JP2010525742A - ストリップ・アレー・アンテナ - Google Patents

Abstract

本発明の代表的な実施形態は、導電性接地平面と、この接地平面からオフセット距離の位置に配置された導電性ストリップのアレーとを有するアンテナを提供する。導電性経路は、それぞれ対応するストリップの中央部に取り付けられ、ストリップを接地平面に接続する。導電性リップは、それぞれ対応する導電性ストリップの縁部に取り付けられ、接地平面に向かってほぼ中間まで延びる。アレーのサイズは、このアンテナによってサポートされる基本放射モードの波長より小さい。有利には、このアンテナは、従来技術による同等なサイズのパッチ・アンテナの帯域幅の約３倍の帯域幅を有する。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２００７年４月２３日に出願された米国仮特許出願第６０／９２５，８１３号の優先権を主張し、その教示を参照により本明細書に組み込む。

本発明は、無線電子装置に関し、より詳細には無線トランシーバ用アンテナに関する。

無線通信方式の継続的な開発により、従来の有線伝送は徐々に無線伝送に取って代わられつつある、または無線伝送によって補完されつつある。現在、ラップトップ・コンピュータおよび携帯情報端末など多数の携帯型電子データ処理装置は、データを送受信するために無線通信方法を使用している。さらに、携帯電話およびコードレス電話の利用が著しく増加している。

Ｗ．Ｌ． Ｓｔｕｔｚｍａｎ および Ｇ．Ａ．Ｔｈｉｅｌｅ、「Ａｎｔｅｎｎａ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ」（第２版、１９９８年、Ｗｉｌｅｙ、Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、式５−７７、第２１５頁）

携帯無線通信デバイスの設計における一般的な１つの問題は、そのアンテナに関連する。外部ダイポールまたはモノポール構造がアンテナとして使用されると、一般に、通常の使用中に簡単に壊れることがある。また、このデバイスに外部アンテナおよびそのコンジット（ｃｏｎｄｕｉｔ）を組み込む費用により、最終製品の費用が大幅に増加することもある。これらの理由のうち少なくともいくつかの理由で、無線装置の製造業者が外部アンテナの代わりにまたはそれに加えて平面（たとえば、パッチ）アンテナを使用することが多い。

従来のパッチ・アンテナは、プリント回路基板の片面に導電性接地平面を、基板の他面に導電性パッチを形成することにより製造されることが多い。しかし、このアンテナ構造に伴う１つの問題は、その共振特性が高いために帯域幅が比較的狭いことである。残念なことに、パッチ・アンテナのサイズを大きくせずにその帯域幅を増加させる既知の方法は比較的複雑であり、かつ／または一般的に大量生産での使用には適していない。

本発明の代表的な実施形態は、導電性接地平面と、この接地平面からオフセット距離の位置に配置された導電性ストリップのアレーとを有するアンテナを提供する。導電性経路は、それぞれ対応するストリップの中央部に取り付けられ、ストリップを接地平面に接続する。導電性リップは、それぞれ対応する導電性ストリップの縁部に取り付けられ、接地平面に向かってほぼ中間まで延びる。アレーのサイズは、このアンテナによってサポートされる基本放射モードの波長より小さい。有利には、このアンテナは、従来技術による同等なサイズのパッチ・アンテナの帯域幅の約３倍の帯域幅を有する。

一実施形態によれば、本発明のアンテナは、（１）導電性表面と、（２）この導電性表面からオフセット距離の位置に配置された２つ以上の導電性ストリップを有するアレーであって、前記２つ以上の導電性ストリップが１つまたは複数のギャップによって相互に離隔されているアレーとを備える。導電性ストリップと隣接するギャップとを合わせた幅は、アンテナの基本放射モードの波長より小さい。

別の実施形態によれば、本発明のアンテナは導電管を備える。この管の第１の側面には管の長手方向軸に沿って配向されたスロットがあり、前記スロットは第１の側面内に第１および第２の縁部を形成する。このアンテナはさらに、第１縁部に取り付けられ管の第２の側面に向かって延びる第１導電性リップを備える。

本発明のその他の態様、特徴、および利点は、以下の詳細な説明、添付の特許請求の範囲、および添付の図面からより完全に明らかになるであろう。

Ａ及びＢはそれぞれ従来技術によるパッチ・アンテナの上面図と断側面図である。 Ａ及びＢはそれぞれ従来技術によるモデル・パッチ・アンテナの上面図と断側面図である。 図２のアンテナの代表的なリターン・ロスを示すグラフである。 Ａ乃至Ｄは４つのモデル共振器の断側面図であり、この共振器のいくつかを使用して、本発明の種々の実施形態による平面アンテナまたはコンフォーマル・アンテナを構築することができる。 図４に示す共振器のうちいくつかの電磁特性を示すグラフである。 図４に示す共振器のうちいくつかの電磁特性を示すグラフである。 図４に示す共振器のうちいくつかの電磁特性を示すグラフである。 本発明の一実施形態による共振器の３次元斜視図である。 本発明の一実施形態によるストリップ・アレー・アンテナの３次元斜視図である。 図８はサイズが類似した図２および図７のアンテナのリターン・ロスを比較するグラフである。 図８はサイズが類似した図２および図７のアンテナのリターン・ロスを比較するグラフである。 図９はそれぞれ本発明の別の実施形態によるストリップ・アレー・アンテナの３次元斜視図と断側面図である。 図９はそれぞれ本発明の別の実施形態によるストリップ・アレー・アンテナの３次元斜視図と断側面図である。 図９のアンテナのリターン・ロスを示すグラフである。 本発明のさらに別の実施形態によるアンテナの３次元斜視切欠図である。

パッチ・アンテナ：
図１Ａ〜図１Ｂは、それぞれ従来技術によるパッチ・アンテナ１００の上面図と断側面図を示す。アンテナ１００は、導電性接地平面１０２から比較的短いオフセット距離（ｄ）の位置に配置された長さＬおよび幅Ｗの平坦な方形導体（パッチ）１０６を有する。パッチ１０６は、電気誘電率εを有する誘電体基板１０４によって支えられている。接地平面１０２の開口１１０を介して送られる導電性プローブ（ワイヤ）１０８は、パッチ１０６を外部伝送線路（明示せず）に結合する。プローブ１０８には、接地平面１０２との直接的な電気的接触はない。

プローブ１０８を介してパッチ１０６に印加される駆動信号は、パッチ１０６の長さＬおよび／または幅Ｗにわたって振動するモードを励起することができる。ＬがＷより大きいと仮定すると、基本モード（アンテナ設計において最も重要である）は、長さＬにわたって振動するモードである。このモードでは、長さＬが基板１０４の材料中の信号波長の約２分の１（より正確には、Ｌ≒０．４９λ／√ε （λは自由空間の波長））である場合、アンテナ１００は共振状態である。共振周波数において、アンテナ１００は非常に効果的にエネルギーを放射し、外部伝送線路に容易にインピーダンス整合することができる。アンテナ１００の帯域幅（ＢＷ）は、次の式（１）で近似される。

式中、ＢＷは、共振周波数を基準にして２：１未満の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を特徴とする比帯域幅として定義されている（たとえば、Ｗ． Ｌ． Ｓｔｕｔｚｍａｎ および Ｇ． Ａ． Ｔｈｉｅｌｅ、「Ａｎｔｅｎｎａ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ」、第２版、１９９８年、Ｗｉｌｅｙ、Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、式 ５−７７、２１５頁を参照）。

平面アンテナおよびコンフォーマル・アンテナでは、厚さｄをできる限り小さくすることが望ましい。しかし、式（１）は、ｄを減少させるとそれに応じて帯域幅も減少することを示している。多数の応用例では、共振周波数に影響を与えずにアンテナの側方寸法（ｌａｔｅｒａｌ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）（たとえば、ＬおよびＷ）をできる限り小さくすることも望ましい。このサイズの減少は、たとえば電気誘電率εを増加させることによって達成することができる。しかし、式（１）は、εを増加させてもやはり帯域幅が減少することを示している。式（１）は、Ｗを減少させると帯域幅が増加することを示しているが、通常、指定の放射抵抗および良好なインピーダンス整合を得るには、特定のアスペクト比（Ｌ／Ｗ）を維持する必要があることに留意されたい。したがって、帯域幅を改善するためにアスペクト比を任意に変更することはできない。

パッチ・アンテナの有利な特性のいくつか（たとえば、薄型、低姿勢、および相当な単一指向性）を保持しつつも、同等のサイズで帯域幅が拡張された平面アンテナまたはコンフォーマル・アンテナを有することが望ましい。また、低周波数（たとえば、＜５００ＭＨｚ）の応用例向けに設計されたパッチ・アンテナは、主として誘電体基板のサイズおよび重量が比較的大きいために、比較的重くなり得る（たとえば、重量が約１ポンド以上）ことに留意されたい。したがって、このような低周波数アンテナの物理的サイズおよび／またはその中で使用される（比較的重い）基板材料の量を減少させることが望ましい。

モデル・アンテナの構造：
共振構造の挙動は、その振動の固有モードを考慮することによって解析し理解することができる。有効な共振アンテナは、放射モードに強く結合する振動の固有モードを有する。この結合の強度は共振モードの品質係数（ＱまたはＱ値）と呼ばれるパラメータを用いて定量化でき、品質係数は蓄積エネルギーと放射電力の比に比例する。品質係数は、共振モードがエネルギーを放射モードに移す割合によって決まる。低いＱは、エネルギーが移る割合が高く放出が多いことに相当する。

共振アンテナの帯域幅を最大にするために、その共振モードの放射Ｑ値を最小にすることが望ましい。というのは、アンテナの帯域幅がＱ値に反比例して変化するからである。実際のアンテナではまた、たとえば導体損失または誘電損失により、エネルギーの一部が吸収される。吸収損失によりアンテナの総合的なＱ値が低下するが、アンテナの放射効率も減少する。後者は好ましくない影響である。したがって、Ｑ値を最小にしようとする場合、最小にしようとするのは放射Ｑ値（すなわち、モードの放射減衰のみから決定されるＱ）である。このサブセクションでは、「Ｑ値」という用語が具体的にはモードの放射Ｑ値を指すように、吸収損失がないと仮定する。その場合、モードのエネルギーの大部分が吸収ではなく放射によって消散することが保証されるので、放射Ｑを最小にすることによって、帯域幅だけでなく効率も最適化する。

共振アンテナの挙動を理解するために、まず、伝送線路給電部がないこのアンテナ構造を解析する。給電されない構造（以下「共振器」と言う）は、振動の１つまたは複数の固有モードを有する。通常、放射Ｑ値が比較的低い単一の基本共振モードを特定し、次にアンテナの動作においてこのモードを用いることが望ましい。共振器構造はまた、基本モードのＱ値より高いＱ値と基本モードの放射パターンとは異なる放射パターンとを有する複数の他の高次モードを有することもできる。これらの高次モードは、アンテナの動作帯域幅全体にわたって僅かに励起することができる。ただし、動作帯域幅内のアンテナの特性は、基本モードによって決定される。

Ｑ値が比較的低い基本共振モードを有する共振器を設計した後の次のステップは、共振器構造に給電部を組み込み、アンテナとして機能できるようにすることである。この給電部が、伝送線路のインピーダンスがアンテナのインピーダンスに整合できるように共振モードを励起することが望ましい。この結果は、アンテナの放射抵抗の値が伝送線路のインピーダンスに比較的近い場合に、および整合周波数においてアンテナのリアクタンスがゼロに近い場合に達成される。集中定数素子であるコンデンサおよび／またはインダクタを使用して、インピーダンス整合を支援できる（たとえば、リアクタンスをゼロに調整する）ことが知られている。給電点におけるアンテナのインピーダンスはまた、給電部の形状および／または配置を適切に変更することによっても変更することができる。給電部が共振器の基本モードを効果的に励起することが望ましい。共振器構造に対する外乱が最小限の状態で給電部が共振器に組み込まれているとき、給電されない共振器に対して実行されるモード解析は、インピーダンス整合アンテナの動作周波数および帯域幅を予測するのに十分に正確である。構成によっては、給電構造が、下にある共振器構造のモードの挙動を変更する幾何学的特徴を示すことがある。これらの場合、アンテナの挙動をより深く理解するために、給電構造の特定の態様を共振器のモード解析に組み込むことが有用であろう。

図２Ａ〜図２Ｂは、それぞれ従来技術によるモデル・パッチ・アンテナ２００の上面図と断側面図を示す。アンテナ２００がアンテナ１００と異なる点は、その接地平面２０２がパッチ２０６と概ね面一である（すなわち、同一平面上にある）ことである。接地平面２０２はパッチ２０６の下で誘電体基板２０８に入り込むように凹設され、誘電体基板２０８はパッチおよび接地平面を支えている。接地平面（ｇｒｏｕｎｄ ｐｌａｎｅ）２０２（厳密には同一平面（ｐｌａｎａｒ）でないので、「接地表面（ｇｒｏｕｎｄ ｓｕｒｆａｃｅ）」という用語で説明するほうがより正確である）の凹部および面一部は、導電性垂直壁２０３によって電気的に接続される。接地平面２０２の凹部内の開口２１０を介して送られる導電性プローブ（ワイヤ）２０８は、パッチ２０６を外部伝送線路（明示せず）に結合する。プローブ２０８には、接地平面２０２との直接的な電気的接触はない。

アンテナ２００の共振器を、有限要素計算法を実施する市販の数値固有モードソルバを使用して解析した。計算領域の外側境界に完全整合層（ＰＭＬ）を組み込むことによって、固有モードソルバが複合振動周波数を返し、これにより共振器の基本共振周波数および放射Ｑ値を求めることができる。計算に使用した形状については、基板２０４の厚さは４ｍｍ、パッチ２０６の側方寸法は３．８×４．９ｃｍ^２、接地平面２０２の凹部（中心はパッチの下にあると仮定）の側方寸法は５．０×６．０ｃｍ^２、接地平面および基板の側方寸法は無限とした。接地平面２０２およびパッチ２０６の材料は完全に導電性であると仮定し、基板材料は２．１の誘電率を有すると仮定する。これらのパラメータを用いると、固有モードソルバから、２０４３ＭＨｚで共振モードとなり、Ｑが３２．６であることが分かる。この共振器が、パッチ２０６の長軸に沿って中心から約６．５ｍｍ離れて配置されたプローブ２０８によって励起される場合、アンテナ２００は共振周波数付近で５０オームの伝送線路にインピーダンス整合される。

図３は、上記パラメータを用いて実施され実験的に測定されたアンテナ２００のリターン・ロスをグラフで示したものである。ゼロｄＢのリターン・ロスは、アンテナに印加された電力の１００％が給電線路に反射される、すなわち放射に向かうエネルギー伝達によるエネルギー損失がないことを意味する。リターン・ロスのｄＢ値が低いほど、アンテナから放射されるエネルギーの割合が高くなる。図３で示されるように、アンテナ２００のこの実装形態は、約４５ＭＨｚの−１０ｄＢリターン・ロス帯域幅、すなわち共振周波数（２０６０ＭＨｚ）に対して約２．２％の比帯域幅を有する。この比帯域幅は、約３０．３のＱ値を有するアンテナに対して予想されたものである。図３のデータと上記の数値固有モード解析の結果を比較することにより、本発明者らは、後者は共振周波数およびＱ値の予測においてかなり正確であると考えている。

図４Ａ〜図４Ｄは４つのモデル共振器４１０、４２０、４３０、および４４０の断側面図を示す。この共振器のいくつかを使用して、本発明の種々の実施形態による平面アンテナまたはコンフォーマル・アンテナを構築することができる。図４の共振器は、図の平面から無限に伸びると仮定する。共振器４１０（図４Ａ）は、アンテナ１００に全体的に類似している。共振器４２０、４３０、および４４０（それぞれ図４Ｂ〜図４Ｄ）は本発明の諸実施形態を表す。

共振器４１０の特性を解析した結果、対応するパッチ・アンテナ（たとえば、図１のアンテナ１００）の比較的高いＱ値（および小さい帯域幅）は、放射モードへの比較的弱い結合によって生じることが明らかになった。この結合が弱いのは、共振モードが主にパッチ４０６の下に閉じ込められ、図４Ａの２つの斜め矢印によって示されるように、パッチの２つの縁部で放射モードに結合できるだけだからである。結合強度は、パッチ４０６と接地平面４０２の間の空間を充填する基板の厚さおよび電気誘電率の影響を受ける。誘電率が高く基板が薄いほど、放射モードからの共振モードの分離を増加させ、それによりＱ値を増加させる傾向がある。

共振モードが放射モードに結合する強度を増加させる１つの可能な方法が図４Ｂに示唆されている。より具体的には、共振器４２０のパッチ構造は一連のギャップ４２４を有し、そこから、垂直の矢印によって示されるように、追加エネルギーが放射することができる。しかし、共振器４２０のＱ値が共振器４１０のＱ値より低いと結論できるには、共振器４２０の電磁挙動のさらなる解析が必要である。たとえば、１つの問題は、共振器４１０の共振モードはパッチ全体にわたって連続的に（前後に）流れる電流を特徴とするが、共振器４２０のストリップ・アレー構造内のギャップ４２４によって、そのような電流が連続的に流れなくなることであろう。しかも、共振器４２０が共振器４１０の共振周波数に十分に近い共振周波数を有することでさえ、直ちに分かるわけではない。

共振器４２０の電磁挙動を解析する前に、ストリップ４２２およびギャップ４２４の個々の幅がλ未満、より典型的にはλ／２未満であることは言及に値する。しかも、共振器が有限数のストリップ４２２を有する場合、すべてのストリップ４２２およびギャップ４２４の全幅は約λ未満、より典型的には約λ／２未満になり得る。したがって、共振器４２０の構造は従来の漏れ波アンテナの構造とは異なる。より具体的には、漏れ波アンテナでは、漏洩した放射により遠方界で構造的に干渉が起きるように離隔されている「欠陥」（たとえば、方形導波管の小さなスロット）によって、束縛モードの進行波が放射モードに漏洩する。後者の影響は典型的には、「欠陥」の間に約１λだけ間隔を置くことによって達成される。このように間隔を置くことによって、従来の漏れ波アンテナのサイズはλより大きくなり、したがって（関連する寸法では）共振器４２０より大きくなる。

図５Ａは、共振器４２０のバンド図をグラフで示したものである。より具体的には、図５Ａのバンド図は、ストリップ４２２およびギャップ４２４の無限周期配列を有する共振器４２０に対応している。各ストリップ４２２の幅は約０．８ｃｍである。空間周期は約１．２ｃｍである。接地平面４０２とストリップ平面の間隔は約０．４ｃｍで、それらの平面の間の空間は、約２５の誘電率を有する材料（図４Ｂで明示せず）で充填されている。

図５Ａの曲線５０２および５０４は、共振器４２０でサポートされる各モードに関して、周波数ｆ（＝ω／２π）対スケーリングされた波数ｋ／πの関係をプロットしたものである。破線５０６はいわゆる「ライト・ライン（ｌｉｇｈｔ ｌｉｎｅ）」で、自由空間内を伝搬する波の分散関係（ｋ＝ω／ｃ）を図示する。あるモードがライト・ラインより上に位置する場合、そのモードは放射モードに結合される（漏洩モードと呼ばれることが多い）ことが知られている。曲線５０２によって表される第１バンドには漏洩モードはない。しかし、曲線５０４によって表される第２バンドには、漏洩モードがある。たとえば、約２２３３ＭＨｚの周波数でｋ＝０の漏洩モードがある。このモードは、共振器４２０の上記の無限周期ストリップ・アレー構造の基本放射モードである。

図５Ｂは、この基本放射モードの周波数を、共振器４２０内のストリップ４２２の数の関数としてグラフで示したものである。図５Ａのバンド図を生成するために使用されたすべてのパラメータ（ストリップ４２２の数を除く）を同様に使用して、図５Ｂのデータを生成した。ストリップ４２２の数が１０から３に減少する（パッチ構造の全幅が７０％減少）とき、共振周波数は約１．５％しか変化しない。したがって、共振器４１０の共振周波数とは異なり、共振器４２０の共振周波数は、ストリップ・アレー構造の全幅に強く依存しない。むしろ、共振周波数を決定するのに主要な役割を果たすのは、ストリップ・アレー構造内の単一の空間周期のインダクタンスおよびキャパシタンスである。この特性は、比較的小型の（たとえば、波長λより小さい）アンテナを製造するのに有利である。たとえば、２２００ＭＨｚにおいて、波長は約１３．６ｃｍである。図５Ｂによれば、１．２ｃｍの空間周期では、共振器４２０の共振周波数は、約１／４〜３／４波長というパッチ幅の範囲内で実質的に変化しない。

次に図４Ｃを参照すると、図中に示す共振器４３０は、共振器４２０に全体的に類似している。ただし、共振器４３０は、ストリップ４２２およびギャップ４２４に加えて、複数の平坦な導電性経路４３２を有する。各経路４３２は、対応するストリップ４２２をストリップの中央に沿って接地平面４０２に電気的に接続する。

図５Ｃは共振器４３０のある実装形態のバンド図をグラフで示したものであり、共振器４３０のこの実施形態は、図５Ａに対応する共振器４２０の実装形態に全体的に類似している。より具体的には、図５Ａに関して記載したものと同じ寸法と相対位置を有するストリップ４２２の無限配列がある。ストリップ４２２を有する平面と接地平面４０２の間の空間は、同様に約２５の誘電率を有する材料（図４Ｃでは明示せず）で充填される。

図５Ａおよび図５Ｃを参照すると、経路４３２が存在することにより、バンド構造が若干変更されている。より具体的には、図５Ｃのバンド５０８（拘束モードを有する）は、図５Ａの対応するバンド５０２より平らである。しかし、図５Ｃの放射バンド５１０は、図５Ａの対応する放射バンド５０４に非常に類似している。放射バンド５０４と５１０は類似しているが、拘束されたバンド５０２と５０８の違いが、基本放射モードならびに高次放射モード（図５Ａおよび図５Ｃで明示せず）がそれぞれのアンテナ構造内に分布される形に影響を及ぼす。特定の応用例では、基本放射モード（たとえば、バンド５１０ではｋ＝０のモード）を最適化すること、ならびに高次放射モードの負の影響を最小限にすることがどちらも有利な場合がある。経路４３２は、基本放射モードに著しい影響を及ぼさずに高次モードを処理する手段を提供する。

次に図４Ｄを参照すると、図中に示す共振器４４０は、共振器４３０に全体的に類似している。ただし、共振器４４０は、経路４３２に加えて、複数の導電性リップ４４２を有する。各リップ４４２は、ストリップ４２２の縁部に取り付けられ、接地平面４０２に向かって下方に延びる。リップ４４２は、空間周期のインダクタンスとキャパシタンスの両方を増加させるように設計され、共振周波数を低下させるために使用することができる。あるいは、リップ４４２は、同じ共振周波数を得るために使用できるが、この場合、低誘電率の基板を使用する。たとえば、リップ４４２が接地平面４０２に向かって中間まで下方に延びており、基板の誘電率が約１０の場合、共振器４４０は、５周期構造で約２２３７ＭＨｚの共振周波数を有する。この値は、基板の誘電率が約２５である類似の共振器４３０の値に近い。このリップ４４２は、低誘電率材料が一般的に高誘電率材料より安価、軽量で、抵抗損失が低いことから、これを設けることが有利になり得る。さらに、リップ４４２を使用して、たとえば共振器の特定の領域のみに高誘電率材料を含めることによって、構造中に存在する高誘電率材料の量を減少させること、または基板材料も共に削減することが可能である。後者の特徴は、比較的低い周波数で動作するアンテナにおいて重要となり得る。

ストリップ・アレー・アンテナ：
図６は、本発明の一実施形態による共振器６００の３次元斜視図を示す。共振器６００は、モデル共振器４３０（図４Ｃ）に全体的に類似している。ただし、共振器４３０と６００の１つの違いは、後者に含まれるストリップ６２２（５つある）の長さが有限なことである。もう１つの違いは、共振器６００が、平坦な経路４３２の代わりに複数の円筒形の導電性ポスト６３２を有することである。各ポスト６３２は、それぞれのストリップ６２２を接地平面６０２に接続する。共振器の全体にわたって分布された複数の導電性ポスト６３２を有することは、必ずしも複数の平坦な経路４３２を有することと同等ではないが、両方の構造は類似の影響を有する。すなわち、高次モードの共振周波数を、それらの構造の形状および／または分布を変更することによって制御することができる。共振器６００のいくつかの実施形態では、導電性ポスト６３２は任意選択であるが、それは、基本共振モードが導電性ポストの有無に関係なく実質的に同じ特性を有し、応用例によってはストリップ６２２と接地平面６０２の間に直接的な電気的接続がなくても目標性能特性が達成できるからであることに留意されたい。

一実施形態では、共振器６００の基板６０４は回路基板の一部である。導電性ポスト６３２は、この回路基板内のバイアを使用して形成される。接地平面６０２とストリップ６２２は、基板６０４の反対側に取り付けられる。共振器６００は、たとえば図１に示した構成に類似した構成においてより大きな接地平面の上に位置してもよいし、たとえば図２に示した構成に類似した構成においてより大きな接地平面に凹設されてもよいし、または、たとえば接地平面６０２のサイズがストリップ・アレーを合わせた設置面積と実質的に一致する独立構造であってもよい。

外側境界に配置されたＰＭＬを有する上記の有限要素法による固有モードのシミュレーションを使用して、共振器６００と、サイズが類似したモデル・パッチ・アンテナ２００（図２）を比較した。このシミュレーションから、共振器６００がアンテナ２００で使用されている接地平面に類似したより大きな接地平面に凹設されているとき、類似の共振周波数において、共振器６００の放射Ｑ値は約１７〜１９（ストリップ６２２の特定の寸法および導電性ポスト６３２の分布に応じた正確な値）であることが明らかになった。アンテナ２００のＱ値は約３３であり、共振器６００のＱ値の約２倍であることを想起されたい。

図７は、本発明の一実施形態によるストリップ・アレー・アンテナ７００の３次元斜視図を示す。アンテナ７００は共振器６００に全体的に類似しており、この２つのデバイスの類似の要素は、下２桁が同じラベルで指定されている。ただし、共振器６００とアンテナ７００の１つの違いは、後者において、中心ストリップ７２２の中央部が１対の導体板７２６ａ〜ｂによって置き換えられるように中心ストリップ７２２が変更されていることである。中心ストリップの端部はそれぞれ７２８ａ〜ｂと示されている。接地平面７０２は、ストリップ７２２と７２８ａ〜ｂと板７２６ａ〜ｂとを合わせた設置面積と実質的に一致する凹部を有し、アンテナ２００の接地平面２０２に全体的に類似している。

アンテナ７００は、板７２６ａ〜ｂに接続された平衡電流源（Ｉ）に結合される。この平衡電流源は、板の電荷が、時間変化しながら、互いに大きさが実質的に等しく極性が実質的に反対のままであるように、板７２６ａ〜ｂの内外に振動電流を駆動する。そのように駆動されると、板７２６ａ〜ｂは電気ダイポール波源と同様に機能し、その電流が周囲の構造に電流を誘導して、アンテナ７００の基本放射モードを励起する。数値シミュレーションから、アンテナ７００は、図７に示すようにストリップ７２８ａ〜ｂの対応する縁部間に引かれた線を若干超えて延長する板７２６ａ〜ｂを有することによって、５０オームのインピーダンスにインピーダンス整合できることが見出された。その場合、小型の分路コンデンサを給電点で使用して、共振周波数における過度リアクタンスを消すことができる。

図８Ａ〜図８Ｂは、サイズが類似したアンテナ２００と７００のリターン・ロスをグラフを使用して比較している。より具体的には、曲線８０２はアンテナ２００のリターン・ロスを示す。曲線８０４（図８Ａ）および８０６（図８Ｂ）は、２つの異なる分路キャパシタンス（それぞれ１．５ｐＦおよび１．９ｐＦで、５０オームの伝送線路に沿って給電点からそれぞれ１．９ｃｍおよび１．４ｃｍ後方に位置する）を有するアンテナ７００のリターン・ロスを示す。予想とおり、ストリップ・アレー・アンテナ７００の帯域幅はパッチ・アンテナ２００より大きい。−１０ｄＢのリターン・ロスにおいて、曲線８０４に対応するアンテナの構成は、アンテナ２００の約２倍の帯域幅をもたらす。曲線８０６は、分路キャパシタンスおよび／またはその位置を変更することによって帯域幅をさらに拡張できるが、リターン・ロス曲線がより浅くなることを示す。

図９Ａ〜図９Ｂは、本発明の別の実施形態によるストリップ・アレー・アンテナ９００を示す。図９Ａはアンテナ９００の３次元斜視図を示し、図９Ｂは図９ＡにおいてＡＡと示された面に沿ったこのアンテナの断側面図を示す。アンテナ９００は、モデル共振器４４０（図４Ｄ）に全体的に類似しており、この２つのデバイスの類似の要素は、下２桁が同じラベルで指定されている。

アンテナ９００において、最も外側の２つの平面導体９３２は、接地平面９０２とストリップ９２２を有する面との間の２つのサイド・ギャップを閉鎖する。導電性リップ９４２は、ストリップ９２２の縁部から接地平面９０２に向かって中間まで下方に延びる。平坦な導電性仕切り９５２（共振器４４０には、これに対応する要素はない）は、接地平面９０２からストリップ９２２に向かって中間まで上方に延びる。固体誘電体（たとえば、１０．６の誘電率を有する基板）のブロック９５４は、隣接するストリップ９２２間のスロットにのみ挿入される。接地平面９０２とストリップ９２２の間の残りの空間は、空気（誘電率は１）で充填される。中心ストリップ９２２は、細い切り込みによって４つの部分に分割される。中心ストリップの端部はそれぞれ９２８ａ〜ｂと示されている。中心ストリップの中央部には１対の導体板９２６ａ〜ｂがあり、これらはアンテナ７００の導体板７２６ａ〜ｂと同様の形で平衡電流源に結合される。

給電点におけるアンテナ９００のインピーダンス応答は、平衡電流源に接続された部分のサイズおよび形状を調整することによって微調整することができる。たとえば、板９２６ａ〜ｂの縁部に接続されるリップは、他のリップを基準として短縮または伸長することができる。このようにして、アンテナ９００は、外部の同調素子がなくても、５０オームにインピーダンス整合することができる。

アンテナ９００の共振器が、リニア・アレー内に並んで配置される４つの基本ブロック（空間周期）９９０（図９Ｂを参照）から構成されることに留意されたい。各ブロック９９０は、略方形の導電管である。この管の１つの側面に、管の長手方向軸に沿って配向されたスロットがあり、隣接する２つのストリップ９２２の縁部がスロットを囲む。リップ９４２は、管の長手方向軸に略平行に配向され、スロットを囲む枠に取り付けられて、内側に延びる。仕切り９５２は、管の長手方向軸に略平行に配向され、これも接地平面９０２から内側に延びる。一実施形態では、図９Ｂに示されるように、管内の左の仕切り９５２は管の左側（平面導体９３２）と左のリップ９４２のほぼ中間に配置され、右の仕切り９５２は管の右側（平面導体９３２）と右のリップ９４２のほぼ中間に配置される。

一般に、アンテナ９００に類似したアンテナは、Ｎ個のブロック９００を使用して構成することができる。ここで、Ｎは任意の正の整数である。このアンテナで板９２６ａ〜ｂを有する給電構造が使用される場合、Ｎ＝２がアンテナのブロック９９０の最小数となる。ただし、異なる給電構造、たとえば単一のブロック９９０内部に格納できる給電構造が使用される場合、アンテナはＮ＝１を含む任意の数のブロック９９０で実施することができる。Ｎの選択は、アンテナの所望のサイズ、目標利得、および帯域幅パラメータによって決まる。Ｎを増加させると、通常、利得および帯域幅の値が増加するが、アンテナも（λ単位で）大きくなる。

図１０は、アンテナ９００のリターン・ロスをグラフで示したものである。図に示されるように、アンテナ９００は１０ｄＢのレベルで７％の比帯域幅を有する。有利には、この値は従来技術による同等なサイズのパッチ・アンテナ１００の約３倍である。アンテナ９００の追加の利点は、比較的少ない量の誘電体基板材料（図９のブロック９５４を参照）を有し、その結果、比較的軽量になることである。

図１１は、本発明のさらに別の実施形態によるアンテナ１１００の切欠図を示す。アンテナ１１００は、アンテナ９００（図９）に全体的に類似している。ただし、アンテナ９００と１１００の１つの違いは、後者が不平衡給電部で動作するように適合されていることである。図１１では、アンテナ１１００の前半分は駆動ループ１１６０を示すために切り取られており、駆動ループ１１６０はストリップ１１２２ａと１１２２ｂの間に、かつそれらの間のギャップの下に配置される。駆動ループ１１６０を介して流れる振動電流は、周囲の導電性構造に電流を誘導し、それによりアンテナ１１００の基本放射モードを励起する。駆動ループ１１６０は中央のブロック１１９０内に完全に閉じ込められていることに留意されたい。アンテナ１１００が３つのブロック１１９０を有するように図示されているが、アンテナ１１００は、たった１つのブロック１１９０を有する実装形態を含めて、異なる数のそのようなブロックで同様に実施できることが当業者には理解されよう。

一実施形態では、駆動ループ１１６０は、たとえば図１１に示すように、同軸ケーブル（一種の不平衡給電源）に直接接続することができる。同軸ケーブルがアンテナ９００の信号源の役割を果たす場合、給電回路は典型的には、同軸ケーブルから受信した不平衡な駆動信号を板９２６ａ〜ｂを駆動するのに適した平衡信号に変換するように構成されたバランを組み込む。対照的に、アンテナ１１００は、バランのない同軸ケーブルまたは他の不平衡給電源から直接駆動することができる。

アンテナ７００、９００、および１１００はそれぞれ直線偏波された放射器であり、そのスロット付き表面からブロードサイド放射パターンを放出する。アンテナの横サイズ（たとえば、ストリップ７２２、９２２、または１１２２の長さによって決まるサイズ）は目標利得および帯域幅の特性に基づいて選択され、またアンテナ性能への高次モード／共振の影響を最小限に抑えることができる。横サイズは、典型的には、特定の閾値より小さくなるように、たとえば高次共振がまったく生じないように選択される。閾値は、断面形状の特性、ならびに基板材料の存在および誘電率によって異なる。接地平面の横方向サイズは、従来のパッチ・アンテナたとえばアンテナ１００と同様に、前後の発光強度比に影響を与える。

本発明のアンテナは、種々の技術を使用して実施することができる。上記のプリント回路基板技術は、典型的には、比較的高い共振周波数に対して使用され、アンテナの物理的サイズは比較的小さい。比較的低い共振周波数では、曲げた金属薄板からアンテナ構造を形成することが望ましいことがある。本明細書では、「管」という用語は必ずしも円形断面を意味するものではなく、開端を有するあらゆる断面の略筒状構造を示す。共振周波数は、アンテナの特定の形状およびその中で使用される基板材料の誘電率によって決定される。形状を変更することによって、所望の共振周波数が、種々の値の誘電率で、また形状によっては基板材料をまったく使用しなくても達成することができる。基板を使用するかどうか、どの誘電率の基板を使用するかは、アンテナのサイズおよび帯域幅の規格によって決めることができる。

アンテナは、選択した共振器構造を基に、その構造に比較的小さな変更を施すことによって給電部を収容するように構成することができる。図７、９Ａ、および１１は、共振周波数を著しく乱さずに給電部を組み込むための手法例を示す。他の手法も可能である。平衡給電部または不平衡給電部を使用することができる。共振器構造の上面または底面とは異なる平面内にアンテナの励起源を配置することも可能である。たとえば、板７２６ａ〜ｂ（図７）に類似したダイポール波源の平板は、ストリップ・アレー平面の上または下に配置することができる。プローブまたは信号給電線路は、接地平面内の開口を介して、または他の適切なコンジットを使用して、共振器に給電することができる。

本発明のアンテナを平面アンテナに関して説明してきたが、本発明のアンテナはそれに限定されるものではない。導電性材料からなる平坦でない薄板を接地底面として有するコンフォーマル・アンテナを同様に構成することができる。そのようなコンフォーマル・アンテナで使用されるストリップおよび板は、一般的に、しかし必然的に、たとえばアンテナ構造全体を通して基体シートまたは表面から一定のオフセット距離を有することによってそのトポロジに従う。

本発明のアンテナを放射の放出に関して説明してきたが、本発明のアンテナは同様に放射の受信に使用することができる。後者の場合、対応する駆動構造（たとえば、プローブまたはループ）は、アンテナへエネルギーを結合するコンジットではなく、アンテナからのエネルギーを結合するコンジットとして動作する。

本発明を例示的な実施形態に関して説明してきたが、この説明は、限定的な意味に解釈されることを意図するものではない。説明した実施形態の種々の変更形態ならびに本発明の他の実施形態は、本発明に関係する技術分野の当業者には明らかであり、添付の特許請求の範囲に記載される本発明の原理および範囲に含まれるとみなされる。

特に明記しない限り、各数値および範囲は、「約」または「およそ」という語がその値または範囲の値の前にあるかのように近似していると解釈すべきである。

添付の特許請求の範囲に記載される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の本質を説明するために説明し図示した部品の細部、材料、および配置について当業者により種々の変更を加えることができることはさらに理解されよう。

本明細書に記載された例示の方法のステップは必ずしも記載された順序で実行される必要はないことを理解されたい。また、そのような方法のステップの順序は単なる例示にすぎないことを理解されたい。同様に、そのような方法に追加のステップを含めてもよく、本発明の種々の実施形態に一致する方法において特定のステップを省略または結合してもよい。

本明細書における「一実施形態」または「ある実施形態」という表現は、その実施形態に関して説明した特定の特徴、構造、または特性を本発明の少なくとも１つの実施形態に含むことができることを意味する。本明細書ではさまざまな場所で「一実施形態では」という語句を使用しているが、必ずしもすべてが同一の実施形態を指すとは限らず、また個別の実施形態または代替実施形態が必ずしも他の実施形態と相互に排他的であるとは限らない。「実装形態」という用語についても同様である。

詳細な説明を通じて、スケーリングされていない図面は例示的なものにすぎず、本発明を限定するためではなく説明するために使用されている。高さ、長さ、幅、上面、底面、左、および右などの用語を使用したのは、あくまでも本発明の説明を簡単にするためであり、本発明を特定の方向に限定することを意図したものではない。たとえば、高さは垂直方向の上昇の制約のみを意味するものではなく、図に示す３次元構造の３つの次元のうちの１つを特定するために使用される。そのような「高さ」は、ストリップが水平の場合は垂直となるが、ストリップが垂直の場合は水平となり、以下同様である。同様に、すべての図が異なる層を水平な層として示すが、そのような方向は説明にすぎず、限定として解釈されるべきではない。

また、この説明の目的上、「結合する」、「結合」、「結合される」、「接続する」、「接続」、または「接続される」という用語は、エネルギーを２つ以上の要素または構造間で移動できる当技術分野で周知のあらゆる形態または後に開発される形態を指し、１つまたは複数の追加の要素の介在は、必須ではないが企図されている。反対に、「直接結合される」、「直接接続される」などの用語は、そのような追加の要素／構造がないことを示す。

Claims (10)

1. 導電性表面と、
   前記導電性表面からオフセット距離の位置に配置された２つ以上の導電性ストリップを有するアレーとを含み、前記２つ以上の導電性ストリップが１つまたは複数のギャップによって相互に離隔され、導電性ストリップと隣接するギャップとを合わせた幅がアンテナの基本放射モードの波長より短い、アンテナ。
2. 前記アレーの全幅が前記波長より小さい、請求項１に記載の発明。
3. それぞれ対応する導電性ストリップを前記導電性表面に電気的に接続する複数の導体と、
   それぞれ対応するストリップに取り付けられ、前記導電性表面に向かって延びる複数の導電性リップとを含み、前記ストリップの少なくとも１つが２つの前記導電性リップを有し、さらに、
   それぞれ前記導電性表面に取り付けられ、対応するストリップに向かって延びる複数の平坦な導電性仕切りと、
   をさらに含む、請求項１に記載の発明。
4. 前記導体のそれぞれが、前記対応する導電性ストリップに取り付けられた第１縁部と、前記導電性表面に取り付けられた第２縁部とを有する平坦な導電性経路である、請求項３に記載の発明。
5. 前記導電性表面と前記２つ以上の導電性ストリップとの間に配置された固体誘電体基板をさらに含み、前記導体のそれぞれが、導電性材料で充填された前記誘電体基板内のバイアである、請求項３に記載の発明。
6. 前記導電性リップのそれぞれが前記導電性表面に向かって前記オフセット距離の約１．５倍延び、
   前記導電性仕切りのそれぞれが前記対応するストリップに向かって前記オフセット距離の約１．５倍延びる、請求項３に記載の発明。
7. 管の第１の側面に管の長手方向軸に沿って配向されたスロットがある導電管を含み、前記スロットが前記第１の側面内に第１および第２縁部を形成し、さらに、
   前記第１縁部に取り付けられ、前記管の第２の側面に向かって延びる第１導電性リップを含む、アンテナ。
8. 前記第２縁部に取り付けられ、前記第２の側面に向かって延びる第２の導電性リップと、
   それぞれが前記管の前記第２の側面に取り付けられ、前記第１の側面に向かって延びる第１および第２の導電性仕切りと、
   をさらに含む、請求項７に記載の発明。
9. 前記導電管が略方形の断面積を有し、前記第２の側面が前記第１の側面と略平行であり、
   前記導電性リップのそれぞれが前記第２の側面に向かって前記第１の側面と前記第２の側面の間隔の約１．５倍延び、
   前記導電性仕切りのそれぞれが前記第１の側面に向かって前記第１の側面と前記第２の側面の間隔の約１．５倍延び、
   前記第１および第２のリップならびに前記第１および第２の仕切りのそれぞれが、前記管の第３および第４の側面と略平行に配向された平面導体であり、
   前記第１仕切りが前記第３の側面と前記第１リップのほぼ中間に配置され、
   前記第２仕切りが前記第４の側面と前記第２リップのほぼ中間に配置され、
   前記スロットに挿入された固体誘電体材料からなるブロックをさらに備え、前記管の少なくとも１つの内側部分が固体誘電体で充填されない、請求項８に記載の発明。
10. 前記導電管がリニア・アレーをなす複数の導電管の１つであり、前記複数の導電管が、その第１の側面がスロット付きの導電性表面を形成し、その第２の側面が導電性基体を形成するように並べて配置された、請求項７に記載の発明。

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