JP2010272921A - High speed multiplexing circuit - Google Patents
High speed multiplexing circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010272921A JP2010272921A JP2009120660A JP2009120660A JP2010272921A JP 2010272921 A JP2010272921 A JP 2010272921A JP 2009120660 A JP2009120660 A JP 2009120660A JP 2009120660 A JP2009120660 A JP 2009120660A JP 2010272921 A JP2010272921 A JP 2010272921A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistors
- multiplexing circuit
- speed multiplexing
- transistor
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
Description
本発明は、複数のデータ信号列を時分割多重により単一のデータ信号列に変換する多重化回路において、高速動作時の出力波形品質を改善する回路構成を提供するものである。 The present invention provides a circuit configuration for improving output waveform quality during high-speed operation in a multiplexing circuit that converts a plurality of data signal sequences into a single data signal sequence by time division multiplexing.
高速動作の多重化回路の例として、図3に示す回路構成が知られている。この図3の回路構成は、非特許文献1に開示されている。図3において、Q1P,Q1Nは差動対を構成するトランジスタ、Q2P,Q2Nは同じく差動対を構成するトランジスタ、Q3,Q4は差動スイッチを構成するトランジスタ、Q5は電流源トランジスタ、R1P,R1Nは負荷抵抗、R2は電流源を構成する抵抗、VCC,VEEは電源電圧、VCSは電流源のバイアス電圧、D1P,D1Nは差動入力のデータ信号、D2P,D2NはD1P,D1Nと異なる差動入力のデータ信号、QP,QNは時分割多重化後の差動出力信号、CK1,CK2は差動スイッチのクロック信号である。なお、抵抗R1P,R1Nの抵抗値は50Ωである。 As an example of a high-speed multiplexing circuit, a circuit configuration shown in FIG. 3 is known. The circuit configuration of FIG. 3 is disclosed in Non-Patent Document 1. In FIG. 3, Q1P and Q1N are transistors that constitute a differential pair, Q2P and Q2N are transistors that also constitute a differential pair, Q3 and Q4 are transistors that constitute a differential switch, Q5 is a current source transistor, and R1P and R1N Is a load resistor, R2 is a resistor constituting a current source, VCC and VEE are power supply voltages, VCS is a bias voltage of the current source, D1P and D1N are differential input data signals, and D2P and D2N are different from D1P and D1N. Input data signals, QP and QN are differential output signals after time division multiplexing, and CK1 and CK2 are clock signals of the differential switch. The resistance values of the resistors R1P and R1N are 50Ω.
図3の高速多重化回路においては、トランジスタQ5にバイアス電圧VCSが供給されると、トランジスタQ5と抵抗R2とから構成される電流源がオンとなり、回路が動作を開始する。ここで、クロック信号CK1がハイレベル、クロック信号CK2がローレベルの場合、トランジスタQ3,Q4から構成される差動スイッチは、トランジスタQ3がオン、トランジスタQ4がオフとなる。これにより、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対がオン、トランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対がオフとなるので、データ信号D1P,D1Nが増幅され、差動出力信号QP,QNとして出力される。 In the high-speed multiplexing circuit of FIG. 3, when the bias voltage VCS is supplied to the transistor Q5, the current source composed of the transistor Q5 and the resistor R2 is turned on, and the circuit starts operating. Here, when the clock signal CK1 is at a high level and the clock signal CK2 is at a low level, in the differential switch composed of the transistors Q3 and Q4, the transistor Q3 is turned on and the transistor Q4 is turned off. As a result, the differential pair constituted by the transistors Q1P and Q1N is turned on, and the differential pair constituted by the transistors Q2P and Q2N is turned off, so that the data signals D1P and D1N are amplified and the differential output signals QP and QN are amplified. Is output as
一方、クロック信号CK2がハイレベル、クロック信号CK1がローレベルの場合、トランジスタQ3,Q4から構成される差動スイッチは、トランジスタQ4がオン、トランジスタQ3がオフとなる。これにより、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対がオフ、トランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対がオンとなるので、データ信号D2P,D2Nが増幅され、差動出力信号QP,QNとして出力される。
こうして、クロック信号CK1,CK2によって差動スイッチのトランジスタQ3,Q4を交互にオンにすることにより、2つのデータ信号列(D1P,D1N)と(D2P,D2N)を時分割多重して単一のデータ信号列に変換することができる。
On the other hand, when the clock signal CK2 is at a high level and the clock signal CK1 is at a low level, in the differential switch composed of the transistors Q3 and Q4, the transistor Q4 is turned on and the transistor Q3 is turned off. As a result, the differential pair composed of the transistors Q1P and Q1N is turned off, and the differential pair composed of the transistors Q2P and Q2N is turned on, so that the data signals D2P and D2N are amplified and the differential output signals QP and QN Is output as
Thus, by alternately turning on the transistors Q3 and Q4 of the differential switch by the clock signals CK1 and CK2, two data signal sequences (D1P, D1N) and (D2P, D2N) are time-division multiplexed to form a single It can be converted into a data signal sequence.
図3に示した高速多重化回路では、100Gbit/sという高速動作を実現するべく、トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3〜Q5としてfT(電流遮断周波数)=270GHzという高周波特性に優れたInPへテロ接合バイポーラトランジスタを使用している。また、図3に示した高速多重化回路は、セレクタコアと呼ばれており、多重化論理動作を行う回路部分が外部の50Ω負荷へ直接接続される。 In the high-speed multiplexing circuit shown in FIG. 3, the transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N, and Q3-Q5 have excellent high-frequency characteristics of fT (current cutoff frequency) = 270 GHz in order to realize a high-speed operation of 100 Gbit / s. Heterojunction bipolar transistor is used. The high-speed multiplexing circuit shown in FIG. 3 is called a selector core, and a circuit portion that performs a multiplexing logic operation is directly connected to an external 50Ω load.
しかしながら、図3に示した従来の回路構成では、出力波形のハイレベルとローレベルがうねるリンギングや、出力波形のレベル遷移トレースに時間差が出来てしまうダブルトレースなどといった、出力波形の波形品質劣化が起きやすいという問題点があった。図3に示した高速多重化回路の出力波形を図4に示す。図4はトランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3〜Q5としてfT=300GHzのInPヘテロ接合バイポーラトランジスタを用い、図3に示した回路構成で100Gbit/s多重化動作をシミュレーションした際の出力波形である。図4において、210はリンギングを示し、211はダブルトレースを示している。 However, in the conventional circuit configuration shown in FIG. 3, the waveform quality of the output waveform deteriorates, such as ringing in which the high and low levels of the output waveform undulate, and a double trace that causes a time difference in the level transition trace of the output waveform. There was a problem that it was easy to get up. FIG. 4 shows an output waveform of the high speed multiplexing circuit shown in FIG. FIG. 4 shows output waveforms when simulating a 100 Gbit / s multiplexing operation with the circuit configuration shown in FIG. 3 using InP heterojunction bipolar transistors of fT = 300 GHz as the transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N, and Q3 to Q5. is there. In FIG. 4, 210 indicates ringing and 211 indicates a double trace.
このように、図4に示した出力波形には、リンギングやダブルトレースが発生していることがわかる。これらリンギングやダブルトレースは、デジタル信号のハイレベルとローレベルを判定するための閾値電圧およびタイミングに関するマージンを減少させることから、波形品質の劣化として捉えられることが一般的である。 Thus, it can be seen that ringing or double tracing occurs in the output waveform shown in FIG. These ringing and double trace are generally regarded as deterioration of waveform quality because they reduce a threshold voltage and timing margin for determining the high level and low level of a digital signal.
リンギングやダブルトレースの原因としては、トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3,Q4がオン/オフする際に生じる付加的な過渡電流(スイッチングノイズ)、および電流源トランジスタQ5のコレクタ電位が過渡的に変動するための電流源電流量の変化が挙げられる。過渡電流とは、本来オン/オフするべき電流以外の電流成分、すなわち電流源で流している電流以外の電流成分のことであり、トランジスタの寄生容量により生じる。また、図3に示した回路構成では、セレクタコアで発生したリンギング等を波形整形することなく回路外部に直接出力するため、セレクタコアを外部の50Ω負荷へ直接接続する回路構成も波形品質劣化の要因として挙げられる。 Causes of ringing and double trace are the transient current (switching noise) generated when the transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N, Q3, and Q4 are turned on / off, and the collector potential of the current source transistor Q5 is transient. Change in the amount of current source current due to fluctuation. The transient current is a current component other than the current that should be turned on / off, that is, a current component other than the current flowing in the current source, and is caused by the parasitic capacitance of the transistor. Further, in the circuit configuration shown in FIG. 3, since the ringing generated in the selector core is directly output to the outside of the circuit without shaping the waveform, the circuit configuration in which the selector core is directly connected to the external 50Ω load also deteriorates the waveform quality. It is cited as a factor.
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、高速動作時の出力波形品質を改善することができる高速多重化回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a high-speed multiplexing circuit that can improve the output waveform quality during high-speed operation.
本発明の高速多重化回路は、データ信号列毎に設けられ、入力されたデータ信号列を共通に接続された信号出力端子に選択的に出力する複数の第1のトランジスタと、この複数の第1のトランジスタのコレクタ電流またはドレイン電流が流れる経路の各々に対して直列に挿入され、クロック信号に応じて前記複数の第1のトランジスタのうちいずれか1つをオンにするスイッチとなる複数の第2のトランジスタと、前記第1、第2のトランジスタにコレクタ電流またはドレイン電流を流す電流源となる第3のトランジスタと、この第3のトランジスタのコレクタまたはドレインとエミッタまたはソース側の電源電圧端子との間に挿入されたコンデンサとを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の高速多重化回路の1構成例は、さらに、前記複数の第1のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に挿入された複数の抵抗を備えることを特徴とするものである。
また、本発明の高速多重化回路の1構成例は、さらに、前記複数の第2のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に挿入された複数の抵抗を備えることを特徴とするものである。
また、本発明の高速多重化回路の1構成例は、さらに、前記信号出力端子から出力される時分割多重化後の信号を入力とする出力バッファを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の高速多重化回路の1構成例において、前記第1、第2、第3のトランジスタおよび前記出力バッファに含まれるトランジスタは、バイポーラトランジスタである。
The high-speed multiplexing circuit of the present invention is provided for each data signal string, and a plurality of first transistors for selectively outputting the input data signal string to a signal output terminal connected in common, and the plurality of first transistors A plurality of first transistors which are inserted in series with respect to each of the paths through which the collector current or drain current of one transistor flows, and serve as switches that turn on one of the plurality of first transistors in response to a clock signal. 2 transistors, a third transistor serving as a current source for supplying a collector current or a drain current to the first and second transistors, a power supply voltage terminal on the collector or drain and emitter or source side of the third transistor, And a capacitor inserted between the two.
In addition, one configuration example of the high-speed multiplexing circuit of the present invention is further characterized by further comprising a plurality of resistors inserted in series with respect to each of the emitters of the plurality of first transistors.
In addition, one configuration example of the high-speed multiplexing circuit according to the present invention further includes a plurality of resistors inserted in series with respect to each of the emitters of the plurality of second transistors.
Also, one configuration example of the high-speed multiplexing circuit of the present invention is characterized by further comprising an output buffer that receives the time-division multiplexed signal output from the signal output terminal.
In one configuration example of the high-speed multiplexing circuit of the present invention, the first, second, and third transistors and the transistors included in the output buffer are bipolar transistors.
本発明によれば、電流源を構成する第3のトランジスタのコレクタまたはドレインとエミッタまたはソース側の電源電圧端子との間にコンデンサを挿入することにより、高速多重化回路において、リンギングやダブルトレース等の波形品質劣化要素を抑えることができ、良好な波形品質を有する出力波形を得ることができる。 According to the present invention, by inserting a capacitor between the collector or drain of the third transistor constituting the current source and the power supply voltage terminal on the emitter or source side, in the high-speed multiplexing circuit, ringing, double tracing, etc. Thus, an output waveform having good waveform quality can be obtained.
また、本発明では、データ信号列が入力される複数の第1のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に抵抗を挿入することにより、良好な波形品質を有する出力波形を得ることができる。 In the present invention, an output waveform having good waveform quality can be obtained by inserting a resistor in series with each of the emitters of the plurality of first transistors to which the data signal string is input.
また、本発明では、クロック信号が入力される複数の第2のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に抵抗を挿入することにより、良好な波形品質を有する出力波形を得ることができる。 In the present invention, an output waveform having good waveform quality can be obtained by inserting a resistor in series with each of the emitters of the plurality of second transistors to which the clock signal is input.
また、本発明では、信号出力端子から出力される時分割多重化後の信号を入力とする出力バッファを設けることにより、良好な波形品質を有する出力波形を得ることができる。 Further, in the present invention, an output waveform having good waveform quality can be obtained by providing an output buffer that receives the time-division multiplexed signal output from the signal output terminal.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の形態に係る高速多重化回路の構成を示す回路図である。
本実施の形態の高速多重化回路は、セレクタコア100の後段に出力バッファ101を接続したものである。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high-speed multiplexing circuit according to an embodiment of the present invention.
The high-speed multiplexing circuit according to the present embodiment has an
セレクタコア100は、ベースにデータ信号D1P,D1Nが入力される、差動対を構成するトランジスタQ1P,Q1Nと、ベースにデータ信号D1P,D1Nと異なるデータ信号D2P,D2Nが入力される、差動対を構成するトランジスタQ2P,Q2Nと、ベースにクロック信号CK1,CK2が入力される、差動スイッチを構成するトランジスタQ3,Q4と、ベースにバイアス電圧VCSが入力される電流源トランジスタQ6,Q7と、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ1P,Q2Pのコレクタに接続された負荷抵抗R1Pと、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ1N,Q2Nのコレクタに接続された負荷抵抗R1Nと、一端がトランジスタQ1P,Q1Nのエミッタに接続され、他端がトランジスタQ3のコレクタに接続された抵抗R3P,R3Nと、一端がトランジスタQ2P,Q2Nのエミッタに接続され、他端がトランジスタQ4のコレクタに接続された抵抗R4P,R4Nと、一端がトランジスタQ3,Q4のエミッタに接続され、他端がトランジスタQ6,Q7のコレクタに接続された抵抗R5,R6と、一端がトランジスタQ6,Q7のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される抵抗R7,R8と、一端がトランジスタQ6,Q7のコレクタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給されるコンデンサC1とを有する。
The
図1において、102はセレクタコア100の正相信号出力端子、103は逆相信号出力端子である。第1のトランジスタであるQ1N,Q2Nのコレクタは、正相信号出力端子102に共通に接続され、同じく第1のトランジスタであるQ1P,Q2Pのコレクタは、逆相信号出力端子103に共通に接続される。
第2のトランジスタであるQ3,Q4は、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対またはトランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対のいずれか一方をクロック信号CK1,CK2に応じてオンにする。
第3のトランジスタであるQ6,Q7は、トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3,Q4にコレクタ電流を流す。
In FIG. 1,
The second transistors Q3 and Q4 turn on either the differential pair composed of the transistors Q1P and Q1N or the differential pair composed of the transistors Q2P and Q2N according to the clock signals CK1 and CK2. .
The third transistors Q6 and Q7 cause a collector current to flow through the transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N, Q3, and Q4.
出力バッファ101は、ベースに端子102から出力される時分割多重化後の正相信号が入力され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ8Pと、ベースに端子103から出力される時分割多重化後の逆相信号が入力され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ8Nと、ベースとコレクタとがトランジスタQ8P,Q8Nのエミッタに接続されたトランジスタQ9P,Q9Nと、ベースとコレクタとがトランジスタQ9P,Q9Nのエミッタに接続されたトランジスタQ10P,Q10Nと、ベースにバイアス電圧VCSが供給され、コレクタがトランジスタQ10P,Q10Nのエミッタに接続された電流源トランジスタQ11P,Q11Nと、ベースにトランジスタQ8Pから出力される正相信号が入力されるトランジスタQ12Pと、ベースにトランジスタQ8Nから出力される逆相信号が入力されるトランジスタQ12Nと、トランジスタQ13P,Q13Nと、ベースにバイアス電圧VCSが供給され、コレクタがトランジスタQ13P,Q13Nのエミッタに接続された電流源トランジスタQ14P,Q14Nと、一端がトランジスタQ11P,Q11Nのエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される抵抗R9P,R9Nと、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ12P,Q12Nのコレクタに接続された負荷抵抗R10P,R10Nと、一端がトランジスタQ12P,Q12Nのエミッタに接続され、他端がトランジスタQ13P,Q13Nのベースおよびコレクタに接続された抵抗R11P,R11Nと、一端がトランジスタQ14P,Q14Nのエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される抵抗R12P,R12Nとを有する。
The
次に、本実施の形態の高速多重化回路の動作を説明する。この高速多重化回路においては、トランジスタQ6,Q7にバイアス電圧VCSが供給されると、トランジスタQ6,Q7と抵抗R7,R8とから構成される、セレクタコア100の電流源がオンとなる。同様に、トランジスタQ11P,Q11N,Q14P,Q14Nにバイアス電圧VCSが供給されると、トランジスタQ11P,Q11N,Q14P,Q14Nと抵抗R9P,R9N,R12P,R12Nとから構成される、出力バッファ101の電流源がオンとなる。
Next, the operation of the high speed multiplexing circuit of this embodiment will be described. In this high-speed multiplexing circuit, when the bias voltage VCS is supplied to the transistors Q6 and Q7, the current source of the
ここで、クロック信号CK1がハイレベル、クロック信号CK2がローレベルの場合、トランジスタQ3,Q4から構成される差動スイッチは、トランジスタQ3がオン、トランジスタQ4がオフとなる。これにより、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対がオン、トランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対がオフとなるので、データ信号D1P,D1Nが増幅され、差動信号が出力バッファ101に出力される。
Here, when the clock signal CK1 is at a high level and the clock signal CK2 is at a low level, in the differential switch composed of the transistors Q3 and Q4, the transistor Q3 is turned on and the transistor Q4 is turned off. As a result, the differential pair composed of the transistors Q1P and Q1N is turned on, and the differential pair composed of the transistors Q2P and Q2N is turned off, so that the data signals D1P and D1N are amplified and the differential signal is output to the
一方、クロック信号CK2がハイレベル、クロック信号CK1がローレベルの場合、トランジスタQ3,Q4から構成される差動スイッチは、トランジスタQ4がオン、トランジスタQ3がオフとなる。これにより、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対がオフ、トランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対がオンとなるので、データ信号D2P,D2Nが増幅され、差動信号が出力バッファ101に出力される。
出力バッファ101は、セレクタコア100から入力された差動信号を差動出力信号QP,QNとして出力する。
On the other hand, when the clock signal CK2 is at a high level and the clock signal CK1 is at a low level, in the differential switch composed of the transistors Q3 and Q4, the transistor Q4 is turned on and the transistor Q3 is turned off. As a result, the differential pair composed of the transistors Q1P and Q1N is turned off, and the differential pair composed of the transistors Q2P and Q2N is turned on. Therefore, the data signals D2P and D2N are amplified, and the differential signal is output to the
The
回路構成上、本実施の形態が図3に示した従来の高速多重化回路と異なる点は以下の4点である。
(1)電流源トランジスタQ6,Q7のコレクタと電源電圧VEEとの間にコンデンサC1が挿入されていること。
(2)データ信号D1P,D1N,D2P,D2Nが入力される差動対を構成する各トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2Nのエミッタと直列に抵抗R3P,R3N,R4P,R4Nが挿入されていること。
(3)クロック信号CK1,CK2が入力される差動スイッチを構成する各トランジスタQ3,Q4のエミッタと直列に抵抗R5,R6が挿入されていること。
(4)セレクタコア100の後段に出力バッファ101が接続されていること。
The circuit configuration differs from the conventional high-speed multiplexing circuit shown in FIG. 3 in the following four points.
(1) The capacitor C1 is inserted between the collectors of the current source transistors Q6 and Q7 and the power supply voltage VEE.
(2) The resistors R3P, R3N, R4P, and R4N are inserted in series with the emitters of the transistors Q1P, Q1N, Q2P, and Q2N constituting the differential pair to which the data signals D1P, D1N, D2P, and D2N are input. .
(3) The resistors R5 and R6 are inserted in series with the emitters of the transistors Q3 and Q4 constituting the differential switch to which the clock signals CK1 and CK2 are input.
(4) The
上記各相違点による出力波形品質の改善効果について述べる。まず、本実施の形態では、上記(1)で述べたようにセレクタコア100の電流源トランジスタQ6,Q7のコレクタと電源電圧VEEとの間にコンデンサC1を挿入することにより、電流源トランジスタQ6,Q7のコレクタ電位が過渡的に変動することによる電流源電流量の変動をコンデンサC1により抑圧することができ、結果としてセレクタコア100から出力される差動信号の波形品質を改善することができる。
The effect of improving the output waveform quality due to the above differences will be described. First, in the present embodiment, as described in (1) above, by inserting the capacitor C1 between the collectors of the current source transistors Q6 and Q7 of the
なお、電流源トランジスタQ6,Q7のコレクタ電位の変動は、クロック信号CK1,CK2のオン/オフに由来している。このため、コンデンサC1の挿入は、データパターンには関係なくクロック信号CK1,CK2のオン/オフのみで発生するリンギング、ダブルトレース等の改善に効果を有する。 Note that the fluctuations in the collector potentials of the current source transistors Q6 and Q7 originate from the on / off of the clock signals CK1 and CK2. For this reason, the insertion of the capacitor C1 is effective in improving ringing, double tracing, etc. that occur only when the clock signals CK1 and CK2 are turned on / off regardless of the data pattern.
また、本実施の形態では、上記(2)で述べたようにデータ信号D1P,D1N,D2P,D2Nが入力される差動対を構成する各トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2Nのエミッタと直列に抵抗R3P,R3N,R4P,R4Nを挿入することにより、トランジスタQ1P,Q1Nから構成される差動対およびトランジスタQ2P,Q2Nから構成される差動対で発生する付加的な過渡電流(スイッチングノイズ)を抑制することができ、結果としてセレクタコア100から出力される差動信号の波形品質を改善することができる。
In the present embodiment, as described in (2) above, in series with the emitters of the transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N constituting the differential pair to which the data signals D1P, D1N, D2P, D2N are input. By inserting the resistors R3P, R3N, R4P, and R4N, an additional transient current (switching noise) generated in the differential pair composed of the transistors Q1P and Q1N and the differential pair composed of the transistors Q2P and Q2N is generated. As a result, the waveform quality of the differential signal output from the
このような過渡電流の抑制効果は、エミッタ抵抗R3P,R3N,R4P,R4Nが、差動対の入力である、トランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2Nのベース−エミッタ間電圧に対して負帰還作用(ベース−エミッタ間電圧の上昇に一定の抑制を加えて、急激な変化を抑える作用)を有していることに由来する。 Such a transient current suppression effect is a negative feedback effect on the base-emitter voltages of the transistors Q1P, Q1N, Q2P, and Q2N in which the emitter resistors R3P, R3N, R4P, and R4N are the inputs of the differential pair ( This is because it has a function of suppressing a sudden change by adding a certain suppression to the rise in the base-emitter voltage.
また、本実施の形態では、上記(3)で述べたようにクロック信号CK1,CK2が入力される差動スイッチを構成する各トランジスタQ3,Q4のエミッタと直列に抵抗R5,R6を挿入することにより、差動スイッチで発生する付加的な過渡電流(スイッチングノイズ)を抑制することができ、結果としてセレクタコア100から出力される差動信号の波形品質を改善することができる。
In this embodiment, as described in (3) above, resistors R5 and R6 are inserted in series with the emitters of the transistors Q3 and Q4 constituting the differential switch to which the clock signals CK1 and CK2 are input. Thus, an additional transient current (switching noise) generated in the differential switch can be suppressed, and as a result, the waveform quality of the differential signal output from the
スイッチングノイズが抑制されるメカニズムは、上記の(2)と同様である。なお、クロック信号CK1,CK2のオン/オフはデータパターンに関係なく発生することから、抵抗R5,R6の挿入は、データパターンには関係なくクロック信号CK1,CK2のオン/オフのみで発生するリンギング、ダブルトレース等の改善に効果を有する。 The mechanism for suppressing the switching noise is the same as (2) above. Since the on / off of the clock signals CK1 and CK2 occurs regardless of the data pattern, the insertion of the resistors R5 and R6 is ringing that occurs only when the clock signals CK1 and CK2 are on / off regardless of the data pattern. It has the effect of improving the double trace and the like.
また、本実施の形態では、上記(4)で述べたようにセレクタコア100の後段に出力バッファ101を接続することにより、出力バッファ101によってセレクタコア100の出力波形を整形することができ、結果として出力波形品質を改善することができる。出力バッファ101はある程度の利得を有すると同時に、出力振幅を制限することから、特にハイレベルとローレベルのうねり(リンギング)が一定になるように出力波形を整形することができる。
In the present embodiment, as described in (4) above, by connecting the
本実施の形態の高速多重化回路の出力波形を図2に示す。図2はトランジスタQ1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3,Q4,Q6,Q7,Q8P,Q8N,Q9P,Q9N,Q10P,Q10N,Q11P,Q11N,Q12P,Q12N,Q13P,Q13N,Q14P,Q14NとしてfT=300GHzのInPヘテロ接合バイポーラトランジスタを用い、図1に示した回路構成で100Gbit/s多重化動作をシミュレーションした際の出力波形である。図2の出力波形と図4に示した従来の出力波形とを比較すると、本実施の形態ではリンギングおよびダブルトレースが減少し、出力波形品質が改善していることがわかる。 The output waveform of the high-speed multiplexing circuit of this embodiment is shown in FIG. 2 shows transistors Q1P, Q1N, Q2P, Q2N, Q3, Q4, Q6, Q7, Q8P, Q8N, Q9P, Q9N, Q10P, Q10N, Q11P, Q11N, Q12P, Q12N, Q13P, Q13N, Q14P, Q14N as fT = It is an output waveform when a 100 Gbit / s multiplexing operation is simulated using the circuit configuration shown in FIG. 1 using a 300 GHz InP heterojunction bipolar transistor. Comparing the output waveform of FIG. 2 with the conventional output waveform shown in FIG. 4, it can be seen that ring waveform and double trace are reduced in this embodiment, and the output waveform quality is improved.
なお、本実施の形態では、セレクタコア100および出力バッファ101の各トランジスタにInPへテロ接合バイポーラトランジスタを用いているが、他のバイポーラトランジスタ、例えばSiGeヘテロ接合バイポーラトランジスタ、GaAsヘテロ接合バイポーラトランジスタ、Siバイポーラトランジスタなどを用いても同様の効果を得ることができる。
In this embodiment, an InP heterojunction bipolar transistor is used for each of the
更には、電界効果トランジスタを用いても、効果に差はあるが同様の効果を得ることができる。この場合、図1の各トランジスタにおいて、ベースを電界効果トランジスタのゲートに置き換え、エミッタを電界効果トランジスタのソースに置き換え、コレクタを電界効果トランジスタのドレインに置き換えればよいことは言うまでもない。ただし、従来の高速多重化回路のようにセレクタコアを外部の50Ω負荷へ直接接続する場合には、電界効果トランジスタを用いる方が帯域を確保し易いが、本実施の形態のように、セレクタコア100の後段に出力バッファ101を接続する場合には、バイポーラトランジスタを用いる方が帯域を確保する点でより好ましい。
Furthermore, even if a field effect transistor is used, the same effect can be obtained although there is a difference in effect. In this case, it goes without saying that in each transistor of FIG. 1, the base is replaced with the gate of the field effect transistor, the emitter is replaced with the source of the field effect transistor, and the collector is replaced with the drain of the field effect transistor. However, when the selector core is directly connected to an external 50Ω load as in the conventional high-speed multiplexing circuit, it is easier to secure a band by using a field effect transistor. However, as in this embodiment, the selector core When the
本発明は、高速多重化回路に適用することができる。 The present invention can be applied to a high-speed multiplexing circuit.
100…セレクタコア、101…出力バッファ、102…正相信号出力端子、103…逆相信号出力端子、Q1P,Q1N,Q2P,Q2N,Q3,Q4,Q6,Q7,Q8P,Q8N,Q9P,Q9N,Q10P,Q10N,Q11P,Q11N,Q12P,Q12N,Q13P,Q13N,Q14P,Q14N…トランジスタ、R1P,R1N,R3P,R3N,R4P,R4N,R5〜R8,R9P,R9N,R10P,R10N,R11P,R11N,R12P,R12N…抵抗、CK1,CK2…クロック信号、D1P,D1N,D2P,D2N…データ信号、QP,QN…出力信号、VCC,VEE…電源電圧、VCS…バイアス電圧。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
この複数の第1のトランジスタのコレクタ電流またはドレイン電流が流れる経路の各々に対して直列に挿入され、クロック信号に応じて前記複数の第1のトランジスタのうちいずれか1つをオンにするスイッチとなる複数の第2のトランジスタと、
前記第1、第2のトランジスタにコレクタ電流またはドレイン電流を流す電流源となる第3のトランジスタと、
この第3のトランジスタのコレクタまたはドレインとエミッタまたはソース側の電源電圧端子との間に挿入されたコンデンサとを備えることを特徴とする高速多重化回路。 A plurality of first transistors that are provided for each data signal sequence and selectively output the input data signal sequence to a commonly connected signal output terminal;
A switch that is inserted in series with respect to each of the paths through which collector currents or drain currents of the plurality of first transistors flow, and that turns on one of the plurality of first transistors in response to a clock signal; A plurality of second transistors,
A third transistor serving as a current source for supplying a collector current or a drain current to the first and second transistors;
A high-speed multiplexing circuit comprising a capacitor inserted between the collector or drain of the third transistor and a power supply voltage terminal on the emitter or source side.
さらに、前記複数の第1のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に挿入された複数の抵抗を備えることを特徴とする高速多重化回路。 The high speed multiplexing circuit according to claim 1, wherein
The high-speed multiplexing circuit further comprises a plurality of resistors inserted in series with respect to each of the emitters of the plurality of first transistors.
さらに、前記複数の第2のトランジスタのエミッタの各々に対して直列に挿入された複数の抵抗を備えることを特徴とする高速多重化回路。 The high speed multiplexing circuit according to claim 1, wherein
The high-speed multiplexing circuit further comprises a plurality of resistors inserted in series with respect to each of the emitters of the plurality of second transistors.
さらに、前記信号出力端子から出力される時分割多重化後の信号を入力とする出力バッファを備えることを特徴とする高速多重化回路。 The high speed multiplexing circuit according to claim 1, wherein
The high-speed multiplexing circuit further comprises an output buffer for receiving the time-division multiplexed signal output from the signal output terminal.
前記第1、第2、第3のトランジスタおよび前記出力バッファに含まれるトランジスタは、バイポーラトランジスタであることを特徴とする高速多重化回路。 The high-speed multiplexing circuit according to claim 4,
The high-speed multiplexing circuit, wherein the first, second, and third transistors and the transistors included in the output buffer are bipolar transistors.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009120660A JP4938820B2 (en) | 2009-05-19 | 2009-05-19 | High-speed multiplexing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009120660A JP4938820B2 (en) | 2009-05-19 | 2009-05-19 | High-speed multiplexing circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010272921A true JP2010272921A (en) | 2010-12-02 |
JP4938820B2 JP4938820B2 (en) | 2012-05-23 |
Family
ID=43420637
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009120660A Expired - Fee Related JP4938820B2 (en) | 2009-05-19 | 2009-05-19 | High-speed multiplexing circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4938820B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2017014262A1 (en) * | 2015-07-23 | 2017-01-26 | 日本電信電話株式会社 | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0774618A (en) * | 1993-08-31 | 1995-03-17 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ecl circuit |
JPH10256890A (en) * | 1997-03-11 | 1998-09-25 | Toshiba Corp | Logic circuit |
JP2003218790A (en) * | 2002-01-18 | 2003-07-31 | Hitachi Ltd | Optical transmitter and signal generator |
JP2005229411A (en) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Fujitsu Ltd | Signal selector circuit |
-
2009
- 2009-05-19 JP JP2009120660A patent/JP4938820B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0774618A (en) * | 1993-08-31 | 1995-03-17 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ecl circuit |
JPH10256890A (en) * | 1997-03-11 | 1998-09-25 | Toshiba Corp | Logic circuit |
JP2003218790A (en) * | 2002-01-18 | 2003-07-31 | Hitachi Ltd | Optical transmitter and signal generator |
JP2005229411A (en) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Fujitsu Ltd | Signal selector circuit |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2017014262A1 (en) * | 2015-07-23 | 2017-01-26 | 日本電信電話株式会社 | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit |
JPWO2017014262A1 (en) * | 2015-07-23 | 2018-01-25 | 日本電信電話株式会社 | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit |
EP3327934A4 (en) * | 2015-07-23 | 2019-03-13 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit |
US10425051B2 (en) | 2015-07-23 | 2019-09-24 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4938820B2 (en) | 2012-05-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN101373955B (en) | Differential amplifier circuit and A/D converter | |
JP6475335B2 (en) | Analog multiplexer core circuit and analog multiplexer circuit | |
JP2014220770A (en) | Traveling wave amplifier | |
JPWO2012176250A1 (en) | Differential switch drive circuit and current steering type digital-to-analog converter | |
TW201301724A (en) | Systems and methods for driving a bipolar junction transistor by adjusting base current with time | |
US7816972B2 (en) | Multiplexer circuit | |
US20090058522A1 (en) | Differential amplifier | |
JP4938820B2 (en) | High-speed multiplexing circuit | |
Close | High speed op amps: Performance, process and topologies | |
US11362669B2 (en) | Track and hold circuit | |
US20100213986A1 (en) | Clock buffer | |
JP3914463B2 (en) | comparator | |
US8742846B1 (en) | Selectable gain differential amplifier | |
JP2009230842A (en) | Sample-hold circuit | |
US8593201B2 (en) | Signal output circuit | |
JP4486431B2 (en) | Differential logic circuit | |
JP5617741B2 (en) | Distributed constant amplifier | |
JP4984785B2 (en) | D flip-flop circuit | |
JPH1079656A (en) | Current switching type switch circuit | |
JP5298285B2 (en) | Receiver circuit | |
WO2022190702A1 (en) | Level shift circuit and electronic device | |
JP4784210B2 (en) | Current switch | |
JP2020205537A (en) | Exclusive OR circuit | |
JP2002246890A (en) | Level converting circuit | |
US20050218951A1 (en) | Flip-flop circuit and frequency division circuit using same |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20111111 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20111111 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120221 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120223 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150302 Year of fee payment: 3 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 4938820 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150302 Year of fee payment: 3 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |