JP2010537453A - チューナブルインピーダンス整合回路 - Google Patents

Abstract

チューナブルインピーダンス回路は、コンデンサＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１及び、インダクタＬ１と磁気的に結合するインダクタＬ２を備える。可変な位相と振幅を持つ、制御回路１３からの制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}は、インダクタＬ２に流れる。インダクタＬ１のインピーダンスは、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の位相と振幅を変化させることによって、変化される。出力インピーダンスは、インピーダンス回路１２ａの有効インダクタンスと有効クオリティファクタを、ＲＦ ＰＡ１１の出力電流ＩＲＦに対する制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の位相と振幅によって、最適に設定することによって、最適なレベルに設定される。
【選択図】図２

Description

本発明は、インピーダンスを調整できるチューナブルインピーダンス整合回路に関する。

集積ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）は、アンテナのインピーダンス（一般に、５０Ω）を、他の特性の中でも、最大出力パワー、線形性、効率及び安定性の点で良好な性能を促進するような最適なインピーダンスになるように変換する出力インピーダンス整合回路（回路）を用いる。この最適インピーダンスは、インピーダンス制御回路が、結果のインピーダンスのリアクティブ部を消去することを考えると、最適な抵抗（Ｒ_ｏｐｔ）としてみることができる。

Ｒ_ｏｐｔを決定するための基本は、非特許文献１に記載されているロードライン法である。一度Ｒ_ｏｐｔが決定されると、この値は、ＰＡの性能を、例えば、効率や線形性の点で最適化するために、精度良くチューニングされる必要がある。
インピーダンス整合回路は、集積回路に集積したり、この外部に配置することができる。

図１は、典型的なＲＦ電力増幅器及びインピーダンス整合回路の模式図である。
図１において、入力及び出力インピーダンスは、５０Ｏｈｍであるとしている。入力インピーダンス整合回路１０は、５０Ｏｈｍの入力インピーダンスを、ＲＦ ＰＡ１１の入力への最適なインピーダンスに整合させるために、ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）１１の入力に設けられる。出力インピーダンス整合回路１２は、ＲＦ ＰＡ１１の出力インピーダンスを５０Ｏｈｍの出力インピーダンスに整合させるために、ＲＦ ＰＡ１１の出力に設けられる。

今日手に入る数々のワイヤレス規格及び、これらに規定される周波数帯は、マルチ規格の、マルチ周波数ＲＦ電力増幅器（ＰＡ）を必要とする。このような装置は、問題の周波数帯をカバーするワイドバンドＰＡや、動作帯の変更があった場合に、中心周波数を調整できるナローバンドＰＡとすることができる。

この種の多くの電力増幅器においては、チューニング可能性の問題は、いつも、出力インピーダンス整合回路の設計の問題となる（非特許文献２、３及び特許文献１）。これは、出力インピーダンス整合回路を含むリアクタンスの値が周波数によって変化し、したがって、ＰＡから見た負荷インピーダンスも変化し、よって、ＰＡが、異なる動作帯域において、最適でない条件で動作しなくてはならなくなるという事実に基づいている。以前のチューナブル電力増幅器の構成においては、出力インピーダンス整合回路は、１以上の可変リアクタンスを用いることで、チューニング可能とされていた。しかし、コンデンサの容量を変えることは、インピーダンス整合回路のＱ値を減少する結果となり、したがって、インピーダンス整合回路の損失を増大する結果となっていた。

非特許文献２においては、制御巻線に印加されるＤＣバイアス電流を介して、コアの透磁率を制御することによる可変インダクタが、飽和リアクタを実装するのに使われている。ここで、主な問題は、そのような装置は、集積化できないということである。ＲＦ電力増幅器と、トランシーバの他の全ての部分とを一緒に集積化することは、面積の節約という点で望ましく、結果として、トランシーバが使用される場合、もっと多くの機能を付け加える可能性という点で望ましい。この場合、ＣＭＯＳは、高い集積レベル、低コスト、及び高い歩留まりのために、選択される技術となる。非特許文献３においては、ＭＥＭＳは、インダクタとコンデンサをスイッチオン、オフし、チューナブルインピーダンス整合回路を構成するために使われる。したがって、この方法は、標準的なプロセスにおいては得ることのできないＭＥＭＳが使えるということによっている。特許文献１においては、可変リアクタンスのいくつかの可能性について提案がされているが、π回路の２つのコンデンサを可変するというのが主なアプローチの方法である。

したがって、ＩＣに集積可能な周波数チューナブルＲＦ ＰＡを達成することが重要である。これを達成するために、ＩＣに集積可能なチューナブルインピーダンス整合回路をどのように構成するかという問題を解くことが重要である。

米国特許７，２０２，７３４

S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications, 1st ed. Norwood: Artech House, 1999 F. H. Raab and D. Ruppe, "Rrequency-agile class-D power amplifier," in 9th International Conference on HF Radio Systems and Techniques, University of Bath, UK, June 23-26, 2003, pp. 81-85. J. L. Bartlett, et al., "Integrated tunable high efficiency power amplifier," 米国特許６．２３２，８４１、２００１年５月１５日

本発明の課題は、ＩＣに容易に集積されるチューナブルインピーダンス整合回路を提供することである。
本発明による、外部回路の入力あるいは出力のインピーダンスを調整するチューナブルインピーダンス整合回路は、外部回路の電流を流す第１のインダクタと、第１のインダクタに接続されたコンデンサ部と、第１のインダクタに磁気的に結合し、外部回路の電流に対して、所定の位相及び振幅を有する制御電流を流す第２のインダクタと、第２のインダクタに制御電流を印加し、制御電流の位相と振幅の一方あるいは両方を変えることによって、第２のインダクタと磁気的に結合した第１のインダクタのインピーダンスを可変する制御回路とからなる。

本発明によれば、第１のインダクタのインダクタンスは、第１のインダクタと磁気的に結合する第２のインダクタに印加される制御電流の位相及び振幅を変えることによって、可変される。インピーダンスを、ただ電流を変えることによって変えることができるので、構成が単純で、ＩＣに容易に集積できる。

ＲＦ電力増幅器の模式図である。 本発明の実施形態による、チューナブルインピーダンス整合回路を備える周波数チューナブルＲＦ電力増幅器の模式図である。 πインピーダンス整合回路の模式図である。 結合インダクタによるチューナブルインダクタンスの模式図である。 本発明の実施形態による、チューナブルπインピーダンス整合回路の模式図である。 本発明の実施形態による、集積平面インターリーブド方形変圧器（integrated planar-interleaved-square transformer)のレイアウトである。 本発明の実施形態による、チューナブルインピーダンス整合回路を備える周波数チューナブルＣＭＯＳ ＲＦ電力増幅器の回路図である。 本発明による周波数チューナブルＲＦ電力増幅器と、固定出力インピーダンスの従来のＲＦ電力増幅器との、出力パワー、効率、線形性についてのシミュレーション結果の比較図である。 本発明の実施形態による、制御電流を精密にチューニングすることのできる周波数チューナブルＣＭＯＳ ＲＦ電力増幅器の回路図である。

本発明の実施形態は、例えば、無線送信機やトランシーバに使用されるＲＦ電力増幅器の分野、特には、これらの増幅器を最適な性能で、異なる周波数帯で動作させる技術に適用可能なチューナブルインピーダンス整合回路に関する。

ＲＦ電力増幅器は、例えば、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路を用いて、特定の動作周波数帯内で、周波数をチューニング可能とすることによって、改善される。本実施形態のインピーダンス整合回路は、結合インダクタを用いる。これらの結合インダクタの巻線の一つに制御電流を印加することにより、インピーダンス整合回路は、周波数チューニング可能となり、例えば、電力増幅器の負荷インピーダンスを、各動作帯において、最適値に設定することができる。

本発明の実施形態の応用においては、集積平面結合インダクタを用いた、出力チューナブルインピーダンス整合回路を用いた周波数チューナブルＲＦ電力増幅器が提供される。しかし、本発明の応用は、以下の例に限定されるものではない。更に、以下の例では、本実施形のチューナブルインピーダンス整合回路は、出力インピーダンスを整合させるのに使用することが示される。しかし、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路は、入力インピーダンスを整合させることにも使用可能である。更に、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路と共に用いられる回路は、電力増幅器以外の任意の回路でよい。

図２は、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路が適用される周波数チューナブル電力増幅器の模式図である。
図２において、図１と同様の構成要素には、同様の記号を付し、説明を省略する。
この増幅器は、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）装置のチャネルが配置される、２以上の、例えば、２．４ＧＨｚ及び５．２ＧＨｚという異なる帯域で動作できる。この技術の利点は、２つある。一つは、１つだけの可変リアクタンスを用いて、インピーダンス変換を適用することができることで、二つ目は、インダクタのクオリティファクタ（Ｑ）を改善する［５］、したがって、直列の寄生抵抗による、整合するときの、及び、抵抗によるロスを減少するということである。

上記技術は、以下の文献に記載されている。
[5]D. R. Pehlke, A. Burstein, and M. F. Chang, "Extremely high-Q tunable inductor for Si-based RF integrated circuit applications," in 1997 IEEE International Electron Devices Meeting (IEDM'97) Technical Digest, Washington, DC, Dec. 7-10, 1997, pp. 63-66.

図２において、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路は、出力インピーダンス整合回路１２ａとして適用される。チューナブルインピーダンス整合回路１２ａは、インダクタＬ１、インダクタＬ１の入力に接続されたコンデンサＣ１、インダクタＬ１の出力に接続されたコンデンサＣ２，及び、結合定数ｋで、インダクタＬ１と磁気的に結合し、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}を流すインダクタＬ２からなる。制御回路１３は、入力インピーダンス整合回路１０の出力電流を受け、インダクタＬ２に供給する制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}を生成する。インダクタＬ１のインピーダンスは、交流電流である制御電流の振幅と位相を変えることにより、変えることができる。

上述したように、２つのシャントコンデンサと直列接続されたインダクタを備えるπ整合回路を用いることにより、１つだけの可変リアクタンスを用いて、負荷インピーダンスを調整することが可能になる。

図３は、π整合回路を示す。
このような回路を選択する１つの理由は、変換ファクタ（Ｒ_Ｌ→Ｒ_ｏｐｔ）とその全体のクオリティファクタ（Ｑ_０）の両方を選択することができるからである。他の理由は、十分な容量値を用いることによって、インダクタンス（Ｌ１）の値のみを変えるだけで、異なる周波数に対し、同様の最適な変換ファクタを得ることができるからである。このことは、チューナブルインピーダンス整合回路の目的であり、したがって、インダクタをチューニングすることは、コンデンサをチューニングすることよりもより効果的である。例えば、２０Ωの最適抵抗に対し、アンテナインピーダンスは、５０Ωであるべきであり、これは、２．５という変換ファクタとなる。この変換ファクタは、Ｃ１＝５．６５ｐＦ、Ｃ２＝３．８ｐＦと選択することにより得られる。インダクタの値が、５．２ＧＨｚで０．４ｎＨから２．４ＧＨｚで１．６ｎＨまで変化する場合、最適抵抗値は、これらの２つの周波数で、２０Ωである。インダクタの値が固定で、０．４ｎＨである場合には、２．４ＧＨｚでの変換のための結果の抵抗値は、１．５Ωである。

π整合回路の１つの重要な、非理想的なことは、直列のインダクタが有限のクオリティファクタＱ_ｕを持っていることである。これは、直列の抵抗Ｒ_Ｌが、インダクタに加えられることによって、２つの主な欠点を導入することを意味する。第１は、Ｒ_Ｌにおける散逸のためのパワーロスであり、第２は、インダクタの線路に配置される直列の抵抗によって回路に導入されるミスマッチによるパワーロスである。したがって、インダクタのクオリティファクタが大きければ大きいほど、最大出力電力、及び、効率という点で、電力増幅器の性能が良くなる。

チューナブルインダクタは、アクティブインダクタ［６，７］、ＭＥＭＳスイッチ［非特許文献２］、飽和リアクタ［非特許文献２］、結合パッシブインダクタ［５、８−１０］を使って作ることが出来る。

詳細については、以下の文献を参照されたい。
[6]R. Mukhopadhyay, et al., "Frequency-agile CMOS RFICs for multi-mode RF front-end," in Proceedings of the 7th European Conference on Wireless Technology, Amsterdam, Holland, Oct. 11-12, 2004, pp. 9-12.
[7]J. H. Sinsky and C. R. Westgate, "A new approach to designing active MMIC tuning elements using second-generation current conveyors," IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol. 6, no. 9, pp. 326-328, Sept. 1996.
[8]Y.-C. Wu and M. F. Chang, "On-chip high-Q (>3000) transformer-type spiral inductors," Electronics Letters, vol. 38, no. 3, pp. 112-113, Jan. 31st, 2002.
[9]B. Georgescu, et al., "Tunable coupled inductor Q-enhancement for parallel resonant LC tanks," IEEE Transactions on Circuits and Systems- Part II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 50, no. 10, pp. 750-713, Oct. 2003.
[10]W. A. Gee and P. E. Allen, "CMOS integrated transformer-feedback Q-enhanced LC bandpass filter for wireless receivers," in Proceedings of the International Symposium on Circuits and Systems (ISCAS'2004), vol. 4, Vancouver, Canada, May 23-26, 2004, pp. 253-256.

クオリティファクタを改善する可能性のあるチューナブルフィルタの唯一の種類は、結合パッシブインダクタである。したがって、本実施形態に使われる出力インピーダンス整合回路は、結合パッシブインダクタを使う。
図には、２つのコンデンサを有するπ整合回路のみが示されているが、コンデンサが１個のみの回路も可能である。

図４は、インダクタが、どのようにして、相互インダクタンスを用いてチューニングできるかを示す。
Ｌ１を流れるＲＦ電流（Ｉ_ＲＦ）と同じ振幅を有する、制御電流（Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}）をＬ２に印加することによって、Ｌ１に接続されたＲＦ回路から見た全インダクタンスは、これらの２つの電流の位相シフト（φ）が０のならば、Ｌ_ｅｑ＝Ｌ１＋Ｍとなる。この式において、Ｍは、Ｌ１とＬ２間の相互インダクタンスを示し、Ｍ＝ｋ・√（Ｌ１・Ｌ２）となる（ここで、Ｌ１とＬ２間の結合ファクタをｋとする）。しかし、φが、１８０度の場合、全インダクタンスは、Ｌ_ｅｑ＝Ｌ１−Ｍとなる。したがって、これらの２つの電流間の位相シフトを変えることにより、ＲＦ回路からみた全インダクタンスを、Ｌ１−ＭからＬ１＋Ｍまでチューニングすることができる。

インダクタンスの変化のほかに、ＲＦ回路からみたインピーダンスに直列に、抵抗部が現れる。Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の振幅が、Ｉ_ＲＦの振幅のｒ倍であり、ｒが可変とすると、相互インダクタンスによって加えられる抵抗部は、負の値を取り得、Ｌ１の有効直列寄生抵抗値Ｒ_{Ｌｓ１＿ｅｆｆ}を減少させ、Ｒ_{Ｌｓ１＿ｅｆｆ}＜Ｒ_Ｌｓ１となる。

Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ、Ｒ_Ｌｓ１＝Ｒ_Ｌｓ２＝Ｒ_Ｌｓの場合、ＲＦ回路からみた有効インダクタンス及び、対応するクオリティファクタは、以下のように書ける。

上記式は、Ｌ_ｅｆｆが、Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の振幅と位相に依存したチューニングレンジを有しており、そのクオリティファクタＱ_ｅｆｆは、ｋ・ｒ ｓｉｎφ・Ｑ_ｕの項が１に近い、１より小さい値となるようにされた場合、増加することを示している。ここで、Ｑ_ｕは、Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}が印加されなかった場合のクオリティファクタである。

図５は、結合インダクタに基づくチューナブル出力π整合回路を示す。
図６は、上層（top-layer）平面インタリーブド方形変圧器を示す。
結合インダクタは、集積４端子平面インタリーブド変圧器として実装する。変圧器の形は、方形、八角形、円形などとすることができる。その巻線は、単一の上層メタルレイヤとして、あるいは、スタックドメタルレイヤとして、構成することができる。変圧器の種類をどう選ぶかは、回路が耐えられる電流及び、インダクタの値に依存し、それらは、最終的なクオリティ及び結合ファクタに影響を与える。

制御回路は、チューナブルＲＦ電力増幅器が使われる周波数帯におけるＩ_ＲＦに対する制御された位相（φ）と振幅比（ｒ）を持つ、Ｌ２内の電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}を注入するものである。

図５において、コンデンサＣ１、Ｃ２及びインダクタＬ１は、π整合回路を構成する。インダクタＬ１は、インダクタＬ２に磁気的に結合する。制御電流回路２０は、インダクタＬ２に、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}を注入する。制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}は、可変の振幅と位相を有する交流である。

図６において、集積４端子平面インタリーブド変圧器は、２つの巻線からなる。各巻線は、幅ｗを有しており、互いに幅ｓの隙間で隔てられている。（１）の入力及び出力端子は、インダクタＬ１のそれらであり、ＲＦ回路の電流Ｉ_ＲＦを流す。（２）の入力及び出力端子は、インダクタＬ２のそれらであり、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}を流す。結合インダクタの幅は、ｄ_ｏｕｔである。

図７は、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路を備える、チューナブルＲＦ ＰＡの例示的回路図である。
図７においては、制御回路の具体的回路構成が示されている。入力インピーダンス整合回路２１は、１つのコンデンサＣ３、１つのインダクタＬ３、及び、バイアス電圧電源を有する、従来のインピーダンス整合回路である。本実施形態のチューナブルインピーダンス回路は、出力インピーダンス整合回路２２ａ、２２ｂに適用される。回路２２ａ、２２ｂは、別の回路として示されているが、両回路のインダクタＬ１とインダクタＬ２は、磁気的に結合しており、したがって、両回路は、１つの回路と考えることができる。制御回路２３は、２つのトランジスタＭ２、Ｍ３及びバイアス電圧電源を備える。ＲＦチョークコイルは、トランジスタＭ１のドレイン端子に接続されている。

トランジスタＭ１は、Ｃ３、Ｌ３、Ｃ１、Ｌ１、及びＣ２によって構成されるチューナブルπ出力インピーダンス整合回路と共に固定入力整合を行なう電力増幅器の中心部である。Ｌ１は、Ｌ２に磁気的に結合されており、これらは、図６に示されるような、集積平面変圧器によって実装される。制御電流は、カスコード接続されたトランジスタＭ２、Ｍ３で構成される制御回路がＰＡの入力信号と同じ入力信号を有しているので、ＲＦ電流と関係がある。トランジスタＭ３は、トランジスタＭ２を流れる電流のアイソレーションを増加するために設けられる。トランジスタＭ１への入力Ｉ_ＲＦの交流成分は、トランジスタＭ２のゲートに印加されるので、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の周波数は、トランジスタＭ１への入力Ｉ_ＲＦの周波数と同じになる。電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}とＩ_ＲＦの間の位相シフトと振幅比は、トランジスタの寸法と、インダクタ、コンデンサの値によって設定することができるが、振幅比は、他の方法でも変えることができる。制御回路のカスコード接続と、ＰＡ内のコンデンサＣｓｔａｂ及び抵抗ＲｓｔａｂからなるＲＣフィードバックは、全ての周波数で、無条件な安定性を保証するために用いられる。

図７においては、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の位相は、チューナブルインピーダンス整合回路２２ａ、２２ｂのクオリティファクタが最適になるように、固定される。インダクタＬ１のインダクタンスは、バイアス電圧電源ＢＩＡＳ２の電圧を可変することによって変えることのできる、制御電流Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}の振幅によって制御される。ここで、最適なクオリティファクタは、チューナブルインピーダンス整合回路のロスが最小になることを意味する。

図８Ｂは、チューナブルＰＡと、固定出力インピーダンス整合回路を用いた同様のＰＡ（ただし、同じＬ１）に対する、電力増幅器の出力パワー対３次インターモジュレーション劣化（ＩＭＤ３）のシミュレーション結果を示す。
この例では、チューナブル電力増幅器は、５．２ＧＨｚ帯で動作するよう設計されている。

図８Ａには、回路のパワーアデッド効率（ＰＡＥ）の測定結果が示されている。
この図から、チューナブルＰＡは、５．２ＧＨｚ帯において、より高い出力パワーを、より高い効率で出力できる（−３５ｄＢｃ ＩＭＤ３の限界を考慮すると）ことが見て取れる。

図９は、本実施形態のチューナブルインピーダンス整合回路を用いたチューナブルＲＦ ＰＡの他の例示的回路図を示す。
図７の回路の構成要素の大きさが決定されると、制御電流とＲＦ電流の位相関係は固定される。Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}とＩ_ＲＦの間の関係を調整できるように、この回路の更なるフレキシビリティを増やすために、トランジスタＭ２、Ｍ３を、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂ、及び、Ｍ２ｃと、Ｍ３ａ、Ｍ３ｂ及びＭ３ｃに分割し、図９の制御回路２３ａに示されるように、平行なブランチａ、ｂ、ｃを形成することができる。Ｍ３ｂとＭ３ｃのゲートを接地することにより、これらのブランチはＯＦＦにされ、これらを、ＶＤＤに接続することによって、ＯＮにすることができる。異なる位相シフト特性を有するこれらの平行ブランチをＯＮ，ＯＦＦすることによって、Ｉ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}とＩ_ＲＦ間の位相及び振幅関係を可変することができ、したがって、電力増幅器からみた最適な抵抗値を調整可能とすることができる。このフレキシビリティにより、回路を、問題の周波数レンジにおいて、適切な動作のための精密なチューニングすることができる。これらのブランチをＯＮ，ＯＦＦするために、スイッチＳ１、Ｓ２を用いることができる。ビットｂ０、ｂ１は、これらのビットがＨＩＧＨのとき、ブランチｂ、ｃをＯＦＦし、図９のボックス内に詳細に示されたように、実装することができる。これらのビットがＬＯＷのときは、これらのビットは、ブランチｂ、ｃをＯＮする。よりフレキシビリティが欲しいときは、トランジスタＭ３、Ｍ２を更に多くのブランチに分割することができる。

Claims (9)

1. 外部回路の入力あるいは出力のインピーダンスを調整するチューナブルインピーダンス整合回路において、
   該外部回路の電流を流す第１のインダクタと、
   該第１のインダクタと接続されたコンデンサ部と、
   該第１のインダクタと磁気的に結合し、該外部回路の該電流に対し、所定の位相及び振幅を有する制御電流を流す第２のインダクタと、
   該第２のインダクタに該制御電流を印加し、該第２のインダクタに磁気的に結合した該第１のインダクタのインピーダンスを、該制御電流の該位相及び該振幅の一方、あるいは、両方を可変することにより、可変する制御回路と、
   を備えることを特徴とするチューナブルインピーダンス整合回路。
2. 前記コンデンサ部は、
   前記第1のインダクタの入力に接続された第１のコンデンサと、
   前記第1のインダクタの出力に接続された第２のコンデンサと、
   を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載のチューナブルインピーダンス整合回路。
3. 前記制御回路は、前記第1のインダクタと前記コンデンサ部とを備える回路のクオリティファクタが最適になるように、前記制御電流の前記位相及び前記振幅を設定することを特徴とする請求項１に記載のチューナブルインピーダンス整合回路。
4. 前記制御電流の周波数は、前記外部回路の前記電流のそれに等しいことを特徴とする請求項１に記載のチューナブルインピーダンス整合回路。
5. 前記外部回路の出力に接続された請求項１に記載のチューナブルインピーダンス整合回路。
6. 前記外部回路の入力に接続された請求項１に記載のチューナブルインピーダンス整合回路。
7. 請求項１のチューナブルインピーダンス整合回路によって構成された周波数チューナブル増幅器。
8. 入力側で、請求項１のチューナブルインピーダンス整合回路に接続された周波数チューナブル増幅器。
9. 出力側で、請求項１のチューナブルインピーダンス整合回路に接続された周波数チューナブル増幅器。