JP2011015570A - Self-exciting switching power supply - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a self-exciting switching power supply having a low switching loss and a small number of components.SOLUTION: In the quasi-resonance RCC type switching power supply, a capacitor 15, a resistive element 16, and an inductor 8 are connected in series between one terminal of a feedback winding 14 of a transformer 11 and the gate of a main switching element 9, and a capacitor 7 is connected between a node N4 between the resistive element 16 and the inductor 8 and the source of the main switching element 9. When the voltage at the node N4 changes sharply, the inductor 8 is turned into a high impedance state and a delay is generated by the capacitor 7 in that state, causing the gate-to-source voltage Vgs of the main switching element 9 to change smoothly.

Description

この発明は自励式スイッチング電源に関し、特に、擬似共振型ＲＣＣ(Ringing Choke Converter)方式スイッチング電源に関する。   The present invention relates to a self-excited switching power supply, and more particularly to a quasi-resonant RCC (Ringing Choke Converter) type switching power supply.

図６は、従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の要部を示す回路図である。図６において、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、１次巻線５１と２次巻線５２と帰還巻線５３を有するトランス５０と、１次巻線５１に直列接続された主スイッチング素子６２と、主スイッチング素子６２に並列接続されたコンデンサ６３とを備える。帰還巻線５３の一方端子と主スイッチング素子６２のゲートとの間には、遅延回路５４、抵抗素子６０およびコンデンサ６１が直列接続されており、遅延回路５４はバイポーラトランジスタ５５、抵抗素子５６，５７、コンデンサ５８、およびダイオード５９を含む。   FIG. 6 is a circuit diagram showing a main part of a conventional quasi-resonant RCC switching power supply. In FIG. 6, this quasi-resonant RCC switching power supply includes a transformer 50 having a primary winding 51, a secondary winding 52 and a feedback winding 53, and a main switching element 62 connected in series to the primary winding 51. And a capacitor 63 connected in parallel to the main switching element 62. A delay circuit 54, a resistance element 60, and a capacitor 61 are connected in series between one terminal of the feedback winding 53 and the gate of the main switching element 62. The delay circuit 54 includes a bipolar transistor 55 and resistance elements 56, 57. , Capacitor 58 and diode 59.

主スイッチング素子６２のオン期間にトランス５０にエネルギーが蓄積され、主スイッチング素子６２のオフ期間にトランス５０のエネルギーが放出される。トランス５０のエネルギーの放出が終了すると、コンデンサ６３と１次巻線５１で共振回路が形成され、主スイッチング素子６２のドレイン−ソース間電圧が減衰振動する。また、トランス５０のエネルギーの放出が終了すると、主スイッチング素子６２に電流が流れ始め、帰還巻線５３に正電圧が発生する。遅延回路５４は、帰還巻線５３に発生した正電圧を、主スイッチング素子６２のドレイン−ソース間電圧の谷点まで遅延させて主スイッチング素子６２のゲートに与える。これにより、主スイッチング素子６２のターンオン時のスイッチング損失が低減される（たとえば、非特許文献１参照）。   Energy is stored in the transformer 50 during the ON period of the main switching element 62, and energy of the transformer 50 is released during the OFF period of the main switching element 62. When the release of the energy of the transformer 50 is completed, a resonance circuit is formed by the capacitor 63 and the primary winding 51, and the drain-source voltage of the main switching element 62 is damped and oscillated. Further, when the discharge of energy from the transformer 50 is completed, a current starts to flow through the main switching element 62 and a positive voltage is generated in the feedback winding 53. The delay circuit 54 delays the positive voltage generated in the feedback winding 53 to the valley point of the drain-source voltage of the main switching element 62 and applies the delayed voltage to the gate of the main switching element 62. Thereby, the switching loss at the time of turn-on of the main switching element 62 is reduced (for example, refer nonpatent literature 1).

「トランジスタ技術」（ＣＱ出版社発行）２００９年１月号１８７〜１９３頁"Transistor Technology" (published by CQ Publishing Co., Ltd.) January 2009, pages 187-193

しかし、従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源では、遅延回路５４はバイポーラトランジスタ５５、抵抗素子５６，５７、コンデンサ５８、およびダイオード５９で構成されていたので、部品点数が多くなり、コスト高になると言う問題があった。   However, in the conventional quasi-resonant RCC switching power supply, the delay circuit 54 is composed of the bipolar transistor 55, the resistance elements 56 and 57, the capacitor 58, and the diode 59, so that the number of parts increases and the cost increases. There was a problem to say.

それゆえに、この発明の主たる目的は、スイッチング損失が小さく、部品点数が少ない自励式スイッチング電源を提供することである。   Therefore, a main object of the present invention is to provide a self-excited switching power supply having a small switching loss and a small number of parts.

この発明に係る自励式スイッチング電源は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、１次巻線に直列接続された主スイッチング素子と、主スイッチング素子に並列接続された第１のコンデンサとを備え、帰還巻線に生じる電圧を主スイッチング素子の制御電極に与えて自励発振を起こし、２次巻線に生じる電圧を整流して直流電圧を生成する自励式スイッチング電源であって、帰還巻線と主スイッチング素子の制御電極との間に設けられ、主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路を備えたものである。この遅延回路は、その一方電極が帰還巻線の出力電圧を受け、その他方電極が主スイッチング素子の制御電極に接続されたインダクタと、その一方電極がインダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む。   A self-excited switching power supply according to the present invention includes a transformer having a primary winding, a feedback winding, and a secondary winding, a main switching element connected in series to the primary winding, and a parallel connection to the main switching element. A self-excited switching power supply comprising a first capacitor and generating a DC voltage by applying a voltage generated in the feedback winding to the control electrode of the main switching element to cause self-excited oscillation and rectifying the voltage generated in the secondary winding In this case, a delay circuit is provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element, and reduces the switching loss of the main switching element. This delay circuit has an inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding and whose other electrode is connected to the control electrode of the main switching element, and whose one electrode is connected to one electrode of the inductor, the other electrode Includes a second capacitor receiving a reference voltage.

好ましくは、さらに、帰還巻線の一方端子とインダクタの一方電極との間に直列接続された第３のコンデンサおよび抵抗素子を備え、帰還巻線の他方端子は基準電圧を受ける。   Preferably, it further includes a third capacitor and a resistance element connected in series between one terminal of the feedback winding and one electrode of the inductor, and the other terminal of the feedback winding receives a reference voltage.

また好ましくは、さらに、帰還巻線の出力電圧に応じたレベルの電流によって充電される第４のコンデンサと、第２のコンデンサの一方電極と基準電圧のラインとの間に接続され、第４のコンデンサの端子間電圧がしきい値電圧を越えた場合に導通して主スイッチング素子をターンオフさせる副スイッチング素子とを備える。   More preferably, the fourth capacitor is charged by a current having a level corresponding to the output voltage of the feedback winding, and is connected between one electrode of the second capacitor and the reference voltage line. A sub-switching element that conducts when the voltage across the capacitor exceeds a threshold voltage and turns off the main switching element.

また好ましくは、インダクタはフェライトビーズインダクタである。
また、この発明に係る他の自励式スイッチング電源は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、１次巻線に直列接続された主スイッチング素子と、主スイッチング素子に並列接続された第１のコンデンサとを備え、帰還巻線に生じる電圧を主スイッチング素子の制御電極に与えて自励発振を起こし、２次巻線に生じる電圧を整流して直流電圧を生成する自励式スイッチング電源であって、帰還巻線と主スイッチング素子の制御電極との間に設けられ、主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路を備えたものである。この遅延回路は、その一方電極が帰還巻線の出力電圧を受ける第１のインダクタと、その一方電極が第１のインダクタの他方電極に接続され、その他方電極が主スイッチング素子の制御電極に接続された第２のインダクタと、その一方電極が第２のインダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む。 Preferably, the inductor is a ferrite bead inductor.
Another self-excited switching power supply according to the present invention includes a transformer having a primary winding, a feedback winding, and a secondary winding, a main switching element connected in series to the primary winding, and a main switching element. And a first capacitor connected in parallel. The voltage generated in the feedback winding is applied to the control electrode of the main switching element to cause self-excited oscillation, and the voltage generated in the secondary winding is rectified to generate a DC voltage. A self-excited switching power supply is provided with a delay circuit that is provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element and reduces the switching loss of the main switching element. This delay circuit has a first inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding, one electrode connected to the other electrode of the first inductor, and the other electrode connected to the control electrode of the main switching element. And a second capacitor having one electrode connected to one electrode of the second inductor and the other electrode receiving a reference voltage.

好ましくは、さらに、帰還巻線の一方端子と第１のインダクタの一方電極との間に直列接続された第３のコンデンサおよび抵抗素子を備え、帰還巻線の他方端子は基準電圧を受ける。   Preferably, it further includes a third capacitor and a resistance element connected in series between one terminal of the feedback winding and one electrode of the first inductor, and the other terminal of the feedback winding receives a reference voltage.

また好ましくは、さらに、帰還巻線の出力電圧に応じたレベルの電流によって充電される第４のコンデンサと、第２のコンデンサの一方電極と基準電圧のラインとの間に接続され、第４のコンデンサの端子間電圧がしきい値電圧を越えたた場合に導通して主スイッチング素子をターンオフさせる副スイッチング素子とを備える。   More preferably, the fourth capacitor is charged by a current having a level corresponding to the output voltage of the feedback winding, and is connected between one electrode of the second capacitor and the reference voltage line. A sub-switching element that conducts when the voltage across the capacitor exceeds a threshold voltage and turns off the main switching element.

また好ましくは、第１および第２のインダクタの各々はフェライトビーズインダクタである。   Preferably, each of the first and second inductors is a ferrite bead inductor.

この発明に係る自励式スイッチング電源では、帰還巻線と主スイッチング素子の制御電極との間に、主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路が設けられる。この遅延回路は、その一方電極が帰還巻線の出力電圧を受け、その他方電極が主スイッチング素子の制御電極に接続されたインダクタと、その一方電極がインダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む。したがって、スイッチング損失を小さくし、かつ部品点数を少なくすることができる。   In the self-excited switching power supply according to the present invention, a delay circuit for reducing the switching loss of the main switching element is provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element. This delay circuit has an inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding and whose other electrode is connected to the control electrode of the main switching element, and whose one electrode is connected to one electrode of the inductor, the other electrode Includes a second capacitor receiving a reference voltage. Therefore, switching loss can be reduced and the number of parts can be reduced.

また、この発明に係る他の自励式スイッチング電源では、帰還巻線と主スイッチング素子の制御電極との間に、主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路が設けられる。この遅延回路は、その一方電極が帰還巻線の出力電圧を受ける第１のインダクタと、その一方電極が第１のインダクタの他方電極に接続され、その他方電極が主スイッチング素子の制御電極に接続された第２のインダクタと、その一方電極が第２のインダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む。したがって、スイッチング損失を小さくし、かつ部品点数を少なくすることができる。また、第１および第２のインダクタと第２のコンデンサはＴ型フィルタを構成するので、スイッチングに伴って発生するノイズを低減できる。   In another self-excited switching power supply according to the present invention, a delay circuit for reducing the switching loss of the main switching element is provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element. This delay circuit has a first inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding, one electrode connected to the other electrode of the first inductor, and the other electrode connected to the control electrode of the main switching element. And a second capacitor having one electrode connected to one electrode of the second inductor and the other electrode receiving a reference voltage. Therefore, switching loss can be reduced and the number of parts can be reduced. In addition, since the first and second inductors and the second capacitor constitute a T-type filter, it is possible to reduce noise generated due to switching.

この発明の一実施の形態による擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a quasi-resonant RCC switching power supply according to an embodiment of the present invention. FIG. 図１に示した主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧、ドレイン電流、ゲート−ソース間電圧を示すタイムチャートである。2 is a time chart showing a drain-source voltage, a drain current, and a gate-source voltage of the main switching element shown in FIG. 1. 実施の形態の比較例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the comparative example of embodiment. 図３に示した主スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧、ドレイン電流、ゲート−ソース間電圧を示すタイムチャートである。4 is a time chart showing drain-source voltage, drain current, and gate-source voltage of the main switching element shown in FIG. 3. 実施の形態の変更例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of a change of embodiment. 従来の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of the conventional quasi-resonance type RCC system switching power supply.

この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、図１に示すように、入力端子Ｔ１，Ｔ２、全波整流回路１、コンデンサ２，７，１０、副スイッチング素子（ＮＰＮバイポーラトランジスタ）３、抵抗素子４〜６、インダクタ８、主スイッチング素子（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）９、およびトランス１１を備える。トランス１１は、１次巻線１２、２次巻線１３、および帰還巻線１４を含む。２次巻線１３には１次巻線１２と逆極性の電圧が発生し、帰還巻線１４には１次巻線１２と同極性の電圧が発生する。   As shown in FIG. 1, the quasi-resonant RCC switching power supply includes input terminals T1, T2, full-wave rectifier circuit 1, capacitors 2, 7, 10, sub-switching element (NPN bipolar transistor) 3, resistance elements 4 to 6, an inductor 8, a main switching element (N-channel MOS transistor) 9, and a transformer 11. The transformer 11 includes a primary winding 12, a secondary winding 13, and a feedback winding 14. A voltage having a polarity opposite to that of the primary winding 12 is generated in the secondary winding 13, and a voltage having the same polarity as that of the primary winding 12 is generated in the feedback winding 14.

入力端子Ｔ１，Ｔ２間には、商用交流電圧ＶＡＣが印加される。全波整流回路１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して与えられた商用交流電圧ＶＡＣを全波整流する。コンデンサ２は、全波整流回路１の出力端子１ａおよび基準電圧端子１ｂ間に接続され、全波整流回路１の出力電圧を平滑化して直流電圧ＶＤＣ１を生成する。   A commercial AC voltage VAC is applied between the input terminals T1 and T2. The full-wave rectification circuit 1 performs full-wave rectification on the commercial AC voltage VAC given through the input terminals T1 and T2. Capacitor 2 is connected between output terminal 1a of full-wave rectifier circuit 1 and reference voltage terminal 1b, and smoothes the output voltage of full-wave rectifier circuit 1 to generate DC voltage VDC1.

抵抗素子４，５は、端子１ａ，１ｂ間に直列接続される。副スイッチング素子３のコレクタは抵抗素子４，５間のノードＮ４に接続され、そのエミッタは基準電圧端子１ｂに接続される。１次巻線１２の一方端子は全波整流回路１の出力端子１ａに接続され、１次巻線１２の他方端子は主スイッチング素子９および抵抗素子６を介して基準電圧端子１ｂに接続される。コンデンサ７は、ノードＮ４と主スイッチング素子９のソースとの間に接続される。インダクタ８は、ノードＮ４と主スイッチング素子９のゲートとの間に接続される。コンデンサ１０は、主スイッチング素子９のソースおよびドレイン間に接続される。   Resistance elements 4 and 5 are connected in series between terminals 1a and 1b. The collector of the sub switching element 3 is connected to the node N4 between the resistance elements 4 and 5, and the emitter thereof is connected to the reference voltage terminal 1b. One terminal of the primary winding 12 is connected to the output terminal 1 a of the full-wave rectifier circuit 1, and the other terminal of the primary winding 12 is connected to the reference voltage terminal 1 b via the main switching element 9 and the resistance element 6. . Capacitor 7 is connected between node N 4 and the source of main switching element 9. Inductor 8 is connected between node N 4 and the gate of main switching element 9. Capacitor 10 is connected between the source and drain of main switching element 9.

全波整流回路１から直流電圧ＶＤＣが出力されると、出力端子１ａから抵抗素子４を介してノードＮ４に電流が流れ、ノードＮ４の電圧が上昇する。ノードＮ４の電圧が主スイッチング素子９のしきい値電圧を越えると、主スイッチング素子９がオンする。副スイッチング素子３がオンすると、ノードＮ４が基準電圧にされ、主スイッチング素子９がオフする。主スイッチング素子９に過電流が流れると、抵抗素子６の電圧降下が大きくなり、主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧が低下して主スイッチング素子９のドレイン電流が減少する。コンデンサ７およびインダクタ８は、遅延回路を構成し、主スイッチング素子９のターンオンおよびターンオフのタイミングを調整してスイッチング損失を低減させる。   When DC voltage VDC is output from full-wave rectifier circuit 1, a current flows from output terminal 1a to node N4 via resistance element 4, and the voltage at node N4 rises. When the voltage at node N4 exceeds the threshold voltage of main switching element 9, main switching element 9 is turned on. When the sub switching element 3 is turned on, the node N4 is set to the reference voltage, and the main switching element 9 is turned off. When an overcurrent flows through the main switching element 9, the voltage drop of the resistance element 6 increases, the gate-source voltage of the main switching element 9 decreases, and the drain current of the main switching element 9 decreases. The capacitor 7 and the inductor 8 constitute a delay circuit, and adjust the turn-on and turn-off timing of the main switching element 9 to reduce the switching loss.

また、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、コンデンサ１５，１９、抵抗素子１６，１８，２０、ツェナーダイオード１７、ダイオード２１、フォトカプラ２２を備える。フォトカプラ２２は、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４を含む。   The quasi-resonant RCC switching power supply includes capacitors 15 and 19, resistance elements 16, 18 and 20, a Zener diode 17, a diode 21 and a photocoupler 22. The photocoupler 22 includes a photodiode 23 and a phototransistor 24.

コンデンサ１５および抵抗素子１６は、帰還巻線１４の一方端子とノードＮ４との間に直列接続される。ツェナーダイオード１７のカソードは帰還巻線１４の一方端子に接続され、そのアノードは抵抗素子１８を介して副スイッチング素子３のベースに接続される。コンデンサ１９は、副スイッチング素子３のベースと主スイッチング素子９のソースとの間に接続される。抵抗素子２０は、コンデンサ１９に並列接続される。ダイオード２１のアノードは帰還巻線１４の一方端子に接続され、そのカソードはフォトトランジスタ２４を介して副スイッチング素子３のベースに接続される。帰還巻線１４の他方端子は、基準電圧端子１ｂに接続される。   Capacitor 15 and resistance element 16 are connected in series between one terminal of feedback winding 14 and node N4. The cathode of the Zener diode 17 is connected to one terminal of the feedback winding 14, and its anode is connected to the base of the sub-switching element 3 via the resistance element 18. The capacitor 19 is connected between the base of the sub switching element 3 and the source of the main switching element 9. The resistance element 20 is connected to the capacitor 19 in parallel. The anode of the diode 21 is connected to one terminal of the feedback winding 14, and the cathode is connected to the base of the sub-switching element 3 via the phototransistor 24. The other terminal of the feedback winding 14 is connected to the reference voltage terminal 1b.

主スイッチング素子９および１次巻線１２に電流が流れると、帰還巻線１４には主スイッチング素子９の電流を増大させる極性の電圧が発生する。帰還巻線１４の一方端子に発生した電圧は、コンデンサ１５、抵抗素子１６、および遅延回路（コンデンサ７およびインダクタ８）を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９が所定のタイミングでターンオンする。   When a current flows through the main switching element 9 and the primary winding 12, a voltage having a polarity that increases the current of the main switching element 9 is generated in the feedback winding. The voltage generated at one terminal of the feedback winding 14 is applied to the gate of the main switching element 9 through the capacitor 15, the resistance element 16, and the delay circuit (capacitor 7 and inductor 8). As a result, the main switching element 9 is turned on at a predetermined timing.

帰還巻線１４の一方端子の電圧が所定の電圧を越えるとツェナーダイオード１７が導通し、帰還巻線１４の一方端子からツェナーダイオード１７および抵抗素子１８を介してコンデンサ１９に電流が流れ、コンデンサ１９が充電される。また、帰還巻線１４の一方端子からダイオード２１およびフォトトランジスタ２４を介してコンデンサ１９に電流が流れ、コンデンサ１９が充電される。コンデンサ１９が充電されて副スイッチング素子３のベース電圧が副スイッチング素子９のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子９がオンし、ノードＮ４が基準電圧にされて主スイッチング素子９がターンオフする。   When the voltage at one terminal of the feedback winding 14 exceeds a predetermined voltage, the Zener diode 17 becomes conductive, and a current flows from the one terminal of the feedback winding 14 to the capacitor 19 via the Zener diode 17 and the resistance element 18. Is charged. In addition, a current flows from one terminal of the feedback winding 14 to the capacitor 19 through the diode 21 and the phototransistor 24, and the capacitor 19 is charged. When the capacitor 19 is charged and the base voltage of the sub switching element 3 exceeds the threshold voltage of the sub switching element 9, the sub switching element 9 is turned on, the node N4 is set to the reference voltage, and the main switching element 9 is turned off. .

また、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源は、ダイオード２５、コンデンサ２６，２９，３２、抵抗素子２７，３０，３１、インダクタ２８、シャントレギュレータ３４、出力端子Ｔ３、および基準電圧端子Ｔ４を備える。   The quasi-resonant RCC switching power supply includes a diode 25, capacitors 26, 29, and 32, resistance elements 27, 30, and 31, an inductor 28, a shunt regulator 34, an output terminal T3, and a reference voltage terminal T4.

ダイオード２５のアノード２５は２次巻線１３の一方端子に接続され、そのカソードはインダクタ２８を介して出力端子Ｔ３に接続される。コンデンサ２６の一方電極はダイオード２５のカソードに接続され、その他方電極は２次巻線１３の他方端子および基準電圧端子Ｔ４に接続される。コンデンサ２９は、端子Ｔ３，Ｔ４間に接続される。抵抗素子３０，３１は、端子Ｔ３，Ｔ４間に直列接続される。抵抗素子３０，３１間のノードＮ３０は、シャントレギュレータ３４の参照電圧端子３４ａに接続される。   The anode 25 of the diode 25 is connected to one terminal of the secondary winding 13, and its cathode is connected to the output terminal T 3 via the inductor 28. One electrode of the capacitor 26 is connected to the cathode of the diode 25, and the other electrode is connected to the other terminal of the secondary winding 13 and the reference voltage terminal T4. The capacitor 29 is connected between the terminals T3 and T4. The resistance elements 30 and 31 are connected in series between the terminals T3 and T4. A node N30 between the resistance elements 30 and 31 is connected to a reference voltage terminal 34a of the shunt regulator 34.

抵抗素子２７の一方電極はダイオード２５のカソードに接続され、その他方電極はフォトダイオード２３を介してシャントレギュレータ３４のカソードに接続される。コンデンサ３２は、抵抗素子２７の他方電極とノードＮ３０との間に接続される。抵抗素子３３は、出力端子Ｔ３とシャントレギュレータ３４のカソードとの間に接続される。シャントレギュレータ３４のアノードは、基準電圧端子Ｔ４に接続される。   One electrode of the resistance element 27 is connected to the cathode of the diode 25, and the other electrode is connected to the cathode of the shunt regulator 34 via the photodiode 23. Capacitor 32 is connected between the other electrode of resistance element 27 and node N30. The resistance element 33 is connected between the output terminal T3 and the cathode of the shunt regulator 34. The anode of the shunt regulator 34 is connected to the reference voltage terminal T4.

主スイッチング素子９のオン期間は、２次巻線１３の一方端子に負電圧が発生し、ダイオード２５に電流が流れず、トランス１１にエネルギーが蓄えられる。主スイッチング素子９がオフすると、２次巻線１３の一方端子に正電圧が発生し、トランス１１に蓄えられたエネルギーが放出される。２次巻線１３の一方端子に正電圧が発生すると、２次巻線１３の一方端子からダイオード２５を介してコンデンサ２６に電流が流れるとともに、ダイオード２５およびインダクタ２８を介してコンデンサ２９に電流が流れる。これにより、コンデンサ２６，２９が充電され、正の直流電圧ＶＤＣ２が端子Ｔ３，Ｔ４間に出力される。   During the ON period of the main switching element 9, a negative voltage is generated at one terminal of the secondary winding 13, no current flows through the diode 25, and energy is stored in the transformer 11. When the main switching element 9 is turned off, a positive voltage is generated at one terminal of the secondary winding 13 and the energy stored in the transformer 11 is released. When a positive voltage is generated at one terminal of the secondary winding 13, current flows from the one terminal of the secondary winding 13 to the capacitor 26 via the diode 25, and current flows to the capacitor 29 via the diode 25 and the inductor 28. Flowing. Thereby, the capacitors 26 and 29 are charged, and the positive DC voltage VDC2 is output between the terminals T3 and T4.

ノードＮ３０の電圧が予め定められた参照電圧に等しい場合は、シャントレギュレータ３４のカソードからアノードに所定値の電流が流れる。ノードＮ３０の電圧が参照電圧よりも高くなると、シャントレギュレータ３４に流れる電流は、ノードＮ３０の電圧と参照電圧との差電圧に応じて増大する。ノードＮ３０の電圧が参照電圧よりも低くなると、シャントレギュレータ３４に流れる電流は、参照電圧とノードＮ３０の電圧との差電圧に応じて減少する。   When the voltage at the node N30 is equal to a predetermined reference voltage, a predetermined current flows from the cathode to the anode of the shunt regulator 34. When the voltage at the node N30 becomes higher than the reference voltage, the current flowing through the shunt regulator 34 increases according to the voltage difference between the voltage at the node N30 and the reference voltage. When the voltage at node N30 becomes lower than the reference voltage, the current flowing through shunt regulator 34 decreases according to the difference voltage between the reference voltage and the voltage at node N30.

したがって、出力電圧ＶＤＣ２が所定値よりも上昇すると、シャントレギュレータ３４に流れる電流が増大し、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４に流れる電流が増大する。これにより、副スイッチング素子３のオフ時間が短くなり、主スイッチング素子９のオン時間が短くなって出力電圧ＶＤＣ２が低下する。   Therefore, when the output voltage VDC2 rises above a predetermined value, the current flowing through the shunt regulator 34 increases and the current flowing through the photodiode 23 and the phototransistor 24 increases. Thereby, the off time of the sub switching element 3 is shortened, the on time of the main switching element 9 is shortened, and the output voltage VDC2 is lowered.

逆に、出力電圧ＶＤＣ２が所定値よりも低下すると、シャントレギュレータ３４に流れる電流が減少し、フォトダイオード２３およびフォトトランジスタ２４に流れる電流が減少する。これにより、副スイッチング素子３のオフ時間が長くなり、主スイッチング素子９のオン時間が長くなって出力電圧ＶＤＣ２が上昇する。   Conversely, when the output voltage VDC2 falls below a predetermined value, the current flowing through the shunt regulator 34 decreases, and the current flowing through the photodiode 23 and the phototransistor 24 decreases. Thereby, the off time of the sub switching element 3 becomes long, the on time of the main switching element 9 becomes long, and the output voltage VDC2 rises.

次に、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源の動作について説明する。商用交流電圧ＶＡＣが入力端子Ｔ１，Ｔ２に印加されると、商用交流電圧ＶＡＣは全波整流回路１で全波整流され、コンデンサ２で平滑化されて直流電圧ＶＤＣ１となる。直流電圧ＶＤＣ１は、トランス１１の１次巻線１２の一方端子に与えられる。また、出力端子１ａから抵抗素子４を介してノードＮ４に電流が流れ、ノードＮ４の電圧が上昇する。ノードＮ４の電圧は、インダクタ８を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９および１次巻線１２に電流が流れ始める。   Next, the operation of this quasi-resonant RCC switching power supply will be described. When the commercial AC voltage VAC is applied to the input terminals T1 and T2, the commercial AC voltage VAC is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 1 and smoothed by the capacitor 2 to become the DC voltage VDC1. DC voltage VDC1 is applied to one terminal of primary winding 12 of transformer 11. Further, a current flows from the output terminal 1a to the node N4 through the resistance element 4, and the voltage at the node N4 rises. The voltage at the node N4 is applied to the gate of the main switching element 9 through the inductor 8. As a result, current begins to flow through the main switching element 9 and the primary winding 12.

１次巻線１２に電流が流れると、２次巻線１３の一方端子には負電圧が発生し、ダイオード２５に電流が流れず、トランス１１にエネルギーが蓄積される。また、帰還巻線１４の一方端子には正電圧が発生し、この正電圧はコンデンサ１５および抵抗素子１６と、コンデンサ７およびインダクタ８からなる遅延回路を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９がターンオンする。   When a current flows through the primary winding 12, a negative voltage is generated at one terminal of the secondary winding 13, no current flows through the diode 25, and energy is accumulated in the transformer 11. Further, a positive voltage is generated at one terminal of the feedback winding 14, and this positive voltage is applied to the gate of the main switching element 9 through a capacitor 15, a resistance element 16, and a delay circuit including the capacitor 7 and the inductor 8. . As a result, the main switching element 9 is turned on.

また、帰還巻線１４の一方端子からツェナーダイオード１７および抵抗素子１８を介してコンデンサ１９に電流が流れ、副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。ベース電圧が副スイッチング素子３のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子３がオンし、ノードＮ４の電圧が基準電圧になり、主スイッチング素子９がオフする。   In addition, a current flows from one terminal of the feedback winding 14 to the capacitor 19 via the Zener diode 17 and the resistance element 18, and the base voltage of the sub switching element 3 increases. When the base voltage exceeds the threshold voltage of the sub switching element 3, the sub switching element 3 is turned on, the voltage at the node N4 becomes the reference voltage, and the main switching element 9 is turned off.

主スイッチング素子９がオフすると、巻線１２〜１４の電圧の極性が反転し、１次巻線１２および帰還巻線１４の一方端子には負電圧が発生し、２次巻線１３の一方端子には正電圧が発生する。これにより、２次巻線１３の一方端子からダイオード２５を介してコンデンサ２６，２９に電流が流れ、トランス１１に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、コンデンサ２６，２９が充電されて端子Ｔ３，Ｔ４間に直流電圧ＶＤＣ２が発生し、この直流電圧ＶＤＣ２は負荷（図示せず）に供給される。   When the main switching element 9 is turned off, the polarities of the voltages of the windings 12 to 14 are reversed, a negative voltage is generated at one terminal of the primary winding 12 and the feedback winding 14, and one terminal of the secondary winding 13. Produces a positive voltage. As a result, a current flows from one terminal of the secondary winding 13 to the capacitors 26 and 29 via the diode 25, and the energy accumulated in the transformer 11 is released. As a result, the capacitors 26 and 29 are charged to generate a DC voltage VDC2 between the terminals T3 and T4, and this DC voltage VDC2 is supplied to a load (not shown).

また、帰還巻線１４の一方端子が負電圧になると、コンデンサ１９から抵抗素子１８およびツェナーダイオード１７を介して帰還巻線１４に電流が流れ、副スイッチング素子３のベース電圧が低下して副スイッチング素子３がオフする。また、ノードＮ４から抵抗素子１６およびコンデンサ１５を介して帰還巻線１４に電流が流れ、コンデンサ１５が充電される。   Further, when one terminal of the feedback winding 14 becomes a negative voltage, a current flows from the capacitor 19 to the feedback winding 14 via the resistance element 18 and the Zener diode 17, and the base voltage of the sub-switching element 3 is lowered to perform sub-switching. Element 3 is turned off. In addition, a current flows from the node N4 to the feedback winding 14 via the resistance element 16 and the capacitor 15, and the capacitor 15 is charged.

トランス１１からエネルギーが放出されるに従って巻線１２〜１４の電圧が低下し、トランス１１のエネルギーがゼロになると、巻線１２〜１４の電圧は０Ｖになる。帰還巻線１４の一方端子が０Ｖになると、コンデンサ１５の電圧が抵抗素子１６およびインダクタ８を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられ、主スイッチング素子９および１次巻線１２に電流が流れ始める。   As the energy is released from the transformer 11, the voltages of the windings 12 to 14 decrease. When the energy of the transformer 11 becomes zero, the voltages of the windings 12 to 14 become 0V. When one terminal of the feedback winding 14 becomes 0V, the voltage of the capacitor 15 is applied to the gate of the main switching element 9 via the resistance element 16 and the inductor 8, and current flows through the main switching element 9 and the primary winding 12. start.

１次巻線１２に電流が流れると、２次巻線１３の一方端子には負電圧が発生し、ダイオード２５に電流が流れず、トランス１１にエネルギーが蓄積される。また、帰還巻線１４の一方端子には正電圧が発生し、この正電圧はコンデンサ１５および抵抗素子１６と、コンデンサ７およびインダクタ８からなる遅延回路を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。これにより、主スイッチング素子９がターンオンする。   When a current flows through the primary winding 12, a negative voltage is generated at one terminal of the secondary winding 13, no current flows through the diode 25, and energy is accumulated in the transformer 11. Further, a positive voltage is generated at one terminal of the feedback winding 14, and this positive voltage is applied to the gate of the main switching element 9 through a capacitor 15, a resistance element 16, and a delay circuit including the capacitor 7 and the inductor 8. . As a result, the main switching element 9 is turned on.

また、帰還巻線１４の一方端子からツェナーダイオード１７および抵抗素子１８を介してコンデンサ１９に電流が流れ、副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。また、直流電圧ＶＤＣ２に応じた値の電流が帰還巻線１４の一方端子からダイオード２１およびフォトトランジスタ２４を介してコンデンサ１９に流れ、副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。直流電圧ＶＤＣ２が高くなるほどコンデンサ１９に流れる電流が大きくなるので、副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度は速くなる。直流電圧ＶＤＣ２が低くなるほどコンデンサ１９に流れる電流が小さくなるので、副スイッチング素子３のベース電圧の上昇速度は遅くなる。ベース電圧が副スイッチング素子３のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子３がオンし、ノードＮ４の電圧が基準電圧になり、主スイッチング素子９がオフする。これにより、直流電圧ＶＤＣ２は所定値に保たれる。   In addition, a current flows from one terminal of the feedback winding 14 to the capacitor 19 via the Zener diode 17 and the resistance element 18, and the base voltage of the sub switching element 3 increases. Further, a current having a value corresponding to the DC voltage VDC2 flows from one terminal of the feedback winding 14 to the capacitor 19 through the diode 21 and the phototransistor 24, and the base voltage of the sub switching element 3 increases. Since the current flowing through the capacitor 19 increases as the DC voltage VDC2 increases, the increase rate of the base voltage of the sub switching element 3 increases. Since the current flowing through the capacitor 19 becomes smaller as the DC voltage VDC2 becomes lower, the increase rate of the base voltage of the sub switching element 3 becomes slower. When the base voltage exceeds the threshold voltage of the sub switching element 3, the sub switching element 3 is turned on, the voltage at the node N4 becomes the reference voltage, and the main switching element 9 is turned off. As a result, the DC voltage VDC2 is maintained at a predetermined value.

主スイッチング素子９がオフすると、巻線１２〜１４の電圧の極性が反転し、２次巻線１３の一方端子からダイオード２５を介してコンデンサ２６，２９に電流が流れ、トランス１１に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、コンデンサ２６，２９が充電されて端子Ｔ３，Ｔ４間に直流電圧ＶＤＣ２が発生し、この直流電圧ＶＤＣ２は負荷（図示せず）に供給される。   When the main switching element 9 is turned off, the polarity of the voltages of the windings 12 to 14 is reversed, and current flows from one terminal of the secondary winding 13 to the capacitors 26 and 29 via the diode 25 and is accumulated in the transformer 11. Energy is released. As a result, the capacitors 26 and 29 are charged to generate a DC voltage VDC2 between the terminals T3 and T4, and this DC voltage VDC2 is supplied to a load (not shown).

図２は、主スイッチング素子９のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを示すタイムチャートである。図２において、主スイッチング素子９のオフ期間とオン期間が交互に現れる。主スイッチング素子９がオフすると（時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４）、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓはオーバーシュートして振動した後に直流電圧ＶＤＣ１になる。   FIG. 2 is a time chart showing the drain-source voltage Vds, the drain current Id, and the gate-source voltage Vgs of the main switching element 9. In FIG. 2, the off period and the on period of the main switching element 9 appear alternately. When the main switching element 9 is turned off (time t0, t2, t4), the drain-source voltage Vds overshoots and oscillates to become the DC voltage VDC1.

オフ期間において、トランス１１のエネルギーが放出されてゼロになると（時刻ｔＡ）、コンデンサ１０と１次巻線１２によって共振回路が形成され、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓはコンデンサ１０のキャパシタンスと１次巻線１２のインダクタンスで決まる共振周波数で減衰振動する。このとき、トランス１１の帰還巻線１４の一方端子に正電圧が発生し、この正電圧がコンデンサ１５および抵抗素子１６と、コンデンサ７およびインダクタ８からなる遅延回路によって所定の時間Ｔｄ１だけ遅延されて主スイッチング素子９のゲートに与えられる。   When the energy of the transformer 11 is released to zero during the off period (time tA), a resonance circuit is formed by the capacitor 10 and the primary winding 12, and the drain-source voltage Vds is equal to the capacitance of the capacitor 10 and the primary winding. Damping and oscillating at a resonance frequency determined by the inductance of the wire 12. At this time, a positive voltage is generated at one terminal of the feedback winding 14 of the transformer 11, and this positive voltage is delayed by a predetermined time Td 1 by a delay circuit including the capacitor 15, the resistance element 16, the capacitor 7 and the inductor 8. This is applied to the gate of the main switching element 9.

すなわち、帰還巻線１４の一方端子の電圧が急峻に立ち上げられると、インダクタ８が高インピーダンス状態になり、帰還巻線１４からコンデンサ１５および抵抗素子１６を介してコンデンサ７に電流が流れる。その後、帰還巻線１４の一方端子の電圧の時間変化（ｄＶ／ｄｔ）が小さくなるに従ってインダクタ８のインピーダンスが減少し、帰還巻線１４からコンデンサ１５、抵抗素子１６およびインダクタ８を介して主スイッチング素子９のゲートに電流が流れ、主スイッチング素子９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇する。   That is, when the voltage at one terminal of the feedback winding 14 rises steeply, the inductor 8 enters a high impedance state, and a current flows from the feedback winding 14 to the capacitor 7 via the capacitor 15 and the resistance element 16. Thereafter, as the time change (dV / dt) of the voltage at one terminal of the feedback winding 14 decreases, the impedance of the inductor 8 decreases, and main switching is performed from the feedback winding 14 via the capacitor 15, the resistance element 16 and the inductor 8. A current flows through the gate of the element 9 and the gate-source voltage Vgs of the main switching element 9 rises.

このようにして、主スイッチング素子９がオンするタイミングをドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの谷点まで遅延させることにより、主スイッチング素子９のターンオン時のスイッチング損失を低減できる。また、コンデンサ１０の電荷は、１次巻線１２を介して平滑用のコンデンサ２に回生される。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが主スイッチング素子９のしきい値電圧を越えると、主スイッチング素子９がオンし、ドレイン電流Ｉｄが上昇する（時刻ｔ１，ｔ３）。   In this way, by delaying the timing at which the main switching element 9 is turned on to the valley point of the drain-source voltage Vds, the switching loss when the main switching element 9 is turned on can be reduced. The electric charge of the capacitor 10 is regenerated to the smoothing capacitor 2 through the primary winding 12. When the gate-source voltage Vgs exceeds the threshold voltage of the main switching element 9, the main switching element 9 is turned on and the drain current Id increases (time t1, t3).

ドレイン電流Ｉｄが上昇すると、帰還巻線１４に発生する正電圧も上昇し、コンデンサ１９が充電されて副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。ベース電圧が副スイッチング素子３のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子３がオンし、ノードＮ４の電圧が急峻に低下する。このとき、インダクタ８が高インピーダンス状態になり、コンデンサ７の電荷が副スイッチング素子３を介して放電される。その後、ノードＮ４の電圧の時間変化（ｄＶ／ｄｔ）が小さくなるに従ってインダクタ８のインピーダンスが減少し、主スイッチング素子９のゲートの電荷がインダクタ８および副スイッチング素子３を介して放電され、主スイッチング素子９がターンオフする。これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが滑らかに変化し、主スイッチング素子９のターンオフ時に発生するノイズが低減される。   When the drain current Id increases, the positive voltage generated in the feedback winding 14 also increases, the capacitor 19 is charged, and the base voltage of the sub switching element 3 increases. When the base voltage exceeds the threshold voltage of the sub switching element 3, the sub switching element 3 is turned on, and the voltage at the node N4 decreases sharply. At this time, the inductor 8 enters a high impedance state, and the charge of the capacitor 7 is discharged via the sub switching element 3. Thereafter, as the time change (dV / dt) of the voltage at the node N4 decreases, the impedance of the inductor 8 decreases, and the charge of the gate of the main switching element 9 is discharged through the inductor 8 and the sub-switching element 3. Element 9 is turned off. As a result, the gate-source voltage Vgs changes smoothly, and noise generated when the main switching element 9 is turned off is reduced.

図３は、上記実施の形態の比較例となるＲＣＣ方式スイッチング電源を示す回路図であって、図１と対比される図である。図３において、このＲＣＣ方式スイッチング電源が図１の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源と異なる点は、コンデンサ７およびインダクタ８が除去されている点である。ノードＮ４は主スイッチング素子９のゲートに直接接続されている。   FIG. 3 is a circuit diagram showing an RCC switching power supply as a comparative example of the above-described embodiment, and is a diagram to be compared with FIG. In FIG. 3, the RCC switching power supply is different from the quasi-resonant RCC switching power supply of FIG. 1 in that the capacitor 7 and the inductor 8 are removed. Node N4 is directly connected to the gate of main switching element 9.

図４は、図３に示した主スイッチング素子９のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを示すタイムチャートであって、図２と対比される図である。図４においてオフ期間において、トランス１１のエネルギーが放出されてゼロになると（時刻ｔＢ）、コンデンサ１０と１次巻線１２によって共振回路が形成され、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓはコンデンサ１０のキャパシタンスと１次巻線１２のインダクタンスで決まる共振周波数で減衰振動する。このとき、トランス１１の帰還巻線１４の一方端子に正電圧が発生し、この正電圧がコンデンサ１５および抵抗素子１６を介して主スイッチング素子９のゲートに与えられる。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが主スイッチング素子９のしきい値電圧を越えると、主スイッチング素子９がオンし、ドレイン電流Ｉｄが上昇する（時刻ｔ１，ｔ３）。   FIG. 4 is a time chart showing the drain-source voltage Vds, the drain current Id, and the gate-source voltage Vgs of the main switching element 9 shown in FIG. 3, which is compared with FIG. In FIG. 4, when the energy of the transformer 11 is released to zero in the off period (time tB), a resonance circuit is formed by the capacitor 10 and the primary winding 12, and the drain-source voltage Vds is equal to the capacitance of the capacitor 10. Attenuates and oscillates at a resonance frequency determined by the inductance of the primary winding 12. At this time, a positive voltage is generated at one terminal of the feedback winding 14 of the transformer 11, and this positive voltage is applied to the gate of the main switching element 9 via the capacitor 15 and the resistance element 16. When the gate-source voltage Vgs exceeds the threshold voltage of the main switching element 9, the main switching element 9 is turned on and the drain current Id increases (time t1, t3).

この比較例では、コンデンサ７およびインダクタ８が無いので、トランス１１のエネルギーが放出されてゼロになってから主スイッチング素子９がターンオンするまでの遅延時間Ｔｄ２が図２の遅延時間Ｔｄ１よりも短くなり、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが谷点になるまでに主スイッチング素子９がターンオンしてしまう。このため、主スイッチング素子９のターンオン時のスイッチング損失が大きくなる。また、コンデンサ１０の電荷は、スイッチング素子９のドレイン電流Ｉｄとなり、コンデンサ２に回生されることなく無駄に消費される。   In this comparative example, since the capacitor 7 and the inductor 8 are not provided, the delay time Td2 from when the energy of the transformer 11 is released to zero and the main switching element 9 is turned on becomes shorter than the delay time Td1 of FIG. The main switching element 9 is turned on before the drain-source voltage Vds reaches the valley point. For this reason, the switching loss when the main switching element 9 is turned on increases. Further, the electric charge of the capacitor 10 becomes the drain current Id of the switching element 9 and is wasted without being regenerated by the capacitor 2.

また、ドレイン電流Ｉｄが上昇すると、帰還巻線１４に発生する正電圧も上昇し、コンデンサ１９が充電されて副スイッチング素子３のベース電圧が上昇する。ベース電圧が副スイッチング素子３のしきい値電圧を越えると、副スイッチング素子３がオンし、主スイッチング素子９のゲートの電荷が放電され、主スイッチング素子９がターンオフする。この比較例では、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが急峻に変化するので、主スイッチング素子９のターンオフ時に大きなノイズが発生する。   When the drain current Id increases, the positive voltage generated in the feedback winding 14 also increases, the capacitor 19 is charged, and the base voltage of the sub switching element 3 increases. When the base voltage exceeds the threshold voltage of the sub switching element 3, the sub switching element 3 is turned on, the charge of the gate of the main switching element 9 is discharged, and the main switching element 9 is turned off. In this comparative example, since the gate-source voltage Vgs changes sharply, a large noise is generated when the main switching element 9 is turned off.

以上のように、この実施の形態では、主スイッチング素子９のゲートにコンデンサ７およびインダクタ８からなる遅延回路を設けたので、主スイッチング素子９のスイッチング損失を低減するとともに、スイッチング動作に伴って発生するノイズを小さくすることができる。しかも、遅延回路をコンデンサ７とインダクタ８で構成したので、非特許文献１の場合に比べ、部品点数が少なくなり、低コスト化を図ることができる。   As described above, in this embodiment, since the delay circuit composed of the capacitor 7 and the inductor 8 is provided at the gate of the main switching element 9, the switching loss of the main switching element 9 is reduced and the switching operation is generated along with the switching operation. Noise can be reduced. In addition, since the delay circuit is composed of the capacitor 7 and the inductor 8, the number of parts is reduced as compared with the case of Non-Patent Document 1, and the cost can be reduced.

図５は、実施の形態の変更例を示す図であって、図１と対比される図である。図５において、この擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源が図１の擬似共振型ＲＣＣ方式スイッチング電源と異なる点は、インダクタ３５が追加されている点である。コンデンサ１５、抵抗素子１６およびインダクタ３５は、帰還巻線１４の一方端子とノードＮ４との間に直列接続される。この変更例では、実施の形態と同じ効果が得られる他、インダクタ８，３５およびコンデンサ７によってＴ型フィルタが構成されるので、主スイッチング素子９のスイッチングに伴って発生するノイズをより効果的に低減できる。   FIG. 5 is a diagram showing a modified example of the embodiment, and is a diagram to be compared with FIG. In FIG. 5, the quasi-resonant RCC switching power supply is different from the quasi-resonant RCC switching power supply of FIG. 1 in that an inductor 35 is added. Capacitor 15, resistance element 16 and inductor 35 are connected in series between one terminal of feedback winding 14 and node N4. In this modified example, the same effect as that of the embodiment can be obtained, and the T-type filter is configured by the inductors 8 and 35 and the capacitor 7, so that noise generated due to switching of the main switching element 9 is more effectively prevented. Can be reduced.

なお、インダクタ８，３５としては、フェライトビーズインダクタを使用した。インダクタ８，６５としてアモルファス可飽和コアを用いた巻線型のインダクタを使用することも可能であるが、フェライトビーズインダクタを使用したほうが安価で高性能なスイッチング電源を実現することができる。   As the inductors 8 and 35, ferrite bead inductors were used. Although it is possible to use a winding type inductor using an amorphous saturable core as the inductors 8 and 65, a ferrite bead inductor can be used to realize an inexpensive and high-performance switching power supply.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

Ｔ１，Ｔ２ 入力端子、Ｔ３ 出力端子、Ｔ４ 基準電圧端子、１ 全波整流回路、２，７，１０，１９，２６，２９，３２，５８，６１，６３ コンデンサ、３ 副スイッチング素子（ＮＰＮバイポーラトランジスタ）、４〜６，１８，２０，２７，３０，３１，３３，５６，５７，６０ 抵抗素子、８，２８，３５ インダクタ、９，６２ 主スイッチング素子（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）、１１，５０ トランス、１２，５１ １次巻線、１２，５２ ２次巻線、１４，５３ 帰還巻線、１７ ツェナーダイオード、２１，２５，５９ ダイオード、２２ フォトカプラ、２３ フォトダイオード、２４ フォトトランジスタ、３４ シャントレギュレータ、５５ バイポーラトランジスタ。   T1, T2 input terminal, T3 output terminal, T4 reference voltage terminal, 1 full-wave rectifier circuit, 2, 7, 10, 19, 26, 29, 32, 58, 61, 63 capacitor, 3 sub-switching element (NPN bipolar transistor 4-6, 18, 20, 27, 30, 31, 33, 56, 57, 60 Resistive element, 8, 28, 35 Inductor, 9, 62 Main switching element (N-channel MOS transistor), 11, 50 transformer , 12, 51 Primary winding, 12, 52 Secondary winding, 14, 53 Feedback winding, 17 Zener diode, 21, 25, 59 Diode, 22 Photocoupler, 23 Photodiode, 24 Phototransistor, 34 Shunt regulator 55 Bipolar transistor.

Claims (8)

１次巻線と帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列接続された主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子に並列接続された第１のコンデンサとを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御電極に与えて自励発振を起こし、前記２次巻線に生じる電圧を整流して直流電圧を生成する自励式スイッチング電源であって、
前記帰還巻線と前記主スイッチング素子の制御電極との間に設けられ、前記主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路を備え、
前記遅延回路は、
その一方電極が前記帰還巻線の出力電圧を受け、その他方電極が前記主スイッチング素子の制御電極に接続されたインダクタと、
その一方電極が前記インダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む、自励式スイッチング電源。 A transformer having a primary winding, a feedback winding, and a secondary winding; a main switching element connected in series to the primary winding; and a first capacitor connected in parallel to the main switching element; A self-excited switching power supply that applies a voltage generated in the feedback winding to the control electrode of the main switching element to cause self-excited oscillation and rectifies the voltage generated in the secondary winding to generate a DC voltage;
A delay circuit provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element, comprising a delay circuit for reducing the switching loss of the main switching element;
The delay circuit is
An inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding and whose other electrode is connected to the control electrode of the main switching element;
A self-excited switching power supply comprising: a second capacitor having one electrode connected to one electrode of the inductor and the other electrode receiving a reference voltage. さらに、前記帰還巻線の一方端子と前記インダクタの一方電極との間に直列接続された第３のコンデンサおよび抵抗素子を備え、
前記帰還巻線の他方端子は前記基準電圧を受ける、請求項１に記載の自励式スイッチング電源。 And a third capacitor and a resistance element connected in series between one terminal of the feedback winding and one electrode of the inductor,
The self-excited switching power supply according to claim 1, wherein the other terminal of the feedback winding receives the reference voltage. さらに、前記帰還巻線の出力電圧に応じたレベルの電流によって充電される第４のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの一方電極と前記基準電圧のラインとの間に接続され、前記第４のコンデンサの端子間電圧がしきい値電圧を越えた場合に導通して前記主スイッチング素子をターンオフさせる副スイッチング素子とを備える、請求項１または請求項２に記載の自励式スイッチング電源。 A fourth capacitor that is charged by a current at a level corresponding to the output voltage of the feedback winding;
Connected between one electrode of the second capacitor and the reference voltage line, and turns on when the voltage across the fourth capacitor exceeds a threshold voltage to turn off the main switching element. The self-excited switching power supply according to claim 1, further comprising a sub-switching element. 前記インダクタはフェライトビーズインダクタである、請求項１から請求項３までのいずれかに記載の自励式スイッチング電源。   The self-excited switching power supply according to any one of claims 1 to 3, wherein the inductor is a ferrite bead inductor. １次巻線と帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列接続された主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子に並列接続された第１のコンデンサとを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御電極に与えて自励発振を起こし、前記２次巻線に生じる電圧を整流して直流電圧を生成する自励式スイッチング電源であって、
前記帰還巻線と前記主スイッチング素子の制御電極との間に設けられ、前記主スイッチング素子のスイッチング損失を低減する遅延回路を備え、
前記遅延回路は、
その一方電極が前記帰還巻線の出力電圧を受ける第１のインダクタと、
その一方電極が前記第１のインダクタの他方電極に接続され、その他方電極が前記主スイッチング素子の制御電極に接続された第２のインダクタと、
その一方電極が前記第２のインダクタの一方電極に接続され、その他方電極が基準電圧を受ける第２のコンデンサとを含む、自励式スイッチング電源。 A transformer having a primary winding, a feedback winding, and a secondary winding; a main switching element connected in series to the primary winding; and a first capacitor connected in parallel to the main switching element; A self-excited switching power supply that applies a voltage generated in the feedback winding to the control electrode of the main switching element to cause self-excited oscillation and rectifies the voltage generated in the secondary winding to generate a DC voltage;
A delay circuit provided between the feedback winding and the control electrode of the main switching element, comprising a delay circuit for reducing the switching loss of the main switching element;
The delay circuit is
A first inductor whose one electrode receives the output voltage of the feedback winding;
A second inductor having one electrode connected to the other electrode of the first inductor and the other electrode connected to the control electrode of the main switching element;
A self-excited switching power supply including a second capacitor having one electrode connected to one electrode of the second inductor and the other electrode receiving a reference voltage. さらに、前記帰還巻線の一方端子と前記第１のインダクタの一方電極との間に直列接続された第３のコンデンサおよび抵抗素子を備え、
前記帰還巻線の他方端子は前記基準電圧を受ける、請求項５に記載の自励式スイッチング電源。 And a third capacitor and a resistance element connected in series between one terminal of the feedback winding and one electrode of the first inductor,
The self-excited switching power supply according to claim 5, wherein the other terminal of the feedback winding receives the reference voltage. さらに、前記帰還巻線の出力電圧に応じたレベルの電流によって充電される第４のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの一方電極と前記基準電圧のラインとの間に接続され、前記第４のコンデンサの端子間電圧がしきい値電圧を越えた場合に導通して前記主スイッチング素子をターンオフさせる副スイッチング素子とを備える、請求項５または請求項６に記載の自励式スイッチング電源。 A fourth capacitor that is charged by a current at a level corresponding to the output voltage of the feedback winding;
Connected between one electrode of the second capacitor and the reference voltage line, and turns on when the voltage across the fourth capacitor exceeds a threshold voltage to turn off the main switching element. The self-excited switching power supply according to claim 5 or 6, comprising a sub-switching element. 前記第１および第２のインダクタの各々はフェライトビーズインダクタである、請求項５から請求項７までのいずれかに記載の自励式スイッチング電源。   The self-excited switching power supply according to any one of claims 5 to 7, wherein each of the first and second inductors is a ferrite bead inductor.
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