JP2010512067A - デジタル信号処理のためのシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

本発明は可聴信号をデジタル処理するための方法及びシステムを提供する。特に本発明はスタジオ品質音が再生されることができる方法で可聴信号をデジタル処理するために構成された天井スピーカシステムを提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は可聴信号のデジタル処理のための方法及びシステムを提供する。特に実施形態は可聴装置のスペクトル全体を横切って発生されることができるスタジオ品質音のような方法による可聴信号のデジタル的な処理に関する。

本出願は、2006年11月30日出願の米国暫定特許出願第60/861,711号明細書に対して優先権を主張しており、2007年２月７日出願の米国特許出願第11/703,216号明細書の部分継続であり、これは2006年２月７日出願の米国特許出願第60/765,722号明細書に対して優先権を主張している。各前述の出願は全体としてここで参考文献として含まれている。

歴史的に、スタジオレコーディングプロセス中に利用される可聴周波数の完全な範囲の完全な再生として最良に説明されることのできるスタジオ品質音は可聴レコーディングスタジオでのみ適切に実現されることができる。スタジオ品質音は中間上方周波数範囲が効率的に操作され再生されるときのみに実現される鮮明度および輝度のレベルにより特徴付けられる。スタジオ品質音の技術的基盤は経験のあるレコード製作者によってのみ十分に認識されることができるが、平均的なリスナーはスタジオ品質音が生じる差を容易に理解することができない。

レコーディングスタジオの外部でスタジオ品質音を再生するための種々の試みがなされているが、これらの試みは（通常は進歩されたスピーカ設計、高価なハードウェア、増加された電力増幅から生じる）莫大な費用に達する。したがってスタジオ品質音が、一貫した、高品質で廉価の結果を有して、スタジオ外で再生されることができるプロセスが必要とされている。このようなプロセスを実施する可聴装置と、可聴装置内に埋設されることができるこのようなプロセスを実施するコンピュータチップがさらに必要とされている。さらに、廉価なスピーカを通してスタジオ品質音を生成する能力が必要とされている。

さらに、ビークルの可聴システムの設計は多くの異なる要因についての考察を含んでいる。可聴システムの設計者はビークル中のスピーカの位置と数を選択する。各スピーカの所望される周波数応答特性も決定されなければならない。例えば計器板上に位置されているスピーカの所望される周波数応答特性は後部ドアパネルの下部に位置されているスピーカの所望される周波数応答特性とは異なる可能性がある。

可聴システムの設計者は装置の変化がいかに可聴システムに影響するかも考慮しなければならない。例えばコンバチブル中の可聴システムはハードトップである同じモデルのビークル中の同じ可聴システム程良好に音を発しない。ビークルの可聴システムの選択肢も同時に変化することができる。ビークルの１つの可聴選択肢はチャンネル当り４０ワットの増幅を有する基本的に４スピーカシステムを含むことができる。一方、別の可聴選択肢はチャンネル当り２００ワットの増幅を有する１２スピーカシステムを含むことができる。可聴システム設計者はビークル用の可聴システムを設計するとき全てのこれらの構造を考慮しなければならない。これらの理由で、可聴システムの設計は時間がかかり高価である。可聴システムの設計者は信号処理及び等化において比較的広範囲のバックグラウンドももたなければならない。

これらの考察によって、ビークル中でスタジオ品質音に接近するものを実現するためには、歴史的に工場出荷時インストール済みのスピーカの高価な性能向上を含めて、かなりの出費を必要とする。このようにして、このような高価な出費をする必要なくビークル中でスタジオ品質音を再生できるシステムが必要とされている。

本発明はスタジオ品質音が可聴装置のスペクトル全体を横切って再生されることができる方法で可聴信号をデジタル処理する方法を提供することによって前述の既存の要求を満足させる。本発明はこのような方法で可聴信号をデジタル処理できるコンピュータチップも提供し、このようなチップを具備する可聴装置を提供する。

本発明はさらに廉価なスピーカがスタジオ品質音の再生に使用されることを可能にすることによって前述の要求を満たす。さらに、本発明はデジタル的に可聴信号を操作することによってビークルの既存のスピーカシステムを使用してスタジオ品質音を再生するためにビークル中で使用されることができる移動体可聴装置を提供することにより前述の既存の要求を満たす。ビークルの工場出荷時にインストールされたスピーカでさえも本発明を使用してスタジオ品質音を実現するために使用されることができる。

１実施形態では、本発明は可聴信号を入力し、第１の時間に可聴信号の利得を調節し、第１の低シェルフフィルタによりその信号を処理し、第１の高シェルフフィルタによりその信号を処理し、第１のコンプレッサによりその信号を処理し、第２の低シェルフフィルタによりその信号を処理し、第２の高シェルフフィルタによりその信号を処理し、グラフィック等化装置によりその信号を処理し、第２のコンプレッサによりその信号を処理し、第２の時間に可聴信号の利得を調節するステップを含んでいる。この実施形態では、可聴信号は可聴品質音が生成されるように操作される。さらにこの実施形態は可聴ソース又はプログラム材料間に存在する可能性がある任意の固有の音量の差を補償し、リッチで完全な音の一定の出力レベルを発生する。

この実施形態はスタジオ品質音が移動する自動車のような高い雑音環境で再生されることも可能にする。本発明の幾つかの実施形態はスタジオ品質音が任意の環境で再生されることを可能にする。これはコンサートホールに限定されないがこのような音響に関して良好に設計される環境を含んでいる。さらに伝統的な居間、ビークル内部等に限定されないがこれらのような音響に関して貧弱に設計された環境も含んでいる。さらに本発明の幾つかの実施形態は本発明に関連して使用される電子コンポーネント及びスピーカの品質にかかわりなくオーディオ品質音の再生を可能にする。したがって本発明は最高級品および最低価格品の電子装置およびスピーカの両者とその間のあらゆるものによってスタジオ品質音を再生するために使用されることができる。

幾つかの実施形態では、この実施形態は限定されないが自動車、航空機、ボート、クラブ、劇場、遊園地またはショッピングセンターのような高雑音環境における音楽、映画またはビデオゲームを行うために使用されることができる。さらに幾つかの実施形態では、本発明は約６００Ｈｚと約１，０００Ｈｚの間の人間の耳と可聴トランスデューサの両者の効率的な範囲外の可聴信号を処理することによって音の提示を改良しようとする。この範囲外の可聴を処理することによって、より完全で広い提示を得ることができる。

幾つかの実施形態では、可聴信号の低音部は圧縮前に減少され、圧縮後に強化されることができ、それによってスピーカに提示される音は低音部でリッチで朗々とし、通常の圧縮で遭遇する消音効果がないことを確実にする。さらに幾つかの実施形態では、可聴信号のダイナミックレンジが圧縮により減少されるとき、結果的な出力は限定された音量範囲内で提示されることができる。例えば本発明は８０ｄＢの雑音フロアと１１０ｄＢの音響しきい値を有する高雑音環境でスタジオ品質音を快適に提示することができる。

幾つかの実施形態では、先に特定された方法は前述の方法以前および前述の方法以後または前述の方法と交互に断続的に行われたデジタル信号処理方法と組み合わせられることができる。

別の特別な実施形態では、本発明は先に特定された方法を実行できるコンピュータチップを提供する。１実施形態では、限定されないがコンピュータチップはデジタル信号プロセッサまたはＤＳＰであってもよい。他の実施形態では、コンピュータチップはコンピュータ、コンピュータソフトウェア、電気回路、これらのステップを実行するようにプログラムされた電気チップまたは前述の方法を実行するための任意のその他の手段のような前述の方法を行うことができる任意のプロセッサであってもよい。

別の実施形態では、本発明はこのようなコンバータチップを具備する可聴装置を提供する。その可聴装置は限定されないが例えば無線、ＣＤプレーヤ、テーププレーヤ、ＭＰ３プレーヤ、セル電話機、テレビジョン、コンピュータ、拡声装置、プレーステーション３（ソニー、東京、日本）やＸ−ボックス３６０（マイクロソフト社、レッドモンド、ワシントン州）または任天堂Ｗｉｉ（有限会社任天堂、京都、日本）のようなゲームステーション、ホーム・シアター・システム、ＤＶＤプレーヤ、ビデオカセットプレーヤ、またはブルーレイプレーヤを含むことができる。

このような実施形態では、本発明のチップはソースセレクタを通過した後、音量制御に到達する前に可聴信号を転送されることができる。特に幾つかの実施形態では、可聴装置中に位置されている本発明のチップは限定されないがＣＤプレーヤ、テーププレーヤ、ＤＶＤプレーヤ等を含んでいる１以上のソースからの可聴信号を処理する。本発明のチップの出力はこの場合には信号増幅がしばしば使用されるその他の信号処理モジュール又はスピーカを駆動することができる。

特に１実施形態では本発明はこのようなコンピュータチップを具備する移動体可聴装置を提供する。このような移動体可聴装置は自動車に配置されることができ、限定されないが例えば無線、ＣＤプレーヤ、テーププレーヤ、ＭＰ３プレーヤ、ＤＶＤプレーヤ又はビデオカセットプレーヤを具備することができる。

この実施形態では、本発明の移動体可聴装置は、特に各ビークルに同調されることができ、最適な性能を得てスピーカの配置、乗客のコンパートメント設計、背景雑音のような各ビークル中の特有の音響特性を考慮するために使用されることができる。またこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置は４つの独立して制御されるチャンネルで正確な同調を行うことができる。またこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置は約２００ワットの電力を転送できる。さらにこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置はスタジオ品質音を生成するためにビークルの既存の（時には工場出荷時にインストールされた）スピーカシステムを使用することができる。また、この実施形態では、本発明の移動体可聴装置は標準的なデジタルフォーマットで歌が再生されることを可能にするＵＳＢポートを具備することができる。またこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置は衛星無線と共に使用するためのアダプタを具備できる。また、この実施形態では、本発明の移動体可聴装置はＭＰ３プレーヤに限定されないがそのような既存のデジタル可聴プレイバック装置と共に使用するためのアダプタを具備することができる。さらにこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置は遠隔局制御装置を具備することができる。さらにこの実施形態では、本発明の移動体可聴装置は取外し可能なフェースプレートを具備することができる。

本発明のその他の特徴及び観点は例示により本発明の実施形態にしたがった特徴を示す添付図面を伴った以下の詳細な説明から明白になるであろう。要約は本発明の技術的範囲を限定する意図はなく、本発明は特許請求の範囲の記載によってのみ規定される。

本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態のブロック図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用される低シェルフフィルタの効果を示す図である。 低シェルフフィルタがハイパスおよびローパスフィルタを使用して生成することができる態様を示す図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用される高シェルフフィルタの効果を示す図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用されるベルフィルタの周波数応答特性を示す図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用されるグラフィック等化装置の１実施形態のブロック図である。 フィルタがミトラ−レガリア実現を使用して構成されることができる態様を示すブロック図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用されることができる大きさ相補型の低シェルフフィルタの効果を示す図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用されることができる大きさ相補型の低シェルフフィルタ構成のブロック図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用されるコンプレッサの静的伝達特性（出力と入力レベル間の関係）を示す図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用される二次伝達関数の直接形態タイプ１構造のブロック図である。 本発明のデジタル信号処理方法の１実施形態で使用される二次伝達関数の直接形態タイプ１構造のブロック図である。

１以上の種々の実施形態により本発明を添付図面を参照して詳細に説明する。図面は例示のみを目的として与えられ、本発明の典型的又は例示的な実施形態のみを示している。これらの図面は本発明の読者の理解を促すために与えられ、本発明の広さ、範囲又は適用性の限定として考慮されてはならない。例示の明白さおよび容易さにおいてこれらの図面は必ずしも実寸大にされる必要はないことに注意すべきである。

図面は説明した正確な形態に本発明を厳密にするか限定することを意図しない。本発明は変更及び変形により実施されることができ、本発明は特許請求の範囲とその等価物によってのみ限定されることを理解すべきである。

本発明はここで説明される特定の方法、化合物、材料、製造技術、使用、応用に限定されないことが理解されよう。これらは変化されることができる。ここで使用される用語は特定の実施形態だけを説明する目的で使用されており、本発明の技術的範囲を限定することを意図していない。ここで使用されているように、付加されている実施形態では、単数の形態“ａ”、“ａｎ”、“ｔｈｅ”は文脈で明白に断りがなければ複数の参照を含んでいることに注意しなければならない。したがって例えば“an audio device”の参照は１以上の可聴装置の参照であり、当業者に知られているその等価物を含んでいる。同様に、別の例では、“a step”または“a means”の参照は１以上のステップまたは手段の参照であり、サブステップと補助的な手段を含むことができる。使用されている全ての接続語は可能な限り最も包括的な意味で理解される。したがって用語“or”は文脈で特に断りがなければ、論理的に「排他的or」ではなく論理的「or」の定義を有するとして理解されるべきである。近似を表すように解釈されることができる言語は文脈で特に断りがなければ、そのように理解されるべきである。

他に規定がなければ、ここで使用されている全ての技術的および科学的用語は本発明が属する技術の業者により共通して理解されている意味と同じ意味を有する。好ましい方法、技術、装置、材料について説明するが、ここで説明されているものと類似または等価の任意の方法、技術、装置、又は材料は本発明の実施又は検査で使用されることができる。ここで説明されている構造はこのような構造の機能的等価物も含むことが理解されよう。

［１．０ 概要］
最初に、線形の時間的に不変のシステムについての幾つかのバックグラウンドが理解に有用である。入力ｘ［ｋ］と出力ｙ［ｋ］を有する次数Ｎの線形の時間的に不変の（ＬＴＩ）ディスクリート時間フィルタは以下の差分方程式により記述される。

ここで係数｛ｂ０，ｂ１，．．．，ｂＮ，ａ１，ａ２，．．．，ａＮ｝はフィルタが所望の特性を有するように選択されている（ここで所望の項は時間ドメイン特性または周波数ドメイン特性を指すことができる）。

前述の差分方程式はインパルス関数δ［ｋ］により励起されることができ、その値は次式により与えられている。

信号δ［ｋ］が前述の差分方程式により記述されているシステムに適用されるとき、結果はインパルス応答ｈ［ｋ］として知られる。インパルス応答ｈ［ｋ］は単独で完全に任意の入力信号のＬＴＩディスクリート時間システムの性質を特徴付けることがシステム理論からのよく知られた結果である。即ちｈ［ｋ］が知られているならば、入力信号ｘ［ｋ］の出力ｙ［ｋ］は畳み込みとして知られている演算により得られることができる。通常、ｈ［ｋ］とｘ［ｋ］では、応答ｙ［ｋ］は次式のように計算されることができる。

ｚ変換における幾つかのバックグラウンドも有用である。時間ドメインと周波数ドメイン間の関係はｚ変換として知られている式により与えられる。インパルス応答ｈ［ｋ］により記述されるシステムのｚ変換は関数Ｈ（ｚ）として規定されることができ、ここで、

ｚは実数部と虚数部の両者を有する複素変数である。複素変数が複素平面の単位円（即ち関係［ｚ］＝１により説明される領域）に限定されるならば、結果は次式のような放射形態で記述されることができる複素変数である。

ディスクリートな時間フーリエ変換の幾つかのバックグラウンドも有効である。放射形態で記述されるｚにより、単位円へのｚ変換の限定はディスクリートな時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）として知られており、次式により与えられる。

特に所定の周波数のシヌソイドにより励起されるときにシステムがいかに動作するかが興味深い。ＬＴＩシステムの理論からの最も重要な結果の１つはシヌソイドがこのようなシステムの固有関数であることである。これはシヌソイドｓｉｎ（θ０ｋ）に対するＬＴＩシステムの定常状態の応答はまた振幅及び位相においてのみ入力とは異なる同じ周波数θ０のシヌソイドであることを意味する。実際に、次式により駆動されるときのＬＴＩシステムの定常状態の出力ｙｓｓ［ｋ］と入力ｘ［ｋ］＝ｓｉｎ（θ０ｋ）は次式により与えられる。

最後に、周波数応答における幾つかのバックグラウンドが必要とされる。先の式は、シヌソイドにより駆動されるときＬＴＩシステムの定常状態応答が同じ周波数のシヌソイドであり、その周波数のＤＴＦＴの大きさによりスケールされ、その周波数のＤＴＦＴの位相により時間においてオフセットされることを示しているので重要である。本発明の目的では、定常状態の応答の振幅が最も関心があり、ＤＴＦＴはＬＴＩシステムがシヌソイドにより駆動されるとき出力対入力の相対的な大きさを与える。任意の入力信号はシヌソイドの線形の組合せ（フーリエ分解定理）として表されることができるので、ＤＴＦＴは随意選択的な入力信号に対する応答を与えることができる。質的に、システムの出力で現れる与えられた周波数の信号量について有意義な尺度を与えるＤＴＦＴの大きさの特性図によって、ＤＴＦＴはシステムがいかにして入力周波数の範囲に応答するかを示す。この理由で、ＤＴＦＴはシステムの周波数応答特性として一般的に知られている。

［２．０デジタル信号処理］
図１は本発明の１実施形態による方法100の１例のデジタル信号プロセスの流れを示している。図１を参照すると、方法100は次のステップ、即ち入力利得調節装置101、第１の低シェルフフィルタ102、第１の高シェルフフィルタ103、第１のコンプレッサ104、第２の低シェルフフィルタ105、第２の高シェルフフィルタ106、グラフィック等化装置107、第２のコンプレッサ108、出力利得調節装置109を含んでいる。

１実施形態では、デジタル信号処理方法100は入力として可聴信号110を採取し、ステップ101-109を行い、出力として出力可聴信号111を提供することができる。１つの実施形態では、デジタル信号処理方法100はデジタル信号プロセッサまたはＤＳＰだけに限定されないがそれらのようなコンピュータチップ上で実行可能である。１実施形態ではこのようなチップは無線、ＭＰ３プレーヤ、ゲームステーション、セル電話機、テレビジョン、コンピュータまたは公共アドレスシステムのようなより大きな可聴装置の１部であってもよい。１つのこのような実施形態では、デジタル信号処理方法100は可聴装置から出力される前に可聴信号について実行されることができる。１つのこのような実施形態では、デジタル信号処理方法100はソース選択装置を通過した後、音量制御装置を通過する前に可聴信号について行われることができる。

１実施形態では、ステップ101−109は符合の番号順に完了されることができるが、これらは任意の他の順序で行われることもできる。１実施形態では、ステップ101−109は独占的に実行されることができるが、他の実施形態では、他のステップが同様に行われることができる。１実施形態では、各ステップ101−109が行われるが、他の実施形態では１以上のステップが省略されることができる。

１実施形態では、入力利得調節101は入力可聴信号10をデジタル信号処理方法100のその後の内部点におけるデジタルオーバーフローを防止するレベルにするために所望の利得量を与える。

１実施形態では、各低シェルフフィルタ102、105はコーナー周波数と呼ばれるある周波数を超える全ての周波数で０ｄＢの公称利得を有するフィルタである。コーナー周波数よりも低い周波数では、低シェルフフィルタはその低シェルフフィルタがブーストまたはカットモードにあるかに基づいてそれぞれ±ＧｄＢの利得を有する。これは図２に示されている。

図２は本発明の１実施形態により実行されている低シェルフフィルタの効果を示している。図２を参照すると、低シェルフフィルタの目的は、コーナー周波数より低い全ての周波数を固定量、即ちＧｄＢ上昇させるかカットしながら、コーナー周波数を超える全ての周波数を変更しない状態にすることである。０ｄＢ点は所望の１０００Ｈｚよりも僅かに高いことにも注意すべきである。コーナー周波数において−３ｄＢにある応答を有するようにカットモードで低シェルフフィルタを特定することは一般的であり、一方でブーストモードの低シェルフフィルタはコーナー周波数の応答がＧ−３ｄＢ、即ち最大のブーストから３ｄＢ下がるように特定されている。シェルフフィルタを作成するための全てのテキストブックの公式はこのような応答になる。これはある量の非対称につながり、ここではブースト又はカットのほぼ全ての値Ｇでは、カット及びブースト低シェルフフィルタは相互に鏡像ではない。これは本発明により解決される必要があり、フィルタ構造に対する革新的な方法を必要とするものである。

非対称を無視すると、低シェルフフィルタを生成する標準的な方法はハイパスおよびローパスフィルタの加重された和である。例えば−ＧｄＢの利得と１０００Ｈｚのコーナー周波数を有するカットモードの低シェルフフィルタの場合を考える。図３は−ＧｄＢによりスケールされる１０００カットオフ周波数を有するハイパスフィルタと１０００Ｈｚのカットオフ周波数を有するローパスフィルタを示している。直列で適用されるこれらの２つのフィルタの統合効果は図２の低シェルフフィルタのように見える。実際に、ブースト又はカットがない状態からＧｄＢのブーストまたはカットの状態への転移の急峻さにおいて幾らかの限定が存在する。図３はこの限定を示し、１０００Ｈｚで示されているコーナー周波数と、ブースト又はカットの所望のＧｄＢは１０００Ｈｚよりも低い特定の周波数まで実現される。本発明の全てのシェルフフィルタは一次シェルフフィルタであり、これはこれらが一次有理伝達関数により通常表されることができることに注意すべきである。

幾つかの実施形態では、各高シェルフフィルタ103、106は低シェルフフィルタの鏡像にすぎない。即ちコーナー周波数よりも低い全ての周波数は変更されない状態であり、コーナー周波数を超える周波数はＧｄＢブースト又はカットされる。急峻さと非対称に関する同じ警告を高シェルフフィルタフィルタに適用する。図４は本発明の１実施形態により構成される高シェルフフィルタの効果を示している。図４を参照すると１０００Ｈｚの高シェルフフィルタフィルタが示されている。

図５は本発明の１実施形態による方法100により実行されるベルフィルタの１例の周波数応答特性を示している。図５に示されているように、各二次フィルタは固定された中心周波数でベル型のブースト又はカットを実現し、Ｆ１（ｚ）は３０Ｈｚを中心とし、Ｆ１１（ｚ）は１６０００Ｈｚを中心とし、他のフィルタは約１オクターブの間隔でその間に中心を置いている。フィルタは中心周波数１０００Ｈｚよりも上又は下の周波数で０ｄＢの公称利得と、１０００Ｈｚで−ＧｄＢの利得と、約１０００Ｈｚの領域でベル型の応答特性を有する。

フィルタの形状は単一のパラメータ、即ち品質係数Ｑにより特徴付けされる。品質係数はフィルタの中心周波数と図のように示されているその３−ｄＢの帯域幅Ｂの比、即ちフィルタ応答が−３ｄＢ点を交差する２つの周波数間のＨｚによる差として規定される。

図６は本発明の１実施形態による１例のグラフィック等化装置のブロック600を示している。図６を参照すると、グラフィック等化装置600は１１の二次フィルタＦ_１（ｚ），Ｆ_２（ｚ），．．．，Ｆ_１１（ｚ）の縦続接続されたバンクからなる。１実施形態では（図１に示されているような）グラフィック等化装置107はグラフィック等化装置600として構成される。

本発明の１１個の各二次フィルタは次式に類似する式から計算されることができる。

このような式の使用では１つの問題が生じる。前述の各５つの係数｛ｂ_０，ｂ_１，ｂ_２，ａ_１，ａ_２｝は品質係数と利得Ｇに直接依存する。このことはフィルタが同調可能であり、変数ＱとＧを有することを意味し、全ての５つの係数は実時間で再度計算されなければならない。このような計算はグラフィック等化装置107を実行するのに有効なメモリを容易に消費し、許容できない過剰な遅延又は故障の問題を生じる可能性があるので、これは問題である。この問題はミトラ−レガリア実現を使用することにより防止されることができる。

デジタル信号処理（ＤＳＰ）の理論から得られる非常に重要な結果はデジタル信号処理方法100で使用されるフィルタを構成するために使用される。この結果は広範囲のフィルタ（特にデジタル信号処理方法100で使用されるフィルタ）が全通過フィルタと入力からのフィードフォワードブランチとの加重和として分解されることができることを述べている。この結果の重要性は明白になるであろう。さしあたり、二次伝達関数Ｈ（ｚ）が次式により品質係数Ｑとサンプリング周波数Ｆｓを有し、ｆｃを中心とするベルフィルタを記述するために構成されていると仮定する。

補助的な量ｋ１、ｋ２は次式により規定されることができる。

伝達関数Ａ（ｚ）は次式により規定されることができる。

Ａ（ｚ）は全通過フィルタであることが確認されることができる。これはＡ（ｚ）の振幅が全ての周波数で一定であり、位相だけが周波数の関数として変化することを意味する。Ａ（ｚ）は各ベル型フィルタのビルディングブロックとして使用されることができる。以下のような非常に重要な結果が得られる。

これはミトラ−レガリア実現の最重要点である。同調可能な利得を有するベルフィルタは非常に明確な方法で利得Ｇを含むことを示すために構成されることができる。これは図７に示されており、この図７は本発明の１実施形態によるミトラ−レガリア実現を使用して構成された例示的なフィルタを示している。

このような非直感的方法でフィルタを分解するための非常に妥当な理由がある。先の式を参照すると、Ｇが何時変更されても（即ちグラフィックＥＱ「スライダ」が何時動かされても）全てのａおよびｂの係数が再度計算される必要があることに留意する。ａおよびｂ係数に対して行われる必要のある計算は示されていないが、これらは非常に複雑であり時間がかかり、実時間でこれらを再度計算するには実際的であるとは言えない。しかしながら、典型的なグラフィックＥＱでは、利得Ｇと品質係数Ｑは一定に維持され、Ｇだけが変化可能である。これによって先の式は魅力的である。先の式からＡ（ｚ）が利得Ｇに何等依存せず、Ｑ及び中心周波数ｆｃが固定した状態であるならば（これらがグラフィックＥＱフィルタで同じであるように）ｋ１とｋ２はＧにかかわりなく固定された状態であることに注意する。したがってこれらの変数は一度計算されれば十分である。利得変数の計算は実時間で幾つかの簡単な量を変化することにより実現されることができる。
１／２（１＋Ｇ） および
１／２（１−Ｇ）
これらは非常に簡単な計算であり、幾つかのＣＰＵサイクルだけを必要とする。これは全通過伝達関数Ａ（ｚ）を実行する方法の問題のみを残し、これはやや些細な動作である。グラフィック等化装置バンク全体はしたがって１１の縦続接続されたベルフィルタからなり、それぞれその固有のミトラ−レガリア実現を介して実行されることができる。

グラフィック等化装置バンク全体は、一度しか計算される必要はなく、メモリに記憶される必要のある全部で２２の固定された係数に依存することが式から分かる。グラフィック等化装置の「同調」はパラメータＧ１，Ｇ２，．．．，Ｇ１１を調節することにより実現される。これを概略形態で見るために図６に戻り参照する。ミトラ−レガリア実現はデジタル信号処理方法100を使用する種々のフィルタの構成で何度も使用される。ミトラ−レガリアはシェルフフィルタを構成するのにも有用であり、ここではシェルフフィルタは一次フィルタを使用するので一層簡単である。実質的な結果はシェルフフィルタは単一の全通過パラメータｋと利得Ｇにより特徴付けされることである。ベルフィルタに関しては、シェルフフィルタは固定されたコーナー周波数にあり（実際にこれら全てはこれらのコーナー周波数として１ｋＨｚを有する）、帯域幅も固定されている。全部で４つのシェルフフィルタが単に次式により完全に示されている。

前述したように、フィルタがブーストしているときとフィルタがカットしているときの通常のシェルフフィルタの応答特性には非対称が存在する。これは説明したようにカットのときとブーストのときでは３−ｄＢ点で異なる定義を有する設計技術のためである。デジタル信号処理方法100は相互に鏡像であるフィルタＨ１（ｚ）とＨ３（ｚ）に依存し、同じことがＨ２（ｚ）とＨ４（ｚ）にも適用できる。これはブーストするシェルフフィルタの特別なフィルタ構造の使用につながり、図８に示されているようにＨ１とＨ３およびＨ２とＨ４で完璧な大きさの消去につながる。このタイプの周波数応答は大きさ相補として知られている。この構造は本発明で特有である。通常、任意のフィルタＨ（ｚ）で相補的な大きさ応答を有するフィルタを得ることは簡単な数学的動作である。フィルタＨ−１（ｚ）は確かに必要条件に適合するが安定またはｚの構成可能な関数ではなく、この場合、解は単なる数学的興味があるだけであり、実用では無益である。これは通常のシェルフフィルタの場合である。先の式はベルフィルタを全通過フィルタから生成する方法を示している。これらの式は一次全通過フィルタＡ（ｚ）で開始するシェルフフィルタを構成するために同等に良好に適用する。

αは以下のように選択される。

ここでｆｃは所望のコーナー周波数であり、Ｆｓはサンプリング周波数である。先の式を適用し、項を並べ替えると、これは以下のように表されることができる。

これは低シェルフフィルタの式である。（高シェルフフィルタは項（１−Ｇ）を（Ｇ−１）に変更することにより得ることができる）。Ｈ（ｚ）の逆を取ると、以下のような結果になる。

この式は遅延のないループを含み、このことは通常の状態変数方法によって実行されることができないことを意味するので、問題である。幸いに、遅延のないループで有理関数を実行する方法を示したシステム理論から幾つかの最近の結果が存在する。フォンタナとカジャライネン（Fontana and Karjalainen）は各ステップが時間において２つの「サブステップ」に「分割」されることができることを示している。

図９は本発明の１実施形態による大きさ相補的な低シェルフフィルタの１例を示している。図９を参照すると、（「サブサンプル１」とラベル付けされている）第１のサブステップ期間中、フィルタＡ（ｚ）にゼロ入力を与え、その出力１０［ｋ］を計算する。この同じサブサンプル期間中、１０［ｋ］の値を使用して出力ｙ［ｋ］を計算し、これはすぐ前の式から以下のように行われることができる。

図９から、これらの２つの計算はスイッチが「サブサンプル１」位置にある場合に対応することが分かる。次に、スイッチは「サブサンプル２」位置に入れられ、行っていない唯一のことはフィルタＡ（ｚ）の内部状態を更新することである。この異例のフィルタ構造は完全な大きさの相補11を生じる。これは以下の方法で本発明で利用されることができる。デジタル信号処理方法100のシェルフフィルタが「カット」モードにあるとき、次式が使用されることができる。

しかしながら、デジタル信号処理方法100のシェルフフィルタが「ブースト」モードにあるとき、次式は「カット」モードで使用されるのと同じ値Ｇと共に使用されることができる。

この結果は図８のように別のフィルタの完全な鏡像であるシェルフフィルタを生じ、これはデジタル信号処理方法100で必要とされるものである。（注：式16は（１−Ｇ）／２項の符合を変更することにより高シェルフフィルタを生成するために変化されることができる）図８は本発明の１実施形態により実施される大きさ相補型の低シェルフフィルタの効果を示している。

各コンプレッサ104、108は信号のピークレベルとその平均レベルとの比を減少することにより信号のダイナミックレンジを変更するように設計されたダイナミックレンジコンプレッサである。コンプレッサは４つの量、アタック時間Ｔａｔｔ、解除時間Ｔｒｅｌ、しきい値ＫＴ及び比ｒにより特徴付けされる。簡単に言えば、信号のエンベロープは信号レベルのおおよその「外形」を与えるアルゴリズムにより追跡される。レベルがしきい値ＫＴを上回ると、Ｔａｔｔに等しい時間の期間、コンプレッサはＫＴを超える全てのｄＢに対して比ｒｄＢだけ信号のレベルを減少する。信号のエンベロープが解除時間Ｔｒｅｌに等しい期間ＫＴよりも下に落ちると、コンプレッサはレベルの減少を停止する。図１０は本発明の１実施形態により実施されるコンプレッサの静的伝達特性（出力と入力レベルとの関係）を示している。

静的伝達特性を綿密に検査することが有益である。インスタントｋにおける信号のレベルＬ［ｋ］が計算されていると仮定する。有益目的で、１の単一性的レベルＬが考慮される。Ｌがコンプレッサのトリガーしきい値ＫＴよりも低いならば、コンプレッサは何も行わず、信号が変更されないことを可能にする。しかしながらＬがＫＴよりも大きいならば、コンプレッサはあらゆるｄＢで入力信号をｒｄＢ減衰し、それによってレベルＬはＫＴを超過する。

ＬがＫＴよりも大きく、２０ ｌｏｇ_１０（Ｌ）＞２０ ｌｏｇ_１０（ＫＴ）であることを意味する例について考察することが有益である。このような例では、過剰利得、即ちレベルがしきい値を超過するｄＢの量はｇ_{ｅｘｃｅｓｓ}＝２０ ｌｏｇ_１０（Ｌ）−２０ ｌｏｇ_１０（ＫＴ）である。コンプレッサが過剰利得のあらゆるｄＢで入力をｒｄＢ減衰させるとき、利得減少ｇＲは以下のように表されることができる。

この式から、２０ ｌｏｇ_１０（Ｌ）＝ｇＲ^＊２０ ｌｏｇ_１０（ｘ）により与えられるコンプレッサの出力ｙでは、所望の出力と入力関係が満たされることが結果として言える。

対数とは反対に、この式の線形への変換では、ドメインは次式を生じる。

コンプレッサアルゴリズムの最も重要な部分は信号のレベルの重要な評価を決定することである。これはかなり簡単な方法で実現され、信号の絶対値の実行される「積分」が維持され、レベルが積分されるレートは所望のアタック時間により決定される。信号の瞬間的なレベルが現在の積分レベルより下に落ちるとき、積分レベルは解除時間により決定されたレートで落ちることを可能にされる。アタック時間Ｔａｔｔ及び解除時間Ｔｒｅｌを考慮すると、レベルの追跡に使用される式は以下のように与えられる。

前述したようにレベル計算のあらゆる点で、計算されたＬ［ｋ］はしきい値ＫＴと比較され、Ｌ［ｋ］がＫＴよりも大きいならば、入力信号ｘ［ｋ］はレベルがしきい値を超える量に比例する量にスケールされる。比例定数はコンプレッサ比ｒに等しい。大量の数学的操作後、コンプレッサの入力と出力間の以下の関係が設定される。

式１８で計算されたようにレベルＬ［ｋ］により、量Ｇ_{ｅｘｃｅｓｓ}は以下のように計算される。

これは過剰利得の量を表している。過剰利得が１よりも小さいならば、入力信号は変更されないで、出力へ通過される。過剰利得が１を超過した場合、利得減少ＧＲは次式により計算される。

その後、入力信号はＧＲによりスケールされ、出力に送られる。

この手順を通して、入力信号のレベルにおける各１ｄＢの増加でレベルが１／ｒｄＢ増加する出力信号が生成される。

実際に、あるコンピュータチップは実時間での分割が不得手であるので、前述の式における逆数Ｋ_Ｔ ^−１の計算は時間がかかる可能性がある。ＫＴは前もって知られており、ユーザがそれを変更したときにのみ変更するので、Ｋ_Ｔ ^−１値の予め計算された表はメモリに記憶され必要なときに使用されることができる。同様に、ＧＲを計算する前述の式の指数演算は実時間で行うことが極めて困難であり、したがって予め計算された値が概算として使用されることができる。量ＧＲはＧ_{ｅｘｃｅｓｓ}が１よりも大きいときのみ問題であるので、例えば不ＧＲ＝１からＧＲ＝１００の整数値で予め計算されたＧＲの１００値のリストが比ｒのあらゆる可能な値で生成されることができる。ＧＲの非整数値（ほぼそれらの全て）では、ＧＲを計算する前述の式の量は次の方法で近似されることができる。ｉｎｔｅｒｐをＧ_{ｅｘｃｅｓｓ}がそのＧ_{ｅｘｃｅｓｓ}の最も近い整数値を超える量であるとする。換言すると、
ｉｎｔｅｒｐ＝Ｇ_{ｅｘｃｅｓｓ}−［（Ｇ_{ｅｘｃｅｓｓ}）］
およびＧＲ，０とＧＲ，１が予め計算された値を指すようにすると、

線形補間はその後、以下のようにＧＲの近似計算をするために使用される。

ＧＲの真の値と先の式の近似との間の誤差は本発明の目的では重要ではないことが示される。さらに、ＧＲの近似値の計算は少数の数学サイクルと、予め計算された表からの幾つかの読取りだけを必要とする。１実施形態では、比ｒの６つの異なる値と、Ｇ_{ｅｘｃｅｓｓ}の１００の整数点の表がメモリに記憶されている。このような実施形態では、メモリ全体の使用はメモリの６００ワードだけであり、これはＧＲの真の値を計算するのに必要な何百の計算サイクルよりも非常に適切であり、これは本発明の主な利点である。

デジタル信号処理方法100の各デジタルフィルタは任意の１つの種々の潜在的アーキテクチャ又は実現方法を使用して構成されることができ、それぞれは複雑性、処理量の速度、係数感度、安定性、固定点の態様、その他の数値的考察に関してそのトレードオフを有する。特定の実施形態では、タイプ１の直接型（ＤＦ１）アーキテクチャとして知られている簡単なアーキテクチャが使用されることができる。ＤＦ１アーキテクチャは多数の所望の特性を有するが、その中で差分方程式および関係するフィルタの伝達関数に対する明白な対応は少しもない。デジタル信号処理方法100の全てのデジタルフィルタは一次又は二次のいずれかである。

二次フィルタを最初に詳細に検査する。前述したように、二次フィルタで実行される伝達関数は次式により与えられる。

これは、以下の差分方程式に対応する。

図１１は本発明の１実施形態の二次フィルタのＤＦ１アーキテクチャを示している。図１１に示されているように、このフィルタ構造の乗算係数は伝達関数と前述の差分方程式の係数に対応する。符合ｚ−１でマークされているブロックは遅延レジスタであり、その出力は計算のあらゆるステップで必要とされる。これらのレジスタの出力は状態変数と呼ばれ、メモリはデジタル信号処理方法100の幾つかの実施形態でそれらに割当てられている。デジタルフィルタの出力は以下のように計算される。
最初に、あらゆる状態変数はゼロに設定される。換言すると、

時間ｋ＝０で、図１１にしたがって以下の計算が行われる。

その後、レジスタはｘ［ｋ−１］によりマークされるレジスタがｘ［０］を保持し、ｘ［ｋ−２］によりマークされるレジスタがｘ［−１］を保持し、ｙ［ｋ−１］によりマークされるレジスタがｙ［０］を保持し、ｙ［ｋ−２］によりマークされるレジスタがｙ［−１］を保持するように更新される。

時間ｋ＝１で、以下の計算が行われる。

その後、ｘ［ｋ−１］によりマークされるレジスタがｘ［１］を保持し、ｘ［ｋ−２］によりマークされるレジスタがｘ［０］を保持し、ｙ［ｋ−１］によりマークされるレジスタがｙ［１］を保持し、ｙ［ｋ−２］によりマークされるレジスタがｙ［０］を保持するようにレジスタの更新が再度完了される。

このプロセスはその後全てのインスタントｋに対して何度も反復される。新しい入力ｘ［ｋ］が取り入れられ、新しい出力ｙ［ｋ］が計算され、状態変数が更新される。

一般的に、その後デジタル濾波演算は係数ｂ０、ｂ１、ｂ２、ａ１、ａ２と状態変数ｘ［ｋ−１］、ｘ［ｋ−２］、ｙ［ｋ−１］、ｙ［ｋ−２］とを使用して、データ流ｘ［０］、ｘ［１］、ｘ［２］…について行われる乗算と加算のセットとして考えられることができる。

特定の状態においてこれを明らかにすることは有益である。グラフィック等化装置107の基本的なビルディングブロックｋを構成するベルフィルタの検査が有用である。前述したようにベルフィルタは以下のように、サンプリング周波数Ｆｓ、中心周波数ｆｃにおける利得Ｇ、品質係数Ｑにより実行される。

ここでＡ（ｚ）は次式により定義される全通過フィルタである。

ここでｋ１とｋ２は次式を介してｆｃとＱから計算される。

値ｋ１とｋ２は予め計算され、メモリ中の表に記憶されている。Ｑとｆｃの特定の値に対してフィルタを構成するために、ｋ１とｋ２の対応する値はこの表で調べられる。ｆｃの１１の特別な値とＱの１６の特別な値がアルゴリズムに存在し、フィルタは単一のサンプリング周波数Ｆｓで動作し、ｋ２だけがｆｃとＱの両者に依存するので、ｋ１とｋ２の係数セットの必要な全体的な記憶容量は非常に小さい（最悪で１１×１６×２ワード）。

Ａ（ｚ）についての先の式から観察すると、その係数は対称的である。即ち式は以下のように書き換えられることができる。

前記式で与えられたＡ（ｚ）は差分方程式を示唆することが観察される。

この式は次式を生じるように並べ替えられる。

特定の実施形態では、状態変数はアレイｘｖ［］とｙｖ［］に記憶されることができ、ｘｖ［０］はｘ［ｋ−２］に対応し、ｘｖ［１］はｘ［ｋ−１］に対応し、ｙｖ［０］はｙ［ｋ−２］に対応し、ｙｖ［１］はｙ［ｋ−１］に対応する。その後、以下のコード断片は全通過フィルタの単一のステップを実行する。

ループは前述の式に関して全通過フィルタ周辺に構成されなければならない。これは次式により実現されることは自明である。

さらに簡単に言えば、先の２コードの断片は以下のように考えられる単一のルーチンに組み合わされることができる。

この一次フィルタについて詳細に検査する。これらのフィルタは以下の伝達関数により記述されることができる。

この式は以下の差分方程式に対応する。

図１２は本発明の１実施形態による一次フィルタのＤＦ１アーキテクチャを示している。図１２を参照すると、このフィルタ構造の乗算係数は明白な方法で伝達関数と差分方程式の係数に対応する。デジタルフィルタの出力は以下のように計算される。

最初に、あらゆる状態変数がゼロに設定される。換言すると、
ｘ［−１］＝ｙ［−１］＝０
時間ｋ＝０で、図１１にしたがって以下の計算が行われる。

その後、レジスタはｘ［ｋ−１］でマークされるレジスタがｘ［０］を保持し、ｙ［ｋ−１］でマークされるレジスタがｙ［０］を保持するように更新される。

時間ｋ＝０で、以下の計算が行われる。

その後、レジスタ更新はｘ［ｋ−１］でマークされるレジスタがｘ［１］を保持し、ｙ［ｋ−１］でマークされるレジスタがｙ［１］を保持するように再度完了される。

このプロセスはその後全てのインスタンスｋについて何度も反復される。新しい入力ｘ［ｋ］が取り込まれ、新しい出力ｙ［ｋ］が計算され、状態変数が更新される。

通常、デジタル濾波演算は係数ｂ０、ｂ１、ａ１と状態変数ｘ［ｋ−１］、ｙ［ｋ−１］を使用してデータ流ｘ［０］、ｘ［１］、ｘ［２］…について行われる乗算及び加算のセットとして考えられることができる。

前述の式に戻って参照すると、一次シェルフフィルタは次式を一次全通過フィルタＡ（ｚ）に適用することにより生成されることができる。

ここでαは以下のように選択される。

ここで、ｆｃは所望のコーナー周波数であり、Ｆｓはサンプリング周波数である。前述の全通過フィルタＡ（ｚ）は差分方程式に対応する。

全通過係数αは全通過係数と呼ばれ、式の項を並べ替えると、先の式は次式になる。

この差分方程式は以下詳細に説明するシェルフフィルタのコード実装に対応する。

デジタル信号処理方法100の１つの特別なソフトウェア実行について詳細に説明する。

前述の入力利得調節101と出力利得調節109の両者は以下のように実行される「スケール」関数を使用することによって行われることができる。

前述の第１の低シェルフフィルタ102と第２の低シェルフフィルタ105は両者とも以下のように構成される「ｌｏｗ＿ｓｈｅｌｆ」関数を使用することによって実現されることができる。

この関数はやや複雑であるので、詳細な説明を行うことが妥当である。最初に関数の宣言は以下を与える。
Void low_shelf (float^＊xv, float^＊yv, float^＊wpt, float^＊input, float^＊output)
「ｌｏｗ＿ｓｈｅｌｆ」関数は５つの異なる浮動小数点アレイに対するパラメータポインタとして考えられる。アレイｘｖとｙｖはフィルタの“ｘ”と“ｙ”状態変数を含んでいる。シェルフフィルタは全て一次フィルタであるので、状態変数アレイは長さ１のみである。デジタル信号処理方法100で使用される各シェルフフィルタには異なる“ｘ”と“ｙ”状態変数が存在する。使用される次のアレイは特定のシェルフフィルタに関するフィルタ係数“ｗｐｔ”のアレイであり、ｗｐｔは長さ３であり、この場合エレメントｗｐｔ［０］、ｗｐｔ［１］、ｗｐｔ［２］は以下のものを記述する。
ｗｐｔ［０］＝Ｇ
ｗｐｔ［１］＝２［（１＋Ｇ）］＋α（１−Ｇ）］^−１
ｗｐｔ［２］＝カットのときは−１、ブーストのときは１
αは全通過係数であり、Ｇはシェルフフィルタ利得である。αの値はコーナー周波数によってのみ決定されるので、全てのシェルフフィルタに対して同じである（デジタル信号処理方法100の４つの全てのシェルフフィルタは１ｋＨｚのコーナー周波数を有することに注意すべきである）。Ｇの値は各４つのシェルフフィルタで異なっている。

アレイ「入力」は各シェルフフィルタへの入力として与えられる入力サンプルのブロックであり、濾波動作の結果は「出力」アレイに記憶される。コードの次の２つのライン、即ち、
Float 1;
int i;
はループカウンタ変数と補助量１のスペースを割当て、これは図９からの量１０［ｋ］である。
コードの次のライン、即ち、
for (i=0; i<NSAMPLES; i++)
は全部でNSAMPLE回数後続するコードを実行し、NSAMPLEはデジタル信号処理方法100で使用されるデータのブロックの長さである。これに続いて以下の条件付テストが行われ、
if (wpt [2] < 0.0)
前述の式を再現すると、ｗｐｔ［２］＜０は「カット」モードであるシェルフフィルタに対応し、ｗｐｔ［２］＞＝０は「ブースト」モードであるシェルフフィルタに対応する。シェルフフィルタがカットモードにあるならば以下のコードが行われる。

値ｘｖ［０］は単に状態変数ｘ［ｋ］であり、ｙｖ［０］は丁度ｙｖ［ｋ］である。先のコードは単なる次式を構成する。

シェルフフィルタがカットモードにあるならば、以下のコードが行われる。

これは次式を構成する。

前述した第１の高シェルフフィルタ103と第２の高シェルフフィルタ106は両者とも以下のように構成される“high_shelf”機能を使用することにより実現されることができる。

高シェルフフィルタの実行は低シェルフフィルタの構成と実際上同一である。前述の２つの機能を比較すると、唯一の実質的な違いは単一の係数の符合である。それ故、プログラム流は同じである。

前述のグラフィック等化装置107は、以下のように実行される「ベル」フィルタ関数に対する一連の１１の呼を使用して構成されることができる。

関数bell()はアレイｘｖ（“ｘ”は状態変数）、ｙｖ（“ｙ”は状態変数）、ｗｐｔ（３つのグラフィックＥＱパラメータＧ、ｋ２、ｋ１（１＋ｋ２）を含む）、入力サンプルのブロック“input”、出力サンプルを記憶するための場所に対するアーギュメントポインタとして取られる。前記コード断片の第１の４つのステートメントは単なる割当てステートメントであり説明は必要ない。

ループはNSAMPLE回数実行され、NSAMPLEは入力データのブロックのサイズである。次のステートメントは以下を行う。
ap_output = geq_b0 * (*input-yv[0])
+geq_b1 * (xv[1] - yv[1]) + xv[0]
上記ステートメントは前述したように全通過フィルタの出力を計算する。次の４つのステートメントは以下を行う。
xv[0] = xv[1] ;
これはｘ［ｋ−１］に記憶されている値をｘ［ｋ−２］にシフトする。
xv[1] = *input ;
これはｉｎｐｕｔ［ｋ］の値をｘ［ｋ−１］にシフトする。
yv[0] = yv[1] ;
これはｙ［ｋ−１］に記憶されている値をｙ［ｋ−２］にシフトする。
yv[1] = *output ;
これはｏｕｔｐｕｔ［ｋ］の値、全通過フィルタの出力をｙ［ｋ−１］にシフトする。
最後に、ベルフィルタの出力は次式のように計算される。
*output++ = 0.5 * (1.0-gain) * ap_output + 0.5 * (1.0+gain) * (*input++) ;
前述の第１のコンプレッサ104と第２のコンプレッサ108は以下のように実行される「コンプレッサ」関数を使用して実行されることができる。

コンプレッサ関数は入力、出力、ｗｐｔアレイ、整数、インデックスに対する入力アーギュメントポインタとして取られる。入力及び出力アレイはそれぞれ入力及び出力データのブロックで使用される。コードの第１のライン、即ち、
static float level ;
は関数に対する呼間の計算された信号レベルを維持する“ｌｅｖｅｌ”と呼ばれる値の静的記憶を割当てる。これはレベルがデータの単一のブロックの単なる実行期間ではなく、プログラムの全体の期間において連続的に追跡される必要のあるものであるためである。

コードの次のライン、即ち、
float interp, GR, excessGain, L, invT, ftempabs ;
はコンプレッサアルゴリズムの計算期間中に使用される幾つかの量の一時的な記憶を割当て、これらの量はブロック毎のベースで必要とされるだけであり、それぞれ関数を通過した後に破棄されることができる。

コードの次のライン、即ち、
invT = wpt[2];
はｗｐｔ［２］に記憶され、ｗｐｔアレイの第３のエレメントであるコンプレッサのしきい値の逆を抽出する。ｗｐｔアレイの他のエレメントはアタック時間、解除時間、コンプレッサ比を含んでいる。

コードの次のラインはコンプレッサループがNSAMPLE回数反復されることを示している。コードの次の２つのラインは前述の式に関してレベル計算を実行する。これを理解するため、以下のラインに注意する。
level = (ftempabs >= level)? wpt[0] * (level - ftempabs) +
ftempabs : wpt[1] * (level - ftempabs) + ftempabs ;
これは以下の展開されたステートメントに等しい。

これは前述の必要な式を実行するために必要なことであり、ｗｐｔ［０］はアタック定数αａｔｔを記憶し、ｗｐｔ［１］は解除定数αｒｅｌを記憶する。

次に、利得低減ＧＲは１に等しい。その後、以下の比較が行われる。
if (level * invT >1.0)
これはif level>T、即ち信号レベルはしきい値を超えているかを求めるのと同じことである。信号レベルがしきい値を超えていないならば、何も行われない。しきい値を超えているならば、利得低減が計算される。最初に、過剰利得が前述の式を使用して計算したように次式として計算される。
excessGain = level *invT ;
次の２つのステートメント、即ち、
Interp = excessGain - trunc(excessGain);
j=(int) trunc(excessGain)-1;
は先の式に関して、インデックス値を累乗された値の表に計算する。次のライン、即ち、

は先に説明した補間を実行する。２次元アレイ“ｔａｂｌｅ”は２つのインデックス、即ちｉｎｄｅｘとｊによりパラメータ化される。値ｊは過剰利得の最も近い整数値である。表は次式に等しい値を有する。

これは前述の式からの必要な値として認識されることができ、ここではｊが整数値であるので、“ｆｌｏｏｒ”演算は必要とされない。最後に入力は次式に関して、計算された利得低減ＧＲによりスケールされる。
*output++ = *input++ * GR;
その値は出力アレイの次の位置に書込まれ、プロセスは入力ブロック中の全てのNSAMPLEがなくなるまで入力アレイの次の値で継続する。
実際に、前述の各関数は一時の単一のサンプルではなく入力と出力データのアレイを処理することに注意すべきである。これは前述のルーチンが基準によってそれらの入力及び出力を通過されたことにより暗示されているように、あまり大きくプログラムを変更しない。アルゴリズムが長さにおいてNSAMPLESのブロックを引き渡されると仮定すると、データのアレイをベルフィルタ関数に組み込むのに必要な唯一の変形は以下のようにルーピングをコードに組み込むことである。

デジタル信号処理方法100は全体として以下のように実行される前述の各関数を呼出すプログラムとして実行されることができる。

認められるように、スケール関数、low_shelf関数、high_shelf関数、ベル関数、コンプレッサ関数に対する多数の呼が存在する。さらに、ｘｖ１、ｙｖ１、ｘｖ２、ｙｖ２等と呼ばれるアレイに対する参照が存在する。これらのアレイは種々のルーチンに対する呼間で維持される必要がある状態変数であり、これらはプロセス中の種々のフィルタの内部状態を記憶する。ｗｏｒｋｉｎｇ＿ｔａｂｌｅと呼ばれるアレイに対しても反復参照が存在する。この表はアルゴリズムを通して使用される種々の予め計算された係数を保持する。デジタル信号処理方法100のこの実施形態のようなアルゴリズムは２つの部分、即ち実時間処理ループで使用される係数の計算と、実時間処理ループ自体に細分割されることができる。実時間ループは実時間で動作するのに簡単な乗算及び加算と、係数計算からなり、係数計算は複雑な超越関数、三角関数、実時間では効率的に行われることができないその他の演算である。幸いなことに、係数は実行時間の期間中には静的であり、実時間処理が生じる前に予め計算されることができる。これらの係数はデジタル信号処理方法100が使用される各可聴装置で特別に計算されることができる。特に、デジタル信号処理方法100がビークルで使用されるために構成された移動体可聴装置で使用されるとき、これらの係数は各ビークルで別々に計算されることができ、可聴装置は最適の性能を得て、スピーカの配置、乗客のコンパートメント設計、背景雑音のような各ビークルの特有の音響特性を考慮するために使用されることができる。

例えば、特定の聴取環境は定常波からの特異の可聴応答を発生することができる。例えばこのような定在波はしばしば自動車のような小さい聴取環境で生じる。自動車の長さは例えば約４００サイクルの長さである。このような環境では、幾らかの定在波はこの周波数及びそれより低い周波数でセットアップされる。定在波は厄介な音響信号を提示する可能性のあるそれらの周波数で増幅された信号を提示する。同じ型の自動車のような同じサイズと形状及び同じ特性のビークルはそれらが類似のサイズ、形状、構造的組立て、スピーカ配置、スピーカ品質、スピーカサイズであるために同じ異常を提示する可能性がある。さらに別の実施形態で行われる調節の頻度及び量は前もって構成され、聴取環境における将来の提示のために異常応答を減少するようにグラフィック等化装置107で使用するために記憶される。

先のセクションで示された“ｗｏｒｋｉｎｇ ｔａｂｌｅ”はメモリに記憶され必要なときに検索される全て予め計算された値からなる。これは実行時間における計算量を非常に節約し、デジタル信号処理方法100が低価格のデジタル信号処理チップで実行することを可能にする。

このセクションで詳細に説明したようにアルゴリズムはブロック形態で書かれることに注意すべきである。前述のプログラムはデジタル信号処理方法100の単なる特別なソフトウェアの実施形態であり、これらの方法で本発明を限定する意図はない。このソフトウェアの実施形態は無線、ＭＰ３プレーヤ、ゲームステーション、セル電話機、テレビジョン、コンピュータまたは拡声装置に限定されないが、それらのような可聴装置で使用するためコンピュータチップでプログラムされることができる。このソフトウェア実施形態は入力として可聴信号を取り、その可聴信号を変形された形態で出力する効果を有する。

本発明の種々の実施形態を前述したが、これらは例示の目的で提示されており、発明を限定するものではないことを理解すべきである。同様に、種々の図は、本発明に含まれることができる特徴および機能を理解する助けになるために行われる本発明の１例の体系的または他の構造を示している。本発明は示されている例のアーキテクチャ又は構造に限定されるものではなく、所望の特徴は種々の代わりのアーキテクチャ及び構造を使用して実行されることができる。代わりの機能、論理的または物理的な分割及び構造がどのようにして本発明の所望の特徴を実行するために構成されることができるかが当業者に明白になるであろう。また、ここで示したもの以外の多数の異なる構成要素のモジュール名は種々の分割に適用されることができる。さらにフロー図、動作的説明及び方法請求項に関して、ステップがここで提示されている順序は、特に文脈で指摘されていなければ、種々の実施形態が記載された機能を同じ順序で行うように構成されることを強制しない。

この明細書で使用されている用語および語句とその変形は、明示されていなければ、限定とは反対にオープンエンドとして解釈されるべきである。前述の説明の例として、用語“including（含む）”は「限定ではなく含む」等の意味として解釈されるべきであり、用語“example（例）”は説明中のアイテムの例示的な例を与えるために使用されており、その排他的又は限定のリストではなく、用語“ａ”または“ａｎ”は「少なくとも１つ」、「１以上」等の意味として解釈されるべきであり、“conventional（一般的）”、“traditional（伝統的）”、“normal（通常）”、“standard（標準的）”、“known（既知）”のような形容詞および類似の意味の語は、説明されているアイテムを所定の時間または所定の時間の利用可能なアイテムに限定するとして解釈されてはならず、代わりに現在または将来の任意の時間に利用可能又は知られることができる一般的、伝統的、通常、又は標準的な技術を含むものと解釈されるべきである。同様に、この明細書は当業者に明白であるか知られている技術を指す場合、このような技術は現在又は将来の任意の時間に当業者に明白であるか知られるものを含んでいる。

接続語“ａｎｄ（および）”で連結されるアイテムのグループはこれらのアイテムがそれぞれまたは全てグルーピングに存在する必要があるとして解釈されるべきではなく、特に明示されていなければ「および／または」として解釈されるべきである。同様に、接続語“ｏｒ（または）”で連結されるアイテムのグループはそのグループ間で相互に排他性を必要とするように解釈されるべきではなく、特に明示されていなければ、「および／または」として解釈されるべきである。さらに、本発明のアイテム、エレメント又はコンポーネントは単数で説明または請求される可能性があるが、単一に対する限定が明示されていなければ、複数がその範囲内であると考えられる。

「１以上」、「少なくとも」、「限定されないが」または幾つかの例の同様の語句のような拡張用語および語句の存在は、このような拡張語句が存在しない例では狭いケースが意図されているか又は必要とされることを意味すると解釈されてはならない。用語「モジュール」の使用はモジュールの一部として機能的に説明されているか請求されているコンポーネント又は機能が全て共通のパッケージで構成されていることを示唆しない。モジュールの任意又は全ての種々のコンポーネントは制御論理又は他のコンポーネントであっても、単一のパッケージで組み合わされるか別々に維持されることができ、さらに多数のグルーピング又はパッケージ或いは多数の位置を横切って分配されることができる。

さらに、ここで説明された種々の実施形態を例示的なブロック図、フローチャート、及び他の例示に関して説明した。当業者に明白であるように、この明細書を読んだ後、示された実施形態とそれらの種々の代替手段は示された例に限定されずに実行されることができる。例えばブロック図及びそれらの付随する説明は特定のアーキテクチャ又は構造を強制するものと解釈されてはならない。

Claims (25)

1. 第１の時間に信号の利得を調節し、
   調節された信号を第１の低シェルフフィルタにより濾波し、
   濾波された信号を第１のコンプレッサにより圧縮し、
   グラフィック等化装置により信号を処理し、
   処理された信号を第２のコンプレッサにより圧縮し、
   圧縮された信号の利得を第２の時間に調節し、
   信号を出力するステップを含んでいる信号の処理方法。
2. 濾波された信号を第１のコンプレッサによって圧縮する前に、第１の低シェルフフィルタから受信された信号を第１の高シェルフフィルタで濾波し、
   その信号をグラフィック等化装置で処理する前に、信号を第２の低シェルフフィルタで濾波し、
   信号が第２の低シェルフフィルタによって濾波された後に、信号を第２の高シェルフフィルタで濾波するステップをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
3. 信号は可聴信号である請求項１記載の方法。
4. 第１の時間における受信された信号の利得の調節は第１の利得増幅器で行われ、第２の時間における信号の利得の調節は第２の利得増幅器で行われる請求項１記載の方法。
5. 第１の低シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおけるカットオフ周波数を有する請求項１記載の方法。
6. 第１の高シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおけるカットオフ周波数を有する請求項２記載の方法。
7. グラフィック等化装置は１１個の縦続接続された二次フィルタを具備している請求項１記載の方法。
8. 各二次フィルタはベルフィルタである請求項７記載の方法。
9. １１個のフィルタの第１のフィルタは３０Ｈｚの中心周波数を有し、１１個のフィルタの第１１のフィルタは１６０００Ｈｚの中心周波数を有している請求項８記載の方法。
10. 第２乃至第１０のフィルタは相互から約１オクターブの間隔で中心周波数を設定されている請求項９記載の方法。
11. 第２の低シェルフフィルタは大きさ相補型の低シェルフフィルタである請求項２記載の可聴システム。
12. 信号を増幅するように構成された第１の利得増幅器と、
    増幅された信号を濾波するように構成された第１の低シェルフフィルタと、
    濾波された信号を圧縮するように構成された第１のコンプレッサと、
    濾波された信号を処理するように構成されたグラフィック等化装置と、
    処理された信号を第２のコンプレッサで圧縮するように構成されている第２のコンプレッサと、
    圧縮された信号の利得を増幅し、出力信号を出力するように構成されている第２の利得増幅器とを具備しているスピーカシステム。
13. 濾波された信号を第１のコンプレッサで圧縮する前に、第１の低シェルフフィルタから受信された信号を濾波するように構成された第１の高シェルフフィルタと、
    受信された信号をグラフィック等化装置で処理する前に、受信された信号を濾波するように構成された第２の低シェルフフィルタと、
    受信された信号が第２の低シェルフフィルタで濾波された後に、受信された信号を濾波するように構成された第２の高シェルフフィルタをさらに具備している請求項１２記載のスピーカシステム。
14. 信号は可聴信号である請求項１２記載のスピーカシステム。
15. 第１の低シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおけるカットオフ周波数を有する請求項１２記載のスピーカシステム。
16. 第１の高シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおけるカットオフ周波数を有する請求項１２記載のスピーカシステム。
17. グラフィック等化装置は１１個の縦続接続された二次フィルタを具備している請求項１２記載のスピーカシステム。
18. 各二次フィルタはベルフィルタである請求項１７記載のビークルスピーカシステム。
19. １１個のフィルタの第１のフィルタは３０Ｈｚの中心周波数を有し、１１個のフィルタの第１１番目のフィルタは１６０００Ｈｚの中心周波数を有している請求項１７記載のスピーカシステム。
20. 第２乃至第１０のフィルタは相互から約１オクターブの間隔で中心周波数を設定されている請求項１９記載のスピーカシステム。
21. 第２の低シェルフフィルタは大きさ相補型の低シェルフフィルタである請求項１３記載のスピーカシステム。
22. 第１の時間に可聴信号の利得を調節し、
    可聴信号を第１の低シェルフフィルタで処理し、
    可聴信号を第１の高シェルフフィルタで処理し、
    可聴信号を第１のコンプレッサで処理し、
    可聴信号を第２の低シェルフフィルタで処理し、
    可聴信号を第２の高シェルフフィルタで処理し、
    可聴信号をグラフィック等化装置で処理し、
    可聴信号を第２のコンプレッサで処理し、
    可聴信号の利得を第２の時間に調節し、
    可聴信号を出力するステップを含んでいる可聴信号の処理方法。
23. 第１の低シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおいてカットオフ周波数を有する請求項２２記載の方法。
24. 第１の高シェルフフィルタは１０００Ｈｚにおいてカットオフ周波数を有する請求項２２記載の方法。
25. グラフィック等化装置は１１個の縦続接続された二次ベルフィルタを具備している請求項２２記載の方法。

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