続するときの、従来のスイッチング電源装置100の動作波形を示す図である。
FIG. 10 is a diagram illustrating operation waveforms of the conventional switching
ここで、過負荷保護動作モード中の動作期間において、過負荷状態からの復帰が判定される。また、この動作期間は、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)まで低下する時間で決まる。 Here, in the operation period in the overload protection operation mode, the return from the overload state is determined. Further, this operation period is determined by the time during which the voltage at the VDD terminal decreases from the start voltage VDD (ON) to the stop voltage VDD (OFF).
この過負荷保護動作モード中の動作期間(時刻t10〜t11)内にフィードバック電流IFBが増えずに、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が閾値IFB(OLP)を越えない場合は、時刻t11において再び過負荷保護動作モード中の停止期間に入る。
When the feedback current IFB does not increase during the operation period (time t10 to t11) during the overload protection operation mode and the signal output from the feedback
このような過負荷保護動作モード中の動作期間の条件は、スイッチング電源装置100の起動時にも当てはまり、起動直後に、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)に低下するまでに、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が閾値IFB(OLP)よりも低くならず過負荷検出回路115の出力信号がHのままであるときには、過負荷保護動作モードの停止期間に入ってしまい、起動不良となってしまう。
Such a condition of the operation period in the overload protection operation mode is also applied when the switching
次に、図11を用いて、負荷108の過負荷状態が解除され、通常動作モードに復帰するときの動作を説明する。
Next, the operation when the overload state of the
負荷108の過負荷状態が解除されたのち、時刻t12において過負荷保護動作モード中の動作期間に入ると、スイッチングデバイス101はスイッチング動作を行う。これにより、1次側から2次側への電力供給が開始され、出力電圧VO及び出力電流IOは上昇しはじめる。その後、出力電圧VO及び出力電流IOが所望の値まで立ち上がったとき、フィードバック電流IFBも上昇をはじめる。時刻t13においてフィードバック信号制御回路14から出力される信号が過負荷検出回路の閾値IFB(OLP)を越えて、過負荷検出信号OLPがHからLに切り替わる。
When the operation period in the overload protection operation mode is entered at time t12 after the overload state of the
ここで時刻t12〜時刻t13までの過負荷保護動作モード中の動作期間では、スイッチ125がオフになっているため、VDD端子の電圧は低下し続ける。
Here, in the operation period in the overload protection operation mode from time t12 to time t13, the
一方、時刻t13において過負荷検出信号OLPがLに切り替わることで、起動停止回路127はスイッチ125をオンにするので、VDD端子への供給が再開されVDD端子の電圧は起動電圧VDD(ON)まで上昇する。また、フィードバック電流IFBは増えていき、比較器123に入力されるフィードバック電圧VFBが低下するため、スイッチングデバイス101に流れるドレイン電流IDが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧VOは安定化される。このとき、VDD端子の電圧は起動電圧VDD(ON)の電圧で保持されるように制御される。このように、通常動作モードに復帰できる。
On the other hand, when the overload detection signal OLP is switched to L at time t13, the start /
なお、上記の従来例では内部制御回路用電源端子と過負荷保護動作用端子とをVDD端子で共通化しているが、実際には、内部制御回路用電源端子と過負荷保護動作用端子とを別々に設けても、過負荷保護動作に大きな差はない。 In the above conventional example, the internal control circuit power supply terminal and the overload protection operation terminal are shared by the VDD terminal, but in reality, the internal control circuit power supply terminal and the overload protection operation terminal are Even if they are provided separately, there is no significant difference in overload protection operation.
なお、上記の従来例に近い技術が、特許文献1に開示されている。 A technique close to the above conventional example is disclosed in Patent Document 1.
しかながら、上述したように、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)にまで低下するまでの期間である過負荷保護動作モード時の動作期間の間に、出力電圧VOが立ち上がらない場合には、再び過負荷保護動作モード中の停止期間に移行してしまう。つまり、負荷108の過負荷状態が解除された場合であっても、過負荷保護動作モードが継続されてしまうという誤動作が生じる。
However, as described above, the output voltage during the operation period in the overload protection operation mode, which is the period until the voltage at the VDD terminal decreases from the start voltage VDD (ON) to the stop voltage VDD (OFF). If VO does not rise, the operation again shifts to the stop period during the overload protection operation mode. That is, even when the overload state of the
また、スイッチング電源装置100の起動時においては、VDD端子の電圧が上昇して、起動電圧VDD(ON)に到達した後、この起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)まで低下するまでの期間である過負荷保護動作モード時の動作期間に、出力電圧VOが立ち上がらない場合は、通常動作モードに移行することができず、過負荷保護動作モードに入ってしまうという誤動作が生じる。
Further, when the switching
この誤動作が生じるのは、例えば、負荷108が大きい出力電圧を必要とする場合である。この場合には、出力電圧VOの立ち上がりが遅くなるので、過負荷保護動作モード時の動作期間の間に出力電圧VOが立ち上がらなくなる。また、負荷108が必要とする出力電力が大きい場合も出力電圧VOが立ち上がり難くなるので、この誤動作が生じる。
This malfunction occurs, for example, when the
これらの誤動作は起動時に起こるが、一旦過負荷保護動作がスタートしてから、負荷108が過負荷から復帰するときに、起動時よりも大きい出力電力を負荷108が必要とする場合にも、正しく復帰ができずに、過負荷保護動作モードが継続されてしまう誤動作が起きるケースがある。
Although these malfunctions occur at the time of start-up, when the
従来はこの問題に対応するために、過負荷保護動作用コンデンサ109の容量を大きくすることで過負荷保護動作モード中の動作期間を長くしていた。これにより、当該動作期間中に2次側へ供給できる電力が増加し、より大きい出力電力を必要とする負荷108に対応できる。
Conventionally, in order to deal with this problem, the operation period in the overload protection operation mode is extended by increasing the capacity of the overload
しかしながら、上記のように過負荷保護動作用コンデンサ109の容量を大きくすると、以下に述べる課題が生じる。
However, when the capacity of the overload
図12は、ある過負荷保護動作用コンデンサ109を用いたときの過負荷保護動作モード時の動作波形を示す図である。図13は、図12で使用している過負荷保護動作用コンデンサ109よりも大きい容量の過負荷保護動作用コンデンサ109を用いたときの過負荷保護動作時の動作波形を示す図である。
FIG. 12 is a diagram showing operation waveforms in the overload protection operation mode when a certain overload
図12と図13とに示す波形を比較すると、図13に示すVDD端子の電圧の波形は、図12に示すVDD端子の電圧の波形よりも三角派の周期が長くなっている。つまり、1周期あたりの過負荷保護動作モード中の動作期間及び停止期間が共に長くなっている。この過負荷保護動作の周期は、過負荷保護動作用コンデンサ109の容量の大きさに比例するので、例えは、過負荷保護動作用コンデンサ109の容量値を10倍にしたときには、過負荷保護動作の周期も10倍になる。
Comparing the waveforms shown in FIG. 12 and FIG. 13, the waveform of the voltage at the VDD terminal shown in FIG. 13 has a longer triangular period than the waveform of the voltage at the VDD terminal shown in FIG. That is, both the operation period and the stop period in the overload protection operation mode per cycle are long. The cycle of this overload protection operation is proportional to the size of the capacity of the overload
また、図12と図13とに示す、過負荷保護動作モード中の動作期間における出力電流IOを比較したときには、過負荷保護動作モード中の動作期間が長くなることで、出力部105へ供給する電力が増えるので、過負荷保護動作用コンデンサ109の容量を大きくしたときの出力電流IOの方が、図12に示す出力電流IOよりも大きい値になる。
Further, when the output current IO in the operation period in the overload protection operation mode shown in FIG. 12 and FIG. 13 is compared, the operation period in the overload protection operation mode becomes longer, so that it is supplied to the
このとき、過負荷保護動作モード中の停止期間も長くなることから、平均的には2次側の負荷108へ供給する電流量は同じである。しかしながら、一周期あたりの過負荷保護動作モード中の動作期間において負荷108に供給される電力が増えるので、出力電流IOが一時的に大きくなってしまう。この大電流が部品に流れることで大きなストレスになり、部品の破壊及び劣化を招く恐れがある。つまり、過負荷保護機能の効果が低下してしまう。
At this time, since the stop period during the overload protection operation mode also becomes longer, on average, the amount of current supplied to the
このように、従来のスイッチング電源装置100では、過負荷保護動作用コンデンサ109の容量を大きくすることで、過負荷保護機能の効果が低下してしまうという課題がある。
Thus, in the conventional switching
また、この過負荷保護動作用コンデンサ109が半導体装置上で集積化されている場合には、この過負荷保護動作用コンデンサ109の容量値を変えることができない。つまり、過負荷保護動作モード中の動作期間の長さが固定されている。これにより、このような場合には、大きい電力が必要とされる負荷108が用いられる場合に、起動及び復帰時に誤動作が発生するという課題がある。
Further, when the overload
なお、上記説明では、自己復帰型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置を例に説明したが、ラッチ型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置においても、起動時に過負荷保護動作の誤動作が発生するという課題がある。 In the above description, the switching power supply device having a self-recovery type overload protection function has been described as an example. There is a problem that occurs.
そこで本発明は、過負荷保護機能の効力の低下を抑制しつつ、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できるスイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置を提供することを第1の目的とする。 Accordingly, a first object of the present invention is to provide a switching power supply device and a switching power supply semiconductor device capable of starting and returning a load that requires a large output power while suppressing a decrease in the effectiveness of the overload protection function. To do.
また、本発明は、起動時の誤動作の発生を抑制できる、ラッチ型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置を提供することを第2の目的とする。 It is a second object of the present invention to provide a switching power supply device and a switching power supply semiconductor device having a latch-type overload protection function that can suppress the occurrence of a malfunction at startup.
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力部に入力された直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するスイッチング電源装置であって、前記入力電圧を変換電圧に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路に接続されたスイッチングデバイスと、前記電圧変換回路と負荷との間に接続され、前記変換電圧を整流及び平滑化することにより、前記出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記スイッチングデバイスを駆動する駆動回路と、前記出力電圧が第1の閾値より大きいか否かを判定する過負荷検出回路と、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より大きいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを連続的に動作させるように前記駆動回路を制御し、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より小さいと判定された場合、過負荷保護動作を前記スイッチングデバイスが行うように前記駆動回路を制御する過負荷制御回路と、前記出力電圧が前記第1の閾値より小さい第2の閾値より大きいか否かを判定する復帰検出回路とを備え、前記過負荷保護動作時において、前記スイッチングデバイスは、当該過負荷保護動作中に当該スイッチングデバイスが動作する動作期間と、当該過負荷保護動作中に当該スイッチングデバイスが停止する停止期間とを繰り返し、前記過負荷制御回路は、さらに、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記負荷へ供給する電力を増やす。 In order to achieve the above object, a switching power supply according to the present invention is a switching power supply that converts a DC input voltage input to an input unit into a DC output voltage and outputs the DC voltage, and converts the input voltage. A voltage conversion circuit for converting to a voltage; a switching device connected to the voltage conversion circuit; and a voltage conversion circuit connected to the load, and rectifying and smoothing the conversion voltage to thereby convert the output voltage. An output voltage generation circuit for generating, a drive circuit for driving the switching device, an overload detection circuit for determining whether or not the output voltage is greater than a first threshold, and the output voltage by the overload detection circuit If it is determined that the threshold value is greater than the first threshold value, the drive circuit is controlled to continuously operate the switching device, and the overload detection circuit is controlled. When the output voltage is determined to be smaller than the first threshold, an overload control circuit that controls the drive circuit so that the switching device performs an overload protection operation, and the output voltage is the first voltage A return detection circuit that determines whether or not the second threshold value is less than a second threshold value, and the switching device operates during the overload protection operation when the switching device operates during the overload protection operation. And a stop period during which the switching device stops during the overload protection operation, and the overload control circuit further includes a case where the output voltage is greater than the second threshold value during the overload protection operation. Compared with the case where the output voltage is smaller than the second threshold value, the power supplied to the load is increased.
この構成によれば、本発明に係るスイッチング電源装置は、過負荷保護動作時に、出力電圧が過負荷保護動作を解除する第1の閾値まで上昇していなくても、当該第1の閾値より低い第2の閾値まで上昇しているか否かを判定することにより、過負荷状態が解除されたか否かを判定する。これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、出力電圧が第1の閾値まで上昇していなくても、過負荷状態が解除された場合には、負荷へ供給する電力を増やす。これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できる。 According to this configuration, the switching power supply according to the present invention is lower than the first threshold even when the output voltage does not rise to the first threshold for canceling the overload protection operation during the overload protection operation. It is determined whether or not the overload state has been released by determining whether or not it has risen to the second threshold value. Thereby, even if the output voltage has not risen to the first threshold value, the switching power supply device according to the present invention increases the power supplied to the load when the overload state is released. Thereby, the switching power supply according to the present invention can start and restore a load that requires a large output power.
さらに、本発明に係るスイッチング電源装置は、負荷が、例えばドライバーであり、必要とする出力電力が変わるような場合でも、過負荷保護コンデンサによる電力供給量の調整を必要とせずに、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できる。よって、本発明に係るスイッチング電源装置は、過負荷保護動作用コンデンサの容量値を増加させることによる過負荷保護機能の効力の低減を抑制しつつ、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できる。 Furthermore, the switching power supply according to the present invention has a large output power without requiring adjustment of the amount of power supplied by the overload protection capacitor even when the load is, for example, a driver and the required output power changes. Can be activated and restored. Therefore, the switching power supply device according to the present invention starts and restores a load that requires a large output power while suppressing a reduction in the effectiveness of the overload protection function by increasing the capacitance value of the overload protection operation capacitor. it can.
さらに、過負荷保護動作用コンデンサが半導体装置に集積化されていて、過負荷保護期間が内部で決められいている場合には、過負荷保護動作時の動作期間が固定される。このような場合であっても、本発明に係るスイッチング電源装置は、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できる。 Further, when the overload protection operation capacitor is integrated in the semiconductor device and the overload protection period is determined internally, the operation period during the overload protection operation is fixed. Even in such a case, the switching power supply according to the present invention can start and recover a load that requires a large output power.
また、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記動作期間を長くすることによって前記負荷へ供給する電力を増やしてもよい。 In the overload protection operation, the overload control circuit makes the operation period longer when the output voltage is larger than the second threshold than when the output voltage is smaller than the second threshold. By doing so, you may increase the electric power supplied to the said load.
また、前記スイッチング電源装置は、さらに、コンデンサを備え、前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記動作期間中に前記コンデンサに前記第1電圧を供給することにより前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くしてもよい。 The switching power supply device further includes a capacitor, and the overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage. The overload control circuit supplies the first voltage to the capacitor during the operation period when the output voltage is greater than the second threshold value during the overload protection operation. May be longer than when the output voltage is smaller than the second threshold.
また、前記復帰検出回路は、前記出力電圧を直接検出する復帰信号検出回路を備えてもよい。 The return detection circuit may include a return signal detection circuit that directly detects the output voltage.
この構成によれば、第2の閾値を電源設計者が容易に設定できるようになるので、本発明に係るスイッチング電源装置は、設計自由度を拡大できる。さらに、第2の閾値を任意に設定することで、過負荷から復帰できる出力電圧の精度を上げることができる。 According to this configuration, since the power supply designer can easily set the second threshold, the switching power supply device according to the present invention can expand the degree of freedom in design. Furthermore, the accuracy of the output voltage that can be recovered from the overload can be increased by arbitrarily setting the second threshold value.
また、前記駆動回路は、前記スイッチングデバイスを駆動する第1信号を生成し、前記復帰検出回路は、前記第1信号における、前記スイッチングデバイスをオンするオンパルス幅又はオンデューティーが第3の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きいと判定し、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さいと判定してもよい。 The drive circuit generates a first signal for driving the switching device, and the return detection circuit has an on-pulse width or on-duty for turning on the switching device in the first signal larger than a third threshold value. The output voltage is determined to be greater than the second threshold, and if the on-pulse width or on-duty is less than the third threshold, the output voltage may be determined to be less than the second threshold. .
この構成によれば、本発明に係るスイッチング電源装置に含まれる半導体装置に外部端子を追加する必要がなく、省スペース化及びこの外部端子周りの部品点数を減らすことができる。 According to this configuration, it is not necessary to add an external terminal to the semiconductor device included in the switching power supply device according to the present invention, and space saving and the number of parts around the external terminal can be reduced.
また、前記駆動回路は、クロック信号を生成する発振回路を備え、前記駆動回路は、前記クロック信号の周期で前記スイッチングデバイスをオンする第1信号を生成し、前記復帰検出回路は、前記第1信号における、前記スイッチングデバイスをオンするオンパルス幅又はオンデューティーが第3の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きいと判定し、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さいと判定し、復帰信号検出回路は、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より大きい場合に、パルス信号であるセット信号を生成し、前記セット信号がセット端子に入力され、前記クロック信号がリセット端子に入力されるフリップフロップ回路とを備え、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時の前記動作期間において、前記フリップフロップ回路がセット状態にある期間、前記コンデンサに前記第1電圧を供給することにより前記動作期間を前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合に比べ長くしてもよい。 The driving circuit includes an oscillation circuit that generates a clock signal, the driving circuit generates a first signal that turns on the switching device in a cycle of the clock signal, and the return detection circuit includes the first detection circuit. When an on-pulse width or on-duty for turning on the switching device in a signal is greater than a third threshold, it is determined that the output voltage is greater than the second threshold, and the on-pulse width or on-duty is the third threshold If smaller, the output voltage is determined to be smaller than the second threshold, and the return signal detection circuit generates a set signal that is a pulse signal when the on-pulse width or on-duty is larger than the third threshold. Flip in which the set signal is input to the set terminal and the clock signal is input to the reset terminal The overload control circuit is configured to supply the first voltage to the capacitor during the operation period of the overload protection operation while the flip-flop circuit is in a set state. The period may be longer than when the on-pulse width or on-duty is smaller than the third threshold.
また、前記電圧変換回路は、1次巻線と2次巻線と補助巻線とを有したトランスであり、前記復帰検出回路は、前記出力電圧を前記補助巻線から検出してもよい。 The voltage conversion circuit may be a transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding, and the return detection circuit may detect the output voltage from the auxiliary winding.
また、前記スイッチング電源装置は、さらに、コンデンサを備え、前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ前記第1電圧と前記第2電圧との差を大きくすることにより、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合の前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くしてもよい。 The switching power supply device further includes a capacitor, and the overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage. In the overload protection operation, the overload control circuit is configured such that when the output voltage is greater than the second threshold, the first voltage and the first voltage are greater than when the output voltage is less than the second threshold. By increasing the difference from the second voltage, the operation period when the output voltage is larger than the second threshold may be made longer than when the output voltage is smaller than the second threshold.
また、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記過負荷検出回路に、前記出力電圧が第1の閾値より大きいと判定させることにより、前記スイッチングデバイスを連続的に動作させることによって前記負荷へ供給する電力を増やしてもよい。 The overload control circuit causes the overload detection circuit to determine that the output voltage is greater than the first threshold when the output voltage is greater than the second threshold during the overload protection operation. Thereby, the electric power supplied to the load may be increased by continuously operating the switching device.
また、前記スイッチング電源装置は、さらに、コンデンサを備え、前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記コンデンサの電圧を保持させることにより、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合の前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くしてもよい。 The switching power supply device further includes a capacitor, and the overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage. In the overload protection operation, when the output voltage is larger than the second threshold, the overload control circuit holds the voltage of the capacitor so that the output voltage is lower than the second threshold. The operation period when the output voltage is large may be longer than when the output voltage is smaller than the second threshold.
また、前記過負荷保護回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記第1の閾値を小さくすることによって前記負荷へ供給する電力を増やしてもよい。 In the overload protection operation, the overload protection circuit includes the first threshold value when the output voltage is greater than the second threshold value than when the output voltage is less than the second threshold value. The electric power supplied to the load may be increased by reducing.
また、前記過負荷保護回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記スイッチングデバイスの発振周波数を上げる、又は、前記スイッチングデバイスに流れる電流のピーク値を大きくすることによって前記負荷へ供給する電力を増やしてもよい。 In the overload protection operation, the overload protection circuit oscillates the switching device when the output voltage is larger than the second threshold than when the output voltage is smaller than the second threshold. The power supplied to the load may be increased by increasing the frequency or increasing the peak value of the current flowing through the switching device.
また、本発明に係るスイッチング電源装置は、入力部に入力された直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するスイッチング電源装置であって、前記入力電圧を変換電圧に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路に接続されたスイッチングデバイスと、前記電圧変換回路と負荷との間に接続され、前記変換電圧を整流及び平滑化することにより、前記出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記スイッチングデバイスを駆動する駆動回路と、前記出力電圧が第1の閾値より大きいか否かを判定する過負荷検出回路と、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より大きいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを連続的に動作させるように前記駆動回路を制御し、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より小さいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを停止する過負荷制御回路と、前記出力電圧が前記第1の閾値より小さい第2の閾値より大きいか否かを判定する復帰検出回路とを備え、前記過負荷制御回路は、さらに、当該スイッチング電源装置の起動時に、前記出力電圧が前記第1の閾値より小さくかつ前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記負荷へ供給する電力を増やしてもよい。 The switching power supply according to the present invention is a switching power supply that converts a DC input voltage input to an input unit into a DC output voltage and outputs the voltage, and converts the input voltage into a converted voltage. An output voltage generation circuit which is connected between the circuit, a switching device connected to the voltage conversion circuit, and the voltage conversion circuit and a load, and generates the output voltage by rectifying and smoothing the conversion voltage A drive circuit that drives the switching device, an overload detection circuit that determines whether the output voltage is greater than a first threshold, and the output voltage that is greater than the first threshold by the overload detection circuit If it is determined that the output voltage is large, the drive circuit is controlled to operate the switching device continuously, and the output voltage is controlled by the overload detection circuit. An overload control circuit that stops the switching device when it is determined that the output voltage is smaller than the first threshold, and a return detection that determines whether the output voltage is larger than a second threshold smaller than the first threshold. The overload control circuit further includes, when the switching power supply device is activated, when the output voltage is smaller than the first threshold and larger than the second threshold, the output voltage is the second The power supplied to the load may be increased as compared with a case where it is smaller than the threshold value.
この構成によれば、ラッチ停止型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置の起動時の誤動作の発生を抑制できる。 According to this configuration, it is possible to suppress the occurrence of a malfunction when the switching power supply device having the latch stop type overload protection function is started.
また、本発明に係るスイッチング電源用半導体装置は、一つの半導体チップに形成された前記駆動回路と、前記過負荷検出回路と、前記過負荷制御回路と、前記復帰検出回路とを備える。 The switching power supply semiconductor device according to the present invention includes the drive circuit, the overload detection circuit, the overload control circuit, and the recovery detection circuit formed on one semiconductor chip.
また、本発明に係るスイッチング電源用半導体装置は、一つの半導体チップに形成された前記スイッチングデバイスと、前記駆動回路と、前記過負荷検出回路と、前記過負荷制御回路と、前記復帰検出回路とを備えてもよい。 A switching power supply semiconductor device according to the present invention includes the switching device, the drive circuit, the overload detection circuit, the overload control circuit, and the recovery detection circuit formed on one semiconductor chip. May be provided.
なお、本発明は、このようなスイッチング電源装置として実現できるだけでなく、スイッチング電源装置に含まれる特徴的な手段をステップとするスイッチング電源装置の制御方法として実現したり、そのような特徴的なステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したりすることもできる。そして、そのようなプログラムは、CD−ROM等の記録媒体及びインターネット等の伝送媒体を介して流通させることができるのは言うまでもない。 The present invention can be realized not only as such a switching power supply device but also as a control method for a switching power supply device including a characteristic means included in the switching power supply device as a step. It can also be realized as a program for causing a computer to execute. Needless to say, such a program can be distributed via a recording medium such as a CD-ROM and a transmission medium such as the Internet.
さらに、本発明は、このようなスイッチング電源装置の機能の一部又は全てを実現する半導体集積回路(LSI)として実現したりできる。 Furthermore, the present invention can be realized as a semiconductor integrated circuit (LSI) that realizes part or all of the functions of such a switching power supply device.
以上より、本発明は、過負荷保護機能の効力の低下を抑制しつつ、大きな出力電力を必要とする負荷を起動及び復帰できるスイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置を提供できる。また、本発明は、起動時の過負荷保護動作の誤動作の発生を抑制できる、ラッチ型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置を提供できる。 As described above, the present invention can provide a switching power supply device and a switching power supply semiconductor device capable of starting and returning a load that requires a large output power while suppressing a decrease in the effectiveness of the overload protection function. In addition, the present invention can provide a switching power supply device having a latch-type overload protection function and a semiconductor device for switching power supply that can suppress the occurrence of malfunction of the overload protection operation at the time of startup.
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(実施の形態1)
本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置50は、過負荷保護動作モード時に、出力電圧VOが過負荷保護動作モードを解除する第1の閾値まで上昇していなくても、当該第1の閾値より低い第2の閾値まで上昇しているか否かを判定することにより、過負荷状態が解除されたか否かを判定する。これにより、本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置50は、出力電圧VOが第1の閾値まで上昇していなくても、過負荷状態が解除された場合には、過負荷保護動作モード中の動作期間を延長することにより、負荷8へ供給する電力を増やすことができる。
(Embodiment 1)
Even if the output voltage VO does not rise to the first threshold value for canceling the overload protection operation mode during the overload protection operation mode, the switching
これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、大きな出力電力を必要とする負荷8を起動及び復帰できる。さらに、本発明に係るスイッチング電源装置50は、過負荷保護動作用コンデンサ9の容量値を増加させる必要がないので、過負荷保護機能の効力の低減を抑制できる。
Thereby, the switching power supply according to the present invention can start and restore the load 8 that requires a large output power. Furthermore, since the switching
図1は、本発明の実施の形態1におけるスイッチング電源制御ICである半導体装置26を使用したスイッチング電源装置50の回路構成例を示すブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration example of a switching
図1に示すスイッチング電源装置50は、トランス2と、出力部5と、入力部6と、出力電圧生成回路7と、過負荷保護動作用コンデンサ9と、出力電圧検出回路10と、スイッチング電源制御用の半導体装置26と、復帰信号検出回路30とを含む。このスイッチング電源装置50は、入力部6に入力された直流の入力電圧VINを直流の出力電圧VOに変換して出力部5に出力する。
1 includes a
トランス2は、1次巻線2Aと、2次巻線2Bとを含む。このトランス2は、本発明の電圧変換回路に相当し、入力電圧VINを変換電圧に変換する。なお、トランス2の代わりにコイルを用いても当該電圧変換回路の機能を実現することもできる。
The
1次巻線2Aは、一端が入力部106と接続される。2次巻線2Bは、出力電圧生成回路7に接続される。
One end of primary winding 2 </ b> A is connected to input
出力電圧生成回路7は、2次巻線2Bと負荷8との間に接続される。この出力電圧生成回路7は、トランス2により変換された変換電圧を整流及び平滑化することにより出力電圧VOを生成する。具体的には、出力電圧生成回路7は、2次巻線1bに誘起される交流電圧を整流及び平滑化することにより、直流の出力電圧VOを生成し、出力部5に接続された負荷8に、出力電圧VOを供給する。この出力電圧生成回路7は、ダイオード3とコンデンサ4とを含む。
The output
出力電圧検出回路10は、2次側出力電圧VOが一定になるように制御するための制御信号であるフィードバック電流IFBを2次側から1次側の制御回路12のフィードバック信号制御回路14へ伝達する。この出力電圧検出回路10は、出力電圧VOのレベルを検出し、出力電圧VOのレベルに基づいて、出力電圧VOのレベルに比例するフィードバック電流IFBを、FP端子を介して、フィードバック信号制御回路14へ出力する。
The output
半導体装置26は、スイッチングデバイス1と、その制御回路12とを含む。
The
例えば、半導体装置26は、一つの半導体チップに形成されたスイッチングデバイス1と制御回路12とを含む半導体集積回路(LSI)である。なお、一つの半導体チップに制御回路12のみが形成されもよい。また、制御回路12に含まれる各処理部を複数の半導体チップに形成してもよい。
For example, the
この半導体装置26は、外部入力端子として、スイッチングデバイス1の入力端子であるドレイン端子と、過負荷保護動作用端子及び内部電源端子の機能を兼ね備えたVDD端子と、フィードバック信号入力端子であるFB端子と、復帰信号入力端子と、制御回路12のGND端子及びスイッチングデバイス1の出力端子として機能するソース端子とを備える。
This
過負荷保護動作用コンデンサ9は、VDD端子に接続される。この過負荷保護動作用コンデンサ9は、過負荷保護動作用コンデンサであると同時に、半導体装置26の電源安定化用コンデンサの役割を果たす。
The overload
スイッチングデバイス1は、1次巻線2Aに直列に接続される。 The switching device 1 is connected in series with the primary winding 2A.
制御回路12は、スイッチングデバイス1のスイッチング動作を制御する。この制御回路12は、フィードバック信号制御回路14と、クランプ回路19と、過負荷保護回路20の一部と、1次電流検出回路22と、比較器23と、定電流源24と、駆動回路42とを含む。
The
定電流源24は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時等にスイッチ125を介してVDD端子へ起動電流を供給する。
The constant
1次電流検出回路22は、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDを検出する。この1次電流検出回路22は、検出したドレイン電流IDを電圧信号である検出電流信号61に変換し、変換した検出電流信号61を比較器23へ出力する。
The primary
フィードバック信号制御回路14は、FB端子に流入するフィードバック電流IFBを、電圧信号であるフィードバック信号62に変換し、変換したフィードバック信号62を比較器23へ出力する。また、フィードバック信号制御回路14は、FB端子に流入するフィードバック電流IFBを、フィードバック信号63に変換し、変換したフィードバック信号63を過負荷保護回路20へ出力する。
The feedback
比較器23は、フィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号62と、1次電流検出回路22から出力される検出電流信号61とを比較する。この比較器23は、フィードバック信号62と検出電流信号61とが等しくなったときに、RSフリップフロップ回路28のリセット端子へ当該RSフリップフロップ回路28をリセットするリセット信号64を出力する。
The
クランプ回路19は、フィードバック信号62の最大値を決めるためのクランプ回路である。クランプ回路19は、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDの最大値である最大電流値ILIMITを決定し、スイッチングデバイス1の過電流保護として機能する。また、フィードバック電流IFBが変化し、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDが最大電流値ILIMITに達するときのフィードバック電流は第1のフィードバック電流値IFB1となる。
The
図2は、本発明のスイッチング電源装置50におけるスイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDとフィードバック電流IFBとの関係を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the drain current ID flowing through the switching device 1 and the feedback current IFB in the switching
図2に示すようにフィードバック電流IFBが小さくなるにつれて、ドレイン電流IDは大きくなる。また、フィードバック電流IFBが第1のフィードバック電流値IFB1になるとドレイン電流IDは最大電流値ILIMITにクランプされる。そして、第1のフィードバック電流値IFB1よりも低い値が、過負荷検出回路15の閾値IFB(OLP)として設定される。
As shown in FIG. 2, the drain current ID increases as the feedback current IFB decreases. Further, when the feedback current IFB becomes the first feedback current value IFB1, the drain current ID is clamped to the maximum current value ILIMIT. A value lower than the first feedback current value IFB1 is set as the threshold value IFB (OLP) of the
駆動回路42は、スイッチングデバイス1を駆動するパルス信号68を生成する。この駆動回路42は、発振回路16と、ゲートドライバー17と、NAND回路18と、RSフリップフロップ回路28とを含む。
The
発振回路16は、スイッチングデバイス1の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号16Aと、スイッチングデバイス1の発振周波数を決めるクロック信号16Bとを生成する。最大デューティサイクル信号16Aは、NAND回路18へ入力され、クロック信号16Bは、RSフリップフロップ回路28のセット端子へ入力される。
The
NAND回路18は、カウンター回路21により出力される制御信号66と、最大デューティサイクル信号16Aと、RSフリップフロップ回路28から出力されるQ信号65とが入力される。このNAND回路18は、制御信号66、最大デューティサイクル信号16A及びQ信号65の否定論理積であるパルス信号67を生成する。
The
ゲートドライバー17は、NAND回路18により生成されたパルス信号67の論理を反転したパルス信号68を生成し、生成したパルス信号68をスイッチングデバイス1のゲートに出力する。ここでパルス信号68は、クロック信号16Bの周期でスイッチングデバイス1をオンさせるパルス波形となる。
The
過負荷保護回路20は、負荷8が過負荷状態であることを検出する。また、過負荷保護回路20は、過負荷状態が検出されるときにはVDD端子の電圧を制御することで過負荷保護動作を行う。また、過負荷保護回路20は、過負荷が解除されたときには復帰動作を行う。
The
具体的には、過負荷保護回路20は、負荷8が過負荷状態でない場合(通常負荷状態又は軽負荷状態の場合)、スイッチングデバイス1を連続的に動作させる通常動作モードで、スイッチングデバイス1を動作させる。また、過負荷保護回路20は、負荷8が過負荷状態の場合、スイッチングデバイス1が動作する動作期間と、スイッチングデバイス1が停止する停止期間とを繰り返す過負荷保護動作モードで、スイッチングデバイス1を動作させる。
Specifically, the
この過負荷保護回路20は、過負荷検出回路15と、復帰検出回路11と、過負荷制御回路13と、復帰検出回路11とを含む。
The
過負荷検出回路15は、負荷8が過負荷状態であるか否かを検出する。具体的には、過負荷検出回路15は、出力電圧VOが第1の閾値より大きいか否かを判定し、出力電圧VOが第1の閾値より小さい場合に負荷8が過負荷状態であると判定し、出力電圧VOが第1の閾値より小さい場合に負荷8が通常負荷状態又は軽負荷状態であると判定する。
The
さらに具体的には、過負荷検出回路15は、フィードバック信号制御回路14からのフィードバック信号63と、上記第1の閾値に相当する過負荷検出用閾値IFB(OLP)とを比較することにより、出力電圧VOが第1の閾値より大きいか否かを判定する。負荷8が通常負荷状態又は軽負荷状態であり、負荷8が必要とする電力が、1次側から2次側に供給できる最大電力よりも小さいときは、フィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号63が閾値IFB(OLP)よりも低くなるため、過負荷検出回路15は、負荷8が過負荷状態でないと判定し、過負荷検出信号OLPをLにする。
More specifically, the
一方、負荷8が過負荷の状態であり、負荷8が必要とする電力が、1次側から2次側に供給できる最大電力よりも大きいときには、フィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号63が過負荷検出用閾値IFB(OLP)よりも高くなるので、過負荷検出回路15は、負荷8が過負荷状態であると判定し、過負荷検出信号OLPをLからHに切り替える。
On the other hand, when the load 8 is in an overload state and the power required by the load 8 is larger than the maximum power that can be supplied from the primary side to the secondary side, the
また、負荷8が過負荷状態から通常状態に復帰するときは、出力電圧検出回路10から出力されるフィードバック電流IFBが大きくなる。これにより、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が閾値IFB(OLP)よりも低くなるため、過負荷検出回路15は、過負荷検出信号OLPをHからLに切り替える。
When the load 8 returns from the overload state to the normal state, the feedback current IFB output from the output
この過負荷検出回路15により生成される過負荷検出信号OLPは、起動停止回路27に入力される。
The overload detection signal OLP generated by the
復帰検出回路11は、起動時及び過負荷保護動作モードからの復帰時に出力電圧VOが上昇したことを検出する。具体的には、復帰検出回路11は、出力電圧VOが第2の閾値より大きいか否かを判定し、出力電圧VOが第2の閾値以上の場合にはHとなり、当該第2の閾値未満の場合にはLとなる復帰信号69を生成する。この復帰信号69は、過負荷制御回路13に出力される。ここで第2の閾値は、上記第1の閾値より小さい電圧値である。
The
この復帰検出回路11は、復帰信号検出回路30と復帰信号出力回路29とを含む。
The
復帰信号検出回路30は、出力電圧VOを直接検出し、出力電圧VOに応じた信号を生成する。
The return
復帰信号出力回路29は、復帰信号検出回路30により生成された信号と、上記第2の閾値に相当する基準電圧Vothとを比較することにより、出力電圧VOが第2の閾値以上であるか否かを示す復帰信号69を生成する。
The return
図3は、復帰検出回路11の構成例を示す回路図である。図3に示すように復帰信号検出回路30は、抵抗31、32及び33と、バイポーラトランジスタ34と、フォトカプラ35とを含む。また、復帰信号出力回路29は定電流源36及び36Aと、抵抗37と、N型MOSFET38と、復帰検出用コンパレータ39と、復帰検出用基準電圧源40とを含む。また、フォトカプラ35は、フォトトランジスタ35Aと、フォトダイオード35Bとを含む。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the
抵抗31及び32は2次側の出力電圧VOを分圧することにより電圧75を生成する。この分圧された電圧75が、バイポーラトランジスタ34のベースに入力される。バイポーラトランジスタ34は、2次側の出力電圧VOが予め定められた所定の電圧値以上になるとオンする。バイポーラトランジスタ34がオンし、抵抗33を介してバイポーラトランジスタ34に電流が流れることにより、フォトダイオード35Bに流れる電流が制御される。
The
そして、フォトダイオード35Bに流れる電流が増加すると、フォトトランジスタ35Aに流れる電流が増加する。よって、復帰信号検出端子から流出する電流が増加し、定電流源36から電流を引っ張る。これにより、抵抗37に流れる電流が小さくなることにより、N型MOSFET38のゲートに印加される電圧76は小さくなる。
When the current flowing through the
その結果、復帰検出用コンパレータ39の反転入力端子に入力される電圧77も低くなる。また、定電流源36AはN型MOSFET38に流れる電流を制限している。
As a result, the
また、復帰検出用コンパレータ39の非反転入力端子には、復帰検出用基準電圧源40により生成された基準電圧Vothが入力される。この基準電圧Vothは第2の閾値に相当する電圧である。
The reference voltage Voth generated by the return detection
復帰検出用コンパレータ39は、電圧77と基準電圧Vothとを比較し、電圧77が基準電圧Vothより低い場合にはHの、電圧77が基準電圧Vothより高い場合にはLの復帰信号69を生成する。
The
過負荷制御回路13は、過負荷検出信号OLPがHの場合に過負荷保護動作モードでスイッチングデバイス1が動作するように駆動回路42を制御し、過負荷検出信号OLPがLの場合に通常動作モードでスイッチングデバイス1が動作するように制御する。
The
また、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード時には、VDD端子を介して過負荷保護動作用コンデンサ9へ充電及び放電を行うことにより、過負荷保護動作モード時の動作期間及び停止期間の長さの決定及び、動作期間及び停止期間の切り換えを行う。
Further, in the overload protection operation mode, the
また、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード時において、出力電圧VOが第2の閾値より大きい場合、出力電圧VOが第2の閾値より小さい場合に比べ、過負荷保護動作モード時の動作期間を長くすることによって負荷8へ供給する電力を増やす。
Further, in the overload protection operation mode, the
この過負荷制御回路13は、起動停止回路27とカウンター回路21とスイッチ25とを含む。
The
起動停止回路27は、半導体装置26の起動及び停止を制御する。この起動停止回路27は、スイッチ25をオン、又はオフさせることでVDD端子の電圧を、起動前は起動電圧VDD(ON)まで上昇させ、起動後は起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)の間で動作させる。さらに、起動停止回路27は、VDD端子の電圧に応じて、過負荷保護動作用コンデンサ109を充電中であるか放電中であるかを示す制御信号70をカウンター回路121に出力する。
The start /
具体的には、起動停止回路27は、過負荷検出回路15から出力される過負荷検出信号OLPがLの場合(通常動作モード時)には、スイッチングデバイス1を連続的に動作させる信号を、カウンター回路21を介してNAND回路18へ出力する。さらに具体的には、Hの制御信号70をカウンター回路21に出力する。
Specifically, when the overload detection signal OLP output from the
また、過負荷検出信号OLPがLの場合(通常動作モード時)には、起動停止回路27は、スイッチ25をオンすることにより、定電流源24からVDD端子に電流を供給させる。また、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達した後も、その起動電圧VDD(ON)が保持されるように、定電流源24はスイッチ25を介してドレイン端子からVDD端子へ電流を供給する。
When the overload detection signal OLP is L (in the normal operation mode), the start /
一方、起動停止回路27は、過負荷検出信号OLPがHの場合(過負荷保護動作モード時)には、VDD端子の電圧値に応じて、スイッチ25のオン及びオフを繰り返すことで、VDD端子への電流供給及び電流遮断を繰り返すことで、VDD端子の電圧を制御する。また、起動停止回路27は、当該スイッチ25のオン及びオフに対応した制御信号70をカウンター回路21へ出力する。
On the other hand, when the overload detection signal OLP is H (in the overload protection operation mode), the start /
また、起動停止回路27は、過負荷保護動作モード時には、復帰検出回路11により出力される復帰信号69に基づき、スイッチ25がオンする期間を制御する。
Further, the start /
具体的には、起動停止回路27は、過負荷検出信号OLPがHであることを検出し、かつ復帰信号69がLの場合には、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)から下降し、停止電圧VDD(OFF)に達したあとは、スイッチ25をオンすることでVDD端子を充電するとともに、Lの制御信号70を出力する。また、起動停止回路27は、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達したあとは、スイッチ25をオフさせることで、半導体装置26の回路電流によりVDD端子の電圧を低下させるとともに、Hの制御信号70を出力する。
Specifically, the start /
このような動作をすることで、過負荷検出信号OLPがHかつ復帰信号69がLのときには、VDD端子の電圧は起動電圧VDD(ON)と停止電圧VDD(OFF)との間で上昇及び下降を繰り返すとともに、制御信号70はH及びLを繰り返す。
With this operation, when the overload detection signal OLP is H and the
カウンター回路21は、起動停止回路27から出力される制御信号70がHになった回数をカウントする。
The
具体的には、カウンター回路21は、起動後、起動停止回路27からHの制御信号70がカウンター回路21に入力されたときに、NAND回路18にHの制御信号66を出力することにより、スイッチングデバイス1を動作させる。
Specifically, the
また、カウンター回路21は、制御信号70がHからLに切り替った際に、制御信号66をHからLに切り換える。その後、過負荷保護動作モード時には、HとLとが繰り返される制御信号70がカウンター回路21に入力される。カウンター回路21は内部に設定された所定の回数、Hの信号をカウントしたあとには、再びNAND回路18にHの制御信号66を出力する。
Further, the
つまり、カウンター回路21は、所定の回数の過負荷保護動作用コンデンサ9が充電及び放電されるごとに、NAND回路18に出力する信号のH及びLを切り換える。これにより、過負荷保護動作モード中の動作期間及び停止期間の切り換えが制御される。この過負荷保護動作モード中の停止期間によって、スイッチングデバイス1の発振期間が制限されることで、過負荷保護を実現している。通常、この過負荷保護動作モード中の停止期間は動作期間よりも長く設定される。
That is, the
また、起動停止回路27は、過負荷検出信号OLPがH、かつ復帰信号69がHの場合(過負荷保護動作モード時において、出力電圧VOが第2の閾値より大きい場合)には、過負荷保護動作モードの発振期間を延長するために、スイッチ25がオンする期間を延ばす。これにより、過負荷保護動作モード時の動作期間中に過負荷保護動作用コンデンサ9に定電流源24から電流が供給され、VDD端子の電圧が持ち上がる。
Further, the start /
このように、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード時において出力電圧VOが第2の閾値より大きい場合の動作期間を、出力電圧がVO第2の閾値より小さい場合の動作期間に比べ長くすることで、負荷8へ供給する電力を増やすことができる。
Thus, the
なお、本発明の実施の形態1の例では、VDD端子が過負荷保護動作用端子及び内部電源端子の機能を兼ねており、回路電流によりVDD端子の電圧が低下しているが、半導体装置26の内部電源端子と過負荷保護動作用端子とを別々に設けてもよい。つまり、本発明の実施の形態1の例では、回路電流を利用することでVDD端子(過負荷保護動作用端子)の電圧を低下させているが、内部電源端子と過負荷保護動作用端子とを別々に設けた場合は、過負荷保護動作用端子に接続されているコンデンサから電流を引き抜くような構成になる。 In the example of the first embodiment of the present invention, the VDD terminal also functions as an overload protection operation terminal and an internal power supply terminal, and the voltage at the VDD terminal is reduced by the circuit current. The internal power supply terminal and the overload protection operation terminal may be provided separately. That is, in the example of the first embodiment of the present invention, the voltage of the VDD terminal (overload protection operation terminal) is reduced by using the circuit current, but the internal power supply terminal, the overload protection operation terminal, Is provided separately, the current is drawn from the capacitor connected to the overload protection operation terminal.
また、過負荷保護動作用コンデンサ9が半導体装置26に内蔵されている場合でも、上記本発明の実施の形態1と同様に制御することで、同様の効果が得られる。
Even when the overload
以上のように構成された、スイッチング電源装置50の動作を説明する。
The operation of the switching
図1に示す入力部6には、例えば商用の交流電源が整流及び平滑されることにより生成された直流の入力電圧VINが入力される。入力電圧VINは、トランス2の1次巻線2Aを介して、半導体装置26のドレイン端子に印加される。
For example, a DC input voltage VIN generated by rectifying and smoothing a commercial AC power supply is input to the
スイッチング電源装置50の起動時には、定電流源24はスイッチ25を介してドレイン端子からVDD端子に起動電流を流す。これにより、VDD端子に接続された過負荷保護動作用コンデンサ9が充電され、VDD端子の電圧が上昇する。VDD端子の電圧が起動停止回路27で設定された起動電圧VDD(ON)に達すると、起動停止回路27は、Hの制御信号70を出力する。これにより、カウンター回路21はNAND回路18にHの制御信号66を出力する。よって、スイッチングデバイス1はスイッチング動作を開始する。
When the switching
スイッチング動作が開始されると、トランス2の1次巻線2Aにエネルギーが供給されるようになり、2次巻線2Bに電流が流れる。
When the switching operation is started, energy is supplied to the primary winding 2A of the
2次巻線2Bに流れる電流は、ダイオード3及びコンデンサ4により整流及び平滑されることにより直流電力となる。この直流電力が負荷8に供給される。
The current flowing through the secondary winding 2 </ b> B becomes DC power by being rectified and smoothed by the
また、スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧VO及び出力電流IOが徐々に上昇する。復帰信号検出回路30は、出力電圧VOが、出力電圧検出回路10によって設定された電圧になる前に、出力電圧VOが上昇したことを検出する。その後、出力電圧VOが出力電圧検出回路10によって設定された電圧に近づくにつれて、FB端子へ注入する電流も増加する。
Further, the output voltage VO and the output current IO are gradually increased by repeating the switching operation. The return
図4は、フィードバック電流IFB及び出力電圧VOと、負荷8の状態との関係を示す図である。 FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between the feedback current IFB and the output voltage VO and the state of the load 8.
図4に示すように負荷8が軽負荷から通常負荷状態にあるときには、出力電圧VOは定電圧制御される。また、フィードバック電流IFBは負荷8が重くなるにつれて小さくなる。このとき、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDはフィードバック電流IFBが小さくなるにつれて、高くなるように制御される。これにより、負荷8に供給する出力電力が調整される。 As shown in FIG. 4, when the load 8 is in a normal load state from a light load, the output voltage VO is controlled at a constant voltage. Further, the feedback current IFB becomes smaller as the load 8 becomes heavier. At this time, the drain current ID flowing through the switching device 1 is controlled to increase as the feedback current IFB decreases. Thereby, the output power supplied to the load 8 is adjusted.
ここで、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDが最大電流値ILIMITに達し、2次側に供給できる電力が最大値に達したあと、出力電流がさらに大きくなり、負荷8が必要とする電力が足りなくなると、出力電圧VOが低下しはじめる。 Here, after the drain current ID flowing through the switching device 1 reaches the maximum current value ILIMIT and the power that can be supplied to the secondary side reaches the maximum value, the output current further increases and the power required by the load 8 is sufficient. When it disappears, the output voltage VO begins to decrease.
また、フィードバック電流IFBが増えて、フィードバック信号制御回路14から出力される信号が閾値IFB(OLP)を上回り、過負荷状態が検出されると、過負荷保護動作がスタートする。
Further, when the feedback current IFB increases and the signal output from the feedback
一方、負荷8が過負荷状態から解除され、通常動作モードに復帰するときは、フィードバック電流IFBが過負荷検出回路15の閾値IFB(OLP)より小さくなることで通常の出力電圧VOの定電圧制御に戻る。また、過負荷状態からの復帰時において、出力電圧VOが出力電圧検出回路10によって設定されている出力電圧付近まで上昇すると、FB端子にフィードバック電流IFBが流れ始める。
On the other hand, when the load 8 is released from the overload state and returns to the normal operation mode, the feedback current IFB becomes smaller than the threshold value IFB (OLP) of the
一方、起動時及び過負荷から復帰するときには、復帰検出回路11から出力される復帰信号69は、閾値IFB(OLP)に相当する第1の閾値より低い第2の閾値に達したときには、Hになる。これにより、起動時及び過負荷状態から復帰するときには、出力電圧VOが、第1の閾値に達する前に、第2の閾値より大きくなった時点で、復帰信号69がHになる。
On the other hand, when the
図5は、本発明の実施の形態1のスイッチング電源装置50における各部の動作波形図である。
FIG. 5 is an operation waveform diagram of each part in the switching
ここで、過負荷保護動作モード中の動作期間の長さは、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)まで低下するまでの時間で決まる。この過負荷保護動作モード中の動作期間内にフィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号63が閾値IFB(OLP)を越えない場合は、再び過負荷保護動作モード中の停止期間に入ることになる。
Here, the length of the operation period in the overload protection operation mode is determined by the time until the voltage at the VDD terminal decreases from the start voltage VDD (ON) to the stop voltage VDD (OFF). If the
図5は、スイッチング電源装置50の起動時又は、過負荷状態からの復帰時の動作を示す。具体的には、図5は、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達したあと、過負荷保護動作モード中の停止期間から過負荷保護動作モード中の動作期間に切り替わってから、過負荷保護動作モード状態が解除されるまでの動作を示す。
FIG. 5 shows an operation when the switching
時刻t20においてVDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達する。これにより、スイッチングデバイス1がスイッチング動作を開始する。よって、2次側に出力電力が供給され、出力電圧VO及び出力電流IOが上昇する。 At time t20, the voltage at the VDD terminal reaches the starting voltage VDD (ON). Thereby, the switching device 1 starts a switching operation. Therefore, output power is supplied to the secondary side, and the output voltage VO and the output current IO increase.
図5に示すように出力電圧VOが上昇することで、図2に示す復帰信号検出回路30に含まれるフォトダイオード35Bに流れる電流が増加する。よって、フォトトランジスタ35Aに電流が増加する。フォトトランジスタ35Aに流れる電流が増加すると、復帰信号検出端子から流出する電流が増加し、定電流源36から電流を引っ張る。これにより、抵抗37に流れる電流が小さくなり、抵抗37にかかる電圧76も小さくなる。その結果、復帰検出用コンパレータ39に入力される電圧77も低くなる。
As the output voltage VO increases as shown in FIG. 5, the current flowing through the
図5に示す時刻t21において、この復帰検出用コンパレータ39に入力される電圧77が復帰検出用コンパレータ39の基準電圧Vothよりも低くなる。これにより、復帰検出用コンパレータ39の復帰信号69はHに切り替わる。復帰検出用コンパレータ39から出力されるHの復帰信号69を起動停止回路27が受け取ったときに、起動停止回路27はスイッチ25をオンする。これにより、定電流源24によりVDD端子へ電流が供給されるので図5に示すようにVDD端子の電圧が上昇をはじめる。
At time t <b> 21 shown in FIG. 5, the
このように、時刻t21において、VDD端子の電圧は停止電圧VDD(OFF)への低下が停止される。よって、過負荷保護動作モード中の動作期間が長くなるので、2次側の負荷8へ供給できる電力が増える。これにより、負荷8は十分な電力が得られるので、出力電圧VOが出力電圧検出回路10で設定される電圧まで立ち上がる。よって、過負荷検出回路15の過負荷検出信号OLPはHからLに切り替わり、過負荷保護動作モードから通常動作モードに復帰する。
In this way, at time t21, the voltage at the VDD terminal stops decreasing to the stop voltage VDD (OFF). Therefore, since the operation period during the overload protection operation mode becomes long, the power that can be supplied to the load 8 on the secondary side increases. Thereby, since the load 8 can obtain sufficient power, the output voltage VO rises to a voltage set by the output
次に、負荷8の過負荷状態が解除されず、過負荷保護動作モードが継続する場合について説明する。 Next, a case where the overload state of the load 8 is not released and the overload protection operation mode continues will be described.
負荷8の過負荷状態が解除されない場合は、出力電圧VOがほとんど上昇しないため、復帰検出回路11はLの復帰信号69を出力する。このときは、過負荷状態が継続する場合の従来の過負荷保護と同じ動作になる。つまり、過負荷保護動作モード中の動作期間も従来と同じ時間になる。このように、負荷8が過負荷状態を継続する場合は、従来と同じ過負荷保護動作となり、過負荷保護動作モード中の動作期間も従来と同じなので、過負荷保護の効力を弱めることにはならない。
When the overload state of the load 8 is not released, the output voltage VO hardly rises, so the
このように、本発明の実施の形態1に係るスイッチング電源装置50は、過負荷保護動作用コンデンサ9の容量を大きくせずに、負荷8が過負荷状態から解除されたことを検知して負荷8に供給する電力を増やすことができるので、過負荷保護の効力を弱めることがない。
As described above, the switching
さらに、スイッチング電源装置50は、フィードバック信号制御回路14のフィードバック電流IFBが増加する前に、出力電圧VOが第2の閾値まで上昇したことを復帰検出回路11によって検出して、過負荷保護動作モード中の動作期間を延ばす。これにより、スイッチング電源装置50は、2次側に供給できる電力を増加できるので、大きい出力電力を必要とする負荷8に対しても容量を大きくすることなく過負荷保護動作モードからの復帰ができるようになる。
Further, the switching
また、スイッチング電源装置50の起動時にも、過負荷状態からの復帰時と同様に、スイッチング電源装置50は、出力電圧VOが上昇したことを復帰検出回路11によって検出して、過負荷保護動作モード中のスイッチングデバイス動作期間を延ばす。これにより、スイッチング電源装置50は、2次側の出力電圧VOが立ち上がるまで電力を供給できるので、過負荷保護の誤動作を起こすことなく起動できる。
In addition, when the switching
これらは、例えば、負荷8がドライバーであり、必要とする出力電力の大きさが切り替わるような場合にも、スイッチング電源装置50は、負荷8が過負荷状態でないことを出力電圧から検知できる。よって、スイッチング電源装置50は、過負荷保護の誤動作に対して有効である。
For example, even when the load 8 is a driver and the required output power is switched, the switching
また、図3に示す復帰信号検出回路30の抵抗31及び32の抵抗の分割比を変えることで、復帰時に検知したい出力電圧VOのレベルを電源設計者が自由に選択できるようになるので、設計自由度が大きいというメリットがある。
Further, by changing the dividing ratio of the
また、図3に示す復帰信号検出回路30にツェナーダイオードを使うことで、より簡単な構成で復帰信号を検出することができる。すなわち、ツェナーダイオードのカソードを負荷8に接続し、アノードを復帰信号出力回路29に接続することで、復帰時に検出したい出力電圧VOの第2の閾値電圧にツェナーダイオードのツェナー電圧を用いることができる。よって、簡単にこの第2の閾値電圧を実現できる。特に、電源回路がチョッパ回路のように電源の一次側と二次側とを絶縁しない場合には、復帰検出回路11も絶縁する必要がないので、このツェナーダイオードを用いた構成が有効である。
Further, by using a Zener diode in the return
(実施の形態2)
以下、本発明の実施の形態2について、図面を参照しながら具体的に説明する。
(Embodiment 2)
本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置50Aは、上述した実施の形態1に係るスイッチング電源装置50の変形例である。このスイッチング電源装置50Aは、実施の形態1に係るスイッチング電源装置50に対して、出力電圧VOが第2の閾値まで上昇したか否かを判定するための構成が異なる。
Switching power supply device 50A according to
図6は、本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置50Aの一例を示す回路図である。なお、図1と同様の要素には同一の符号を付しており、同一の構成要素についての説明は省略する。
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device 50A according to
図6に示すスイッチング電源装置50Aは、図1に示すスイッチング電源装置50に対して、復帰検出回路11Aの構成が異なる。
6 is different from the switching
復帰検出回路11Aは、駆動回路42により出力されるパルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より大きい場合、出力電圧VOが第2の閾値より大きいと判定し、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より小さい場合、出力電圧VOが第2の閾値より小さいと判定する。
The
この復帰検出回路11Aは、復帰信号検出回路30Aと、RSフリップフロップ回路41とを含む。
The
復帰信号検出回路30Aは、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より大きい場合、パルス信号であるセット信号81を生成し、生成したセット信号81をRSフリップフロップ回路41のセット端子に出力する。
When the on-pulse width of the
RSフリップフロップ回路41のリセット端子には、発振回路16から出力されるクロック信号16Bが入力される。また、RSフリップフロップ回路41により生成されるQ信号である復帰信号69Aは起動停止回路27に入力される。
The
過負荷保護動作モード時の動作期間において、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より大きい場合、RSフリップフロップ回路41の復帰信号69AがHとなり、起動停止回路27によってスイッチ25はオンされる。よって、定電流源24から過負荷保護動作用コンデンサ9に電流が供給されVDD端子の電圧が上昇する。これにより、過負荷制御回路13は、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より小さい場合に比べ、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より小さい場合の過負荷保護動作モード時の動作期間を長くする。
In the operation period in the overload protection operation mode, when the on-pulse width of the
これにより、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード時において出力電圧VOが第2の閾値より大きい場合の動作期間を、出力電圧がVO第2の閾値より小さい場合の動作期間に比べ長くすることで、負荷8へ供給する電力を増やすことができる。
Thereby, the
一方、過負荷保護動作モード時の動作期間において、パルス信号68のオンパルス幅が第3の閾値より小さい場合は、復帰信号69AがLになっており、過負荷制御回路13は通常の過負荷保護動作を行う。すなわち、VDD端子の電圧が低下し、停止電圧VDD(OFF)に達したあとは、スイッチ25をオンすることでVDD端子を充電するとともに、Lの制御信号70を出力する。そして、起動停止回路27は、VDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達したあとは、スイッチ25をオフさせることで、半導体装置26の回路電流によりVDD端子の電圧を低下させるとともに、Hの制御信号70を出力する。これらの動作を繰り返すことで、従来と同様の過負荷保護動作を行う。
On the other hand, when the on-pulse width of the
なお、過負荷制御回路13の通常動作モード時の動作は、上述した実施の形態1と同様である。
The operation of the
図7は、実施の形態2に係るスイッチング電源装置50Aにおける各部の動作波形を示す図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating operation waveforms of respective units in the switching power supply device 50A according to the second embodiment.
時刻t30においてVDD端子の電圧が起動電圧VDD(ON)に達し、その後低下する。また、時刻t30以降は、過負荷保護動作モード中の動作期間であり、スイッチングデバイス1はスイッチング動作を行う。これにより、2次側の負荷8に電力が供給されるため、出力電圧VOが上昇し始める。 At time t30, the voltage at the VDD terminal reaches the starting voltage VDD (ON) and then decreases. Further, after time t30, it is an operation period in the overload protection operation mode, and the switching device 1 performs a switching operation. As a result, electric power is supplied to the load 8 on the secondary side, and the output voltage VO starts to increase.
また、パルス信号68のオンパルス幅(オン時間Ton)は、出力電圧VOが上昇するにつれて、広くなっていく。このとき、パルス信号68のオン時間Tonと出力電圧VOとは下記式(1)に示す関係である。
Further, the ON pulse width (ON time Ton) of the
Ton=(np/ns)VO/[(np/ns)VO+VIN]×T ・・・(1) Ton = (np / ns) VO / [(np / ns) VO + VIN] × T (1)
上記式(1)においてVOは出力電圧、VINは入力電圧、Tonはパルス信号68のオン時間、Tは発振回路16の発振周期、npはトランス2の1次側巻線2Aの巻数、nsはトランス2の2次側巻線2Bの巻数である。式(1)に示すように、出力電圧VOが上昇することで、スイッチングデバイス1のオン時間Tonも長くなる。
In the above formula (1), VO is the output voltage, VIN is the input voltage, Ton is the ON time of the
復帰信号検出回路30Aは、このオン時間Tonが復帰信号検出回路30A内部で設定された第1時間より大きくなった場合、RSフリップフロップ回路41のセット端子に短いパルス信号であるセット信号81を出力する。また、RSフリップフロップ回路41のリセット端子には発振回路16により出力されるクロック信号16Bが入力されている。
The return
セット端子にパルスが入力される前は、RSフリップフロップ回路41は復帰信号69AをLで固定しているが、セット端子にパルスが入力されてから、次にリセット端子にクロック信号16Bが入力されるまでの間、RSフリップフロップ回路41は復帰信号69AをHにする。
Before the pulse is input to the set terminal, the RS flip-
すなわち、RSフリップフロップ回路41は、パルス信号68のオン時間Tonが第1時間より大きくなったことを判定することにより、出力電圧VOが当該第1時間に対応する第2の閾値以上になったことを判定している。
That is, the RS flip-
図7に示す例では、パルス信号68に含まれるパルス波形90のオン時間Tonは、第1時間より長い。これにより、RSフリップフロップ回路41は、時刻t31においてHの復帰信号69Aを出力する。
In the example shown in FIG. 7, the ON time Ton of the
この復帰信号69Aは、起動停止回路27に入力される。過負荷保護動作モード時の動作期間中に、この復帰信号69AがLの場合、起動停止回路27はスイッチ25をオフする。これにより、VDD端子への電流供給が停止され、VDD端子の電圧は下降する。
The return signal 69A is input to the start /
一方、過負荷保護動作モード時の動作期間中に、復帰信号69AがHのときには起動停止回路27はスイッチ25をオンにする。これにより、定電流源24はVDD端子へ電流供給を行い、VDD端子の電圧は上昇する。
On the other hand, when the return signal 69A is H during the operation period in the overload protection operation mode, the start /
図7のように、従来例では、起動時又は過負荷状態からの復帰時には、起動電圧VDD(ON)から停止電圧VDD(OFF)まで低下するまで過負荷保護動作モード中の動作期間は一定の期間に固定されていた。すなわち、この動作期間中に出力電圧VOが設定電圧まで立ち上がらないような場合は、自動的に過負荷保護動作モードが継続されていた。 As shown in FIG. 7, in the conventional example, at the time of start-up or recovery from an overload state, the operation period in the overload protection operation mode is constant until the start-up voltage VDD (ON) decreases to the stop voltage VDD (OFF). The period was fixed. That is, if the output voltage VO does not rise to the set voltage during this operation period, the overload protection operation mode is automatically continued.
一方、本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置50Aでは、パルス信号68のオンパルス幅を用いて出力電圧VOが第2の閾値まで上昇したことを検出し、出力電圧VOが第2の閾値まで上昇したときには、VDD端子へ電流を供給する。これにより、VDD端子の電圧が上昇するので、過負荷保護動作モード中の動作期間が延長される。よって、スイッチング電源装置50Aは、この動作期間が延長された分だけ、2次側の負荷8への出力電力を増やすことができる。
On the other hand, in the switching power supply device 50A according to
その結果、出力電圧検出回路10により出力されるフィードバック電流IFBが増える。そしてフィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号63が閾値IFB(OLP)より小さくなることで、過負荷検出信号OLPがHからLに切り替わる。このように、スイッチング電源装置50Aは、負荷8の過負荷状態が解除された場合に、確実に通常動作モードに復帰することができる。
As a result, the feedback current IFB output by the output
また、スイッチング電源装置50Aの起動時も、過負荷状態からの復帰時と同様に、スイッチング電源装置50Aは、出力電圧VOが上昇したことをパルス信号68のオンパルス幅を用いて検出し、過負荷保護動作モード中の動作期間を延ばす。これにより、スイッチング電源装置50Aは、出力電圧VOが立ち上がるまで2次側へ電力を供給することができるので、過負荷保護の誤動作を起こすことなく起動できる。
Further, at the time of activation of the switching power supply device 50A, the switching power supply device 50A detects that the output voltage VO has increased by using the on-pulse width of the
次に、過負荷状態が解除されずに、過負荷保護動作モードが継続する場合について説明する。 Next, a case where the overload protection operation mode continues without releasing the overload state will be described.
この場合、上記式(1)に示すように、出力電圧VOがほとんど上昇しないので、パルス信号68のオン時間Tonは第1時間より狭くなる。よって、復帰信号検出回路30AはLのセット信号81を出力し続けるので、RSフリップフロップ回路41により生成される復帰信号69AもLを維持する。これにより、起動停止回路27はスイッチ25をオフし続けるので、VDD端子の電圧は半導体装置26の回路電流によって下がり続ける。
In this case, as shown in the above formula (1), since the output voltage VO hardly increases, the ON time Ton of the
また、過負荷状態が解除されていないのでフィードバック電流IFBは増えない。これにより、フィードバック信号制御回路14から出力されるフィードバック信号63が過負荷検出回路15の閾値IFB(OLP)より高いままとなる。
Further, since the overload state is not released, the feedback current IFB does not increase. As a result, the
よって、VDD端子の電圧が停止電圧VDD(OFF)まで低下すると、再び過負荷保護動作モード中の停止期間に入ることになる。このように、スイッチング電源装置50Aは、負荷8が過負荷状態から解除されない場合は、従来と同じ長さの、過負荷保護動作モード中の動作期間及び停止期間の繰り返しで過負荷保護動作を行うので、過負荷保護機能の効力が弱くならない。 Therefore, when the voltage at the VDD terminal decreases to the stop voltage VDD (OFF), the stop period in the overload protection operation mode starts again. As described above, when the load 8 is not released from the overload state, the switching power supply device 50A performs the overload protection operation by repeating the operation period and the stop period in the overload protection operation mode having the same length as the conventional one. Therefore, the effectiveness of the overload protection function will not be weakened.
このように、本発明の実施の形態2に係るスイッチング電源装置50Aは、パルス信号68のオンパルス幅から出力電圧VOを検出できるので、半導体装置26に余分な端子を追加することもなく、また、過負荷保護機能の効力を弱めることなく、確実に起動及び過負荷から復帰ができる。
As described above, since the switching power supply device 50A according to the second embodiment of the present invention can detect the output voltage VO from the on-pulse width of the
なお、ここではスイッチング電源装置50Aは、パルス信号68のオン時間Tonを用いて出力電圧VOの上昇を検出したが、パルス信号68のオンデューティーDonを用いて出力電圧VOの上昇を検出してもよい。具体的には、下記の式(2)を用いて復帰信号検出回路30Aは、出力電圧VOの上昇を検出できる。
Here, the switching power supply device 50A detects the increase in the output voltage VO using the on-time Ton of the
Don=(np/ns)VO/[(np/ns)VO+VIN]・・・(2) Don = (np / ns) VO / [(np / ns) VO + VIN] (2)
具体的には、実施の形態2の例では、復帰信号検出回路30Aは、パルス信号68のオン時間Tonが第1時間より広くなったときにHのセット信号81を出力していた。一方、復帰信号検出回路30Aがパルス信号68のオンデューティーDonから出力電圧VOを検出する場合は、復帰信号検出回路30Aは、オンデューティーDonが復帰信号検出回路30で設定されている第1のオンデューティー値よりも大きくなったときにHのセット信号81を出力する。なお、セット信号81を出力した後のスイッチング電源装置50の動作は、オンパルス幅から出力電圧VOを検出するときと同様である。
Specifically, in the example of the second embodiment, the return
また、上記実施の形態1のスイッチング電源装置50では復帰信号検出回路30が出力電圧VOを直接検出していたが、トランス2がさらに1次側補助巻線2Cを備え、復帰信号検出回路30は、当該1次側補助巻線2Cに表れる出力電圧VOに比例した電圧から出力電圧VOの上昇を検知してもよい。この場合も上記構成と同様の効果が得られる。
In the switching
また、上記実施の形態1及び実施の形態2で述べた方法以外に、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合に、過負荷保護動作モード中の動作期間を長くする方法として、以下に示す第1の方法又は第2の方法を用いてもよい。これらの場合も上記構成と同様の効果が得られる。 In addition to the methods described in the first and second embodiments, the operation period in the overload protection operation mode when the output voltage VO becomes equal to or higher than the second threshold value in the overload protection operation mode. As a method for increasing the length, the following first method or second method may be used. In these cases, the same effect as the above configuration can be obtained.
また、第1の方法として、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、出力電圧VOが第2の閾値以下の場合に比べて、停止電圧VDD(OFF)と起動電圧VDD(ON)との電圧差を広げることで、過負荷保護動作モードの動作期間を延ばしてもよい。
Further, as a first method, the
例えば、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、出力電圧VOが第2の閾値以下の場合に比べて、停止電圧VDD(OFF)の閾値を小さくしてもよい。これにより、過負荷制御回路13は、VDD端子の電圧が停止電圧VDD(OFF)まで低下するまでの時間で決定される過負荷保護動作モード中の動作期間を延ばすことができる。
For example, when the output voltage VO becomes equal to or higher than the second threshold value during the overload protection operation mode, the
また、第2の方法として、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、過負荷保護動作用コンデンサ9への充電及び放電を共に行わないことにより、過負荷保護動作用コンデンサ9の電圧を保持させてもよい。このときは、過負荷保護動作モードが解除された後に、VDD端子の電圧は起動電圧VDD(ON)まで上昇する。
As a second method, the
また、上記実施の形態1及び実施の形態2では、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合に、過負荷保護動作モード中の動作期間を長くすることにより、負荷8に供給する電力を増やしているが、それ以外の方法で、負荷8に供給する電力を増やしてもよい。 In the first embodiment and the second embodiment, when the output voltage VO becomes equal to or higher than the second threshold during the overload protection operation mode, the operation period in the overload protection operation mode is lengthened. Although the electric power supplied to the load 8 is increased, the electric power supplied to the load 8 may be increased by other methods.
例えば、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モードから通常動作モードに移行しやすくすることにより、負荷8に供給する電力を増やしてもよい。具体的には、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、出力電圧VOが第2の閾値未満の場合に比べ、過負荷検出回路15の閾値IFB(OLP)を低くしてもよい。これにより、過負荷保護動作モードから通常動作モードに復帰しやすくなる。
For example, the
また、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作時において、出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、スイッチングデバイス1を過負荷保護動作モードから通常動作モードに移行することにより、負荷8に供給する電力を増やしてもよい。具体的には、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作モード中に出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、過負荷検出回路15に、出力電圧VOが第1の閾値より大きいと判定させてもよい。つまり、過負荷制御回路13は、過負荷検出回路15をリセットすることで、過負荷検出回路15により出力される過負荷検出信号OLPをHからLにしてもよい。
Further, the
また、過負荷制御回路13は、過負荷保護動作時において、出力電圧VOが第2の閾値以上になった場合、出力電圧VOが第2の閾値未満の場合に比べ、スイッチングデバイス1に流れるドレイン電流IDのピーク値を大きくする、又は発振回路16の発振周波数を上げてもよい。これにより、負荷8への電力供給を増やすことができるので、出力電圧VOを早く立ち上げることができる。
Further, the
また、実施の形態1及び実施の形態2では、自己復帰型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置50及び50Aを例に説明したが、スイッチングデバイス1の発振をラッチにて停止するラッチ型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置においても、本発明を適用できる。
In the first and second embodiments, the switching
ラッチ型では、過負荷制御回路13は、過負荷検出回路15により出力電圧VOが第1の閾値より小さいと判定された場合、スイッチングデバイス1を停止する過負荷保護動作を行う。このラッチ型では、一旦過負荷保護でラッチに入ったあと再び起動するためには、電源の再投入が必要であることから、本発明が有効となるのは、起動時のみである。過負荷制御回路13は、スイッチング電源装置50又は50Aの起動時に、過負荷保護動作時において、出力電圧VOが第1の閾値より小さくかつ第2の閾値より大きい場合、出力電圧VOが第2の閾値より小さい場合に比べ、負荷8へ供給する電力を増やす。
In the latch type, the
このように、本発明は、ラッチ停止型の過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置の起動時の誤動作の発生を抑制できる。また、この場合も、過負荷保護動作用コンデンサ9の容量を大きくしないですむので、過負荷保護機能の効力を弱めることはない。
As described above, the present invention can suppress the occurrence of malfunction at the time of startup of the switching power supply device having the latch stop type overload protection function. Also in this case, since the capacity of the overload
本発明は、スイッチング電源装置及び半導体装置に適用でき、特に、過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置に有用である。 The present invention can be applied to a switching power supply device and a semiconductor device, and is particularly useful for a switching power supply device having an overload protection function.
1、101 スイッチングデバイス
2、102 トランス
3、103 ダイオード
4、104 コンデンサ
5、105 出力部
6、106 入力部
7、107 出力電圧生成回路
8、108 負荷
9、109 過負荷保護動作用コンデンサ
10、110 出力電圧検出回路
11、11A 復帰検出回路
12、112 制御回路
13、113 過負荷制御回路
14、114 フィードバック信号制御回路
15、115 過負荷検出回路
16、116 発振回路
16A、116A 最大デューティサイクル信号
16B、116B クロック信号
17、117 ゲートドライバー
18、118 NAND回路
19、119 クランプ回路
20、120 過負荷保護回路
21、121 カウンター回路
22、122 1次電流検出回路
23、123 比較器
24、124 定電流源
25、125 スイッチ
26、126 半導体装置
27、127 起動停止回路
28、41、128 RSフリップフロップ回路
29 復帰信号出力回路
30、30A 復帰信号検出回路
31、32、33、37 抵抗
34 バイポーラトランジスタ
35 フォトカプラ
35A フォトトランジスタ
35B フォトダイオード
36、36A 定電流源
38 N型MOSFET
39 復帰検出用コンパレータ
40 復帰検出用基準電圧源
42、142 駆動回路
50、50A、100 スイッチング電源装置
61 検出電流信号
62、63 フィードバック信号
64 リセット信号
65 Q信号
66、70 制御信号
67、68 パルス信号
69、69A 復帰信号
75、76、77 電圧
81 セット信号
90 パルス波形
ID ドレイン電流
IFB フィードバック電流
IFB1 第1のフィードバック電流値
IFB(OLP) 閾値
ILIMIT 最大電流値
IO 出力電流
OLP 過負荷検出信号
VDD(ON) 起動電圧
VDD(OFF) 停止電圧
VFB フィードバック電圧
VIN 入力電圧
VO 出力電圧
Voth 基準電圧
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,101 Switching device 2,102 Transformer 3,103 Diode 4,104 Capacitor 5,105 Output part 6,106 Input part 7,107 Output voltage generation circuit 8,108 Load 9,109 Overload protection operation capacitor 10,110 Output
39
Claims (15)
前記入力電圧を変換電圧に変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路に接続されたスイッチングデバイスと、
前記電圧変換回路と負荷との間に接続され、前記変換電圧を整流及び平滑化することにより、前記出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、
前記スイッチングデバイスを駆動する駆動回路と、
前記出力電圧が第1の閾値より大きいか否かを判定する過負荷検出回路と、
前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より大きいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを連続的に動作させるように前記駆動回路を制御し、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より小さいと判定された場合、過負荷保護動作を前記スイッチングデバイスが行うように前記駆動回路を制御する過負荷制御回路と、
前記出力電圧が前記第1の閾値より小さい第2の閾値より大きいか否かを判定する復帰検出回路とを備え、
前記過負荷保護動作時において、前記スイッチングデバイスは、当該過負荷保護動作中に当該スイッチングデバイスが動作する動作期間と、当該過負荷保護動作中に当該スイッチングデバイスが停止する停止期間とを繰り返し、
前記過負荷制御回路は、さらに、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記負荷へ供給する電力を増やす
スイッチング電源装置。 A switching power supply that converts a DC input voltage input to an input unit into a DC output voltage and outputs the converted voltage.
A voltage conversion circuit for converting the input voltage into a conversion voltage;
A switching device connected to the voltage conversion circuit;
An output voltage generation circuit that is connected between the voltage conversion circuit and a load and generates the output voltage by rectifying and smoothing the conversion voltage;
A driving circuit for driving the switching device;
An overload detection circuit for determining whether the output voltage is greater than a first threshold;
When the overload detection circuit determines that the output voltage is greater than the first threshold, the drive circuit is controlled to operate the switching device continuously, and the output voltage is controlled by the overload detection circuit. Is determined to be smaller than the first threshold, an overload control circuit that controls the drive circuit so that the switching device performs an overload protection operation;
A return detection circuit for determining whether or not the output voltage is larger than a second threshold value smaller than the first threshold value,
In the overload protection operation, the switching device repeats an operation period in which the switching device operates during the overload protection operation and a stop period in which the switching device stops during the overload protection operation,
The overload control circuit further supplies the load when the output voltage is larger than the second threshold value than when the output voltage is smaller than the second threshold value during the overload protection operation. A switching power supply that increases power.
請求項1記載のスイッチング電源装置。 In the overload protection operation, the overload control circuit makes the operation period longer when the output voltage is larger than the second threshold than when the output voltage is smaller than the second threshold. The switching power supply according to claim 1, wherein the power supplied to the load is increased by the switching power supply.
コンデンサを備え、
前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、
前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記動作期間中に前記コンデンサに前記第1電圧を供給することにより前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くする
請求項2記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device further includes:
With a capacitor,
The overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage,
In the overload protection operation, the overload control circuit supplies the first voltage to the capacitor during the operation period when the output voltage is greater than the second threshold value. The switching power supply according to claim 2, wherein the output voltage is longer than when the output voltage is smaller than the second threshold.
請求項1〜3のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply according to claim 1, wherein the return detection circuit includes a return signal detection circuit that directly detects the output voltage.
前記復帰検出回路は、前記第1信号における、前記スイッチングデバイスをオンするオンパルス幅又はオンデューティーが第3の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きいと判定し、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さいと判定する
請求項1〜3のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 The driving circuit generates a first signal for driving the switching device;
When the on-pulse width or on-duty for turning on the switching device in the first signal is greater than a third threshold, the return detection circuit determines that the output voltage is greater than the second threshold, and the on-pulse width The switching power supply according to claim 1, wherein when the on-duty is smaller than the third threshold, the output voltage is determined to be smaller than the second threshold.
クロック信号を生成する発振回路を備え、
前記駆動回路は、前記クロック信号の周期で前記スイッチングデバイスをオンする第1信号を生成し、
前記復帰検出回路は、前記第1信号における、前記スイッチングデバイスをオンするオンパルス幅又はオンデューティーが第3の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きいと判定し、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さいと判定し、
復帰信号検出回路は、前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より大きい場合に、パルス信号であるセット信号を生成し、
前記セット信号がセット端子に入力され、前記クロック信号がリセット端子に入力されるフリップフロップ回路とを備え、
前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時の前記動作期間において、前記フリップフロップ回路がセット状態にある期間、前記コンデンサに前記第1電圧を供給することにより前記動作期間を前記オンパルス幅又はオンデューティーが前記第3の閾値より小さい場合に比べ長くする
請求項3記載のスイッチング電源装置。 The drive circuit is
An oscillation circuit that generates a clock signal is provided.
The drive circuit generates a first signal that turns on the switching device in a cycle of the clock signal;
When the on-pulse width or on-duty for turning on the switching device in the first signal is greater than a third threshold, the return detection circuit determines that the output voltage is greater than the second threshold, and the on-pulse width Or when the on-duty is smaller than the third threshold, the output voltage is determined to be smaller than the second threshold;
The return signal detection circuit generates a set signal that is a pulse signal when the on-pulse width or on-duty is greater than the third threshold value,
A flip-flop circuit in which the set signal is input to a set terminal and the clock signal is input to a reset terminal;
In the operation period during the overload protection operation, the overload control circuit supplies the first voltage to the capacitor during the period in which the flip-flop circuit is in a set state, thereby reducing the operation period to the on-pulse width or The switching power supply device according to claim 3, wherein the on-duty is longer than when the on-duty is smaller than the third threshold.
前記復帰検出回路は、前記出力電圧を前記補助巻線から検出する
請求項1〜3のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 The voltage conversion circuit is a transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding,
The switching power supply according to claim 1, wherein the return detection circuit detects the output voltage from the auxiliary winding.
コンデンサを備え、
前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、
前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ前記第1電圧と前記第2電圧との差を大きくすることにより、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合の前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くする
請求項2記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device further includes:
With a capacitor,
The overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage,
In the overload protection operation, the overload control circuit is configured such that when the output voltage is greater than the second threshold, the first voltage and the second voltage are greater than when the output voltage is less than the second threshold. 3. The switching power supply according to claim 2, wherein the operation period when the output voltage is larger than the second threshold is made longer than that when the output voltage is smaller than the second threshold by increasing a difference from the voltage. apparatus.
請求項1記載のスイッチング電源装置。 The overload control circuit causes the overload detection circuit to determine that the output voltage is greater than the first threshold when the output voltage is greater than the second threshold during the overload protection operation. The switching power supply device according to claim 1, wherein the power supplied to the load is increased by continuously operating the switching device.
コンデンサを備え、
前記過負荷制御回路は、前記コンデンサが第1電圧から第2電圧へ充電又は放電される時間を用いて、前記動作期間の長さを決定し、
前記過負荷制御回路は、前記過負荷保護動作時において、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合、前記コンデンサの電圧を保持させることにより、前記出力電圧が前記第2の閾値より大きい場合の前記動作期間を前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ長くする
請求項2記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device further includes:
With a capacitor,
The overload control circuit determines a length of the operation period using a time during which the capacitor is charged or discharged from the first voltage to the second voltage,
In the overload protection operation, when the output voltage is larger than the second threshold value, the overload control circuit holds the capacitor voltage, so that the output voltage is larger than the second threshold value. The switching power supply unit according to claim 2, wherein the operation period is longer than when the output voltage is smaller than the second threshold.
請求項1記載のスイッチング電源装置。 In the overload protection operation, the overload protection circuit reduces the first threshold when the output voltage is greater than the second threshold than when the output voltage is less than the second threshold. The switching power supply device according to claim 1, wherein the power supplied to the load is increased.
請求項1記載のスイッチング電源装置。 In the overload protection operation, the overload protection circuit sets the oscillation frequency of the switching device when the output voltage is larger than the second threshold than when the output voltage is smaller than the second threshold. The switching power supply according to claim 1, wherein the power supplied to the load is increased by increasing or increasing a peak value of a current flowing through the switching device.
前記入力電圧を変換電圧に変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路に接続されたスイッチングデバイスと、
前記電圧変換回路と負荷との間に接続され、前記変換電圧を整流及び平滑化することにより、前記出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、
前記スイッチングデバイスを駆動する駆動回路と、
前記出力電圧が第1の閾値より大きいか否かを判定する過負荷検出回路と、
前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より大きいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを連続的に動作させるように前記駆動回路を制御し、前記過負荷検出回路により前記出力電圧が前記第1の閾値より小さいと判定された場合、前記スイッチングデバイスを停止する過負荷制御回路と、
前記出力電圧が前記第1の閾値より小さい第2の閾値より大きいか否かを判定する復帰検出回路とを備え、
前記過負荷制御回路は、さらに、当該スイッチング電源装置の起動時に、前記出力電圧が前記第1の閾値より小さくかつ前記第2の閾値より大きい場合、前記出力電圧が前記第2の閾値より小さい場合に比べ、前記負荷へ供給する電力を増やす
スイッチング電源装置。 A switching power supply that converts a DC input voltage input to an input unit into a DC output voltage and outputs the converted voltage.
A voltage conversion circuit for converting the input voltage into a conversion voltage;
A switching device connected to the voltage conversion circuit;
An output voltage generation circuit that is connected between the voltage conversion circuit and a load and generates the output voltage by rectifying and smoothing the conversion voltage;
A driving circuit for driving the switching device;
An overload detection circuit for determining whether the output voltage is greater than a first threshold;
When the overload detection circuit determines that the output voltage is greater than the first threshold, the drive circuit is controlled to operate the switching device continuously, and the output voltage is controlled by the overload detection circuit. Is determined to be smaller than the first threshold, an overload control circuit that stops the switching device;
A return detection circuit for determining whether or not the output voltage is larger than a second threshold value smaller than the first threshold value,
The overload control circuit further includes, when the switching power supply device is activated, when the output voltage is smaller than the first threshold and larger than the second threshold, and when the output voltage is smaller than the second threshold. A switching power supply device that increases the power supplied to the load as compared with the above.
スイッチング電源用半導体装置。 A switching power supply comprising: the drive circuit according to claim 1, the overload detection circuit, the overload control circuit, and the recovery detection circuit formed on one semiconductor chip. Semiconductor device.
スイッチング電源用半導体装置。 The switching device according to claim 1, the drive circuit, the overload detection circuit, the overload control circuit, and the recovery detection circuit formed in one semiconductor chip. A semiconductor device for a switching power supply.
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