JP2008245365A - Switching power supply circuit - Google Patents

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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
ソニー株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply circuit in which the number of part items of constituents is reduced, and a ripple component and a spike component contained in an output DC voltage are reduced. <P>SOLUTION: The switching power supply device comprises a primary-side circuit which has a primary-side parallel resonance circuit and a primary-side series resonance circuit and is made to serve as an E-class switching amplifier or an I-class switching amplifier, and a secondary-side circuit having a secondary-side series resonance circuit. The secondary-side circuit has a secondary-side inductor Lo and a secondary-side smoothing capacitor Co for obtaining an output DC voltage Eo by converting AC power, and also comprises a secondary-side output DC voltage generation means which is formed so as to step down a voltage generated at a secondary winding N2. This secondary-side inductor Lo is operated in a current continuous mode, by making an inductance value of the secondary-side inductor Lo larger than the inductance value of a leakage inductor L2 generated at the secondary winding. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
直流電圧を昇圧および降圧させるコンバータである昇降圧コンバータの一例として、図41に示すような、インダクタL11、インダクタL12、コンデンサC11、コンデンサCo11、高速ダイオードDo11およびスイッチング素子Q11を備え、入力の電圧の電圧値を変換して負荷Rに出力直流電圧Eoを供給するチューク(Cuk)コンバータが知られている。チュークコンバータは、昇降圧コンバータとしての機能を有するのみならず、出力直流電圧に含まれるリップル電圧をゼロとする、所謂、ゼロリップルDC―DCコンバータであることが知られている。以下、図面を引用して、チュークコンバータの動作原理を簡単に説明する。なお、コンバータの用語は、スイッチング電源回路と同様の意味で、広く用いられているので、以下においては、コンバータの用語も用いるものとする。   As an example of a step-up / step-down converter that is a converter for stepping up and stepping down a DC voltage, an inductor L11, an inductor L12, a capacitor C11, a capacitor Co11, a high-speed diode Do11, and a switching element Q11 as shown in FIG. A Cuk converter that converts a voltage value and supplies an output DC voltage Eo to a load R is known. It is known that the Chuuk converter is a so-called zero ripple DC-DC converter that not only has a function as a step-up / step-down converter but also makes the ripple voltage included in the output DC voltage zero. The operation principle of the Chuuk converter will be briefly described below with reference to the drawings. Note that the terminology of the converter is widely used in the same meaning as the switching power supply circuit, and hence the terminology of the converter is also used below.
図41に示すチュークコンバータは、2種類のコンバータを組み合わせた回路と等価的なものである。すなわち、図42に示すようにインダクタL11、コンデンサCo12、高速ダイオードDo12およびスイッチング素子Q12を備え、直流電源Einから供給される電圧を昇圧して負荷Rに供給する電圧昇圧コンバータと、図43に示すようにインダクタL12、コンデンサCo11、高速ダイオードDo13およびスイッチング素子Q13を備え、入力の直流電圧を降圧して負荷Rに供給する降圧コンバータとを組み合わせたものと考えることができる。すなわち、コンデンサC11によって昇圧コンバータと降圧コンバータとを結合したものと考えることができる。ここで、図42に示す昇圧コンバータ、および、図43に示す降圧コンバータの各々は、いずれも、周知の回路技術である。   The Chuuk converter shown in FIG. 41 is equivalent to a circuit combining two types of converters. That is, as shown in FIG. 42, a voltage boost converter that includes an inductor L11, a capacitor Co12, a high-speed diode Do12, and a switching element Q12, boosts the voltage supplied from the DC power supply Ein and supplies it to the load R, and FIG. Thus, it can be considered that the inductor L12, the capacitor Co11, the high-speed diode Do13, and the switching element Q13 are combined with a step-down converter that steps down the input DC voltage and supplies it to the load R. That is, it can be considered that the step-up converter and the step-down converter are coupled by the capacitor C11. Here, each of the step-up converter shown in FIG. 42 and the step-down converter shown in FIG. 43 is a well-known circuit technology.
また、図41に示すチュークコンバータは、これと等価な回路であるトランスを有するコンバータに変形することができる。図44に示す回路、図45に示す回路、図46に示す回路の各々は、チュークコンバータと等価な回路であって、トランスを有する図47に示すコンバータを最終的に導くために、図42に示す回路を段階的に書き換えたものである。   Further, the Chuuk converter shown in FIG. 41 can be modified to a converter having a transformer which is an equivalent circuit. Each of the circuit shown in FIG. 44, the circuit shown in FIG. 45, and the circuit shown in FIG. 46 is a circuit equivalent to a Chuk converter, and in order to finally derive the converter shown in FIG. The circuit shown is rewritten step by step.
図44に示す回路は、コンデンサC11をコンデンサC21とコンデンサC22との直列接続回路で置き換えるものである。さらに、図45に示す回路は、図44に示す回路におけるコンデンサC21とコンデンサC22との接続点のフローティング電位をインダクタL13によって固定するものである。図46に示す回路は、図45に示す回路におけるインダクタL13を1次巻線N1と2次巻線N2とを有するトランスによって構成するものである。   The circuit shown in FIG. 44 replaces the capacitor C11 with a series connection circuit of a capacitor C21 and a capacitor C22. Further, the circuit shown in FIG. 45 fixes the floating potential at the connection point between the capacitor C21 and the capacitor C22 in the circuit shown in FIG. 44 by the inductor L13. In the circuit shown in FIG. 46, the inductor L13 in the circuit shown in FIG. 45 is configured by a transformer having a primary winding N1 and a secondary winding N2.
そして、図47に示す回路は、図46に示す回路における、1次巻線N1と2次巻線N2とが有する機能を電圧変換機能とインダクタンス機能とに分離した、図46と等価なる回路である。図47に示す回路における、リーケージインダクタL1のインダクタンスの値は1次巻線N1に生じるインダクタンスの値と等しいものであり、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値は2次巻線N2に生じるインダクタンスの値と等しいものである。また、図47に示す回路における、1次巻線N1および2次巻線N2を巻回して形成されるトランスは、巻線比のみが意味を有する理想トランスである。   The circuit shown in FIG. 47 is a circuit equivalent to FIG. 46 in which the functions of the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the circuit shown in FIG. 46 are separated into a voltage conversion function and an inductance function. is there. In the circuit shown in FIG. 47, the inductance value of the leakage inductor L1 is equal to the inductance value generated in the primary winding N1, and the inductance value of the leakage inductor L2 is equal to the inductance value generated in the secondary winding N2. Are equal. In addition, the transformer formed by winding the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the circuit shown in FIG. 47 is an ideal transformer having only a winding ratio.
図47に示す回路における、負荷Rの両端に生じるリップル電圧を零とする、ゼロリップル条件は、1次巻線N1の巻数/2次巻線N2の巻数として得られる巻数の比である巻数比nと、トランスの1次巻線N1と2次巻線N2との結合係数kとの関係を、巻数比n=結合係数kとなる関係とすることによって得られる。この条件を満たす場合における、1次側の電流i1(図47を参照)のスイッチング周期における電流波形を図48に示す。図48において、電流i1が増加する領域はスイッチング素子Q11がオン(導通)となる期間に対応し、電流i1が減少する領域はスイッチング素子Q11がオフ(切断)となる期間に対応するものである。また、図49に2次側の電流i2(図47を参照)を示すが、図示されるように電流i2は直流電流であり、負荷Rの両端に印加される電圧にはリップルが発生しない。しかしながら、このような条件を満たす巻数比nを有し、このような条件を満たすリーケージインダクタL1とリーケージインダクタL2とを有するようにして形成される複合トランス(インテグレーテッドマグネテックストランス)の設計、製造は困難であった。   In the circuit shown in FIG. 47, the zero ripple condition in which the ripple voltage generated at both ends of the load R is zero is a turns ratio which is a ratio of the number of turns of the primary winding N1 / the number of turns of the secondary winding N2. The relationship between n and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer is obtained by making the relationship that turns ratio n = coupling coefficient k. FIG. 48 shows a current waveform in the switching period of the primary-side current i1 (see FIG. 47) when this condition is satisfied. In FIG. 48, a region where the current i1 increases corresponds to a period during which the switching element Q11 is turned on (conducted), and a region where the current i1 decreases corresponds to a period during which the switching element Q11 is turned off (disconnected). . 49 shows the secondary current i2 (see FIG. 47). As shown, the current i2 is a direct current, and no ripple is generated in the voltage applied across the load R. However, the design and manufacture of a composite transformer (integrated magnetex transformer) having a turn ratio n satisfying such conditions and having a leakage inductor L1 and a leakage inductor L2 satisfying such conditions. Was difficult.
この結果、直流電源Einが供給する直流電圧、負荷Rの変化に対して、ゼロリップルで動作する範囲は、狭いものであった。また、スイッチング素子Q11と高速ダイオードDo11は、いずれも、所謂、ハードスイッチング動作をしており、ノイズの発生レベルも大きいものであった。このように、ゼロリップルで動作する範囲が狭いことと、ノイズ対策の困難なことから、図47に示す回路の実用化は困難視されていた。しかしながら、近年においては、チュークコンバータの発明者であるチューク博士は、このチュークコンバータを改良したテスラコンバータ(図示せず)の開発に成功している(例えば、特許文献1を参照)。このテスラコンバータは、図47に示す回路における1次巻線N1と並列にアクテイブクランプ回路を付加し、高速ダイオードDo11に替えてMOS―FETを用いる同期整流回路としており、同様にソフトスイッチング動作をさせるものである。   As a result, the range of operation with zero ripple with respect to changes in the DC voltage and load R supplied by the DC power source Ein is narrow. Further, both the switching element Q11 and the high speed diode Do11 are performing a so-called hard switching operation and have a high noise generation level. Thus, practical application of the circuit shown in FIG. 47 has been considered difficult due to the narrow range of operation with zero ripple and the difficulty of noise suppression. However, in recent years, Dr. Chuuk, the inventor of the Chuuk converter, has succeeded in developing a Tesla converter (not shown) improved from the Chuuk converter (see, for example, Patent Document 1). This Tesla converter is a synchronous rectifier circuit that uses a MOS-FET instead of the high-speed diode Do11 by adding an active clamp circuit in parallel with the primary winding N1 in the circuit shown in FIG. 47, and similarly performs a soft switching operation. Is.
また、別の背景技術としては、図50に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、1次側には、直流電源EinからインダクタLpとして機能するパワーチョークコイルPCCを介して直流電力を供給されオンとオフとを繰り返すスイッチング素子Q31およびダイオードD31を備えている。コンバータトランスPITに巻回される1次巻線N1と2次巻線N2とは磁気的に疎結合とされ、これによって、1次巻線N1にはリーケージインダクタL1が生じ、2次巻線N1にはリーケージインダクタL2が生じる。このリーケージインダクタL1は、1次側並列共振コンデンサC1とともに、電圧共振回路として機能する1次側並列共振回路を形成する。また、このリーケージインダクタL1は、1次側直列共振コンデンサC2とともに電流共振回路として機能する1次側直列共振回路を形成する。このようにして、1次側については、電圧共振回路と電流共振回路とを有する複合共振形コンバータを構成している。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. The switching power supply circuit includes, on the primary side, a switching element Q31 and a diode D31 which are supplied with DC power from the DC power supply Ein via the power choke coil PCC functioning as the inductor Lp and are repeatedly turned on and off. The primary winding N1 and the secondary winding N2 wound around the converter transformer PIT are magnetically loosely coupled, whereby a leakage inductor L1 is generated in the primary winding N1 and the secondary winding N1. Causes a leakage inductor L2. The leakage inductor L1 forms a primary side parallel resonance circuit that functions as a voltage resonance circuit together with the primary side parallel resonance capacitor C1. The leakage inductor L1 forms a primary side series resonance circuit that functions as a current resonance circuit together with the primary side series resonance capacitor C2. In this manner, a composite resonance type converter having a voltage resonance circuit and a current resonance circuit is configured on the primary side.
このスイッチング電源回路の2次側は、2次巻線N2に生じる交流電力を高速ダイオードDo1と高速ダイオードDo2とで倍圧半波整流して、2次側平滑コンデンサCo1および2次側平滑コンデンサCo2とインダクタL31とで構成されるパイ型フィルタによって平滑して、出力直流電圧Eo2を得ている。出力直流電圧Eo2は制御回路1および発振・ドライブ回路2によって定電圧化される。また、このスイッチング電源回路の2次側は、リーケージインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC3とによって、2次側直列共振回路が形成されている。   The secondary side of the switching power supply circuit rectifies the AC power generated in the secondary winding N2 by the double voltage half-wave rectification by the high speed diode Do1 and the high speed diode Do2, and thereby obtains the secondary side smoothing capacitor Co1 and the secondary side smoothing capacitor Co2. And an output DC voltage Eo2 is obtained by smoothing with a pie-type filter including the inductor L31. The output DC voltage Eo2 is made constant by the control circuit 1 and the oscillation / drive circuit 2. Further, on the secondary side of the switching power supply circuit, a secondary side series resonance circuit is formed by the leakage inductor L2 and the secondary side series resonance capacitor C3.
ここで、高速ダイオードDo1および高速ダイオードDo2の各々は、いずれも、ターンオフ時において、逆回復時間(trr)の影響によって、スパイク電圧を発生する。   Here, each of the high speed diode Do1 and the high speed diode Do2 generates a spike voltage due to the influence of the reverse recovery time (trr) at the time of turn-off.
図51に図50に示すスイッチング電源回路の各部の波形を示す。図51の上段より下段に向かい、電流IQ31(図50を参照)、電流ID2(図50を参照)、電流ID1(図50を参照)、電圧Eo1(図50を参照)の交流成分ΔEo1、電圧Eo2(図50を参照)の交流成分ΔEo2の各々を示す。ここで、図51に示す交流成分ΔEo1には、パルス状の電圧がスパイク電圧として含まれる。   FIG. 51 shows waveforms at various parts of the switching power supply circuit shown in FIG. 51, the current component IQE (see FIG. 50), current ID2 (see FIG. 50), current ID1 (see FIG. 50), AC component ΔEo1 of voltage Eo1 (see FIG. 50), voltage Each AC component ΔEo2 of Eo2 (see FIG. 50) is shown. Here, the AC component ΔEo1 shown in FIG. 51 includes a pulse voltage as a spike voltage.
このスパイク電圧は、出力直流電圧が供給される負荷が電子機器である場合には、これらの機器にノイズ障害を与え、電子機器の誤動作、性能劣化を引き起こす場合があり、好ましいものではない。図50に示すスイッチング電源では、このような問題が生じることを回避して、よりスパイク電圧の量を少なくするために、上述したようにパイ型のフィルタ構成としている。   When the load to which the output DC voltage is supplied is an electronic device, this spike voltage is not preferable because it may cause noise interference to these devices and cause malfunctions and performance deterioration of the electronic devices. The switching power supply shown in FIG. 50 has a pi-type filter configuration as described above in order to avoid such a problem and to further reduce the amount of spike voltage.
また、さらに別の背景技術としては、図52に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、1次巻線N1および2次巻線N2を有するコンバータトランスPITを有し、リーケージインダクタL1を有する1次巻線N1に接続されたスイッチング素子Q31およびダイオードD31を有し、1次側については、1次側並列共振コンデンサC1を有してなる1次側並列共振回路を有してなる1次側直列共振回路と、を備えている。また、2次側はリーケージインダクタL2を有する2次巻線N2と2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振回路を構成し、2次側に生じる交流電力を2次側整流素子として機能する高速ダイオードDo1および高速ダイオードDo2と2次側平滑コンデンサCoとで整流して出力直流電圧Eoを得る複合共振コンバータである。制御回路1、発振・ドライブ回路2は、スイッチング素子Q31を制御するようになされている。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. This switching power supply circuit has a converter transformer PIT having a primary winding N1 and a secondary winding N2, and has a switching element Q31 and a diode D31 connected to the primary winding N1 having a leakage inductor L1, The primary side includes a primary side series resonant circuit having a primary side parallel resonant circuit having a primary side parallel resonant capacitor C1. The secondary side includes a secondary winding N2 having a leakage inductor L2 and a secondary side series resonance capacitor to form a secondary side series resonance circuit, and AC power generated on the secondary side functions as a secondary side rectifier. The composite resonant converter obtains an output DC voltage Eo by rectifying with the high-speed diodes Do1 and Do2 and the secondary-side smoothing capacitor Co. The control circuit 1 and the oscillation / drive circuit 2 are configured to control the switching element Q31.
図52に示すスイッチング電源回路では、コンバータトランスPITは1次巻線N1と2次巻線N2とを磁気的に疎結合として構成されており、例えば、結合係数は0.85とされている。この結果として、上述したように1次巻線N1にはリーケージインダクタL1、2次巻線N2にはリーケージインダクタL2が生じる。また、1次側の直流電力は、交流電源ACからの交流電力をフィルタコンデンサCL1、フィルタコンデンサCL2およびコモンモードチョークコイルCMCからなるコモンモードフィルタを介して、1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとで平滑して得られる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 52, the converter transformer PIT is configured such that the primary winding N1 and the secondary winding N2 are magnetically loosely coupled. For example, the coupling coefficient is 0.85. As a result, as described above, the leakage inductor L1 is generated in the primary winding N1, and the leakage inductor L2 is generated in the secondary winding N2. Further, the DC power on the primary side is converted from the AC power from the AC power supply AC through the common mode filter including the filter capacitor CL1, the filter capacitor CL2, and the common mode choke coil CMC. It is obtained by smoothing with the smoothing capacitor Ci.
図52に示すスイッチング電源回路は、上述したように1次側回路には1次側並列共振回路を有し、2次側回路には2次側直列共振回路を有する多重共振コンバータとして構成されている。また、2次側回路は、高速ダイオードDo1、高速ダイオードDo2および2次側平滑コンデンサCoを有して、倍圧半波整流回路として形成されている。   The switching power supply circuit shown in FIG. 52 is configured as a multiple resonance converter having a primary side parallel resonant circuit in the primary side circuit and a secondary side series resonant circuit in the secondary side circuit as described above. Yes. The secondary side circuit includes a high speed diode Do1, a high speed diode Do2, and a secondary side smoothing capacitor Co, and is formed as a voltage doubler half wave rectifier circuit.
図53は、図52に示すスイッチング電源回路の各部の波形を示すものであり、上段から順に、電圧V1(図52を参照)、電流IQ31(図52を参照)、電流I22(図52を参照)、出力直流電圧Eo(図52を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。なお、出力直流電圧Eoは175V、負荷電力は300W、入力交流電圧VACは100Vとされている。   FIG. 53 shows the waveforms of the respective parts of the switching power supply circuit shown in FIG. 52. In order from the top, voltage V1 (see FIG. 52), current IQ31 (see FIG. 52), current I22 (see FIG. 52). ), Each of the AC components ΔEo included in the output DC voltage Eo (see FIG. 52). The output DC voltage Eo is 175 V, the load power is 300 W, and the input AC voltage VAC is 100 V.
図52に示すスイッチング電源回路では、図53に示すように、高速ダイオードDo1に流れる電流I22の波形は滑らかで、正弦波に近いものである。また、図示はしないが、高速ダイオードDo2に流れる電流I21の波形も滑らかで、正弦波に近いものである。しかしながら、高速ダイオードDo1および高速ダイオードDo2は、逆回復時間(trr)を有する特性であるために、出力直流電圧Eoの交流成分ΔEoには、図53に図示するように、スイッチング周期の略2.5V程度の電圧値のスパイクが含まれる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 52, as shown in FIG. 53, the waveform of the current I22 flowing through the high-speed diode Do1 is smooth and close to a sine wave. Although not shown, the waveform of the current I21 flowing through the high speed diode Do2 is also smooth and close to a sine wave. However, since the high-speed diode Do1 and the high-speed diode Do2 have a characteristic of having a reverse recovery time (trr), the AC component ΔEo of the output DC voltage Eo has a switching period of about 2 as shown in FIG. A spike with a voltage value of about 5V is included.
また、他の背景技術としては、図54に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、スパイク電圧を抑圧するとともに、力率の改善も同時に図るものである。1次側は、スイッチング素子Q31、ダイオードD31、補助スイッチング素子Q41およびダイオードD41を有している。スイッチング素子Q31は1次巻線N1に印加される電力を断続して、1次巻線N1に交流電力を供給する。また、図54に示すスイッチング電源回路は、1次側並列共振コンデンサC1を有してなる1次側並列共振回路を備えている。また、2次側には、2次側直列共振コンデンサC3を有してなる2次側直列共振回路を備えた多重共振形コンバータである。この多重共振形コンバータのコンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数は疎結合とされ、リーケージインダクタL1と、リーケージインダクタL2とを得ている。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. This switching power supply circuit suppresses the spike voltage and simultaneously improves the power factor. The primary side includes a switching element Q31, a diode D31, an auxiliary switching element Q41, and a diode D41. The switching element Q31 intermittently supplies power applied to the primary winding N1, and supplies AC power to the primary winding N1. The switching power supply circuit shown in FIG. 54 includes a primary side parallel resonant circuit having a primary side parallel resonant capacitor C1. The secondary side is a multiple resonance type converter provided with a secondary side series resonance circuit having a secondary side series resonance capacitor C3. The magnetic coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT of this multiple resonance type converter is loosely coupled to obtain a leakage inductor L1 and a leakage inductor L2.
また、2次側の平滑整流回路は、ブリッジ接続とされる高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4、2次側平滑コンデンサCo1、2次側平滑コンデンサCo2および2次側インダクタLoを有して構成されている。2次側平滑コンデンサCo1、2次側平滑コンデンサCo2および2次側インダクタLoはパイ型フィルタとされており、これによって、高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4の逆回復時間(trr)によって生じる出力直流電圧Eoの交流成分ΔEoに含まれるスパイク電圧の大きさを小さなものとしている。図54に示すスイッチング電源回路の説明をしない符号を付した部分は図52に示すスイッチング電源回路におけると同様の部分である。   The secondary side smoothing rectifier circuit includes a high speed diode Do1 to a high speed diode Do4, a secondary side smoothing capacitor Co1, a secondary side smoothing capacitor Co2, and a secondary side inductor Lo which are bridge-connected. Yes. The secondary-side smoothing capacitor Co1, the secondary-side smoothing capacitor Co2, and the secondary-side inductor Lo are pie-type filters, whereby the output DC voltage generated by the reverse recovery time (trr) of the high-speed diodes Do1 to Do4. The magnitude of the spike voltage included in the AC component ΔEo of Eo is made small. Portions to which the switching power supply circuit shown in FIG. 54 is not described are the same as those in the switching power supply circuit shown in FIG.
また、図54に示すスイッチング電源回路の1次側には、高速ダイオードD1、インダクタLiおよびコンデンサCNとからなる電圧帰還方式の力率改善回路を備えている。この電圧帰還方式の力率改善回路は、コンデンサCNによってノーマルモードノイズを抑圧し、高速ダイオードD1およびインダクタLiによって1次側の共振回路に流れる電流を1次側平滑コンデンサに帰還して、力率の改善を図るものであり、入力交流電圧VAC(図54を参照)の範囲が85Vから264Vの範囲で良好な力率特性を得ることができるものである。   Further, on the primary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 54, a voltage feedback type power factor correction circuit including a high speed diode D1, an inductor Li, and a capacitor CN is provided. This voltage feedback type power factor improvement circuit suppresses normal mode noise by the capacitor CN, and feeds back the current flowing in the primary side resonance circuit to the primary side smoothing capacitor by the high speed diode D1 and the inductor Li. In this case, a good power factor characteristic can be obtained when the range of the input AC voltage VAC (see FIG. 54) is in the range of 85V to 264V.
図55は力率改善回路に関係する各部の波形を示す図である。上段は、入力交流電圧VAC(図54を参照)、下段は、入力交流電流IAC(図54を参照)の各々を示すものである。ここで、図55は、入力交流電圧VACが100V、負荷電力が300Wにおける、入力交流電流IAC(図54を参照)を示すものであり、この場合には力率の値としては、0.9程度に改善している。このような力率改善回路を用いることによって、入力交流電圧VACが100V系では日本国の力率の規制値、入力交流電圧VACが200V系では欧州の力率の規制値を満たすことができる。   FIG. 55 is a diagram showing waveforms at various parts related to the power factor correction circuit. The upper part shows the input AC voltage VAC (see FIG. 54), and the lower part shows the input AC current IAC (see FIG. 54). Here, FIG. 55 shows the input AC current IAC (see FIG. 54) when the input AC voltage VAC is 100 V and the load power is 300 W. In this case, the power factor value is 0.9. It has improved to the extent. By using such a power factor correction circuit, it is possible to satisfy the power factor regulation value of Japan when the input AC voltage VAC is 100V, and the power factor regulation value of Europe when the input AC voltage VAC is 200V.
また、さらに、図54に示すスイッチング電源回路の1次側には、アクテイブクランプ回路を備えている。アクテイブクランプ回路は、電圧クランプ用コンデンサCcr、補助スイッチング素子Q41、抵抗Rg1、抵抗Rg2、コンバータトランスPITに巻回された補助巻線Ngを有して形成されている。補助巻線Ngは、例えば、1T(ターン)程度の巻数とされ、補助巻線Ngに生じる電圧は、抵抗Rg1と抵抗Rg2とで分圧して補助スイッチング素子Q41の制御端子に印加される。ここで、補助スイッチング素子Q41はMOS−FETによって形成されており、抵抗Rg1と抵抗Rg2とによって分圧された電圧が、補助スイッチング素子Q41の制御端子としてのゲートに供給され、補助スイッチング素子Q41をオンまたはオフとする。   Furthermore, an active clamp circuit is provided on the primary side of the switching power supply circuit shown in FIG. The active clamp circuit includes a voltage clamp capacitor Ccr, an auxiliary switching element Q41, a resistor Rg1, a resistor Rg2, and an auxiliary winding Ng wound around the converter transformer PIT. The auxiliary winding Ng has a number of turns of about 1T (turns), for example, and the voltage generated in the auxiliary winding Ng is divided by the resistor Rg1 and the resistor Rg2 and applied to the control terminal of the auxiliary switching element Q41. Here, the auxiliary switching element Q41 is formed of a MOS-FET, and the voltage divided by the resistor Rg1 and the resistor Rg2 is supplied to the gate as the control terminal of the auxiliary switching element Q41. Turn on or off.
補助巻線Ngの巻方向を選択することによって、スイッチング素子Q31がオフとなるときに補助スイッチング素子Q41がオンとなるような自励ドライブ方式とすることができる。そして、抵抗Rg1と抵抗Rg2との比を適切に調整することによって、補助スイッチング素子Q41がオンとなる時間を最適化できる。このようにして、スイッチング素子Q31の耐電圧を低いものとすることができ、例えば、スイッチング素子Q31の耐圧が900VGであっても、85Vから264Vまでの広範囲な入力交流電圧VACに対応させることができる。   By selecting the winding direction of the auxiliary winding Ng, a self-excited drive system can be employed in which the auxiliary switching element Q41 is turned on when the switching element Q31 is turned off. Then, by appropriately adjusting the ratio between the resistor Rg1 and the resistor Rg2, the time during which the auxiliary switching element Q41 is turned on can be optimized. In this way, the withstand voltage of the switching element Q31 can be lowered. For example, even if the withstand voltage of the switching element Q31 is 900 VG, it is possible to cope with a wide range of input AC voltage VAC from 85V to 264V. it can.
図56は、補助スイッチング素子Q41と電圧クランプ用コンデンサCcrの直列接続回路からなるアクテイブクランプ回路の作用を、図54に示すスイッチング電源回路の各部の波形によって示すものである。図56は、上段から順に、電圧V1(図54を参照)、電流IQ31(図54を参照)、電流IQ41(図54を参照)、電圧Eo1(図54参照)に含まれる交流成分ΔEo1の各々を示すものである。   FIG. 56 shows the operation of the active clamp circuit including the series connection circuit of the auxiliary switching element Q41 and the voltage clamp capacitor Ccr by the waveforms of the respective parts of the switching power supply circuit shown in FIG. 56, in order from the top, each of the AC component ΔEo1 included in the voltage V1 (see FIG. 54), the current IQ31 (see FIG. 54), the current IQ41 (see FIG. 54), and the voltage Eo1 (see FIG. 54). Is shown.
図54に示すスイッチング電源回路では、発振・ドライブ回路2から供給される信号の負荷電力の変動に対する周波数の変化範囲は、1次側の共振回路の周波数および2次側の直列共振回路の共振周波数を適切に選択することによって狭くすることができるものであり、このようにして、入力交流電圧VACの範囲を広くできるワイドレンジ対応とできるものである。また、力率改善回路を有するので、図56に示す波形から明らかなように力率も改善される。しかしながら、図55に示す交流成分ΔEo1から明らかなように、略1V程度のスパイク電圧が含まれ、2次側平滑コンデンサCo1に加えて、2次側平滑コンデンサCo2およびインダクタL31を追加したパイ型フィルタによって、このスパイク電圧を抑圧している。
米国特許第6462962号明細書 特開平6−169568号公報
In the switching power supply circuit shown in FIG. 54, the change range of the frequency with respect to the fluctuation of the load power of the signal supplied from the oscillation / drive circuit 2 is the frequency of the primary side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary side series resonance circuit. Can be narrowed by appropriately selecting the input voltage, and in this way, the input AC voltage VAC can be widened and can be widened. Further, since the power factor improving circuit is provided, the power factor is also improved as is apparent from the waveform shown in FIG. However, as is apparent from the AC component ΔEo1 shown in FIG. 55, a pi-type filter that includes a spike voltage of about 1 V and includes a secondary side smoothing capacitor Co2 and an inductor L31 in addition to the secondary side smoothing capacitor Co1. Therefore, this spike voltage is suppressed.
US Pat. No. 6,462,962 specification JP-A-6-169568
図41に示すチュークコンバータにおいては、上述したように、良好な特性を有する複合トランスを設計、製造することが困難である。また、これを改良したテスラコンバータにおいては、特許文献1に記載した回路構成では、1次側と2次側とに2つのコンバータ回路を備えるので、部品点数が多く、回路構成が複雑である。具体的には、3個のMOS−FETと高速ダイオードが必要とされ、構成部品の点数が増大するとともに、依然として複合トランスの入手が困難であるという点についての根本的な解決はされていない。また、図50に示すコンバータ回路においては、高速ダイオードDo1および高速ダイオードDo2の逆回復時間(trr)によって、高速ダイオードのターンオフ時に、電圧Eo1に、スイッチング周期で発生するスパイク電圧が発生する。また、図52に示すコンバータ回路においては、高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4の逆回復時間(trr)によって、高速ダイオードのターンオフ時に、出力直流電圧Eoに、スイッチング周期で発生するスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧の抑制対策として、さらに、2次側インダクタLoと2次側平滑コンデンサCo2とで形成されるローパスフィルタが必要とされる。また、図54に示す回路でも同様に、2次側インダクタLoと2次側平滑コンデンサCo2とで形成されるローパスフィルタが必要とされ、このようなパイ型フィルタでは、回路部品の点数が増加する。   In the Chuuk converter shown in FIG. 41, as described above, it is difficult to design and manufacture a composite transformer having good characteristics. Moreover, in the Tesla converter which improved this, in the circuit structure described in patent document 1, since two converter circuits are provided in a primary side and a secondary side, a number of parts is large and a circuit structure is complicated. Specifically, three MOS-FETs and high-speed diodes are required, the number of components increases, and the fundamental solution regarding the difficulty of obtaining a composite transformer has not been made yet. In the converter circuit shown in FIG. 50, a spike voltage generated in the switching period is generated in voltage Eo1 when the high-speed diode is turned off due to the reverse recovery time (trr) of high-speed diode Do1 and high-speed diode Do2. In the converter circuit shown in FIG. 52, the reverse recovery time (trr) of the high speed diodes Do1 to Do4 generates a spike voltage generated in the output DC voltage Eo when the high speed diodes are turned off. As a countermeasure against the spike voltage, a low-pass filter formed by the secondary inductor Lo and the secondary smoothing capacitor Co2 is further required. Similarly, in the circuit shown in FIG. 54, a low-pass filter formed by the secondary-side inductor Lo and the secondary-side smoothing capacitor Co2 is required. In such a pie-type filter, the number of circuit components increases. .
本発明は、上述の課題を解決し、構成部品の点数を少なくし、構成が困難な複合トランスを用いることなく、負荷に供給する出力直流電圧に含まれるリップル成分およびスパイク成分を小さなものとするスイッチング電源回路を提供するものである。   The present invention solves the above-described problems, reduces the number of components, and reduces the ripple component and spike component included in the output DC voltage supplied to the load without using a complex transformer that is difficult to configure. A switching power supply circuit is provided.
本発明のスイッチング電源回路は、交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとを有して形成される1次側整流平滑回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、前記1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスと、前記2次巻線から負荷に定電圧の出力直流電圧を供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記1次側回路は、前記1次側整流回路と前記1次巻線との間に介在する1次側インダクタと、前記1次巻線に交流電力を供給し、前記出力直流電圧を定電圧とするように制御されるスイッチング素子と、前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、前記スイッチング素子に並列接続される1次側並列共振コンデンサとで1次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側並列共振回路と、前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備し、前記2次側回路は、前記コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、前記2次巻線に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧を得る2次側出力直流電圧生成手段と、を具備し、前記2次側出力直流電圧生成手段は、前記2次側直列共振コンデンサと前記2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、前記ダイオードに一端が接続され、前記2次巻線に生じる前記リーケージインダクタの値よりも大きなインダクタンス値を有する2次側インダクタと、前記2次側インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して、前記2次巻線に生ずる電圧を降圧するように形成される。   The switching power supply circuit of the present invention inputs DC power obtained by a primary side rectifying and smoothing circuit formed by including a primary side rectifying element that converts AC power into DC power and a primary side smoothing capacitor. And a converter formed by magnetically coupling a primary side circuit for generating AC power, and a primary winding and a secondary winding for transmitting the AC power generated in the primary side circuit. A switching power supply circuit comprising: a transformer; and a secondary side circuit that supplies a constant output DC voltage from the secondary winding to the load, wherein the primary side circuit includes the primary side rectifier circuit and the primary side rectifier circuit A primary-side inductor interposed between the primary winding, a switching element controlled to supply AC power to the primary winding and set the output DC voltage to a constant voltage, and the converter transformer. Leakage inductance in the primary winding; A primary side parallel resonant circuit formed so that a primary side parallel resonant frequency is dominated by a primary side parallel resonant capacitor connected in parallel to the switching element, and generated in a primary winding of the converter transformer. A primary side series resonant circuit formed such that a primary side series resonant frequency is dominated by a leakage inductor and a primary side series string resonant capacitor connected in series to the primary winding; In the secondary circuit, the secondary series resonance frequency is dominated by a leakage inductor generated in the secondary winding of the converter transformer and a secondary series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary side series resonance circuit formed as described above, and secondary side output DC voltage generating means for converting the AC power obtained in the secondary winding into DC power to obtain an output DC voltage, in front The secondary output DC voltage generating means includes a diode connected in parallel to a series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor and the secondary winding, and one end connected to the diode, the secondary winding And a secondary side smoothing capacitor connected to the other end of the secondary side inductor. The generated voltage is stepped down.
このスイッチング電源回路では、1次側回路は、1次側並列共振回路と、1次側直列共振回路と、を具備するので、ゼロボルテージスイッチング動作をして、スイッチング損失が少ない多重共振形コンバータとして機能する。   In this switching power supply circuit, the primary side circuit includes a primary side parallel resonance circuit and a primary side series resonance circuit, so that a zero voltage switching operation is performed and a multi-resonance converter with low switching loss is obtained. Function.
また、2次側回路は、出力直流電流を得るための2次側出力直流電圧生成手段を具備し、この2次側出力直流電圧生成手段は、2次側直列共振コンデンサと2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、このダイオードに一端が接続されるインダクタと、このインダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して形成され、2次巻線に生ずる電圧を降圧する。そして、2次側インダクタのインダクタンス値は、2次巻線に生じるリーケージインダクタの値よりも大きなものとされ、電流連続モードで動作することによって、出力直流電圧に含まれるリップル成分およびスパイク成分を小さなものとできる。   The secondary side circuit includes secondary side output DC voltage generation means for obtaining an output DC current, and the secondary side output DC voltage generation means includes a secondary side series resonance capacitor, a secondary winding, A diode connected in parallel to the series connection circuit, an inductor having one end connected to the diode, and a secondary smoothing capacitor connected to the other end of the inductor. Step down the voltage generated on the line. The inductance value of the secondary inductor is set to be larger than the value of the leakage inductor generated in the secondary winding, and the ripple component and the spike component included in the output DC voltage are reduced by operating in the current continuous mode. I can do it.
本発明によれば、構成部品の点数を少なくし、負荷に供給する出力直流電圧に含まれるリップル成分とスパイク成分とを低減するスイッチング電源回路を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the switching power supply circuit which reduces the number of components and reduces the ripple component and spike component which are contained in the output DC voltage supplied to load can be provided.
発明を実施するためのいくつかの実施形態について、以下順に説明するが、種々の実施形態の共通の特徴(要旨)について簡単に説明した後、個々の実施形態について図面に沿って説明する。   Several embodiments for carrying out the invention will be described below in order, but after briefly describing common features (summary) of various embodiments, individual embodiments will be described with reference to the drawings.
実施形態のスイッチング電源回路は、交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとを有して形成される1次側整流平滑回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスと、2次巻線から負荷に定電圧の出力直流電圧を供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路である。ここで、1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とは、例えば、0.8以下の結合係数であることをいうものである。   The switching power supply circuit according to the embodiment inputs DC power obtained by a primary side rectifying and smoothing circuit formed by including a primary side rectifying element that converts AC power into DC power and a primary side smoothing capacitor. And a converter transformer formed by magnetically loosely coupling a primary winding for generating AC power and a primary winding and a secondary winding for transmitting AC power generated in the primary side circuit. And a secondary circuit for supplying a constant output DC voltage from the secondary winding to the load. Here, the loose coupling between the primary winding and the secondary winding means that the coupling coefficient is, for example, 0.8 or less.
そして、1次側回路は、1次側整流回路と1次巻線との間に介在する1次側インダクタと、1次巻線に交流電力を供給し、出力直流電圧を定電圧とするように制御されるスイッチング素子と、コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、スイッチング素子に並列接続される1次側並列共振コンデンサとで形成される1次側並列共振回路と、コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備しており、また、2次側回路は、コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、2次巻線に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧を得る2次側出力直流電圧生成手段と、を具備している。   The primary side circuit supplies a primary side inductor interposed between the primary side rectifier circuit and the primary winding and AC power to the primary winding so that the output DC voltage is a constant voltage. A primary side parallel resonant circuit formed by a switching element controlled by the converter, a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer, and a primary side parallel resonant capacitor connected in parallel to the switching element, A primary side series resonance circuit formed such that a primary side series resonance frequency is controlled by a leakage inductor generated in the primary winding and a primary side series string resonance capacitor connected in series to the primary winding. And the secondary side circuit includes a leakage side inductor generated in the secondary winding of the converter transformer and a secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary side series resonance circuit formed so that the resonance frequency is controlled, and secondary side output DC voltage generating means for converting the AC power obtained in the secondary winding into DC power to obtain an output DC voltage; Are provided.
さらに、2次側出力直流電圧生成手段は、2次側直列共振コンデンサと2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、このダイオードに一端が接続され、2次巻線に生じるリーケージインダクタの値よりも大きなインダクタンス値を有する2次側インダクタと、2次側インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有している。   Further, the secondary side output DC voltage generating means includes a diode connected in parallel to the series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor and the secondary winding, and one end connected to the diode. A secondary-side inductor having an inductance value larger than that of the generated leakage inductor, and a secondary-side smoothing capacitor connected to the other end of the secondary-side inductor.
このような構成を採用することによって、直流電力は、1次側インダクタを介して、1次巻線に電力が供給され、1次側並列共振回路と、1次側直列共振回路とを有する1次側回路は、E級スイッチング増幅器またはI級スイッチング増幅器として機能することとなる。   By adopting such a configuration, the DC power is supplied to the primary winding via the primary side inductor, and has a primary side parallel resonance circuit and a primary side series resonance circuit. The secondary circuit functions as a class E switching amplifier or a class I switching amplifier.
ここで、E級スイッチング増幅器とは、1次側インダクタのインダクタンスの値を十分に大きくして、1次側インダクタに流入する電流を直流に近づける回路構成をいうものである。また、接続態様としては、一般的には、1次側インダクタが、1次巻線とスイッチング素子との接続点に接続される接続態様とされる。1次側インダクタのインダクタンス値の大きさと回路特性とは、以下の関係を有する。1次側インダクタのインダクタンスの値を大きくする程、1次側インダクタに流入する直流電流に含まれるスイッチング周期のリップル成分の量は少なくなる。これによって、1次側から入力交流電源に漏れ出す高周波のノイズを低減させ、1次側平滑コンデンサに流れるスイッチング周期のリップル電流の量を低減することができる。   Here, the class E switching amplifier refers to a circuit configuration in which the value of the inductance of the primary side inductor is sufficiently increased so that the current flowing into the primary side inductor becomes close to direct current. As a connection mode, generally, a primary side inductor is connected to a connection point between the primary winding and the switching element. The magnitude of the inductance value of the primary inductor and the circuit characteristics have the following relationship. As the inductance value of the primary side inductor is increased, the amount of the ripple component of the switching period included in the direct current flowing into the primary side inductor is reduced. As a result, high-frequency noise leaking from the primary side to the input AC power supply can be reduced, and the amount of ripple current in the switching period flowing through the primary-side smoothing capacitor can be reduced.
1次側インダクタが存在することによって上述した、ノイズの低減およびリップル電流の低減の効果を有するが、1次側インダクタの大きさに応じて、ノイズの低減およびリップル電流の低減の効果には、量的な変化が生じる。この観点から見た場合の一つの好ましい1次側インダクタの値は、例えば、1次側インダクタのインダクタンスの値をコンバータトランスのリーケージインダクタのインダクタンスの値よりも大きくするものであり、このようにすれば、ノイズを十分に低減させ、1次側平滑コンデンサに流れるスイッチング周期のリップル電流の大きさを十分に小さくして、良好なる所期の特性を得ることができる。   The presence of the primary-side inductor has the effect of reducing noise and ripple current as described above. Depending on the size of the primary-side inductor, the effect of reducing noise and ripple current is A quantitative change occurs. From this point of view, one preferable value of the primary inductor is, for example, that the inductance value of the primary inductor is made larger than the inductance value of the leakage inductor of the converter transformer. For example, it is possible to sufficiently reduce noise and sufficiently reduce the magnitude of the ripple current of the switching period flowing through the primary side smoothing capacitor, thereby obtaining good desired characteristics.
また、I級スイッチング増幅器は、1次側インダクタを有する点においては、E級スイッチング増幅器と同様であるが、特に、以下の特徴を有する回路を称するものである。すなわち、1次巻線に生じるリーケージインダクタと1次側直列共振コンデンサとで、1次側直列共振回路(第1の1次側直列共振回路)を形成するとともに、1次側インダクタと1次側直列共振コンデンサとで、他の1次側直列共振回路(第2の1次側直列共振回路)を形成し、第2の1次側直列共振回路の共振周波数を第1の1次側直列共振回路の共振周波数に対して略2倍に設定するものである。このように設定することによって、広範囲な負荷変動に対してより安定して、ZVS(Zero Voltage Switching)動作をさせることができるようになる。ここで、上述の略2倍の範囲については、本特許出願の願書に記載の発明者(以下、本願発明者と省略する)の実験した結果によれば、2倍に対して上側30%、下側30%の範囲で良好なるZVS特性が得られることが一つの知見として得られている。   The class I switching amplifier is similar to the class E switching amplifier in that it has a primary side inductor, but particularly refers to a circuit having the following characteristics. That is, the leakage inductor generated in the primary winding and the primary side series resonant capacitor form a primary side series resonant circuit (first primary side series resonant circuit), and the primary side inductor and the primary side Another primary side series resonance circuit (second primary side series resonance circuit) is formed with the series resonance capacitor, and the resonance frequency of the second primary side series resonance circuit is set to the first primary side series resonance circuit. It is set to be approximately twice the resonant frequency of the circuit. By setting in this way, it becomes possible to perform a ZVS (Zero Voltage Switching) operation more stably against a wide range of load fluctuations. Here, according to the result of an experiment conducted by the inventor (hereinafter abbreviated as the inventor of the present application) described in the application of this patent application, the upper half of the above-mentioned range of about twice is 30%, One finding is that good ZVS characteristics can be obtained in the lower 30% range.
また、I級スイッチング増幅器の接続態様としては、一般的には、1次側インダクタが、1次巻線と1次側直列共振コンデンサとの接続点に接続される接続態様とされる。なお、このI級スイッチング増幅器は、本願発明者の創作するものであり、I級スイッチング増幅器の名称も同様に本願発明者の創作するものである。   Further, the connection mode of the class I switching amplifier is generally a connection mode in which the primary side inductor is connected to the connection point between the primary winding and the primary side series resonance capacitor. This class I switching amplifier is created by the inventor of the present application, and the name of the class I switching amplifier is also created by the present inventor.
2次側回路は、上述するようにして2次側直列共振回路を具備しており、これによって、上述した、E級スイッチング増幅器およびI級スイッチング増幅器としての1次側回路の構成から得られるZVS特性を、さらに、良好なものとする。また、2次巻線に生じるリーケージインダクタの値よりも大きなインダクタンス値を有する2次側インダクタと、2次側インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサとを有しており、所謂、降圧コンバータとしての接続態様を有している。この降圧コンバータとしての構成によって、この2次巻線に生じる電圧を降圧して所定の出力直流電圧を得ることができる。また、このような降圧コンバータ構成を採用することによって、出力直流電圧に含まれるリップル電圧およびスパイク電圧の大きさを小さなものでできる。また、特に、2次側インダクタのインダクタンス値を2次巻線に生じるリーケージインダクタの値よりも大きなものとすることによって、2次側インダクタに流れる電流が途切れることなく流れるモードである、所謂、電流連続モードとなり、さらに、一層、出力直流電圧に含まれるリップル電圧およびスパイク電圧の大きさを小さなものでできる。   The secondary side circuit is provided with the secondary side series resonance circuit as described above, whereby the ZVS obtained from the configuration of the primary side circuit as the class E switching amplifier and the class I switching amplifier described above. The characteristics are further improved. Further, it has a secondary inductor having an inductance value larger than the value of the leakage inductor generated in the secondary winding, and a secondary smoothing capacitor connected to the other end of the secondary inductor. It has a connection mode as a step-down converter. With this configuration as a step-down converter, a voltage generated in the secondary winding can be stepped down to obtain a predetermined output DC voltage. Further, by adopting such a step-down converter configuration, the ripple voltage and spike voltage included in the output DC voltage can be reduced. Further, in particular, a so-called current is a mode in which the current flowing through the secondary inductor flows without interruption by making the inductance value of the secondary inductor larger than the value of the leakage inductor generated in the secondary winding. The continuous mode is achieved, and the ripple voltage and spike voltage included in the output DC voltage can be further reduced.
2次側回路には、さらに、2次側並列共振コンデンサを有して2次側並列共振回路を形成して、さらに、一層、スイッチング電源回路の損失を低減することができる。また、2次側回路は、スナバーコンデンサと抵抗との直列接続回路として形成されるスナバー回路を有し、さらに、一層、スパイク電圧を低減することができる。   The secondary side circuit further includes a secondary side parallel resonant capacitor to form a secondary side parallel resonant circuit, and the loss of the switching power supply circuit can be further reduced. Moreover, the secondary circuit has a snubber circuit formed as a series connection circuit of a snubber capacitor and a resistor, and can further reduce the spike voltage.
また、1次側回路には、1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとの間に、力率改善回路を介在させて力率改をおこなうようにして、良好な力率を得るようにしても良い。また、スイッチング素子がオフとなるときに発生する電圧をクランプするアクテイブクランプ回路を有するようにして、スイッチング素子の耐電圧を低いものとして、広範囲の入力交流電圧に対応するようにして、所謂、ワイドレンジ対応とするようにしても良い。   In addition, the primary side circuit has a power factor correction circuit interposed between the primary side rectifying element and the primary side smoothing capacitor so as to obtain a good power factor. May be. In addition, an active clamp circuit that clamps a voltage generated when the switching element is turned off is provided so that the withstand voltage of the switching element is low, so as to support a wide range of input AC voltages, so-called wide You may make it correspond to a range.
以下、図面に沿って各々の実施形態について説明をする。まず図1に沿って、基本となる実施形態のスイッチング電源回路の説明をした後、種々の変形例の実施形態について説明をする。   Hereinafter, each embodiment will be described with reference to the drawings. First, the switching power supply circuit according to the basic embodiment will be described with reference to FIG. 1, and then various modified embodiments will be described.
図1に示すスイッチング電源回路について説明する。図1に示すスイッチング電源回路の概要は、交流電源ACから供給される交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとを有して形成される1次側整流平滑回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線N1と2次巻線N2とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスPITと、2次巻線N2から負荷に定電圧の出力直流電圧Eoを供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路である。   The switching power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. An outline of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 is that a primary side rectifier Di that converts AC power supplied from an AC power source AC into DC power and a primary side smoothing capacitor Ci are formed. A primary side circuit for generating AC power by inputting DC power obtained by the rectifying and smoothing circuit, a primary winding N1 and a secondary winding N2 for transmitting the AC power generated by the primary side circuit, Is a switching power supply circuit including a converter transformer PIT formed by being magnetically loosely coupled and a secondary circuit that supplies a constant output DC voltage Eo from the secondary winding N2 to the load.
1次側回路は、スイッチング素子Q1を具備する。このスイッチング素子Q1は、出力直流電圧Eoを定電圧とするように発振・ドライブ回路で駆動される。コンバータトランスPITの1次巻線N1に生じるリーケージインダクタL1と、スイッチング素子Q1に並列接続される1次側並列共振コンデンサC1とで形成される1次側並列共振回路と、リーケージインダクタL1と1次巻線に直列接続される1次側直列共振コンデンサC2とで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備している。   The primary side circuit includes a switching element Q1. The switching element Q1 is driven by an oscillation / drive circuit so that the output DC voltage Eo is a constant voltage. The primary side parallel resonant circuit formed by the leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 of the converter transformer PIT and the primary side parallel resonant capacitor C1 connected in parallel to the switching element Q1, the leakage inductor L1 and the primary A primary side series resonance circuit formed so that the primary side series resonance frequency is controlled by the primary side series resonance capacitor C2 connected in series to the winding.
図1に示すスイッチング電源回路では、1次側インダクタLpのインダクタンスの値は、リーケージインダクタL1のインダクタンスの値よりも大きくして、1次側インダクタLpに流入する電流を直流に近づけるようにしている。コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2とは磁気的に疎結合とされ、1次巻線N1と2次巻線N2の結合係数は、0.8以下とされている。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 1, the value of the inductance of the primary inductor Lp is made larger than the value of the inductance of the leakage inductor L1, so that the current flowing into the primary inductor Lp is close to DC. . The primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT are magnetically loosely coupled, and the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.8 or less.
2次側回路は、コンバータトランスPITの2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2と、2次巻線N2に並列に接続される2次側並列共振コンデンサC4とで2次側並列列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側並列共振回路を有し、コンバータトランスPITの2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2と、2次巻線N2に直列接続される2次側直列共振コンデンサC3とで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、2次巻線N2に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧Eoを得る2次側出力直流電圧生成手段と、を具備している。この2次側出力直流電圧生成手段は、2次側直列共振コンデンサC3と2次巻線N2との直列接続回路に並列に接続される高速ダイオードDoと、高速ダイオードDoに一端が接続される2次側インダクタLoと、2次側インダクタLoの他端に接続される2次側平滑コンデンサCoと、を有して、2次巻線N2に生ずる電圧を降圧するように形成される。   The secondary side circuit includes a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2 of the converter transformer PIT and a secondary side parallel resonance capacitor C4 connected in parallel to the secondary winding N2. A secondary side series resonance circuit having a secondary side parallel resonance circuit formed so as to be controlled, and generated in the secondary winding N2 of the converter transformer PIT and connected in series to the secondary winding N2. The secondary side series resonance circuit formed so that the secondary side series resonance frequency is dominated by the capacitor C3 and the AC power obtained in the secondary winding N2 are converted into DC power, and the output DC voltage Eo is obtained. Secondary side output DC voltage generating means to obtain. The secondary output DC voltage generating means includes a high speed diode Do connected in parallel to a series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor C3 and the secondary winding N2, and one end connected to the high speed diode Do. It has a secondary inductor Lo and a secondary smoothing capacitor Co connected to the other end of the secondary inductor Lo, and is formed to step down the voltage generated in the secondary winding N2.
図1に示すスイッチング電源回路について、入力側である交流電源AC側から出力側である2次側平滑コンデンサCoに至る電力経路についてより、詳細に順に説明する。フィルタコンデンサCL1およびフィルタコンデンサCL2とコモンモードチョークコイルCMCとによるコモンモードノイズフィルタが形成され、このコモンモードフィルタの入力側は、商用の交流電源ACに接続されている。一般的には、コモンモードフィルタの入力側と商用の交流電源ACとの間には、電源スイッチおよび過電流遮断器(ヒューズ)が挿入されているが図では省略されている。図1に示すスイッチング電源回路に対しては、交流電源ACから入力交流電圧VACが印加され、図示しない負荷に供給する電流の大きさに応じて入力交流電流IACが流入する。   The switching power supply circuit shown in FIG. 1 will be described in detail in order from the power path from the AC power supply AC that is the input side to the secondary smoothing capacitor Co that is the output side. A common mode noise filter is formed by the filter capacitor CL1, the filter capacitor CL2, and the common mode choke coil CMC, and the input side of the common mode filter is connected to a commercial AC power supply AC. Generally, a power switch and an overcurrent circuit breaker (fuse) are inserted between the input side of the common mode filter and the commercial AC power supply AC, but they are omitted in the drawing. An input AC voltage VAC is applied from the AC power supply AC to the switching power supply circuit shown in FIG. 1, and an input AC current IAC flows in according to the magnitude of a current supplied to a load (not shown).
コモンモードノイズフィルタの出力側には、ダイオードDi1、ダイオードDi2、ダイオードDi3およびダイオードDi4をブリッジ接続として形成される1次側整流素子Diと、1次側平滑コンデンサCiとから成る全波整流回路が1次側整流平滑回路として接続されている。ダイオードDi2のカソードとダイオードDi1のカソードとの接続点に1次側平滑コンデンサCiの正極性端子が接続され、ダイオードDi4のアノードとダイオードDi2のアノードとの接続点に1次側平滑コンデンサCiの負極性端子が接続され、直流電力が得られるようになされている。すなわち、1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとは、交流電力を整流し平滑して直流電力を発生する1次側整流平滑回路として機能することとなる。   On the output side of the common mode noise filter, there is a full-wave rectifier circuit composed of a primary side rectifier element Di formed with a diode Di1, a diode Di2, a diode Di3 and a diode Di4 as a bridge connection, and a primary side smoothing capacitor Ci. It is connected as a primary side rectification smoothing circuit. The positive terminal of the primary side smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the cathode of the diode Di2 and the cathode of the diode Di1, and the negative electrode of the primary side smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the anode of the diode Di4 and the anode of the diode Di2. The direct current terminal is obtained so that a direct current power can be obtained. That is, the primary side rectifying element Di and the primary side smoothing capacitor Ci function as a primary side rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes AC power and generates DC power.
1次側平滑コンデンサCiの両端から、コンバ−タ部に直流電力が供給される。コンバ−タ部は、多重共振コンバ−タとして構成されている。この多重共振コンバ−タは、1次側には、スイッチング素子Q1と、電圧共振回路(1次側並列共振回路)と、電流共振回路(1次側直列共振回路)とを有し、2次側には、電圧共振回路(2次側並列共振回路)と、電流共振回路(2次側直列共振回路)とを有して構成されている。この多重共振コンバ−タは、コンバータトランスPITを介して、1次側回路と2次側回路とが分離するようになされている。さらに、1次側回路、2次側回路の順に説明をする。   DC power is supplied to the converter unit from both ends of the primary smoothing capacitor Ci. The converter unit is configured as a multiple resonance converter. The multiple resonance converter has a switching element Q1, a voltage resonance circuit (primary side parallel resonance circuit), and a current resonance circuit (primary side series resonance circuit) on the primary side. The voltage resonance circuit (secondary side parallel resonance circuit) and the current resonance circuit (secondary side series resonance circuit) are provided on the side. In the multiple resonance converter, the primary side circuit and the secondary side circuit are separated via the converter transformer PIT. Further, the primary side circuit and the secondary side circuit will be described in this order.
多重共振コンバ−タの1次側回路について順に説明する。コンバータトランスPITの1次巻線N1には、1次側インダクタLpとして機能するパワーチョークコイルPCCを介して1次側平滑コンデンサCiから直流電力が供給される。1次側平滑コンデンサが1次側インダクタLp1の一方の巻端に接続され、1次側インダクタLp1の他方の巻端には、コンバータトランスPITの1次巻線Nと1次側直列共振コンデンサC2との接続点が接続されている。このような接続態様によって、1次側回路は、I級スイッチング増幅器としての機能を有するようになされている。   The primary side circuit of the multiple resonance converter will be described in order. DC power is supplied from the primary side smoothing capacitor Ci to the primary winding N1 of the converter transformer PIT via the power choke coil PCC functioning as the primary side inductor Lp. The primary side smoothing capacitor is connected to one winding end of the primary side inductor Lp1, and the primary winding N of the converter transformer PIT and the primary side series resonance capacitor C2 are connected to the other winding end of the primary side inductor Lp1. Connection point with is connected. With such a connection mode, the primary side circuit has a function as a class I switching amplifier.
スイッチング素子Q1の一端は、コンバータトランスPITの1次巻線N1の一端に接続され、スイッチング素子Q1の他端は、1次側直列共振コンデンサC2を介して、1次巻線N1の他端に接続され、スイッチング素子Q1の他端と1次巻線N1の他端との接続点は接地されている。スイッチング素子Q1は、MOS−FETとされており、そのドレイン−ソース間に対しては、ボディダイオードDD1が並列に接続されている。ボディダイオードDD1のアノードはスイッチング素子Q1のソース、ボディダイオードDD1のカソードはスイッチング素子Q1のドレインと接続されている。ボディダイオードDD1は、MOS−FETの製造プロセス上、付随して形成される素子である。   One end of the switching element Q1 is connected to one end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT, and the other end of the switching element Q1 is connected to the other end of the primary winding N1 via the primary side series resonance capacitor C2. The connection point between the other end of the switching element Q1 and the other end of the primary winding N1 is grounded. The switching element Q1 is a MOS-FET, and a body diode DD1 is connected in parallel between the drain and source thereof. The anode of the body diode DD1 is connected to the source of the switching element Q1, and the cathode of the body diode DD1 is connected to the drain of the switching element Q1. The body diode DD1 is an element that is incidentally formed in the MOS-FET manufacturing process.
また、スイッチング素子Q1をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路2が設けられる。この発振・ドライブ回路2は、発振回路と駆動(ドライブ)回路とを有しており、発振・ドライブ回路2として、汎用のICを用いることができる。発振・ドライブ回路2の発振回路は、出力直流電圧Eoに応じて所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、スイッチング素子Q1としてのMOS−FETをスイッチング駆動するためのゲートを駆動する信号であるスイッチング駆動信号を生成して、ゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Q1は、スイッチング駆動信号の周期(スイッチング周波数の逆数)で、連続的にスイッチング動作を行う。   In addition, an oscillation / drive circuit 2 is provided for switching the switching element Q1. The oscillation / drive circuit 2 includes an oscillation circuit and a drive circuit, and a general-purpose IC can be used as the oscillation / drive circuit 2. The oscillation circuit of the oscillation / drive circuit 2 generates an oscillation signal of a required frequency in accordance with the output DC voltage Eo, and the drive circuit is a signal for driving a gate for switching driving the MOS-FET as the switching element Q1. A switching drive signal is generated and applied to the gate. As a result, the switching element Q1 continuously performs the switching operation at the period of the switching drive signal (the reciprocal of the switching frequency).
制御回路1は、出力直流電圧Eoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。この場合の制御回路1は、検出入力である出力直流電圧Eoと、安定化するべき基準の電圧との差として得られる誤差電圧のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Q1を駆動する。このためには、発振・ドライブ回路2の内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。   The control circuit 1 is provided to stabilize the output DC voltage Eo by the switching frequency control method. In this case, the control circuit 1 supplies the detection output corresponding to the level change of the error voltage obtained as the difference between the output DC voltage Eo as the detection input and the reference voltage to be stabilized to the oscillation / drive circuit 2. . The oscillation / drive circuit 2 drives the switching element Q1 such that the switching frequency is varied in accordance with the input detection output of the control circuit 1. For this purpose, the frequency of the oscillation signal generated by the oscillation circuit in the oscillation / drive circuit 2 is varied.
スイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変されることで、この変化する周波数に応じて1次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの1次巻線N1から2次巻線N2側に伝送される電力量が変化する。この伝送される電力量の変化を利用して、これにより出力直流電圧Eoのレベルを安定化させるように動作させる。ここで、1次側並列共振回路は、スイッチング素子Q1のオンとオフの切替え点における電力損失を軽減するように作用する。なお、1次側回路と2次側回路とを絶縁分離するために、制御回路1にはフォトカプラ等を用いることもできる。このようにして、1次側回路は、I級スイッチング増幅器として構成されることによって、ゼロボルテージスイッチング(ZVS)動作をして良好なる効率のスイッチング電源回路を構成できる。   By changing the switching frequency of the switching element Q1, the impedance of the primary side series resonance circuit changes according to the changing frequency, and is transmitted from the primary winding N1 of the converter transformer PIT to the secondary winding N2 side. The amount of power that is changed. By utilizing this change in the amount of transmitted electric power, the operation is performed so as to stabilize the level of the output DC voltage Eo. Here, the primary side parallel resonant circuit acts to reduce the power loss at the switching point of the switching element Q1 between ON and OFF. Note that a photocoupler or the like can be used for the control circuit 1 in order to insulate and isolate the primary side circuit and the secondary side circuit. In this way, the primary side circuit is configured as a class I switching amplifier, so that a zero-voltage switching (ZVS) operation can be performed and a switching power supply circuit with good efficiency can be configured.
コンバータトランスPITは、直流電力をスイッチング素子Q1でスイッチングすることによって、再び交流にされた電力を2次側回路に伝送するために設けられる。ここで、再び交流電力とされたスイッチング素子Q1の作用によって得られるスイッチング出力の周波数は、例えば、商用の交流電力源である交流電源ACの周波数の1000倍以上に選ばれるので、コンバータトランスPITのサイズは小さなものとできる。   The converter transformer PIT is provided in order to transmit the electric power changed to AC again to the secondary circuit by switching DC power with the switching element Q1. Here, the frequency of the switching output obtained by the action of the switching element Q1 that has been converted to AC power is selected to be 1000 times or more the frequency of the AC power source AC that is a commercial AC power source, for example. The size can be small.
このコンバータトランスPITは、図2に断面図を示す構造を有して構成されている。コンバータトランスPITは、フェライトを材料とするE字形状コア(図2に示す断面方向およびこれと直交する断面のいずれもが矩形であるコア、または、図2に示す断面方向は矩形であり、これと直交する断面は円形であるコア)を有している。コンバータトランスPITは、このように、フェライト材によるE字形状コアであるコアCR1およびコアCR2を組合せたEE型コアまたはEER型コア(コア断面の一方が円形である上述したコアを組み合わせたコア)を備え、1次側と2次側とで巻装部位を分割したうえで、1次巻線N1と、2次巻線N2を、EE型コアまたはEER型コアの中央磁脚を覆うボビンBの上に巻装している。   This converter transformer PIT has a structure shown in a sectional view in FIG. The converter transformer PIT has an E-shaped core made of ferrite (a core in which both the cross-sectional direction shown in FIG. 2 and the cross-section orthogonal thereto are rectangular, or the cross-sectional direction shown in FIG. 2 is rectangular. The cross section orthogonal to the shape of the core has a circular shape. In this way, the converter transformer PIT is an EE type core or an EER type core combining a core CR1 and a core CR2 which are E-shaped cores made of a ferrite material (a core combining the above-described cores in which one of the core cross sections is circular). Bobbin B which covers the central magnetic leg of the EE type core or the EER type core with the primary winding N1 and the secondary winding N2 after dividing the winding part on the primary side and the secondary side Wrapped on top.
ここで、1次巻線N1と2次巻線N2とは、磁気的に疎結合とされている。磁気的に疎結合とは、1次巻線N1に鎖交する磁束と2次巻線N2に鎖交する磁束とのすべてが共通するものではなく、1次巻線N1または2次巻線N2のいずれかにのみ鎖交する磁束が存在することをいうものである。このように、疎結合とすることによって、1次巻線N1はリーケージインダクタL1として機能し、2次巻線N2はリーケージインダクタL2として機能することとなる。ここで、1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合を疎結合とするためのコンバータトランスPITは、図2に示すコアCR1、コアCR2の内磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで実現することができる。   Here, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are magnetically loosely coupled. The magnetically loose coupling does not mean that the magnetic flux interlinking with the primary winding N1 and the magnetic flux interlinking with the secondary winding N2 are common, but the primary winding N1 or the secondary winding N2. It means that there exists a magnetic flux that is linked only to either of the above. As described above, by using loose coupling, the primary winding N1 functions as the leakage inductor L1, and the secondary winding N2 functions as the leakage inductor L2. Here, the converter transformer PIT for loosely coupling the magnetic coupling between the primary winding N1 and the secondary winding N2 includes two core legs of the core CR1 and the core CR2 shown in FIG. This can be realized by making it shorter than the outer magnetic leg.
実施形態では、コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。コンバータトランスPITは、このような構造によって1次巻線N1に所定のインダクタンス値のリーケージインダクタL1を生じさせ、2次巻線N2に所定のインダクタンス値のリーケージインダクタL2を生じさせる。   In the embodiment, an EER type core is used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) is used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. With this structure, the converter transformer PIT generates a leakage inductor L1 having a predetermined inductance value in the primary winding N1 and a leakage inductor L2 having a predetermined inductance value in the secondary winding N2.
再び、図1を参照して、スイッチング電源回路の説明を続ける。1次巻線N1と2次巻線N2とは加極性接続とされている(図1の巻線端に付与された黒丸を参照)。そして、リーケージインダクタL1と1次側並列共振コンデンサC1とによって1次側並列共振周波数が支配される1次側並列共振回路を形成する。1次側並列共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタL1と1次側並列共振コンデンサC1とによって1次側並列共振周波数が略定められることをいうものであり、例えば、この並列共振回路に含まれる1次側直列共振コンデンサC2は、共振周波数に影響を与えないことをいうものである。その理由は1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値に比べて1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は大きく、1次側並列共振回路において、交流的には、1次側直列共振コンデンサC2は短絡とみなせるので、スイッチング素子Q1と並列に接続される1次側並列共振コンデンサC1は、交流的には1次巻線N1と並列に接続されていることとなり、1次巻線N1のリーケージインダクタL1と1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスとで1次側並列共振回路が形成されることと等価とみなせるからである。   The description of the switching power supply circuit will be continued with reference to FIG. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are connected to each other with a positive polarity (refer to the black circles attached to the winding ends in FIG. 1). Then, a primary side parallel resonant circuit in which the primary side parallel resonant frequency is governed by the leakage inductor L1 and the primary side parallel resonant capacitor C1 is formed. The fact that the primary side parallel resonance frequency is dominant means that the primary side parallel resonance frequency is substantially determined by the leakage inductor L1 and the primary side parallel resonance capacitor C1. The included primary side series resonance capacitor C2 means that the resonance frequency is not affected. The reason is that the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2 is larger than the capacitance value of the primary side parallel resonance capacitor C1, and the primary side series resonance capacitor is AC in the primary side parallel resonance circuit. Since C2 can be regarded as a short circuit, the primary side parallel resonant capacitor C1 connected in parallel with the switching element Q1 is connected in parallel with the primary winding N1 in terms of alternating current. This is because it can be regarded as equivalent to forming a primary side parallel resonant circuit by the leakage inductor L1 and the capacitance of the primary side parallel resonant capacitor C1.
ここで、1次巻線N1の巻数は60T(ターン)とした。また、1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は6800pF(ピコ・ファラッド)とした。また、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.056μF(マイクロファラッド)とされている。このようにして、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の1次側は、1次巻線N1に発生するリーケージインダクタL1と1次側並列共振コンデンサC1とで1次側並列共振回路が形成され、1次巻線N1に発生するリーケージインダクタL1と1次側直列共振コンデンサC2とで1次側直列共振回路が形成される。   Here, the number of turns of the primary winding N1 was 60 T (turns). The capacitance value of the primary side parallel resonant capacitor C1 was 6800 pF (pico farad). The capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2 is 0.056 μF (microfarad). In this way, on the primary side of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1, the primary side parallel resonant circuit is formed by the leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 and the primary side parallel resonant capacitor C1. The primary side series resonance circuit is formed by the leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor C2.
次に、2次側回路について説明をする。コンバータトランスPITの2次巻線N2の巻数は45Tとされている。また、スイッチング電源回路の2次側には、電圧共振回路として作用する2次側並列共振回路が設けられており、この2次側並列共振回路は、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値と2次側並列共振コンデンサC4のキャパシタンスの値とで2次側直列共振周波数のおおよその周波数が支配されるようにして形成される。すなわち、2次側直列共振コンデンサC3、2次側インダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoは、2次側並列共振周波数に支配的な影響を与えないものである。また、コンバータトランスPITの2次巻線N2に対して2次側並列共振コンデンサC4が並列に接続されて、2次側並列共振回路が形成されている。2次側並列共振コンデンサC4のキャパシタンスの値は0.015μFとしている。   Next, the secondary circuit will be described. The number of turns of the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is 45T. In addition, a secondary side parallel resonance circuit that acts as a voltage resonance circuit is provided on the secondary side of the switching power supply circuit. The secondary side parallel resonance circuit includes the inductance value of the leakage inductor L2 and the secondary side. It is formed such that an approximate frequency of the secondary side series resonance frequency is governed by the value of the capacitance of the parallel resonance capacitor C4. That is, the secondary side series resonance capacitor C3, the secondary side inductor Lo, and the secondary side smoothing capacitor Co do not have a dominant influence on the secondary side parallel resonance frequency. Further, a secondary side parallel resonant capacitor C4 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT to form a secondary side parallel resonant circuit. The capacitance value of the secondary side parallel resonant capacitor C4 is set to 0.015 μF.
また、スイッチング電源回路の2次側には、電流共振回路として作用する2次側直列共振回路が設けられており、この2次側直列共振回路は、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値と2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値とで2次側直列共振周波数のおおよその周波数が支配されるようにして形成される。すなわち、2次側並列共振コンデンサC4、2次側インダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoは、2次側直列共振周波数に支配的な影響を与えないものである。2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.022μFとしている。   In addition, a secondary side series resonance circuit that functions as a current resonance circuit is provided on the secondary side of the switching power supply circuit. The secondary side series resonance circuit includes the inductance value of the leakage inductor L2 and the secondary side. It is formed such that the approximate frequency of the secondary side series resonance frequency is governed by the value of the capacitance of the series resonance capacitor C3. That is, the secondary side parallel resonance capacitor C4, the secondary side inductor Lo, and the secondary side smoothing capacitor Co do not have a dominant influence on the secondary side series resonance frequency. The capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 is set to 0.022 μF.
また、スイッチング電源回路の2次側には、高速ダイオードDoとローパスフィルタとして機能する2次側インダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoを備える。ここで、高速ダイオードDo、2次側インダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoの接続態様は、周知技術である降圧コンバータと同様な接続態様を有しており、電圧を降圧する機能を同時に有する。   The secondary side of the switching power supply circuit includes a high-speed diode Do, a secondary-side inductor Lo that functions as a low-pass filter, and a secondary-side smoothing capacitor Co. Here, the connection mode of the high-speed diode Do, the secondary-side inductor Lo, and the secondary-side smoothing capacitor Co has the same connection mode as a step-down converter that is a well-known technique, and simultaneously has a function of stepping down the voltage.
2次側インダクタLoは、例えば、図2に示すコンバータトランスと同様の構造を有し、巻線としては、1の巻線のみがボビンBに巻装されている構造を採用することができる。本実施形態では、コア材としてはEE−25(コアの型番)を用い、中央磁脚のギャップは0.8mmとして、2次側インダクタLoのインダクタンスの値は、385μHとした。また、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。   The secondary inductor Lo has, for example, a structure similar to that of the converter transformer shown in FIG. 2, and a structure in which only one winding is wound around the bobbin B can be adopted as the winding. In this embodiment, EE-25 (core model number) is used as the core material, the gap of the central magnetic leg is 0.8 mm, and the inductance value of the secondary inductor Lo is 385 μH. The capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was set to 1000 μF.
2次巻線N2に生じる電圧V2が正である場合には、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、2次側インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、2次巻線N2の順序で電流I5が流れ、2次巻線N2に生じる電圧V2が負である場合には、2次巻線N2、高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3、2次巻線N2の順序で電流I4が流れるとともに、2次側インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、高速ダイオードDoの順に電流I5が流れる。   When the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is positive, the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the secondary side inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, the secondary winding N2 When the current I5 flows in the order and the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is negative, the secondary winding N2, the high speed diode Do, the secondary side series resonance capacitor C3, and the secondary winding N2 While the current I4 flows, the current I5 flows in the order of the secondary inductor Lo, the secondary smoothing capacitor Co, and the high speed diode Do.
ここで、2次側インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、2次側インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる。すなわち、2次側インダクタLoに流れる電流は途切れること流れるのでスパイク電圧の発生が少なくなるのである。   Here, if the value of the inductance of the secondary inductor Lo is selected to be larger than the value of the inductance of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the secondary inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in alternating current component (DELTA) Eo which arises in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage generated due to the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced. That is, since the current flowing through the secondary inductor Lo flows intermittently, the generation of spike voltage is reduced.
図1に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は、85Vから144Vの範囲とし、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とし、出力直流電圧Eoは175Vとする仕様を有するものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 1 has a specification in which the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 144 V, the range of the load power Po is 0 W to 300 W, and the output DC voltage Eo is 175 V. is there.
図3は、スイッチング周期における図1に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図3に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流I1(図1を参照)、電流I2(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I3(図1を参照)、電流I4(図1を参照)、電流I5(図1を参照)、出力直流電圧Eo(図1を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図3に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 3 is a diagram showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. 1 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 3 are from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 1), current IQ1 (see FIG. 1), current I1 (see FIG. 1), current I2 (see FIG. 1), voltage AC component included in V2 (see FIG. 1), current I3 (see FIG. 1), current I4 (see FIG. 1), current I5 (see FIG. 1), and output DC voltage Eo (see FIG. 1) Each of ΔEo is shown. Here, the waveforms of the respective parts shown in FIG. 3 are those when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図4に示す波形も同様に、スイッチング周期における図1に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図4に示す波形は、上段から下段に向かい、図3と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電流I2、電圧V2、電流I3、電流I4、電流I5、出力直流電圧Eoに含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図4に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 4 is a diagram showing an operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 1 in the switching period. The waveform shown in FIG. 4 goes from the upper stage to the lower stage, and is included in voltage V1, current IQ1, current I1, current I2, voltage V2, current I3, current I4, current I5, and output DC voltage Eo, as in FIG. Each of the AC components ΔEo is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 4 is obtained when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図5は、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから300Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1を駆動する信号の繰り返しの周波数である周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、スイッチング素子Q1がオフとなる時間である時間TOFFの各々を示している。   FIG. 5 is a diagram showing the characteristics of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. With the load power Po as the horizontal axis, the frequency fs, which is the repetition frequency of the signal that drives the switching element Q1, in the range of the load power Po from 0 W to 300 W, the power conversion efficiency ηAC → DC, and the switching element Q1 Each of the times TOFF, which are times when it is turned off, is shown.
図3に示す実験結果から得られた事実からリップル電圧については以下のことが分かる。図1に示す回路におけるリップル電圧の値と背景技術としての図50とに示す回路におけるリップル電圧の値とを比較する。図50に示す回路においては、電圧Eo1を出力直流電圧とする場合には、図51に示す電圧Eo1から見て取れるようにリップル電圧の値は0.5V程度である。一方、図1に示す回路においては、図3に示す交流成分ΔEoから見て取れるようにリップル電圧の値は0.15V程度と、比較すると1/3以下の小さなものとなっている。   From the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The value of the ripple voltage in the circuit shown in FIG. 1 is compared with the value of the ripple voltage in the circuit shown in FIG. 50 as the background art. In the circuit shown in FIG. 50, when the voltage Eo1 is an output DC voltage, the value of the ripple voltage is about 0.5 V as can be seen from the voltage Eo1 shown in FIG. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 1, as can be seen from the AC component ΔEo shown in FIG. 3, the value of the ripple voltage is about 0.15 V, which is a small value of 1/3 or less.
また、図3に示す実験結果から得られた事実からスパイク電圧については以下のことが分かる。スパイク電圧の大きさは、図51に示す電圧Eo1から見て取れるように2.5V程度であるが、図3に示す交流成分ΔEoから見て取れるように、図1に示す回路におけるスパイク電圧の大きさは、検知することができない程小さなものとなっている。   In addition, the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The magnitude of the spike voltage is about 2.5 V as seen from the voltage Eo1 shown in FIG. 51, but as seen from the AC component ΔEo shown in FIG. 3, the magnitude of the spike voltage in the circuit shown in FIG. It is so small that it cannot be detected.
このことは、図50に示すようなパイ型(π型)のフィルタを用いなくても、図1に示すスイッチング電源回路においては良好なるリップル電圧特性とスパイク電圧特性とが得られることを示している。すなわち、2次側インダクタLoと2次側平滑コンデンサCoとによって形成される実施形態のフィルタは、部品点数が少なく、良好なる交流成分ΔEoの減衰特性を呈することができる。   This shows that the switching power supply circuit shown in FIG. 1 can obtain good ripple voltage characteristics and spike voltage characteristics without using a pi-type (π-type) filter as shown in FIG. Yes. That is, the filter of the embodiment formed by the secondary side inductor Lo and the secondary side smoothing capacitor Co has a small number of components and can exhibit a good attenuation characteristic of the AC component ΔEo.
実施形態として図1に示すスイッチング電源回路では、1次側は、複合共振コンバータとして構成され、I級スイッチング増幅器として機能する。また、2次側は、2次側並列共振回路と2次側直列共振回路とを有している。さらに、降圧コンバータとして構成されている。そして、特に、この降圧コンバータは電流連続モードで動作させるようにすることによって、交流成分ΔEoに含まれるスイッチング周期のリップル電圧の大きさを、電流不連続モードにおけるよりも小さくできる。また、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさも電流不連続モードにおけるよりも小さくできる。したがって、背景技術におけるようなパイ型のフィルタの構成は不要とできる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 1 as an embodiment, the primary side is configured as a composite resonance converter and functions as a class I switching amplifier. The secondary side has a secondary side parallel resonance circuit and a secondary side series resonance circuit. Furthermore, it is configured as a step-down converter. In particular, by operating the step-down converter in the continuous current mode, the magnitude of the ripple voltage of the switching period included in the AC component ΔEo can be made smaller than that in the current discontinuous mode. Further, the magnitude of the spike voltage included in the output DC voltage Eo can be made smaller than that in the current discontinuous mode. Therefore, the configuration of the pie-type filter as in the background art can be eliminated.
また、背景技術に示すチュークコンバータおよびテスラコンバータでは、出力直流電圧の定電圧はPWM制御であり、入力側の電圧、負荷電力の変動によって、リップル電圧が増加するが、図1に示す回路ではPFM制御としているので、入力側の電圧等によって、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさは、ほとんど変化することがなく、負荷電力の減少にともなって、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさは減少する。   In the Chuk converter and Tesla converter shown in the background art, the constant voltage of the output DC voltage is PWM control, and the ripple voltage increases due to fluctuations in the input side voltage and load power. In the circuit shown in FIG. Since the control is performed, the magnitude of the ripple voltage and the spike voltage hardly change depending on the voltage on the input side or the like, and the magnitude of the ripple voltage and the spike voltage decreases as the load power decreases.
「実施形態の変形例」
以下において、実施形態のスイッチング電源回路の種々の変形例を示す。以下の説明における各部について、図1に示すと同様の部分には図1と同一の符号を付して説明を省略する。以下における変形例の各々は、上述した図1に示す回路において発揮されると同様に、少ない部品点数で、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさを小さいものとすることができるという効果を奏するものである。
`` Modification of embodiment ''
In the following, various modifications of the switching power supply circuit of the embodiment will be shown. In the following description, the same parts as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those shown in FIG. Each of the modified examples below has an effect that the ripple voltage and the spike voltage can be reduced with a small number of parts, similarly to the case shown in the circuit shown in FIG. is there.
図6に示す回路は、図1に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路を示す図である。図6に示すスイッチング電源回路では、1次側インダクタLpは1次巻線N1とスイッチング素子Q1との接続点に接続されており、E級スイッチング増幅器として機能する。コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係が、図1におけるものとは、異なっている。すなわち、図1においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は加極性とされたが、図6においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は減極性とされている(1次巻線N1および2次巻線N2に付された黒丸を参照)。   The circuit shown in FIG. 6 is a diagram showing a modified switching power supply circuit that modifies the secondary side of the circuit shown in FIG. In the switching power supply circuit shown in FIG. 6, the primary inductor Lp is connected to the connection point between the primary winding N1 and the switching element Q1, and functions as a class E switching amplifier. The polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is different from that in FIG. That is, in FIG. 1, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is additive, but in FIG. 6, the polarity between the primary winding N1 and the secondary winding N2 Is depolarized (see black circles attached to the primary winding N1 and the secondary winding N2).
図7に示す回路は、図1に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路について、その2次側のみを示す図である。図7に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4の位置が図1に示す回路とは異なっている。図1では、2次側並列共振コンデンサC4が直接に2次巻線N2に並列接続されているが、図7に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4が2次側直列共振コンデンサC3と2次巻線N2との直列接続回路と並列に接続されている。すなわち、図1、図6に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4は2次巻線N2に直接に並列に接続されているのに対して、図7に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4は2次側直列共振コンデンサC3を介して、2次巻線N2に対して交流的に並列に接続されている。   The circuit shown in FIG. 7 is a diagram showing only the secondary side of a switching power supply circuit of a modified example in which the secondary side of the circuit shown in FIG. 1 is modified. In the circuit shown in FIG. 7, the position of the secondary side parallel resonant capacitor C4 is different from the circuit shown in FIG. In FIG. 1, the secondary parallel resonant capacitor C4 is directly connected in parallel to the secondary winding N2. However, in the circuit shown in FIG. 7, the secondary parallel resonant capacitor C4 is connected to the secondary series resonant capacitor C3. Are connected in parallel with the series connection circuit of the secondary winding N2. That is, in the circuits shown in FIGS. 1 and 6, the secondary side parallel resonant capacitor C4 is directly connected in parallel to the secondary winding N2, whereas in the circuit shown in FIG. The side parallel resonant capacitor C4 is connected in parallel with the secondary winding N2 in an AC manner via the secondary side series resonant capacitor C3.
図8に示す回路は、図1に示す回路の変形例のスイッチング電源回路である。図8に示すスイッチング電源回路は、1次側の接続態様については、図1に示す回路と同様であり、I級スイッチング電源回路として構成されている。具体的な接続態様としては、1次側インダクタLpは1次巻線N1と1次側直列共振コンデンサC2との接続点に接続されており、リーケージインダクタL1と1次側直列共振コンデンサC2とで、1次側直列共振回路(第1の1次側直列共振回路)を形成するとともに、1次側インダクタLpと1次側直列共振コンデンサC2とで、他の1次側直列共振回路(第2の1次側直列共振回路)を形成し、第2の1次側直列共振回路の共振周波数を第1の1次側直列共振回路の共振周波数に対して略2倍に設定されている。また、2次側の接続態様は図1に示すスイッチング電源回路におけるものとは異なるものである。   The circuit shown in FIG. 8 is a switching power supply circuit that is a modification of the circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 8 is the same as the circuit shown in FIG. 1 with respect to the connection on the primary side, and is configured as a class I switching power supply circuit. As a specific connection mode, the primary inductor Lp is connected to the connection point between the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor C2, and the leakage inductor L1 and the primary side series resonance capacitor C2 are connected to each other. A primary side series resonant circuit (first primary side series resonant circuit) is formed, and the primary side inductor Lp and the primary side series resonant capacitor C2 constitute another primary side series resonant circuit (second phase). The resonance frequency of the second primary side series resonance circuit is set to be approximately twice the resonance frequency of the first primary side series resonance circuit. Further, the secondary side connection mode is different from that in the switching power supply circuit shown in FIG.
図8に示す回路では、コンバータトランスPITはセンタータップによって各々の巻線が接続される2次巻線N2(第1の2次巻線)と2次巻線N2’(第2の2次巻線)とを有して形成されている。この2次巻線N2および2次巻線N2’の各々は、1次巻線N1と疎結合とされており、この結果として、2次側回路は、2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2および2次巻線N2’生じるリーケージインダクタL2’を有するものとなる。   In the circuit shown in FIG. 8, the converter transformer PIT includes a secondary winding N2 (first secondary winding) and a secondary winding N2 ′ (second secondary winding) to which the respective windings are connected by a center tap. Line). Each of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ is loosely coupled to the primary winding N1, and as a result, the secondary side circuit generates a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2. And the secondary winding N2 ′ has a leakage inductor L2 ′.
2次側回路は、上述した、2次巻線N2と2次巻線N2’の直列接続の両端に、2次側並列共振コンデンサC4が接続されている。また、2次側回路は、リーケージインダクタL2(第1の2次側リーケージインダクタ)と、2次巻線N2(第1の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3(第1の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第1の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第1の2次側直列共振回路)を具備し、リーケージインダクタL2’(第2の2次側リーケージインダクタ)と、2次巻線N2’(第2の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3’(第2の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第2の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第2の2次側直列共振回路)を具備する。本実施形態では、リーケージインダクタL2とリーケージインダクタL2’との各々のインダクタンスの値を等しく設定し、2次側直列共振コンデンサC3と2次側直列共振コンデンサC3’との各々のキャパシタンスの値を等しく設定し、第1の2次側直列共振周波数と第2の2次側直列共振回路との各々の共振周波数を等しく設定している。   In the secondary circuit, the secondary parallel resonant capacitor C4 is connected to both ends of the series connection of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 'described above. The secondary circuit includes a leakage inductor L2 (first secondary leakage inductor) and a secondary series resonant capacitor C3 connected in series to the secondary winding N2 (first secondary winding). The secondary side series resonance circuit (first secondary side series resonance frequency) is formed so that the secondary side series resonance frequency (first secondary side series resonance frequency) is dominated by the (first secondary side series resonance capacitor). A secondary side series resonance circuit) and connected in series to the leakage inductor L2 ′ (second secondary side leakage inductor) and the secondary winding N2 ′ (second secondary winding). Secondary side series formed such that the secondary side series resonant frequency (second secondary side series resonant frequency) is dominated by the side series resonant capacitor C3 ′ (second secondary side series resonant capacitor). A resonance circuit (second secondary side series resonance circuit) is provided. In the present embodiment, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are set to be equal, and the capacitance values of the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′ are set to be equal. The first secondary side series resonance frequency and the second secondary side series resonance circuit are set to be equal to each other.
また、2次側回路は、降圧コンバータ(第1の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo(第1の高速ダイオード)と2次側インダクタLo(第1のインダクタ)と2次側平滑コンデンサCoとを具備している。また、2次側回路は、降圧コンバータ(第2の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo’(第2の高速ダイオード)と2次側インダクタLo’(第2のインダクタ)と上述した2次側平滑コンデンサCoとを具備している。ここで、2次側平滑コンデンサCoを2つの降圧コンバータ(第1の降圧コンバータと第2の降圧コンバータ)で共用しているので、各々の降圧コンバータは並列接続されていることと等価な作用をする。ここで、2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’の各々のインダクタンス値は、リーケージインダクタL2およびリーケージインダクタL2’の各々のインダクタンス値よりも大きく設定されている。   The secondary side circuit includes a high speed diode Do (first high speed diode), a secondary side inductor Lo (first inductor), and a secondary side smoothing capacitor for functioning as a step-down converter (first step-down converter). Co. The secondary side circuit includes a high-speed diode Do ′ (second high-speed diode) and a secondary-side inductor Lo ′ (second inductor) for functioning as a step-down converter (second step-down converter). And a secondary smoothing capacitor Co. Here, since the secondary side smoothing capacitor Co is shared by the two step-down converters (the first step-down converter and the second step-down converter), the operation equivalent to that the step-down converters are connected in parallel is achieved. To do. Here, the inductance value of each of the secondary side inductor Lo and the secondary side inductor Lo 'is set to be larger than the inductance value of each of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2'.
このようにして、図8に示すスイッチング電源回路は、1次側は、電圧共振と電流共振とを用いるI級スイッチング増幅器として機能する複合共振コンバータとして形成され、2次側は、センタータップによって直列接続される2つの2次巻線の両端に2次側並列共振コンデンサを接続し、各々の2次巻線と直列に各々の2次側直列共振コンデンサを接続して、多重共振形コンバータとして構成されている。また、この多重共振形コンバータは、2次側には、第1の2次巻線に対して第1の高速ダイオードと第1の2次側インダクタと2次側平滑コンデンサとから構成される第1の降圧形コンバータを有するとともに、第2の高速ダイオードと第2の2次側インダクタと2次側平滑コンデンサとから構成される第2の降圧形コンバータとを有して形成されている。ここで、第1の降圧形コンバータの出力と第2の降圧形コンバータの出力とは、2次側平滑コンデンサにおいて加算されている。   In this way, the switching power supply circuit shown in FIG. 8 is formed as a composite resonance converter that functions as a class I switching amplifier that uses voltage resonance and current resonance on the primary side, and the secondary side is connected in series by a center tap. A secondary resonance capacitor is connected to both ends of two secondary windings to be connected, and each secondary series resonance capacitor is connected in series with each secondary winding to form a multiple resonance converter Has been. In addition, the multiple resonance type converter includes a first high-speed diode, a first secondary-side inductor, and a secondary-side smoothing capacitor on the secondary side with respect to the first secondary winding. And a second step-down converter including a second high-speed diode, a second secondary-side inductor, and a secondary-side smoothing capacitor. Here, the output of the first step-down converter and the output of the second step-down converter are added in the secondary side smoothing capacitor.
この2次側回路の作用を説明する。2次巻線N2に生じる電圧が負であるときには、2次巻線N2から高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3に対して電流が流れるとともに、2次巻線N2’に生じる電圧が正となって、2次巻線N2’、2次側直列共振コンデンサC3’、2次側インダクタLo’、2次側平滑コンデンサCoの経路で電流Ioが流れる。また、2次巻線N2’に生じる電圧が負であるときには、2次巻線N2’から高速ダイオードDo’、2次側直列共振コンデンサC3’に対して、電流が流れるとともに、2次巻線N2に生じる電圧が正となって、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、2次側インダクタLo、2次側平滑コンデンサCoの経路で電流が流れる。このようにして、この多重共振コンバータは、2次側は両波整流方式の整流回路とみなせることとなる。   The operation of this secondary circuit will be described. When the voltage generated in the secondary winding N2 is negative, current flows from the secondary winding N2 to the high-speed diode Do and the secondary side series resonance capacitor C3, and the voltage generated in the secondary winding N2 ′ is positive. Thus, the current Io flows through the path of the secondary winding N2 ′, the secondary side series resonance capacitor C3 ′, the secondary side inductor Lo ′, and the secondary side smoothing capacitor Co. When the voltage generated in the secondary winding N2 ′ is negative, a current flows from the secondary winding N2 ′ to the high-speed diode Do ′ and the secondary side series resonance capacitor C3 ′, and the secondary winding The voltage generated at N2 becomes positive, and current flows through the path of the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the secondary side inductor Lo, and the secondary side smoothing capacitor Co. In this way, the multiple resonance converter can be regarded as a rectifier circuit of the double-wave rectification type on the secondary side.
図8に示す回路の仕様は、入力交流電圧VACは85Vから144Vの範囲とされ、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは175Vとされている。このような仕様において良好なる特性を得るために、図8に示す回路の各部の定数は以下のように定められている。   The specifications of the circuit shown in FIG. 8 are such that the input AC voltage VAC is in the range of 85V to 144V, the load power Po is in the range of 0W to 300W, and the output DC voltage Eo is 175V. In order to obtain good characteristics in such specifications, the constants of each part of the circuit shown in FIG. 8 are determined as follows.
1次側回路の各部については、コンバータトランスPITは、コア材として、EER−40(コア型番)ギャップは1.4mm、1次巻線N1は45T、1次巻線N1と2次巻線N2との結合係数は0.7、1次巻線N1と2次巻線N2’との結合係数も同様に0.7に設定されている。また、1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は6800pF、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.068μFとしている。また、1次側インダクタLpのインダクタンス値は500μHとした。   For each part of the primary side circuit, the converter transformer PIT has a core material of EER-40 (core model number) gap of 1.4 mm, the primary winding N1 is 45T, the primary winding N1 and the secondary winding N2. And the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 ′ is also set to 0.7. The capacitance value of the primary side parallel resonance capacitor C1 is 6800 pF, and the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2 is 0.068 μF. The inductance value of the primary inductor Lp was 500 μH.
2次側回路の各部については、2次巻線N2の巻き数は30T、2次巻線N2’の巻き数も同様に30Tとしている。また、2次側並列共振コンデンサC4のキャパシタンスの値は220pFとしている。また、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスおよび2次側直列共振コンデンサC3’の各々のキャパシタンスの値は0.033μFである。また、2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’の各々のインダクタンスの値は400μH、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’の各々は、コア材としてEE−25(コアの型番)を用い、ギャップは0.8mmとして実現した。   For each part of the secondary circuit, the number of turns of the secondary winding N2 is 30T, and the number of turns of the secondary winding N2 'is also 30T. The capacitance value of the secondary side parallel resonant capacitor C4 is 220 pF. The capacitance of the secondary side series resonant capacitor C3 and the capacitance of each secondary side series resonant capacitor C3 'are 0.033 μF. The inductance value of each of the secondary side inductor Lo and the secondary side inductor Lo ′ is 400 μH, and the capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co is 1000 μF. Each of the secondary side inductor Lo and the secondary side inductor Lo ′ was realized by using EE-25 (core model number) as a core material and a gap of 0.8 mm.
ここで、2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’の各々のインダクタンスの値をリーケージインダクタL2およびリーケージインダクタL2’の各々のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’に流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の交流成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoおよび高速ダイオードDo’の逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の値も大幅に減少させることができる。   Here, if the inductance values of the secondary inductor Lo and the secondary inductor Lo ′ are selected larger than the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′, the secondary inductor Lo and the secondary inductor are selected. The waveform of the current flowing through the side inductor Lo ′ can be a sine wave shape in the current continuous mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in alternating current component (DELTA) Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the value of the spike voltage caused by the influence of the reverse recovery time (trr) of the high speed diode Do and the high speed diode Do ′ can be greatly reduced.
図9は、スイッチング周期における図8に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図9に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図8を参照)、電流IQ1(図8を参照)、電流I1(図8を参照)、電流I2(図8を参照)、電圧V2(図8を参照)、電流I3(図8を参照)、電圧V3(図8を参照)、電流I4(図8を参照)、出力直流電圧Eo(図8を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図9に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 9 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the circuit shown in FIG. 8 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 9 are from the upper stage to the lower stage, and include voltage V1 (see FIG. 8), current IQ1 (see FIG. 8), current I1 (see FIG. 8), current I2 (see FIG. 8), voltage AC component included in V2 (see FIG. 8), current I3 (see FIG. 8), voltage V3 (see FIG. 8), current I4 (see FIG. 8), and output DC voltage Eo (see FIG. 8) Each of ΔEo is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 9 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図9に示す実験結果から得られた事実からリップル電圧については以下のことが分かる。図8に示すスイッチング電源回路におけるリップル電圧の値と背景技術としての図50とに示すスイッチング電源回路におけるリップル電圧の値とを比較する。図50に示すスイッチング電源回路においては、電圧Eo1を出力直流電圧とする場合には、図51に示す電圧Eo1から見て取れるようにリップル電圧の値は0.5V程度である。一方、図8に示すスイッチング電源回路においては、図9に示す交流成分ΔEoから見て取れるようにリップル電圧の値は0.10V程度と、比較すると1/5以下の小さなものとなっている。また、図8に示すスイッチング電源では、スパイク電圧は生じない。   From the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The value of the ripple voltage in the switching power supply circuit shown in FIG. 8 is compared with the value of the ripple voltage in the switching power supply circuit shown in FIG. 50 as the background art. In the switching power supply circuit shown in FIG. 50, when the voltage Eo1 is an output DC voltage, the ripple voltage value is about 0.5 V as can be seen from the voltage Eo1 shown in FIG. On the other hand, in the switching power supply circuit shown in FIG. 8, the value of the ripple voltage is about 0.10 V, which is smaller than 1/5, as can be seen from the AC component ΔEo shown in FIG. In the switching power supply shown in FIG. 8, no spike voltage is generated.
図10に示す波形も同様に、スイッチング周期における図8に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図10に示す波形は、上段から下段に向かい、図9と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電流I2、電圧V2、電流I3、電圧V3、電流I4、出力直流電圧Eoに含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図10に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 10 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 8 in the switching period. The waveform shown in FIG. 10 goes from the upper stage to the lower stage and is included in the voltage V1, current IQ1, current I1, current I2, voltage V2, current I3, voltage V3, current I4, and output DC voltage Eo, as in FIG. Each of the AC components ΔEo is shown. Here, the waveforms of the respective parts shown in FIG. 10 are those when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図11は、図8に示す実施形態のスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから300Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1を駆動する信号の繰り返しの周波数である周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、スイッチング素子Q1がオフとなる時間である時間TOFFの各々を示している。   FIG. 11 is a diagram showing the characteristics of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. With the load power Po as the horizontal axis, the frequency fs, which is the repetition frequency of the signal that drives the switching element Q1, in the range of the load power Po from 0 W to 300 W, the power conversion efficiency ηAC → DC, and the switching element Q1 Each of the times TOFF, which are times when it is turned off, is shown.
図12に示すのは、図8に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路を示す図である。図12に示す回路においては、1次側回路については、E級スイッチング増幅器として構成されており、2次側回路については、2次側並列共振コンデンサC4の位置が図8に示す回路とは異なっている。図8では、2次側並列共振コンデンサC4が直接に2次巻線N2に並列接続されているが、図12に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4が2次側直列共振コンデンサC3と2次巻線N2との直列接続回路と並列に接続されている。すなわち、図8に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4は2次巻線N2に直接、並列に接続されているのに対して、図12に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC4は2次側直列共振コンデンサC3を介して、2次巻線N2に交流的に並列に接続されている。   FIG. 12 is a diagram showing a switching power supply circuit according to a modification in which the secondary side of the circuit shown in FIG. 8 is modified. In the circuit shown in FIG. 12, the primary side circuit is configured as a class E switching amplifier, and the secondary side circuit is different from the circuit shown in FIG. 8 in the position of the secondary side parallel resonant capacitor C4. ing. In FIG. 8, the secondary side parallel resonant capacitor C4 is directly connected in parallel to the secondary winding N2, but in the circuit shown in FIG. 12, the secondary side parallel resonant capacitor C4 is connected to the secondary side series resonant capacitor C3. Are connected in parallel with the series connection circuit of the secondary winding N2. That is, in the circuit shown in FIG. 8, the secondary side parallel resonant capacitor C4 is directly connected in parallel to the secondary winding N2, whereas in the circuit shown in FIG. The capacitor C4 is connected to the secondary winding N2 in parallel with the secondary winding N2 via the secondary side series resonance capacitor C3.
図13に示すのは、スイッチング電源回路の2次側回路のみを示す図であり、図8の回路図に示す回路の変形例であり、多重コンバータとしての1次側回路は図1および図8に示すと同様であり、2次側回路のみが、異なるものである。図13では、2次側インダクタLoと2次側インダクタLo’とを個別の部品として構成することなく、複合チョークコイルとして同一コアに第1の巻線と第2の巻線とを施し、第1の巻線と第2の巻線とを磁気的に疎結合として2次側インダクタLoおよび2次側インダクタLo’として機能させるものである。   FIG. 13 shows only the secondary side circuit of the switching power supply circuit, which is a modification of the circuit shown in the circuit diagram of FIG. 8, and the primary side circuit as a multiple converter is shown in FIGS. And only the secondary side circuit is different. In FIG. 13, the first and second windings are applied to the same core as the composite choke coil without configuring the secondary inductor Lo and the secondary inductor Lo ′ as separate components. The first winding and the second winding are magnetically loosely coupled to function as the secondary inductor Lo and the secondary inductor Lo ′.
図14に示すスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路の変形例である。図14に示す回路では、1次側の接続態様については、図1のスイッチング電源回路と同様であり、I級スイッチング増幅器として構成されている。2次側回路については、2次側並列共振回路に替えてスナバー回路を備える点で図1に示す回路とは異なる。   The switching power supply circuit shown in FIG. 14 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. In the circuit shown in FIG. 14, the connection on the primary side is the same as that of the switching power supply circuit of FIG. 1, and is configured as a class I switching amplifier. The secondary side circuit is different from the circuit shown in FIG. 1 in that a snubber circuit is provided instead of the secondary side parallel resonant circuit.
図14に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は85Vから144Vとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは175Vとされている。このような仕様において良好な特性を得るために、図14に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 14, the range of the input AC voltage VAC is 85V to 144V, the range of the load power Po is 0W to 300W, and the output DC voltage Eo is 175V. In order to obtain good characteristics in such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 14 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は45Tとしている。1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は6800pFとし、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.068μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 45T. The capacitance value of the primary side parallel resonant capacitor C1 was 6800 pF, and the capacitance value of the primary side series resonant capacitor C2 was 0.068 μF.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、スナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は220pFとし、スナバー抵抗Rsの値は1kΩ(キロ・オーム)とし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.033μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、2次側インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、2次側インダクタLoのインダクタンスの値としては585μHを得ている。   The number of turns of the secondary winding N2 is 60 T, the value of the capacitance of the snubber capacitor Cs is 220 pF, the value of the snubber resistor Rs is 1 kΩ (kiloohm), and the capacitance value of the secondary side series resonant capacitor C3 is 0. 0.033 μF, and the capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was 1000 μF. The core material of the secondary inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the value of the inductance of the secondary inductor Lo is 585 μH.
この2次側回路は以下のように動作する。2次巻線N2に生じる電圧V2が正である場合には、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、2次側インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、2次巻線N2の順序で電流I5(図14を参照)が流れ、2次巻線N2に生じる電圧V2が負である場合には、2次巻線N2、高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3、2次巻線N2の順序で電流I4(図14を参照)が流れるとともに、2次側インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、高速ダイオードDoの順に電流I5が流れる。スナバーコンデンサCsとスナバー抵抗Rsとで形成されるスナバー回路にはほとんど電流が流れない。   The secondary circuit operates as follows. When the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is positive, the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the secondary side inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, the secondary winding N2 When the current I5 (see FIG. 14) flows in order and the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is negative, the secondary winding N2, the high speed diode Do, the secondary side series resonant capacitor C3, the secondary A current I4 (see FIG. 14) flows in the order of the winding N2, and a current I5 flows in the order of the secondary inductor Lo, the secondary smoothing capacitor Co, and the high-speed diode Do. Almost no current flows through the snubber circuit formed by the snubber capacitor Cs and the snubber resistor Rs.
ここで、2次側インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、2次側インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる。図1に示すスイッチング電源回路においては、2次側並列共振回路を具備することによって、さらに、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさ小さなものとしたが、図14に示すスイッチング電源回路においては、スナバー回路を具備することによって、2次側に流れる電流を滑らかのものとして、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさ小さなものとした。   Here, if the value of the inductance of the secondary inductor Lo is selected to be larger than the value of the inductance of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the secondary inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in alternating current component (DELTA) Eo which arises in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage generated due to the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced. In the switching power supply circuit shown in FIG. 1, the magnitude of the spike voltage included in the output DC voltage Eo is further reduced by providing the secondary side parallel resonance circuit, but in the switching power supply circuit shown in FIG. Is provided with a snubber circuit so that the current flowing on the secondary side is smooth and the spike voltage included in the output DC voltage Eo is small.
図15は、スイッチング周期における図14に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図15に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図14を参照)、電流IQ1(図14を参照)、電流I1(図14を参照)、電流I2(図14を参照)、電圧V2(図14を参照)、電流I3(図14を参照)、電流I4(図14を参照)、電流I5(図14を参照)、出力直流電圧Eo(図14を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図15に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 15 is a diagram showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. 14 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 15 are directed from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 14), current IQ1 (see FIG. 14), current I1 (see FIG. 14), current I2 (see FIG. 14), voltage AC component included in V2 (see FIG. 14), current I3 (see FIG. 14), current I4 (see FIG. 14), current I5 (see FIG. 14), and output DC voltage Eo (see FIG. 14) Each of ΔEo is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 15 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図16に示す波形も同様に、スイッチング周期における図14に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図16に示す波形は、上段から下段に向かい、図15と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電流I2、電圧V2、電流I3、電流I4、電流I5、出力直流電圧Eoに含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図16に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 16 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 14 in the switching period. The waveform shown in FIG. 16 goes from the upper stage to the lower stage and is included in voltage V1, current IQ1, current I1, current I2, voltage V2, current I3, current I4, current I5, and output DC voltage Eo, as in FIG. Each of the AC components ΔEo is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 16 is obtained when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図16に示す実験結果から得られた事実からリップル電圧については以下のことが分かる。図14に示すスイッチング電源回路におけるリップル電圧の値と背景技術としての図50とに示すスイッチング電源回路におけるリップル電圧の値とを比較する。図50に示すスイッチング電源回路においては、電圧Eo1を出力直流電圧とする場合には、図51に示す電圧Eo1から見て取れるようにリップル電圧の値は0.5V程度である。一方、図14に示すスイッチング電源回路においては、図16に示す交流成分ΔEoから見て取れるようにリップル電圧の値は0.2V程度と、比較すると1/2以下の小さなものとなっている。また、図14に示すスイッチング電源では、スパイク電圧は生じない。   From the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The value of the ripple voltage in the switching power supply circuit shown in FIG. 14 is compared with the value of the ripple voltage in the switching power supply circuit shown in FIG. 50 as the background art. In the switching power supply circuit shown in FIG. 50, when the voltage Eo1 is an output DC voltage, the ripple voltage value is about 0.5 V as can be seen from the voltage Eo1 shown in FIG. On the other hand, in the switching power supply circuit shown in FIG. 14, the value of the ripple voltage is about 0.2 V, which is smaller than 1/2, as can be seen from the AC component ΔEo shown in FIG. In the switching power supply shown in FIG. 14, no spike voltage is generated.
図17は、図14に示す実施形態のスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poの値が0Wから300Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、スイッチング素子Q1がオフとなる時間TOFFの各々を示している。   FIG. 17 is a diagram showing the characteristics of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. Each of the frequency fs of the signal for driving the switching element Q1, the power conversion efficiency ηAC → DC, and the time TOFF when the switching element Q1 is turned off in the range of the load power Po from 0 W to 300 W is shown.
図18ないし図21に示す各々の回路は、図14に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路を示すものであり、図19なし図21については、その2次側のみを示す図である。   Each of the circuits shown in FIG. 18 to FIG. 21 shows a switching power supply circuit of a modified example in which the secondary side of the circuit shown in FIG. 14 is modified. In FIG. 21 without FIG. FIG.
図18に示すスイッチング電源回路では、1次側については、E級スイッチング増幅器として構成される。また、コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係が、図14におけるものとは、異なっている。すなわち、図14においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は加極性とされたが、図18においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は減極性とされている(1次巻線N1および2次巻線N2に付された黒丸を参照)。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 18, the primary side is configured as a class E switching amplifier. Further, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is different from that in FIG. That is, in FIG. 14, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is additive, but in FIG. 18, the polarity between the primary winding N1 and the secondary winding N2 Is depolarized (see black circles attached to the primary winding N1 and the secondary winding N2).
また、図19に示す回路においては、スナバー回路が高速ダイオードDoと並列に接続されている点が、図14に示す回路とは異なっている。すなわち、図14、図18に示す回路では2次巻線N2にスナバー回路が直接に並列に接続されているのに対して、図19に示す回路ではスナバー回路が2次側直列共振コンデンサC3を介して、交流的に2次巻線N2に並列に接続されている。   Further, the circuit shown in FIG. 19 is different from the circuit shown in FIG. 14 in that the snubber circuit is connected in parallel with the high-speed diode Do. That is, in the circuits shown in FIGS. 14 and 18, a snubber circuit is directly connected in parallel to the secondary winding N2, whereas in the circuit shown in FIG. 19, the snubber circuit includes a secondary side series resonant capacitor C3. And is connected in parallel to the secondary winding N2 in an alternating manner.
図20に示す回路では、コンバータトランスPITはセンタータップによって各々の巻線が接続される2次巻線N2(第1の2次巻線)と2次巻線N2’(第2の2次巻線)とを有して形成されている。この2次巻線N2および2次巻線N2’の各々は、1次巻線N1と疎結合とされており、この結果として、2次側回路は、2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2および2次巻線N2’生じるリーケージインダクタL2’を有するものとなされる。   In the circuit shown in FIG. 20, the converter transformer PIT includes a secondary winding N2 (first secondary winding) and a secondary winding N2 ′ (second secondary winding) to which the respective windings are connected by a center tap. Line). Each of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ is loosely coupled to the primary winding N1, and as a result, the secondary side circuit generates a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2. And the secondary winding N2 ′ has a leakage inductor L2 ′ generated.
2次側回路は、上述した、2次巻線N2と2次巻線N2’の直列接続の両端に、スナバー回路が並列に接続されている。また、2次側回路は、リーケージインダクタL2(第1の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2(第1の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3(第1の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第1の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第1の2次側直列共振回路)を具備し、リーケージインダクタL2’(第2の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2’(第2の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3’(第2の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第2の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第2の2次側直列共振回路)を具備する。本実施形態では、リーケージインダクタL2とリーケージインダクタL2’との各々のインダクタンスの値を等しく設定し、2次側直列共振コンデンサC3と2次側直列共振コンデンサC3’との各々のキャパシタンスの値を等しく設定し、第1の2次側直列共振周波数と第2の2次側直列共振回路との各々の共振周波数を等しく設定している。   In the secondary side circuit, a snubber circuit is connected in parallel to both ends of the above-described series connection of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 '. Further, the secondary side circuit includes a secondary side series resonant capacitor C3 (in series connected to the leakage inductor L2 (first secondary side leakage inductor) and the secondary winding N2 (first secondary winding). A secondary side series resonance circuit (first 2nd series resonance capacitor) formed so that the secondary side series resonance frequency (first secondary side series resonance frequency) is dominated by the first secondary side series resonance capacitor). Secondary side series resonance circuit) and connected in series to the leakage inductor L2 ′ (second secondary leakage inductor) and the secondary winding N2 ′ (second secondary winding). A secondary side series resonant circuit formed such that the secondary side series resonant frequency (second secondary side series resonant frequency) is dominated by the resonant capacitor C3 ′ (second secondary side series resonant capacitor). (Second secondary series resonant circuit). In the present embodiment, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are set to be equal, and the capacitance values of the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′ are set to be equal. The first secondary side series resonance frequency and the second secondary side series resonance circuit are set to be equal to each other.
また、2次側回路は、降圧コンバータ(第1の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo(第1の高速ダイオード)と2次側インダクタLo(第1のインダクタ)と2次側平滑コンデンサCoとを具備している。また、2次側回路は、降圧コンバータ(第2の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo’(第2の高速ダイオード)と2次側インダクタLo’(第2のインダクタ)と上述した2次側平滑コンデンサCoとを具備している。ここで、2次側平滑コンデンサCoを2つの降圧コンバータ(第1の降圧コンバータと第2の降圧コンバータ)で共用しているので、各々の降圧コンバータは並列接続されていることと等価な作用をする。   The secondary side circuit includes a high speed diode Do (first high speed diode), a secondary side inductor Lo (first inductor), and a secondary side smoothing capacitor for functioning as a step-down converter (first step-down converter). Co. The secondary side circuit includes a high-speed diode Do ′ (second high-speed diode) and a secondary-side inductor Lo ′ (second inductor) for functioning as a step-down converter (second step-down converter). And a secondary smoothing capacitor Co. Here, since the secondary side smoothing capacitor Co is shared by the two step-down converters (the first step-down converter and the second step-down converter), the operation equivalent to that the step-down converters are connected in parallel is achieved. To do.
図21に示す回路は、図20に示す回路と異なり、スナバー回路を高速ダイオードDo’と高速ダイオードDoとの直列接続回路に並列に接続し、さらに、2次側インダクタLoと2次側インダクタLo’とを個別部品ではなく、複合部品として構成するものである。   The circuit shown in FIG. 21 is different from the circuit shown in FIG. 20 in that a snubber circuit is connected in parallel to a series connection circuit of a high-speed diode Do ′ and a high-speed diode Do, and further, a secondary inductor Lo and a secondary inductor Lo Is configured as a composite part, not as an individual part.
図22に示すスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路に、さらに、力率改善回路を付加して力率の改善を図るとともに、アクテイブクランプ回路を付加してスイッチング素子Q1の耐電圧を低くするものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 22 further improves the power factor by adding a power factor correction circuit to the switching power supply circuit shown in FIG. 1 and adds an active clamp circuit to increase the withstand voltage of the switching element Q1. To lower.
図22に示すスイッチング電源回路は、1次側回路はI級スイッチング増幅器として構成されている。また、入力交流電圧VACの範囲は100V系と230系の両方に対応するものとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは175Vとされている。このような仕様において良好な特性を得るために、図22に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 22, the primary circuit is configured as a class I switching amplifier. Further, the range of the input AC voltage VAC corresponds to both the 100V system and the 230 system, the range of the load power Po is from 0 W to 300 W, and the output DC voltage Eo is 175V. In order to obtain good characteristics in such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 22 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は35Tとしている。1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は2200pFとし、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.068μFとした。また、1次側インダクタLpのインダクタンス値は210μHとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 35T. The capacitance value of the primary side parallel resonance capacitor C1 was 2200 pF, and the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2 was 0.068 μF. The inductance value of the primary inductor Lp was 210 μH.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、2次側並列共振コンデンサC4のキャパシタンスの値は0.012μFとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.068μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、2次側インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、2次側インダクタLoのインダクタンスの値としては400μHを得ている。   The number of turns of the secondary winding N2 is 60T, the capacitance value of the secondary side parallel resonant capacitor C4 is 0.012 μF, and the capacitance value of the secondary side series resonant capacitor C3 is 0.068 μF. The capacitance value of the capacitor Co was 1000 μF. The core material of the secondary inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the inductance value of the secondary inductor Lo is 400 μH.
ここで、2次側インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、2次側インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流成分に含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる点は上述したいずれの実施形態とも共通するものである。図示はしないが、図22に示す回路では、リップル電圧は80mVであった。   Here, if the value of the inductance of the secondary inductor Lo is selected to be larger than the value of the inductance of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the secondary inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in the alternating current component produced in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage caused by the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced, which is common to any of the above-described embodiments. It is. Although not shown, in the circuit shown in FIG. 22, the ripple voltage was 80 mV.
図22に示すスイッチング電源回路の力率改善回路について説明をする。力率改善回路は1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとの間に接続されており、直接に1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとは接続されてはいない。力率改善回路は、1次側回路に流れる共振電流を1次側整流素子Diに対して一方向に流すために、1次側インダクタLpの一方の巻端に高速ダイオードD1が接続され、1次側回路に流れる共振電流を1次側平滑コンデンサCiに対して一方向に流すようにされている。   A power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 22 will be described. The power factor correction circuit is connected between the primary side rectifying element Di and the primary side smoothing capacitor Ci, and the primary side rectifying element Di and the primary side smoothing capacitor Ci are not directly connected. In the power factor correction circuit, a high-speed diode D1 is connected to one winding end of the primary-side inductor Lp so that the resonance current flowing in the primary-side circuit flows in one direction with respect to the primary-side rectifier element Di. A resonance current flowing in the secondary circuit is caused to flow in one direction with respect to the primary smoothing capacitor Ci.
ここで、1次側インダクタLpは上述したように210μHとし、コンデンサCNのキャパシタンスは1μFとした。   Here, the primary inductor Lp was 210 μH as described above, and the capacitance of the capacitor CN was 1 μF.
図23は力率改善回路の動作を説明するために各部の波形を商用電源周期で示す図である。図23に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図22を参照)、入力交流電流IAC(図22を参照)、入力交流電流IAC(図22を参照)、電圧V2(図22を参照)、電流I1(図22を参照)、電圧V3(図22を参照)、電流I2(図22を参照)、出力直流電圧Eo(図22を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図23に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 23 is a diagram showing the waveforms of the respective parts in the commercial power cycle in order to explain the operation of the power factor correction circuit. The waveforms shown in FIG. 23 are directed from the upper stage to the lower stage, and include an input AC voltage VAC (see FIG. 22), an input AC current IAC (see FIG. 22), an input AC current IAC (see FIG. 22), and a voltage V2 (see FIG. 22), current I1 (see FIG. 22), voltage V3 (see FIG. 22), current I2 (see FIG. 22), and AC component ΔEo included in the output DC voltage Eo (see FIG. 22). Is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 23 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図22に示すスイッチング電源回路の力率改善回路では、負荷電力Poが25Wから300Wの範囲では、力率PFの値として0.8以上を得ることができた。   In the power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 22, when the load power Po is in the range of 25 W to 300 W, the value of the power factor PF can be 0.8 or more.
図23を参照して、力率改善回路の動作を説明する。1次側に流れる共振電流は、高速ダイオードD1で整流され、電流I1として高速ダイオードD1を流れる。この電流I1はスイッチング周期でオン、オフされており、スイッチング周期の高周波成分を含んでいる。この高周波成分はコンデンサCNで除去され、電流I1の包絡線と略等しい電流が1次側整流素子Diに流れる。この1次側整流素子Diに流れる電流は、1次側整流素子Diの流通角を拡大して、入力交流電流IACが流れる時間を拡大して力率を改善する。一方、電流I2は電流IQ2と1次側平滑コンデンサCiに流れる電流とに分流する。このようにして、共振電流に応じた電圧を1次側平滑コンデンサCiに帰還する電圧帰還方式の力率改善回路によって力率の改善がなされる。   The operation of the power factor correction circuit will be described with reference to FIG. The resonance current flowing on the primary side is rectified by the high speed diode D1, and flows through the high speed diode D1 as the current I1. This current I1 is turned on and off in the switching cycle, and includes a high-frequency component in the switching cycle. This high frequency component is removed by the capacitor CN, and a current substantially equal to the envelope of the current I1 flows to the primary side rectifying element Di. The current flowing through the primary side rectifying element Di expands the flow angle of the primary side rectifying element Di, extends the time during which the input alternating current IAC flows, and improves the power factor. On the other hand, the current I2 is divided into a current IQ2 and a current flowing through the primary side smoothing capacitor Ci. In this way, the power factor is improved by the voltage feedback type power factor improving circuit that feeds back the voltage corresponding to the resonance current to the primary side smoothing capacitor Ci.
次に、図22に示すスイッチング電源回路のアクテイブクランプ回路について説明をする。このアクテイブクランプ回路は、スイッチング素子Q1がオフとなる場合に生じるスイッチング素子Q1の両端の電圧をクランプしてスイッチング素子Q1の耐電圧を低いものとする効果を有している。アクテイブクランプ回路は、補助スイッチング素子Q2と電圧クランプ用コンデンサC5とを直列接続した直列接続回路を主要な構成部品として形成されている。さらに、アクテイブクランプ回路は、MOS−FETで形成される補助スイッチング素子Q2のゲートとソースとの間に接続される抵抗Rgを有している。   Next, an active clamp circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 22 will be described. This active clamp circuit has an effect of clamping the voltage across the switching element Q1 generated when the switching element Q1 is turned off to lower the withstand voltage of the switching element Q1. The active clamp circuit includes a series connection circuit in which an auxiliary switching element Q2 and a voltage clamp capacitor C5 are connected in series as a main component. Further, the active clamp circuit has a resistor Rg connected between the gate and the source of the auxiliary switching element Q2 formed of a MOS-FET.
図24を参照してこのアクテイブクランプ回路の作用を説明する。図24は、一般的なMOS−FETの等価回路を示すものである。このようなMOS―FETは、本実施形態では、スイッチング素子Q1、補助スイッチング素子Q2として用いられている。図24に示す等価回路では、ドレインとソース間で形成されるスイッチング素子部QとボディダイオードDDと各部に生じるコンデンサと等価な機能を有する容量とを示している。MOS−FETでは、ゲートg、ソースs、ドレインdの各々の電極の相互間に、ゲート・ドレイン間の容量Cgd、ゲート・ソース間の容量Cgs、ドレイン・ソース間の容量Cdsの各々の静電容量を有するものである。そして、入力容量として、容量Cgsと容量Cgdとの和で表される容量Ciiを有し、出力容量として、容量Cdsと容量Cgdとの和で表される容量Cossとを有し、帰還容量として容量Cgdと等しい値の容量Crssを有する。ここで、容量Cgsと容量Cgdとの各々は、チップサイズとシリコンゲート酸化膜の厚さとで決定され容量Cii>容量Coss>容量Crssの関係が通常は成立する。   The operation of this active clamp circuit will be described with reference to FIG. FIG. 24 shows an equivalent circuit of a general MOS-FET. In the present embodiment, such a MOS-FET is used as the switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2. The equivalent circuit shown in FIG. 24 shows a switching element portion Q formed between the drain and the source, a body diode DD, and a capacitor having a function equivalent to a capacitor generated in each portion. In the MOS-FET, electrostatic capacitances of a gate-drain capacitance Cgd, a gate-source capacitance Cgs, and a drain-source capacitance Cds are provided between the electrodes of the gate g, the source s, and the drain d. It has a capacity. The input capacitor includes a capacitor Cii represented by the sum of the capacitor Cgs and the capacitor Cgd, and the output capacitor includes a capacitor Coss represented by the sum of the capacitor Cds and the capacitor Cgd. The capacitance Crss has a value equal to the capacitance Cgd. Here, each of the capacitor Cgs and the capacitor Cgd is determined by the chip size and the thickness of the silicon gate oxide film, and the relationship of capacitor Cii> capacitance Coss> capacitor Crss is normally established.
再び、図22を参照してアクテイブクランプ回路の説明をする。本実施形態のアクテイブクランプ回路は、MOS―FETによって補助スイッチング素子Q2が形成され、電圧クランプ用コンデンサC5の電荷を、MOS―FETのゲート・ドレイン間容量を介してゲート・ソース間に接続される抵抗Rgに流し、ゲート・ソース間に電圧Vgsを発生させて、スイッチング素子Q1のオフ状態において、補助スイッチング素子Q2をオン状態とするものである。   Again, the active clamp circuit will be described with reference to FIG. In the active clamp circuit of this embodiment, the auxiliary switching element Q2 is formed by a MOS-FET, and the charge of the voltage clamp capacitor C5 is connected between the gate and the source via the gate-drain capacitance of the MOS-FET. The voltage is applied to the resistor Rg to generate the voltage Vgs between the gate and the source, and the auxiliary switching element Q2 is turned on when the switching element Q1 is turned off.
図25はアクテイブクランプ回路の各部の動作波形を示す図である。図25に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図22を参照)、電流IQ1(図22を参照)、電圧Vgs(図22を参照)、電流Ig(図22を参照)、電流IQ2(図22を参照)、電流Ic1(図22を参照)、電圧Vds(図22を参照)、電圧V4(図22を参照)の各々を示すものである。ここで、図25に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 25 is a diagram showing operation waveforms of each part of the active clamp circuit. The waveforms shown in FIG. 25 are from the upper stage to the lower stage, and the voltage V1 (see FIG. 22), current IQ1 (see FIG. 22), voltage Vgs (see FIG. 22), current Ig (see FIG. 22), current Each of IQ2 (see FIG. 22), current Ic1 (see FIG. 22), voltage Vds (see FIG. 22), and voltage V4 (see FIG. 22) is shown. Here, the waveforms of the respective parts shown in FIG. 25 are those when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図24に示す等価回路、図25に示す各部の動作波形を引用して、アクテイブクランプ回路の動作を説明する。   The operation of the active clamp circuit will be described with reference to the equivalent circuit shown in FIG. 24 and the operation waveforms of the respective parts shown in FIG.
スイッチング素子Q1がターンオフ(切断)すると、1次側インダクタLpとリーケージインダクタL1(1次巻線N1)とに流れていた電流は、1次側並列共振コンデンサC1から1次側平滑コンデンサCoに短時間流れ(図25の電流Ic1を参照)、電圧V1が上昇して、補助スイッチング素子Q2のボディダイオードDD2が導通して、1次側インダクタLp、リーケージインダクタL1(1次巻線N1)、ボディダイオードDD2、電圧クランプ用コンデンサC5の経路に電流が流れ(図25の電流IQ2を参照)、同時に抵抗Rg、容量Cgd、電圧クランプ用コンデンサC5の経路に電流が流れる(図25の電流Igを参照)。このようにして、1次側インダクタLpとリーケージインダクタL1とに蓄えられた磁気エネルギーに基づく電流が、電圧クランプ用コンデンサC5の充電を完了する(図25の電流IQ2を参照)。そして、電圧クランプ用コンデンサC5に充電された電荷は、容量Cgd、抵抗Rgを介して流れ(図25の電流Igを参照)、電圧Vgsが上昇する(図25の電圧Vgsを参照)。ここで、電圧Vgsは補助スイッチング素子Q2のゲートgとソースs間の電圧である。   When the switching element Q1 is turned off (disconnected), the current flowing through the primary inductor Lp and the leakage inductor L1 (primary winding N1) is short from the primary parallel resonant capacitor C1 to the primary smoothing capacitor Co. Time flow (see current Ic1 in FIG. 25), voltage V1 rises, body diode DD2 of auxiliary switching element Q2 conducts, primary side inductor Lp, leakage inductor L1 (primary winding N1), body A current flows through the path of the diode DD2 and the voltage clamping capacitor C5 (see the current IQ2 in FIG. 25), and at the same time, a current flows through the path of the resistor Rg, the capacitor Cgd, and the voltage clamping capacitor C5 (see the current Ig in FIG. 25). ). In this way, the current based on the magnetic energy stored in the primary inductor Lp and the leakage inductor L1 completes the charging of the voltage clamp capacitor C5 (see current IQ2 in FIG. 25). Then, the charge charged in the voltage clamping capacitor C5 flows through the capacitor Cgd and the resistor Rg (see the current Ig in FIG. 25), and the voltage Vgs rises (see the voltage Vgs in FIG. 25). Here, the voltage Vgs is a voltage between the gate g and the source s of the auxiliary switching element Q2.
補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となるゲートgとソースsとの間の電圧である閾値電圧Vthを、電圧Vgsが越える場合には、補助スイッチング素子Q2はオンとなる(図25の電流IQ2を参照)。また、閾値電圧Vthを電圧Vgsが下回る場合には、補助スイッチング素子Q2はオフとなる(図25の電流IQ2を参照)。補助スイッチング素子Q2がオンとなる場合には、電流は、電圧クランプ用コンデンサC5、補助スイッチング素子Q2、リーケージインダクタL1(1次巻線N1)、1次側インダクタLpの経路で流れ(図25の電流IQ2を参照)、補助スイッチング素子Q2がオフとなる場合には、電流は、1次側並列共振コンデンサC1を流れる(図25の電流Ic1を参照)。   When the voltage Vgs exceeds the threshold voltage Vth, which is the voltage between the gate g and the source s at which the auxiliary switching element Q2 is turned on (conductive), the auxiliary switching element Q2 is turned on (current IQ2 in FIG. 25). See). Further, when the voltage Vgs is lower than the threshold voltage Vth, the auxiliary switching element Q2 is turned off (see the current IQ2 in FIG. 25). When the auxiliary switching element Q2 is turned on, the current flows through the path of the voltage clamping capacitor C5, the auxiliary switching element Q2, the leakage inductor L1 (primary winding N1), and the primary side inductor Lp (in FIG. 25). When the auxiliary switching element Q2 is turned off, the current flows through the primary side parallel resonant capacitor C1 (see the current Ic1 in FIG. 25).
かくして、図25に示すように、スイッチング素子Q1に印加される電圧V1(図22を参照)のピ−ク電圧は略400Vに抑えられ、補助スイッチング素子Q2に印加される電圧V4(図1を参照)のピ−ク電圧は略400Vに抑えられる。ここで、電圧クランプ用コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.1μFとし、抵抗Rgの値は100Ωとした。抵抗Rgの抵抗値を増加させると、スイッチング素子Q1のオフ期間を拡大することができる。   Thus, as shown in FIG. 25, the peak voltage of the voltage V1 applied to the switching element Q1 (see FIG. 22) is suppressed to about 400V, and the voltage V4 applied to the auxiliary switching element Q2 (see FIG. 1). The peak voltage of the reference is suppressed to about 400V. Here, the value of the capacitance of the voltage clamping capacitor C5 was 0.1 μF, and the value of the resistor Rg was 100Ω. When the resistance value of the resistor Rg is increased, the off period of the switching element Q1 can be extended.
図26は、図22に示す実施形態のスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから300Wまでの範囲における、1次側平滑コンデンサCiの両端の電圧Ei、電力変換効率ηAC→DC、力率PFの各々を示している。図26において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   FIG. 26 is a diagram showing the characteristics of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. With the load power Po as the horizontal axis, each of the voltage Ei across the primary side smoothing capacitor Ci, power conversion efficiency ηAC → DC, and power factor PF in the range of the load power Po from 0 W to 300 W is shown. Yes. In FIG. 26, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V.
図22に示すスイッチング電源回路においては、上述した図1ないし図22に示すスイッチング電源回路、および、2次側回路のみ示すスイッチング電源回路が、生じる効果に加えて、さらに、以下の効果を生じる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 22, the switching power supply circuit shown in FIG. 1 to FIG. 22 and the switching power supply circuit showing only the secondary side circuit have the following effects in addition to the effects.
図22に実施形態として示すスイッチング電源回路では、スイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプするアクテイブクランプ回路を備え、このアクテイブクランプ回路の作用によって低耐圧のスイッチング素子を用いて、広範囲な入力交流電圧VACに対応が可能となり、ワイドレンジ化が可能となった。このときに、アクテイブクランプ回路を形成する補助スイッチング素子Q2のドライブ回路については、セルフターンオン方式の自励ドライブ回路を用いているので、1個の抵抗Rg、補助スイッチング素子Q2および電圧クランプ用コンデンサC5を備えるものとすれば良いものであり回路の簡略化が図れる。また、抵抗Rgの値を調整することによって、アクテイブクランプ回路の動作を容易に最適化できる。   The switching power supply circuit shown as an embodiment in FIG. 22 includes an active clamp circuit that clamps a voltage generated when the switching element Q1 is OFF, and a low breakdown voltage switching element is used by the action of this active clamp circuit to achieve a wide range. Supports the input AC voltage VAC, enabling a wide range. At this time, since the self-turn-on self-excited drive circuit is used for the drive circuit of the auxiliary switching element Q2 forming the active clamp circuit, one resistor Rg, auxiliary switching element Q2, and voltage clamping capacitor C5 The circuit can be simplified. Further, the operation of the active clamp circuit can be easily optimized by adjusting the value of the resistance Rg.
また、図22に実施形態として示すスイッチング電源回路では、電圧帰還方式の力率改善回路を備え、簡単な回路構成を採用して、入力交流電圧の範囲が広範囲に変化する場合においても、良好なる力率改善の効果が得られ、力率の観点からも、ワイドレンジ化を図ることができる。すなわち、交流電源ACが100V系である場合、200V系である場合のいずれの場合においても良好な力率を有するものとできる。このような、力率改善回路に必要とされる部品は、ノーマルモードのノイズを抑制するコンデンサCNと高速ダイオードD1とを備えれば良く、回路も簡単なものとできる。   In addition, the switching power supply circuit shown as the embodiment in FIG. 22 includes a voltage feedback type power factor correction circuit, adopts a simple circuit configuration, and is excellent even when the range of the input AC voltage varies widely. The effect of power factor improvement is obtained, and a wide range can be achieved from the viewpoint of power factor. That is, when the AC power supply AC is a 100V system, it can have a good power factor in any case of the 200V system. Such components required for the power factor correction circuit only need to include the capacitor CN and the high-speed diode D1 for suppressing the noise in the normal mode, and the circuit can be simplified.
図27に示すスイッチング電源回路は、図22に示すスイッチング電源回路の変形例である。図27に示すスイッチング電源回路と図22に示すスイッチング電源回路との差異点は、1次巻線N1と2次巻線N2との極性関係が異なり、図27に示すスイッチング電源回路では減極性となっている点(図27の巻線端に付与された黒丸を参照)と、パワーチョークコイルPCCに力率改善巻線Npを有する点である。このようにして力率改善巻線Npに生じる電圧を帰還して力率改善をおこなう方式では、1次側インダクタLpとして機能する巻線の巻数と力率改善巻線Npとの巻線比を適宜に定めることができるので、E級スイッチング増幅器またはI級スイッチング増幅器としての動作の最適点と、力率改善の動作の最適点と、を独立に設定することができるものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 27 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The difference between the switching power supply circuit shown in FIG. 27 and the switching power supply circuit shown in FIG. 22 is that the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is different. In the switching power supply circuit shown in FIG. The power choke coil PCC has the power factor correction winding Np (see the black circle given to the winding end in FIG. 27). In this way, in the method of feedbacking the voltage generated in the power factor improving winding Np and improving the power factor, the winding ratio between the number of turns of the winding functioning as the primary side inductor Lp and the power factor improving winding Np is set. Since it can be determined as appropriate, the optimum point of operation as a class E switching amplifier or a class I switching amplifier and the optimum point of power factor correction operation can be set independently.
図28に示すスイッチング電源回路は、図22に示すスイッチング電源回路の変形例である。図28に示すスイッチング電源回路と図22に示すスイッチング電源回路との差異点は、図28に示すスイッチング電源回路の1次側は、E級スイッチング増幅器として構成されており、また、力率改善回路は力率改善トランスVFTを備えている。この力率改善トランスVFTの1次巻線LT1と2次巻線LT2との巻線比を調整して力率改善の動作の最適点を設定することができるものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 28 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The difference between the switching power supply circuit shown in FIG. 28 and the switching power supply circuit shown in FIG. 22 is that the primary side of the switching power supply circuit shown in FIG. 28 is configured as a class E switching amplifier. Has a power factor improving transformer VFT. The optimum point of the power factor improvement operation can be set by adjusting the winding ratio between the primary winding LT1 and the secondary winding LT2 of the power factor improvement transformer VFT.
図29に示すスイッチング電源回路は、図8に示すスイッチング電源回路に、さらに、図22のスイッチング電源回路に示す力率改善回路を付加して力率の改善を図るとともに、図22のスイッチング電源回路に示すアクテイブクランプ回路を付加してスイッチング素子Q1の耐電圧を低くするものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 29 further improves the power factor by adding a power factor correction circuit shown in FIG. 22 to the switching power supply circuit shown in FIG. Is added to lower the withstand voltage of the switching element Q1.
図29に示すスイッチング電源回路の各部の構成については、上述した実施形態と共通する部分については、同一の符号を付してその説明の一部を省略する。   With respect to the configuration of each part of the switching power supply circuit shown in FIG. 29, parts common to the above-described embodiment are given the same reference numerals, and a part of description thereof is omitted.
図29に示すスイッチング電源回路は、1次側回路はI級スイッチング増幅器として構成されている。また、入力交流電圧VACの範囲は100V系と230系の両方に対応するものとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは175Vとされている。このような仕様において良好な特性を得るために、図29に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 29, the primary circuit is configured as a class I switching amplifier. Further, the range of the input AC voltage VAC corresponds to both the 100V system and the 230 system, the range of the load power Po is from 0 W to 300 W, and the output DC voltage Eo is 175V. In order to obtain good characteristics in such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 29 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は35Tとしている。1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は2200pFとし、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.068μFとした。また、1次側インダクタLpのインダクタンス値は210μHとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 35T. The capacitance value of the primary side parallel resonance capacitor C1 was 2200 pF, and the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2 was 0.068 μF. The inductance value of the primary inductor Lp was 210 μH.
2次巻線N2の巻き数は30Tとし、2次巻線N2’の巻き数は30Tとし、2次側並列共振コンデンサC4のキャパシタンスの値は0.012μFとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.1μFとし、2次側直列共振コンデンサC3’のキャパシタンスの値は0.1μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、2次側インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、2次側インダクタLoのインダクタンスの値としては210μHを得ている。   The number of turns of the secondary winding N2 is 30T, the number of turns of the secondary winding N2 ′ is 30T, and the capacitance value of the secondary side parallel resonant capacitor C4 is 0.012 μF. The capacitance value was 0.1 μF, the capacitance value of the secondary side series resonant capacitor C3 ′ was 0.1 μF, and the capacitance value of the secondary smoothing capacitor Co was 1000 μF. The core material of the secondary inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the value of inductance of the secondary inductor Lo is 210 μH.
ここで、2次側インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、2次側インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流成分に含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる点は上述したいずれの実施形態とも共通するものである。図示はしないが、図29に示す回路では、リップル電圧は80mVであった。   Here, if the value of the inductance of the secondary inductor Lo is selected to be larger than the value of the inductance of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the secondary inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in the alternating current component produced in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage caused by the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced, which is common to any of the above-described embodiments. It is. Although not shown, in the circuit shown in FIG. 29, the ripple voltage was 80 mV.
図29に示すスイッチング電源回路の力率改善回路については、図22に示すスイッチング電源回路におけると同様であるので説明を省略する。ここで、コンデンサCNのキャパシタンスは1μFとした。   The power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 29 is the same as that of the switching power supply circuit shown in FIG. Here, the capacitance of the capacitor CN was 1 μF.
図30は力率改善回路の動作を説明するために各部の波形を商用電源周期で示す図である。図30に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図29を参照)、入力交流電流IAC(図29を参照)、電圧V2(図29を参照)、電流I1(図29を参照)、電圧V3(図29を参照)、電流I2(図29を参照)、出力直流電圧Eoに含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図30に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 30 is a diagram showing the waveforms of the respective parts in the commercial power cycle in order to explain the operation of the power factor correction circuit. The waveforms shown in FIG. 30 go from the upper stage to the lower stage, and the input AC voltage VAC (see FIG. 29), the input AC current IAC (see FIG. 29), the voltage V2 (see FIG. 29), and the current I1 (see FIG. 29). Reference), voltage V3 (see FIG. 29), current I2 (see FIG. 29), and AC component ΔEo included in output DC voltage Eo. Here, the waveform of each part shown in FIG. 30 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図29に示すスイッチング電源回路の力率改善回路では、負荷電力Poが25Wから300Wの範囲では、力率PFの値として0.8以上を得ることができた。   In the power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 29, when the load power Po is in the range of 25 W to 300 W, the value of the power factor PF can be 0.8 or more.
図29に示すスイッチング電源回路のアクテイブクランプ回路の動作については図22に示すスイッチング電源回路におけると同様であるので動作の説明は省略する。   The operation of the active clamp circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 29 is the same as that of the switching power supply circuit shown in FIG.
図31は、図29に示すスイッチング電源回路のアクテイブクランプ回路の各部の動作波形を示す図である。図31に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図29を参照)、電流IQ1(図29を参照)、電圧Vgs(図29を参照)、電流Ig(図29を参照)、電流IQ2(図29を参照)、電流Ic1(図29を参照)、電圧Vds(図29を参照)、電圧V4(図29を参照)の各々を示すものである。ここで、図31に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 31 is a diagram showing operation waveforms of each part of the active clamp circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. The waveforms shown in FIG. 31 are from the upper stage to the lower stage, and the voltage V1 (see FIG. 29), current IQ1 (see FIG. 29), voltage Vgs (see FIG. 29), current Ig (see FIG. 29), current Each of IQ2 (see FIG. 29), current Ic1 (see FIG. 29), voltage Vds (see FIG. 29), and voltage V4 (see FIG. 29) is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 31 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図32は、図29に示すスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから300Wまでの範囲における、1次側平滑コンデンサCiの両端の電圧Ei、電力変換効率ηAC→DC、力率PFの各々を示している。図32において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   32 shows characteristics of the switching power supply circuit shown in FIG. With the load power Po as the horizontal axis, each of the voltage Ei across the primary side smoothing capacitor Ci, power conversion efficiency ηAC → DC, and power factor PF in the range of the load power Po from 0 W to 300 W is shown. Yes. In FIG. 32, each graph indicated by a dotted line is a case where the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is a case where the input AC voltage is 100V.
図33に示すスイッチング電源回路は、図29に示すスイッチング電源回路の変形例である。図33に示すスイッチング電源回路と図29に示すスイッチング電源回路との差異点は、1次巻線N1と2次巻線N2との極性関係が異なり、図29に示すスイッチング電源回路では減極性となっている点(図29の巻線端に付与された黒丸を参照)と、パワーチョークコイルPCCに力率改善巻線Npを有する点である。力率改善巻線Npと1次側インダクタLpを生じさせるための巻線とは磁気的結合を有している。このようにして力率改善巻線Npに生じる電圧を帰還して力率改善をおこなう方式では、1次側インダクタLpとして機能する巻線の巻数と力率改善巻線Npとの巻線比を適宜に定めることができるので、E級スイッチング増幅器またはI級スイッチング増幅器としての動作の最適点と、力率改善の動作の最適点と、を独立に設定することができるものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 33 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The difference between the switching power supply circuit shown in FIG. 33 and the switching power supply circuit shown in FIG. 29 is that the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is different. In the switching power supply circuit shown in FIG. (Refer to the black circles attached to the winding ends in FIG. 29) and the power choke coil PCC has the power factor correction winding Np. The power factor improving winding Np and the winding for generating the primary inductor Lp have magnetic coupling. In this way, the voltage generated in the power factor improving winding Np is fed back to improve the power factor. Since it can be determined as appropriate, the optimum point of operation as a class E switching amplifier or a class I switching amplifier and the optimum point of power factor correction operation can be set independently.
図34に示すスイッチング電源回路は、図29に示すスイッチング電源回路の変形例である。図34に示すスイッチング電源回路は1次側回路については、図28に示すスイッチング電源回路におけると同様であり、2次側回路については、図29に示すスイッチング電源回路と同様であるのでその説明を省略する。   The switching power supply circuit shown in FIG. 34 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 34 is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. 28 for the primary side circuit, and the secondary side circuit is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. Omitted.
図35に示すスイッチング電源回路は、図29に示すスイッチング電源回路の変形例である。図35に示すスイッチング電源回路は1次側回路については、図29に示すスイッチング電源回路におけると同様であり、2次側回路については、図14に示すスイッチング電源回路と同様であるのでその動作の説明を省略する。   The switching power supply circuit shown in FIG. 35 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 35 is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. 29 for the primary side circuit, and the secondary side circuit is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. Description is omitted.
図35に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は100V系と230系の両方に対応するものとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから300Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは175Vとされている。このような仕様において良好な特性を得るための図35に示す回路における具体的な諸定数、および、得られた実験結果について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 35, the range of the input AC voltage VAC corresponds to both the 100V system and the 230 system, the range of the load power Po is from 0 W to 300 W, and the output DC voltage Eo is 175 V. It is said that. Specific constants in the circuit shown in FIG. 35 for obtaining good characteristics under such specifications and experimental results obtained will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は35Tとしている。1次側並列共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は2200pFとし、1次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.047μFとした。また、1次側インダクタLpのインダクタンス値は210μHとした。また電圧クランプ用コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.1μFとし、コンデンサCNの値は1μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 35T. The capacitance value of the primary side parallel resonant capacitor C1 was 2200 pF, and the capacitance value of the primary side series resonant capacitor C2 was 0.047 μF. The inductance value of the primary inductor Lp was 210 μH. The capacitance of the voltage clamping capacitor C5 was 0.1 μF, and the value of the capacitor CN was 1 μF.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、スナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は220pFとし、スナバー抵抗Rsの抵抗値は100kΩとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.047μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、2次側インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、2次側インダクタLoのインダクタンスの値としては400μHを得ている。   The number of turns of the secondary winding N2 is 60T, the capacitance value of the snubber capacitor Cs is 220 pF, the resistance value of the snubber resistor Rs is 100 kΩ, and the capacitance value of the secondary series resonance capacitor C3 is 0.047 μF, The capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was 1000 μF. The core material of the secondary inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the inductance value of the secondary inductor Lo is 400 μH.
図36は力率改善回路の動作を説明するために各部の波形を商用電源周期で示す図である。図36に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図35を参照)、入力交流電流IAC(図35を参照)、入力交流電流IAC(図35を参照)、電圧V2(図35を参照)、電流I1(図35を参照)、電圧V3(図35を参照)、電流I2(図35を参照)、出力直流電圧Eo(図35を参照)に含まれる交流成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図36に示す各部の波形は、負荷電力が300W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 36 is a diagram showing the waveforms of the respective parts in the commercial power cycle in order to explain the operation of the power factor correction circuit. The waveforms shown in FIG. 36 are directed from the upper stage to the lower stage, and include an input AC voltage VAC (see FIG. 35), an input AC current IAC (see FIG. 35), an input AC current IAC (see FIG. 35), and a voltage V2 (see FIG. 35), current I1 (see FIG. 35), voltage V3 (see FIG. 35), current I2 (see FIG. 35), and AC component ΔEo included in output DC voltage Eo (see FIG. 35). Is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 36 is obtained when the load power is 300 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図35に示すスイッチング電源回路の力率改善回路では、負荷電力Poが25Wから250Wの範囲では、力率PFの値として0.8以上を得ることができた。   In the power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 35, 0.8 or more can be obtained as the value of the power factor PF when the load power Po is in the range of 25 W to 250 W.
図37は、図35に示すスイッチング電源回路のアクテイブクランプ回路の各部の動作波形を示す図である。図37に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図35を参照)、電流IQ1(図35を参照)、電圧Vgs(図35を参照)、電流Ig(図35を参照)、電流IQ2(図35を参照)、電流Ic1(図35を参照)、電圧Vds(図35を参照)、電圧V4(図35を参照)の各々を示すものである。ここで、図37に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 37 is a diagram showing operation waveforms of each part of the active clamp circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. The waveforms shown in FIG. 37 are from the upper stage to the lower stage, and the voltage V1 (see FIG. 35), current IQ1 (see FIG. 35), voltage Vgs (see FIG. 35), current Ig (see FIG. 35), current Each of IQ2 (see FIG. 35), current Ic1 (see FIG. 35), voltage Vds (see FIG. 35), and voltage V4 (see FIG. 35) is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 37 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図38は、図35に示すスイッチング電源回路の特性を示す図である。負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、1次側平滑コンデンサCiの両端の電圧Ei、電力変換効率ηAC→DC、力率PFの各々を示している。図38において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   FIG. 38 shows the characteristics of the switching power supply circuit shown in FIG. With the load power Po as the horizontal axis, the voltage Ei across the primary side smoothing capacitor Ci, the power conversion efficiency ηAC → DC, and the power factor PF in the range of the load power Po from 0 W to 250 W are shown. Yes. In FIG. 38, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V.
図39に示すスイッチング電源回路は、図35に示すスイッチング電源回路の変形例である。図39に示すスイッチング電源回路は1次側回路については、図27に示すスイッチング電源回路におけると同様であり、2次側回路については、図35に示すスイッチング電源回路と同様であるのでその説明を省略する。   The switching power supply circuit shown in FIG. 39 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 39 is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. 27 for the primary side circuit, and the secondary side circuit is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. Omitted.
図40に示すスイッチング電源回路は、図35に示すスイッチング電源回路の変形例である。図40に示すスイッチング電源回路は1次側回路については、図28に示すスイッチング電源回路におけると同様であり、2次側回路については、図35に示すスイッチング電源回路と同様であるのでその動作の説明を省略する。   The switching power supply circuit shown in FIG. 40 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 40 is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. 28 for the primary circuit, and the secondary circuit is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. Description is omitted.
また、本発明としては、上記各実施形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、上述した実施形態の1次側回路と2次側回路の如何なる組み合わせも同一の技術思想の範囲内であれば含まれるものであり、メインスイッチング素子(および補助スイッチング素子)については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transisitor)、バイポーラトランジスタなど、MOSFET以外の素子を選定することも考えられる。   Further, the present invention is not limited to the configurations shown as the above embodiments. For example, any combination of the primary side circuit and the secondary side circuit of the above-described embodiment is included within the scope of the same technical idea. For the main switching element (and auxiliary switching element), for example, IGBT It is also conceivable to select elements other than MOSFETs, such as (Insulated Gate Bipolar Transistor) and bipolar transistors.
実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路に用いられるコンバータトランスの断面図を示す図である。It is a figure which shows sectional drawing of the converter transformer used for the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率、スイッチング素子のオフ期間を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and the OFF period of a switching element. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率、スイッチング素子のオフ期間を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and the OFF period of a switching element. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率、スイッチング素子のオフ期間を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and the OFF period of a switching element. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. MOS−FETの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of MOS-FET. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する1次側平滑コンデンサの両端の電圧、電力変換効率、力率を示す図である。It is a figure which shows the voltage of the both ends of the primary side smoothing capacitor with respect to the load electric power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and a power factor. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する1次側平滑コンデンサの両端の電圧、電力変換効率、力率を示す図である。It is a figure which shows the voltage of the both ends of the primary side smoothing capacitor with respect to the load electric power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and a power factor. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する1次側平滑コンデンサの両端の電圧、電力変換効率、力率を示す図である。It is a figure which shows the voltage of the both ends of the primary side smoothing capacitor with respect to the load electric power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, and a power factor. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 背景技術のチュークコンバータを示す図である。It is a figure which shows the Chuk converter of background art. 背景技術の昇圧コンバータを示す図である。It is a figure which shows the step-up converter of background art. 背景技術の降圧コンバータを示す図である。It is a figure which shows the step-down converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のスイッチング電源回路のスイッチング周期における1次側の電流を示す図である。It is a figure which shows the primary side electric current in the switching period of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の2次側の電流を示す図である。It is a figure which shows the electric current of the secondary side of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art.
符号の説明Explanation of symbols
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、AC 交流電源、B ボビン、C1 1次側並列共振コンデンサ、C2 1次側直列共振コンデンサ、C3 2次側直列共振コンデンサ、C4 2次側並列共振コンデンサ、C5 電圧クランプ用コンデンサ、Cds、Cgd、Cgs、Coss、Crss 容量、Ci 1次側平滑コンデンサ、CL1、CL2 フィルタコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CN コンデンサ、Co 2次側平滑コンデンサ、CR1、CR2 コア、Cs スナバーコンデンサ、D1 高速ダイオード、DD、DD1、DD2 ボディダイオード、Di 次側整流素子、Di1、Di2、Di3、Di4 ダイオード、Do 高速ダイオード、Do1、Do2 高速ダイオード、Eo 出力直流電圧、fs 周波数、I1、I2、I3、I4、I5、Ic1、Id1、Id2、Ig、Io、IQ1、IQ2 電流、IAC 入力交流電流、L1、L2 リーケージインダクタ、Lo 2次側インダクタ、Lp 1次側インダクタ、LT1 (VFTの)1次巻線、LT2 (VFTの)2次巻線、N1 (PITの)1次巻線、N2 (PITの)2次巻線、Ng 補助巻線、Np (PCCの)力率改善巻線、PCC パワーチョークコイル、PF 力率、PIT コンバータトランス、Po 負荷電力、Q スイッチング素子部、Q1 スイッチング素子、Q2 補助スイッチング素子、Rg、Rg1、Rg2 抵抗、Rs スナバー抵抗、TOFF 時間、Ei、V1、V2、V3、V4、Vds、Vgs 電圧、VAC 入力交流電圧、VFT 力率改善トランス、ΔEo 交流成分、ηAC 電力変換効率、ΔEo1、ΔEo2 交流成分
C11、C21、C22、Co11 コンデンサ、Ccr 電圧クランプ用コンデンサ、Cii 容量、Co1、Co2 2次側平滑コンデンサ、D31、D41 ダイオード、Do11、Do12、Do13 高速ダイオード、Ein 直流電源、L11、L12、L13、L31、Li インダクタ、Q11、Q12、Q13、Q31 スイッチング素子、Q41 補助スイッチング素子、R 負荷、i1、I21、I22、IQ31、IQ41 電流
1 control circuit, 2 oscillation / drive circuit, AC AC power supply, B bobbin, C1 primary side parallel resonant capacitor, C2 primary side series resonant capacitor, C3 secondary side series resonant capacitor, C4 secondary side parallel resonant capacitor, C5 Capacitor for voltage clamping, Cds, Cgd, Cgs, Coss, Crss capacity, Ci primary side smoothing capacitor, CL1, CL2 filter capacitor, CMC common mode choke coil, CN capacitor, Co secondary side smoothing capacitor, CR1, CR2 core, Cs snubber capacitor, D1 high speed diode, DD, DD1, DD2 body diode, Di secondary rectifier, Di1, Di2, Di3, Di4 diode, Do high speed diode, Do1, Do2 high speed diode, Eo output DC voltage, fs frequency, I1 , I2, I3 , I4, I5, Ic1, Id1, Id2, Ig, Io, IQ1, IQ2 current, IAC input AC current, L1, L2 leakage inductor, Lo secondary side inductor, Lp primary side inductor, LT1 (VFT) primary Winding, LT2 (VFT) secondary winding, N1 (PIT) primary winding, N2 (PIT) secondary winding, Ng auxiliary winding, Np (PCC) power factor correction winding, PCC Power choke coil, PF power factor, PIT converter transformer, Po load power, Q switching element section, Q1 switching element, Q2 auxiliary switching element, Rg, Rg1, Rg2 resistance, Rs snubber resistance, TOFF time, Ei, V1, V2, V3, V4, Vds, Vgs voltage, VAC input AC voltage, VFT power factor improving transformer, ΔEo AC component, ηAC power conversion effect , ΔEo1, ΔEo2 AC component C11, C21, C22, Co11 capacitor, Ccr voltage clamping capacitor, Cii capacitance, Co1, Co2 secondary side smoothing capacitor, D31, D41 diode, Do11, Do12, Do13 high speed diode, Ein DC power supply, L11, L12, L13, L31, Li inductor, Q11, Q12, Q13, Q31 switching element, Q41 auxiliary switching element, R load, i1, I21, I22, IQ31, IQ41 current

Claims (7)

  1. 交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとを有して形成される1次側整流平滑回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、
    前記1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスと、
    前記2次巻線から負荷に定電圧の出力直流電圧を供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記1次側回路は、
    前記1次側整流回路と前記1次巻線との間に介在する1次側インダクタと、
    前記1次巻線に交流電力を供給し、前記出力直流電圧を定電圧とするように制御されるスイッチング素子と、
    前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、前記スイッチング素子に並列接続される1次側並列共振コンデンサとで1次側並列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側並列共振回路と、
    前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備し、
    前記2次側回路は、
    前記コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、
    前記2次巻線に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧を得る2次側出力直流電圧生成手段と、を具備し、
    前記2次側出力直流電圧生成手段は、
    前記2次側直列共振コンデンサと前記2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、
    前記ダイオードに一端が接続され、前記2次巻線に生じる前記リーケージインダクタの値よりも大きなインダクタンス値を有する2次側インダクタと、
    前記2次側インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して、
    前記2次巻線に生ずる電圧を降圧することを特徴とするスイッチング電源回路。
    Primary that generates AC power by inputting DC power obtained by a primary side rectifying / smoothing circuit that includes a primary side rectifying element that converts AC power into DC power and a primary side smoothing capacitor. Side circuit,
    A converter transformer formed by magnetically loosely coupling a primary winding and a secondary winding for transmitting AC power generated in the primary side circuit;
    A secondary circuit for supplying a constant output DC voltage from the secondary winding to a load, and a switching power supply circuit comprising:
    The primary circuit is
    A primary inductor interposed between the primary rectifier circuit and the primary winding;
    A switching element that is controlled to supply AC power to the primary winding and to make the output DC voltage constant.
    The primary side parallel resonance frequency formed by the leakage inductance generated in the primary winding of the converter transformer and the primary side parallel resonance capacitor connected in parallel to the switching element is controlled. A resonant circuit;
    1 formed such that a primary side series resonance frequency is dominated by a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer and a primary side series string resonance capacitor connected in series to the primary winding. A secondary side series resonant circuit,
    The secondary circuit is
    A secondary formed so that a secondary side series resonant frequency is dominated by a leakage inductor generated in the secondary winding of the converter transformer and a secondary side series resonant capacitor connected in series to the secondary winding. Side series resonant circuit;
    A secondary-side output DC voltage generating means for obtaining an output DC voltage by converting AC power obtained in the secondary winding into DC power; and
    The secondary output DC voltage generating means includes:
    A diode connected in parallel to a series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor and the secondary winding;
    A secondary-side inductor having one end connected to the diode and having an inductance value larger than the value of the leakage inductor generated in the secondary winding;
    A secondary smoothing capacitor connected to the other end of the secondary inductor,
    A switching power supply circuit that steps down a voltage generated in the secondary winding.
  2. 前記1次側インダクタは、前記コンバータトランスの前記1次巻線と前記スイッチング素子との接続点に接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。 The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the primary inductor is connected to a connection point between the primary winding of the converter transformer and the switching element.
  3. 前記1次側回路は、
    さらに、前記1次側インダクタと、前記1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される他の1次側直列共振回路を形成し、
    前記他の1次側直列共振回路の共振周波数は、前記1次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記1次側直列列共振コンデンサとで形成される前記1次側直列共振回路の共振周波数の略2倍とされることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    Further, another primary side series formed such that the primary side series resonance frequency is dominated by the primary side inductor and a primary side series string resonance capacitor connected in series to the primary winding. Forming a resonant circuit,
    The resonance frequency of the other primary side series resonance circuit is approximately the resonance frequency of the primary side series resonance circuit formed by a leakage inductor generated in the primary winding and the primary side series column resonance capacitor. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is doubled.
  4. 前記2次側回路は、
    2次側並列共振コンデンサを有し、
    前記2次側並列共振コンデンサは、前記2次巻線に対して直接または交流的に並列に接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The secondary circuit is
    A secondary side parallel resonant capacitor;
    2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the secondary parallel resonant capacitor is connected directly or in parallel to the secondary winding in parallel.
  5. 前記2次側回路は、
    スナバーコンデンサと抵抗との直列接続回路として形成されるスナバー回路を有し、
    前記スナバー回路は、前記2次巻線に対して直接または交流的に並列に接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The secondary circuit is
    A snubber circuit formed as a series connection circuit of a snubber capacitor and a resistor;
    The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the snubber circuit is connected directly or in parallel to the secondary winding in parallel.
  6. 前記1次側回路は、
    前記1次側整流素子と前記1次側平滑コンデンサとの間に介在する力率改善回路を有し、
    前記力率改善回路は、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側整流素子に対して一方向に流すための前記1次側整流素子と前記1次インダクタの一方の巻端とに各々の極性端が接続されるダイオードを有し、
    前記1次側インダクタの他方の端子が前記1次側平滑コンデンサに接続されて形成されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    A power factor correction circuit interposed between the primary side rectifying element and the primary side smoothing capacitor;
    The power factor correction circuit is:
    Polar ends are respectively connected to the primary side rectifying element and one winding end of the primary inductor for flowing a resonance current flowing in the primary side circuit in one direction with respect to the primary side rectifying element. Having a diode
    The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the other terminal of the primary inductor is connected to the primary smoothing capacitor.
  7. 前記1次側回路は、
    電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、前記スイッチング素子と前記1次側平滑コンデンサとの間に挿入されるアクテイブクランプ回路を有し、
    前記補助スイッチング素子は、前記スイッチング素子がオフとされるときに、オンとされることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    Comprising a series connection circuit of a voltage clamping capacitor and an auxiliary switching element, and having an active clamping circuit inserted between the switching element and the primary side smoothing capacitor;
    The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the auxiliary switching element is turned on when the switching element is turned off.
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