JP2010257796A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ期間において電力低減機能が働くと放電灯が立ち消えする可能性がある。
【解決手段】放電灯点灯回路１００において、駆動電圧生成回路１２は、放電灯４に交流の駆動電圧ＶＬを供給する。制御回路１０は、所定の駆動シーケンスにしたがって駆動電圧生成回路１２における駆動電圧ＶＬの生成を制御する。駆動シーケンスは、電源投入、ブレークダウン、ＤＣ期間、ランナップ、定常点灯をこの順に含む。ＤＣ期間における駆動電圧ＶＬの開始周期Ｔ２は、ランナップおよび定常点灯期間における駆動電圧ＶＬの点灯周期Ｔ１よりも長い。制御回路１０は、放電灯４に供給される駆動電力を小さくする制御を、ＤＣ期間においてはマスクする。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯を交流駆動する放電灯点灯回路に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖもしくは２４Ｖの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。

放電灯を点灯する方式は、直流駆動と交流駆動に分類されるが、直流駆動すると放電のアークが非対称となり、発光プロファイルが不均一となるため、車両用灯具としての利用には適さず、車両用灯具では交流駆動するのが一般的である。放電灯を１０ｋＨｚ以上の高周波で交流駆動すると、放電管内の気流と点灯周波数が共振する現象（音響共鳴などと呼ばれる）が発生し、放電アークが不安定になるという問題が発生する。そこで現在では、直流駆動と高周波交流駆動の双方のデメリットを解消するために、１０ｋＨｚ以下の低周波で駆動する方式（低周波駆動方式と呼ばれる）が主流となっている。

放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路、およびこれらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。

特開平１１−３２９７７７号公報

放電灯の点灯の安定性について本発明者は以下の課題を認識した。
放電灯が点灯した直後は、放電灯の電極の温度が低い場合が多い。電極の温度が低いままで極性を切り替えると、電極からの電子放出性が低いために放電灯が消灯してしまう（以降、立ち消えと称す）可能性がある。そこで放電灯点灯回路では、点灯直後のある期間においては、それ以降の期間よりも極性切替の周期を長くすることが考えられる。これにより、電極の加熱時間が増加するので電子放出性が上昇し、初回の極性の切り替わりの際に放電灯が立ち消えする可能性が低減されうる。

放電灯点灯回路には、安全性を保つ観点等から放電灯に投入する電力を小さくする機能が備わっている。この電力低減機能が作用する条件を満たした状態で放電灯を点灯した場合、点灯直後であっても放電灯に投入する電力が低減されうる。すると、初回の極性の切り替わりの際に放電灯が立ち消えする可能性が上昇しうる。

最近は放電灯点灯回路の小型化に伴って、極性の切り替わりを補助していたスタータ回路のインダクタンスも低下する傾向にある。このような状況においては、上述の課題はより顕著となりうる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、放電灯の立ち消えの可能性を低減する放電灯点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に交流の駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、所定の駆動シーケンスにしたがって駆動電圧生成回路における駆動電圧の生成を制御する制御回路と、を備える。駆動シーケンスは、交流の駆動電圧の周期が所定の長周期となる第１期間と、交流の駆動電圧の周期が長周期よりも短い短周期となる第２期間とを有する。駆動シーケンスでは、第１期間が第２期間よりも先に現れる。制御回路は、放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御を、第１期間においてはマスクする。

制御を「マスクする」こととは、その制御を機能しないようにすることであってもよい。また、その制御による作用を打ち消すことであってもよい。
この態様によると、第１期間においては放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御がマスクされるので、放電灯が立ち消えする可能性が低減される。

本発明によれば、放電灯の立ち消えの可能性を低減できる。

実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 図２（ａ）〜（ｄ）は、各パラメータとＤＣ期間の駆動電力との関係を模式的に示すグラフである。 図１の制御回路の構成を示す回路図である。 コールド状態で電源スイッチをオンした場合の図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 図５（ａ）、（ｂ）は、図１の放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。 ランナップ期間における駆動電圧と駆動電力との関係を模式的に示すグラフである。 図７（ａ）、（ｂ）は、消灯時間制御をマスクしない場合とする場合とのそれぞれについて、再点灯の際のランプ電流の時間変化を示すチャートである。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上で重要ではない部材の一部は省略して表示する。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

実施の形態に係る放電灯点灯回路は、バッテリ電圧、放電灯点灯回路の温度Ｔ、放電灯が消灯されている時間（以降、消灯時間Ｔ_ＯＦＦと称す）、放電灯に印加される駆動電圧、等のパラメータの値に応じて放電灯に投入する駆動電力を小さくする制御を行う。但し放電灯の点灯直後の所定の期間内は、そのような制御を働かなくしてその期間における放電灯の立ち消えの可能性を低減する。

図１は、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００および放電灯４は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。

バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧（電源電圧）Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。

放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。

放電灯点灯回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ、制御回路１０、スタータ回路２０、Ｈブリッジ回路３０、入力キャパシタＣｉｎ、電流検出抵抗Ｒｄ、を備える。

入力キャパシタＣｉｎは、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣｉｎはトランス１４の近傍に設けられており、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。バッテリ電圧Ｖｂａｔは、制御回路１０のバッテリ電圧端子Ｐ３に印加される。

ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶおよびＨブリッジ回路３０は、放電灯４に対する駆動電圧ＶＬを供給する駆動電圧生成回路１２を形成する。駆動電圧生成回路１２は、ランナップおよび定常点灯期間において、放電灯４の両端間に点灯周波数ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。点灯周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、さらには２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では３１２．５Ｈｚに設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１＝３．２ｍｓ）という。

ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、バッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶは、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、トランス１４、第１ダイオードＤ１、出力キャパシタＣｏ、第１スイッチング素子Ｍ１、を含む。

トランス１４の１次コイルＬ１の一端と、２次コイルＬ２の一端とは、第１スイッチング素子Ｍ１のドレインと共通に接続されている。トランス１４の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣｉｎと並列に、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）との間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１トランス１４の２次コイルＬ２の他端は第１ダイオードＤ１のアノードと接続される。出力キャパシタＣｏは第１ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。

第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、点灯周波数ｆ１より高いＰＷＭ（Pulse Width Modulation）周波数ｆ２の制御パルス信号Ｓｐが印加される。たとえばＰＷＭ周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、制御パルス信号Ｓｐがハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。制御回路１０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって制御パルス信号Ｓｐのハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。
昇圧された直流のコンバータ出力電圧Ｖｏは、後段のＨブリッジ回路３０に供給される。また、コンバータ出力電圧Ｖｏは、制御回路１０の出力電圧端子Ｐ４に印加される。

Ｈブリッジ回路３０は、接地端子とコンバータ出力電圧Ｖｏとの間に直列に置かれた第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第１ローサイドトランジスタＭＬ１と、同じく接地端子とコンバータ出力電圧Ｖｏとの間に直列に置かれた第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第２ローサイドトランジスタＭＬ２と、を含み、放電灯４に交流の駆動電圧ＶＬを供給する。
第１ハイサイドトランジスタＭＨ１、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２、第１ローサイドトランジスタＭＬ１、第２ローサイドトランジスタＭＬ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。

制御回路１０は、第１ハイサイドトランジスタＭＨ１、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のペアをオンする第１状態φ１と、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のペアをオンする第２状態φ２と、を交互に繰り返すことにより放電灯４に交流の駆動電圧ＶＬを供給する。

第１ハイサイドトランジスタＭＨ１と第１ローサイドトランジスタＭＬ１との第１接続ノードＮ１の第１出力電圧Ｖｏ１は、スタータ回路２０を介して放電灯４の一端Ｐ１に印加される。第２ハイサイドトランジスタＭＨ２と第２ローサイドトランジスタＭＬ２との第２接続ノードＮ２の第２出力電圧Ｖｏ２は、放電灯４の他端Ｐ２に印加される。

ブレークダウンの後、第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１（≒Ｖｏ）が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２（≒Ｖｏ）が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。

電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶとＨブリッジ回路３０とを接続する接地配線上に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）にランプ電流ＩＬが流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）にランプ電流ＩＬが流れる。電流検出抵抗Ｒｄには、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下Ｖｄが発生する。電圧降下Ｖｄは、制御回路１０の駆動電流端子Ｐ５に印加される。

スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために設けられる。スタータ回路２０は、放電灯４を起動する際に高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）を生成して放電灯４の一端Ｐ１に印加する。その結果、放電灯４がブレークダウンし、放電が開始する。

制御回路１０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、所定の駆動シーケンスにしたがって駆動電圧生成回路１２における駆動電圧ＶＬの生成を制御する。制御回路１０は、以下の駆動シーケンスを１から５の順番に実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレークダウン
３． ＤＣ期間
４． ランナップ
５． 定常点灯

ランナップ期間および定常点灯期間においては、交流の駆動電圧ＶＬの周期は点灯周期Ｔ１（３．２ｍｓ）とされる。ＤＣ期間においては、交流の駆動電圧ＶＬの周期は点灯周期Ｔ１よりも長い開始周期Ｔ２とされる。開始周期Ｔ２は２０ｍｓに固定される。開始周期Ｔ２は固定されるので、開始周期Ｔ２を可変とする構成と比べて回路規模を削減できる。
駆動シーケンスのさらなる詳細は後述する。

制御回路１０は、放電灯４に供給する駆動電力ＰＬ（＝ＶＬ×ＩＬ）を小さくする制御として、少なくとも以下の４つの制御を行う。
イ．消灯時間制御
制御回路１０は、消灯時間Ｔ_ＯＦＦが短いほど、次に放電灯４が点灯される際に放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを小さくする。
ロ．温度制御
制御回路１０は、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが高いほど、放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを小さくする。
ハ．バッテリ電圧制御
制御回路１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶに供給されるバッテリ電圧Ｖｂａｔが低いほど、放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを小さくする。
二．駆動電圧制御
制御回路１０は、駆動電圧ＶＬが高いほど、放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを小さくする。

制御回路１０は、ＤＣ期間においてはこれら４つの電力低減制御のうちの少なくともひとつをマスクする。制御回路１０では、ユーザによる設定により、もしくは制御回路１０内部からの指令により、マスクされる電力低減制御が選択される。

図２（ａ）〜（ｄ）は、各パラメータとＤＣ期間の駆動電力ＰＬとの関係を模式的に示すグラフである。図２（ａ）は、ＤＣ期間において放電灯４に投入される駆動電力ＰＬの、消灯時間Ｔ_ＯＦＦによる変化を示すグラフである。ライン１０２は消灯時間制御がマスクされた場合の変化の様子を示し、ライン１０４は消灯時間制御がマスクされない場合の変化の様子を示す。図２（ｂ）は、ＤＣ期間において放電灯４に投入される駆動電力ＰＬの、温度Ｔによる変化を示すグラフである。ライン１０６は温度制御がマスクされた場合の変化の様子を示し、ライン１０８は温度制御がマスクされない場合の変化の様子を示す。図２（ｃ）は、ＤＣ期間において放電灯４に投入される駆動電力ＰＬの、バッテリ電圧Ｖｂａｔによる変化を示すグラフである。ライン１１０はバッテリ電圧制御がマスクされた場合の変化の様子を示し、ライン１１２はバッテリ電圧制御がマスクされない場合の変化の様子を示す。図２（ｄ）は、ＤＣ期間において放電灯４に投入される駆動電力ＰＬの、駆動電圧ＶＬによる変化を示すグラフである。ライン１１４は駆動電圧制御がマスクされた場合の変化の様子を示し、ライン１１６は駆動電圧制御がマスクされない場合の変化の様子を示す。これらのグラフから分かる通り、マスクされた電力低減制御では、ＤＣ期間においては放電灯４に投入される駆動電力ＰＬはパラメータによらない値となる。

図３は、制御回路１０の構成を示す回路図である。制御回路１０は図３に示される部材以外にも放電灯点灯回路１００の各機能を実現するための他の部材を含むが、説明を明瞭とするため、それらの部材は図３では省略される。
制御回路１０は、バッテリ電圧監視回路４０、出力電圧監視回路４２、消灯時間監視回路４４、温度監視回路４６、電流ソース回路４８、電力制御回路５０、ＰＷＭ駆動回路５２、マスク回路５４、極性制御回路５６、を含む。

バッテリ電圧監視回路４０は、バッテリ電圧端子Ｐ３からバッテリ電圧Ｖｂａｔを受け、制御回路１０内部で生成される基準電圧Ｖｒｅｆを基準とした第１変換電圧Ｖ１を生成する。第１変換電圧Ｖ１は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低くなるほど高くなる電圧である。
バッテリ電圧監視回路４０は、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第１誤差増幅器ＥＡ１、第２スイッチング素子Ｍ２、を含む。

第４抵抗Ｒ４の一端には基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、他端はｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第２スイッチング素子Ｍ２のエミッタと接続される。第１誤差増幅器ＥＡ１の反転入力端子には、第４抵抗Ｒ４の他端の電圧が入力される。第１誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子には、バッテリ電圧Ｖｂａｔを第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３とで分圧した電圧が入力される。第１誤差増幅器ＥＡ１の出力端子は第２スイッチング素子Ｍ２のゲートに接続される。第２スイッチング素子Ｍ２のコレクタは第１抵抗Ｒ１の一端と接続され、第１抵抗Ｒ１の他端は接地される。第１誤差増幅器ＥＡ１の入力端子間の電圧を等しくするように第２スイッチング素子Ｍ２にはバッテリ変換電流Ｉｂａｔが流れる。第２スイッチング素子Ｍ２のコレクタと第１抵抗Ｒ１の一端との第３接続ノードＮ３には、バッテリ変換電流Ｉｂａｔが第１抵抗Ｒ１に流れることにより生じる電圧降下が第１変換電圧Ｖ１として現れる。バッテリ変換電流Ｉｂａｔはバッテリ電圧Ｖｂａｔが低いほど大きくなるので、第１変換電圧Ｖ１はバッテリ電圧Ｖｂａｔが低いほど高くなる。

出力電圧監視回路４２は、出力電圧端子Ｐ４からコンバータ出力電圧Ｖｏを受け、基準電圧Ｖｒｅｆを基準とした第２変換電圧Ｖ２を生成する。第２変換電圧Ｖ２は、コンバータ出力電圧Ｖｏが高くなるほど高くなる電圧である。
出力電圧監視回路４２は、第５抵抗Ｒ５、第６抵抗Ｒ６、第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、第９抵抗Ｒ９、第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１、第２誤差増幅器ＥＡ２、第３誤差増幅器ＥＡ３、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３、を含む。

第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６は、出力電圧端子Ｐ４と接地端子との間にこの順に直列に設けられる。第９抵抗Ｒ９、第１０抵抗Ｒ１０、第１１抵抗Ｒ１１は、基準電圧Ｖｒｅｆを与える端子と接地端子との間にこの順に直列に設けられる。第１０抵抗Ｒ１０の第９抵抗Ｒ９側の一端の電圧ＶＰ１が、第２誤差増幅器ＥＡ２の非反転入力端子に印加される。第１０抵抗Ｒ１０の他端の電圧ＶＰ２が、第３誤差増幅器ＥＡ３の非反転入力端子に印加される。第２誤差増幅器ＥＡ２の出力端子は第２ダイオードＤ２のカソードと接続される。第２ダイオードＤ２のアノードは、第７抵抗Ｒ７の一端および第２誤差増幅器ＥＡ２の反転入力端子と接続される。第３誤差増幅器ＥＡ３の出力端子は第３ダイオードＤ３のカソードと接続される。第３ダイオードＤ３のアノードは、第８抵抗Ｒ８の一端および第３誤差増幅器ＥＡ３の反転入力端子と接続される。

第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６との間の第４接続ノードＮ４には、第７抵抗Ｒ７の他端と第８抵抗Ｒ８の他端とが接続される。この第４接続ノードＮ４に生じる第２変換電圧Ｖ２は、コンバータ出力電圧Ｖｏが上昇すると共に上昇する。第２変換電圧Ｖ２が第１０抵抗Ｒ１０の他端の電圧ＶＰ２よりも低い間は、第２変換電圧Ｖ２はコンバータ出力電圧Ｖｏを第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６で分圧した電圧となる。第２変換電圧Ｖ２が電圧ＶＰ２よりも高くなると、第８抵抗Ｒ８を通して第４接続ノードＮ４から第３誤差増幅器ＥＡ３へ電流がシンクされる。したがってコンバータ出力電圧Ｖｏの上昇分に対する第２変換電圧Ｖ２の上昇分の割合（傾き）は小さくなる。第２変換電圧Ｖ２が電圧ＶＰ１よりも高くなると、さらに、第７抵抗Ｒ７を通して第４接続ノードＮ４から第２誤差増幅器ＥＡ２へ電流がシンクされる、したがってしたがってコンバータ出力電圧Ｖｏの上昇分に対する第２変換電圧Ｖ２の上昇分の割合（傾き）はさらに小さくなる。

消灯時間監視回路４４は、電源スイッチ８がオンされると充電され始め、電源スイッチ８がオフされると放電され始めるタイマキャパシタＣ_Ｔを備える。消灯時間監視回路４４は、タイマキャパシタＣ_Ｔの端子間電圧を第３変換電圧Ｖ３として出力する。
消灯時間監視回路４４は、第４誤差増幅器ＥＡ４、第４ダイオードＤ４、タイマキャパシタＣ_Ｔ、第１２抵抗Ｒ１２、第１３抵抗Ｒ１３、第１４抵抗Ｒ１４、第１５抵抗Ｒ１５、を含む。

基準電圧Ｖｒｅｆを第１４抵抗Ｒ１４と第１５抵抗Ｒ１５とで分圧した電圧が第４誤差増幅器ＥＡ４の非反転入力端子に印加される。第４誤差増幅器ＥＡ４の出力端子は第４ダイオードＤ４のアノードと接続される。第４ダイオードＤ４のカソードは第４誤差増幅器ＥＡ４の反転入力端子に接続される。第４ダイオードＤ４のカソードはまた、第１２抵抗Ｒ１２の一端および第１３抵抗Ｒ１３の一端と接続される。第１３抵抗Ｒ１３の他端は接地される。第１２抵抗Ｒ１２の他端はタイマキャパシタＣ_Ｔの一端と接続される。タイマキャパシタＣ_Ｔの他端は接地される。第１２抵抗Ｒ１２の他端とタイマキャパシタＣ_Ｔの一端との第５接続ノードＮ５に生じる電圧（タイマキャパシタＣ_Ｔの端子間電圧）が第３変換電圧Ｖ３として出力される。

消灯時間監視回路４４では、充電時は第４ダイオードＤ４のカソード側の電圧と第１２抵抗Ｒ１２とで充電の時定数が決まる。放電時は第１２抵抗Ｒ１２および第１３抵抗Ｒ１３の直列合成抵抗で放電の時定数が決まる。特に本実施の形態では、電源スイッチ８がオンされてからタイマキャパシタＣ_Ｔが満充電される（第３変換電圧Ｖ３が一定になったと見なすことができる）までの時間はおよそ８０ｓに設定される。タイマキャパシタＣ_Ｔが満充電された状態をホット状態と呼ぶ。満充電の状態で電源スイッチ８がオフされてからタイマキャパシタＣ_Ｔが十分に放電される（第３変換電圧Ｖ３がゼロに十分近づいたと見なすことができる）までの時間はおよそ３０ｓに設定される。タイマキャパシタＣ_Ｔが十分に放電された状態をコールド状態と呼ぶ。第３変換電圧Ｖ３はホット状態に近いほど高くなる。特に第３変換電圧Ｖ３は、ホット状態において電源スイッチ８がオフされてからの時間が短いほど高くなる。

温度監視回路４６は、ダイオードの温度特性を利用して、放電灯点灯回路１００の温度Ｔが高くなるほど高くなる第４変換電圧Ｖ４を生成する。
温度監視回路４６は、第５誤差増幅器ＥＡ５、第３スイッチング素子Ｍ３、温度センサＤ_Ｔ、第１６抵抗Ｒ１６、第１７抵抗Ｒ１７、第１８抵抗Ｒ１８、第１９抵抗Ｒ１９、を含む。

基準電圧Ｖｒｅｆを第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とで分圧した電圧が第５誤差増幅器ＥＡ５の非反転入力端子に印加される。第５誤差増幅器ＥＡ５の出力端子は、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタである第３スイッチング素子Ｍ３のベースに接続される。温度センサＤ_Ｔは、直列に接続された３つのダイオードを含む。温度センサＤ_Ｔのアノード側には基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。温度センサＤ_Ｔのカソード側は、第１８抵抗Ｒ１８の一端および第３スイッチング素子Ｍ３のエミッタおよび第５誤差増幅器ＥＡ５の反転入力端子と接続される。第１８抵抗Ｒ１８の他端は接地される。第３スイッチング素子Ｍ３のコレクタは第１９抵抗Ｒ１９の一端と接続され、第１９抵抗Ｒ１９の他端は接地される。

第５誤差増幅器ＥＡ５の入力端子間の電圧を等しくするように第３スイッチング素子Ｍ３には温度変換電流Ｉ_Ｔが流れる。第３スイッチング素子Ｍ３のコレクタと第１９抵抗Ｒ１９の一端との第６接続ノードＮ６には、温度変換電流Ｉ_Ｔが第１９抵抗Ｒ１９に流れることにより生じる電圧降下が第４変換電圧Ｖ４として現れる。温度センサＤ_Ｔでは、そのカソード側の電圧が、基準電圧Ｖｒｅｆを第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とで分圧した電圧に保たれるので、温度Ｔが高くなると温度センサＤ_Ｔに流れるべき電流も上昇する。したがって、温度変換電流Ｉ_Ｔは温度Ｔが高くなると大きくなる。その結果、第４変換電圧Ｖ４は、温度Ｔが高くなるほど高くなる。
なおここでは、放電灯点灯回路１００は一様と見なせる温度分布を有し、したがって温度センサＤ_Ｔで計測される温度は放電灯点灯回路１００の温度Ｔと見なせる場合を考える。しかしながら、放電灯点灯回路に温度勾配がある場合にも本実施の形態の技術思想を適用できることは、当業者には理解される。

電流ソース回路４８は、第１変換電圧Ｖ１、第２変換電圧Ｖ２、第３変換電圧Ｖ３、第４変換電圧Ｖ４、を受け、電力制御回路５０にソース電流Ｉｓを供給する。電流ソース回路４８は、第１変換電圧Ｖ１、第２変換電圧Ｖ２、第３変換電圧Ｖ３および第４変換電圧Ｖ４のそれぞれが高いほど、ソース電流Ｉｓを大きくする。
電流ソース回路４８は、第１ソース量調節回路５８、第２ソース量調節回路６０、第３ソース量調節回路６２、第４ソース量調節回路６４、ソース電流生成回路６６、第２０抵抗Ｒ２０、を含む。

第２０抵抗Ｒ２０の一端には制御回路１０内部で生成された固定電圧Ｖｃｃが印加される。第２０抵抗Ｒ２０の他端は第１０誤差増幅器ＥＡ１０の非反転入力端子と接続される。第２０抵抗Ｒ２０の他端と第１０誤差増幅器ＥＡ１０の非反転入力端子との接続ノードを第７接続ノードＮ７と称す。
ソース電流生成回路６６は、第２０抵抗Ｒ２０に流れる電流Ｉ５が大きいほど大きくなるソース電流Ｉｓを生成する。ソース電流生成回路６６は、第１０誤差増幅器ＥＡ１０、第８スイッチング素子Ｍ８、第２５抵抗Ｒ２５、を含む。第１０誤差増幅器ＥＡ１０の出力端子は、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタであるＭ８のベースと接続される。第２５抵抗Ｒ２５の一端には固定電圧Ｖｃｃが印加される。第２５抵抗Ｒ２５の他端は、第８スイッチング素子Ｍ８のエミッタおよび第１０誤差増幅器ＥＡ１０の反転入力端子と接続される。第８スイッチング素子Ｍ８のコレクタからソース電流Ｉｓが電力制御回路５０に供給される。第１０誤差増幅器ＥＡ１０の非反転入力端子に印加される電圧は（Ｖｃｃ−Ｒ２０・Ｉ５）であるので、第２０抵抗Ｒ２０に流れる電流Ｉ５が大きいほど、ソース電流Ｉｓも大きくなる。

第１ソース量調節回路５８は、第１変換電圧Ｖ１が高いほど多くの電流Ｉ１を第７接続ノードＮ７から引き込む。第１ソース量調節回路５８は、第６誤差増幅器ＥＡ６、第４スイッチング素子Ｍ４、第２１抵抗Ｒ２１、を含む。第６誤差増幅器ＥＡ６の非反転入力端子には第１変換電圧Ｖ１が印加される。第６誤差増幅器ＥＡ６の出力端子は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第４スイッチング素子Ｍ４のベースと接続される。第４スイッチング素子Ｍ４のコレクタは、第７接続ノードＮ７と接続される。第４スイッチング素子Ｍ４のエミッタは、第２１抵抗Ｒ２１の一端および第６誤差増幅器ＥＡ６の反転入力端子と接続される。
第１ソース量調節回路５８では、第６誤差増幅器ＥＡ６の入力端子間の電圧を等しくするように第４スイッチング素子Ｍ４に電流Ｉ１が流れる。したがって、第１変換電圧Ｖ１が高いほど第４スイッチング素子Ｍ４に流れる電流Ｉ１も大きくなる。
第６誤差増幅器ＥＡ６の出力端子は、後述するマスク回路５４の第９スイッチング素子Ｍ９を介して接地可能とされる。第６誤差増幅器ＥＡ６の出力端子が接地されると、第１変換電圧Ｖ１の値にかかわらず第４スイッチング素子Ｍ４に電流Ｉ１は流れない。

第２ソース量調節回路６０、第３ソース量調節回路６２、第４ソース量調節回路６４はそれぞれ第１ソース量調節回路５８と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第７誤差増幅器ＥＡ７、第８誤差増幅器ＥＡ８、第９誤差増幅器ＥＡ９はそれぞれ第６誤差増幅器ＥＡ６と、第５スイッチング素子Ｍ５、第６スイッチング素子Ｍ６、第７スイッチング素子Ｍ７はそれぞれ第４スイッチング素子Ｍ４と、第２２抵抗Ｒ２２、第２３抵抗Ｒ２３、第２４抵抗Ｒ２４はそれぞれ第２１抵抗Ｒ２１と、対応している。
第２ソース量調節回路６０は、第２変換電圧Ｖ２が高いほど多くの電流Ｉ２を第７接続ノードＮ７から引き込む。第７誤差増幅器ＥＡ７の出力端子は、後述するマスク回路５４の第１０スイッチング素子Ｍ１０を介して接地可能とされる。
第３ソース量調節回路６２は、第３変換電圧Ｖ３が高いほど多くの電流Ｉ３を第７接続ノードＮ７から引き込む。第８誤差増幅器ＥＡ８の出力端子は、後述するマスク回路５４の第１１スイッチング素子Ｍ１１を介して接地可能とされる。
第４ソース量調節回路６４は、第４変換電圧Ｖ４が高いほど多くの電流Ｉ４を第７接続ノードＮ７から引き込む。第９誤差増幅器ＥＡ９の出力端子は、後述するマスク回路５４の第１２スイッチング素子Ｍ１２を介して接地可能とされる。
第２０抵抗Ｒ２０に流れる電流Ｉ５は、Ｉ５＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４となる。

電力制御回路５０は、電流検出抵抗Ｒｄにおける電圧降下Ｖｄに基づき放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを制御する。この制御また、電力制御回路５０は、電流ソース回路４８から供給されるソース電流Ｉｓが大きいほど、放電灯４に供給される駆動電力ＰＬを小さくする。
電力制御回路５０は、第１電圧源６８、第２電圧源７０、第１１誤差増幅器ＥＡ１１、第２６抵抗Ｒ２６、可変抵抗ＲＶ、を含む。

第２６抵抗Ｒ２６の一端には、駆動電流端子Ｐ５から電圧降下Ｖｄが印加される。第２６抵抗Ｒ２６の他端は可変抵抗ＲＶの一端と接続される。可変抵抗ＲＶの他端には、第１電圧源６８から第１基準電圧Ｖｒ１が印加される。第２６抵抗Ｒ２６の他端と可変抵抗ＲＶの一端との第８接続ノードＮ８には、電流ソース回路４８からソース電流Ｉｓが供給される。第８接続ノードＮ８の制御電圧Ｖｃｏｎは第１１誤差増幅器ＥＡ１１の反転入力端子に印加される。第１１誤差増幅器ＥＡ１１の非反転入力端子には、第２電圧源７０から第２基準電圧Ｖｒ２が印加される。
第１１誤差増幅器ＥＡ１１は、その入力端子間の電圧の差に応じた誤差電圧Ｖｅｒｒを出力する。可変抵抗ＲＶは、放電灯点灯回路１００の製造時のばらつきを補償するために設けられる。
なお、第８接続ノードＮ８の制御電圧Ｖｃｏｎが高くなると誤差電圧Ｖｅｒｒは低くなる。ソース電流Ｉｓが大きくなると制御電圧Ｖｃｏｎは高くなるので、ソース電流Ｉｓが大きくなると誤差電圧Ｖｅｒｒは低くなる。

ＰＷＭ駆動回路５２は、誤差電圧Ｖｅｒｒを受け、誤差電圧Ｖｅｒｒをゼロなどの一定値に近づけるように、つまり第１１誤差増幅器ＥＡ１１の入力端子間の電圧を近づけるように制御パルス信号Ｓｐのデューティ比を制御する。ＰＷＭ駆動回路５２は、そのような機能を実現するように、公知のＰＷＭ駆動技術を用いて構成される。例えば、ＰＷＭコンパレータの非反転入力端子に誤差電圧Ｖｅｒｒが印加され、反転入力端子にＰＷＭ周波数ｆ２の鋸波状の電圧が印加されるＰＷＭコンパレータを備え、そのＰＷＭコンパレータの出力を制御パルス信号Ｓｐとしてもよい。この場合、誤差電圧Ｖｅｒｒが低くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶの出力電力が小さくなるように制御パルス信号Ｓｐのデューティ比が変化する。

極性制御回路５６は、駆動シーケンスにしたがって第１状態φ１と第２状態φ２との切り替えを制御する。極性制御回路５６は、電源投入からブレークダウンまでは第１ハイサイドトランジスタＭＨ１、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２、第１ローサイドトランジスタＭＬ１、第２ローサイドトランジスタＭＬ２を全てオフ状態とする。この状態をリセット状態と呼ぶ。極性制御回路５６は、ＤＣ期間においては、第１状態φ１と第２状態φ２とを交互に開始周期Ｔ２で１周期分だけ繰り返す。つまりＤＣ期間においては、第１状態φ１および第２状態φ２のそれぞれが一度だけ現れる。極性制御回路５６は、ランナップ期間および定常点灯期間においては、第１状態φ１と第２状態φ２とを交互に点灯周期Ｔ１で繰り返す。
極性制御回路５６は、ＤＣ期間の間アサートされる（例えば、ハイレベルとなる）ＤＣ期間信号Ｓ_ＤＣを生成してマスク回路５４に出力する。

マスク回路５４は、ＤＣ期間の間、第１ソース量調節回路５８、第２ソース量調節回路６０、第３ソース量調節回路６２、第４ソース量調節回路６４のうちの少なくともひとつを無効化する。無効化すべきソース量調節回路は、予めユーザにより設定されるか、制御回路１０内部において放電灯点灯回路１００の状態に基づき決定される。
マスク回路５４は、第９スイッチング素子Ｍ９、第１０スイッチング素子Ｍ１０、第１１スイッチング素子Ｍ１１、第１２スイッチング素子Ｍ１２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４、スイッチ設定回路７２、を含む。

ｎｐｎ型バイポーラトランジスタである第９スイッチング素子Ｍ９のコレクタは、第６誤差増幅器ＥＡ６の出力端子と接続される。第９スイッチング素子Ｍ９のエミッタは接地される。第９スイッチング素子Ｍ９のベースには、第１スイッチＳＷ１を介してＤＣ期間信号Ｓ_ＤＣが入力される。第１０スイッチング素子Ｍ１０、第１１スイッチング素子Ｍ１１、第１２スイッチング素子Ｍ１２のそれぞれは第９スイッチング素子Ｍ９と、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４のそれぞれは第１スイッチＳＷ１と、対応している。違いは、第１０スイッチング素子Ｍ１０のコレクタは第７誤差増幅器ＥＡ７の出力端子と接続されること、第１１スイッチング素子Ｍ１１のコレクタは第８誤差増幅器ＥＡ８の出力端子と接続されること、第１２スイッチング素子Ｍ１２のコレクタは第９誤差増幅器ＥＡ９の出力端子と接続されること、である。第９スイッチング素子Ｍ９、第１０スイッチング素子Ｍ１０、第１１スイッチング素子Ｍ１１、第１２スイッチング素子Ｍ１２のそれぞれをオンすることが、そのそれぞれに対応する電力軽減制御をマスクすることに対応する。

スイッチ設定回路７２は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４のオンオフを制御する。スイッチ設定回路７２は、ユーザ設定モードと、内部設定モードと、常時オンモードと、を有する。ユーザ設定モードでは、スイッチ設定回路７２は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４のうちユーザによってオンするように設定されたスイッチをオンする。内部設定モードでは、スイッチ設定回路７２は、放電灯点灯回路１００の状態に基づいて、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４のなかからオンすべきスイッチを決定する。常時オンモードでは、スイッチ設定回路７２は、電源スイッチ８がオンされた後、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４を常時オンとする。

第１スイッチＳＷ１がオンとされる場合、ＤＣ期間中はＤＣ期間信号Ｓ_ＤＣがハイレベルとなるので、第９スイッチング素子Ｍ９がオンされる。すると第１ソース量調節回路５８の第６誤差増幅器ＥＡ６の出力端子は接地される。したがって、第１変換電圧Ｖ１の値にかかわらず第４スイッチング素子Ｍ４には電流Ｉ１は流れなくなる。第２スイッチＳＷ２がオンとされる場合、第３スイッチＳＷ３がオンとされる場合、第４スイッチＳＷ４がオンとされる場合、についても同様である。

以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、駆動シーケンスに従って説明する。図４は、コールド状態で電源スイッチ８をオンした場合の放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図４の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

１． 電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０はＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶを起動すると共にＨブリッジ回路３０をリセット状態に置く。放電灯点灯回路１００はバッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００Ｖ）に昇圧して安定化する。

２． ブレークダウン
時刻ｔ２において、スタータ回路２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶにより生成された４００Ｖのコンバータ出力電圧Ｖｏを受け、２０ｋＶ以上の高電圧パルスを発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧ＶＬは１５ｋＶ程度まで上昇してブレークダウンし、グロー放電が始まる。

３． ＤＣ期間
ブレークダウンの後、制御回路１０はまず第１状態φ１においてランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路１０は、第２状態φ２に切り替え、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。このＤＣ期間においてグロー放電からアーク放電へと移行させる。

ＤＣ期間が終了してアーク放電が安定すると、制御回路１０は、Ｈブリッジ回路３０を制御して、点灯周期Ｔ１にて交互に第１状態φ１と第２状態φ２とを繰り返す。

図５（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。図５（ａ）、（ｂ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図５（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。

４． ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路１０は、コンバータ出力電圧Ｖｏ、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、駆動電圧ＶＬを４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく（図５（ａ））。
ランナップ期間においては放電灯４の内部が活性化されるにつれて放電灯４のインピーダンスが増加する。これによりコンバータ出力電圧Ｖｏ（≒駆動電圧ＶＬ）が上昇する。コンバータ出力電圧Ｖｏが高くなると、出力電圧監視回路４２は第２変換電圧Ｖ２を高くする。第２変換電圧Ｖ２が高くなると、電流ソース回路４８がソースするソース電流Ｉｓも増える。すると誤差電圧Ｖｅｒｒが低下し放電灯４に供給される駆動電力ＰＬが抑えられる。
図６は、ランナップ期間における駆動電圧ＶＬと駆動電力ＰＬとの関係を模式的に示すグラフである。駆動電圧ＶＬがある電圧範囲、例えば２７〜３５Ｖの範囲にある場合は、駆動電圧ＶＬが高いほど駆動電力ＰＬを小さくする。駆動電圧ＶＬが３５Ｖを越えると駆動電力ＰＬをおよそ３５Ｗに保つ。

５． 定常点灯
図５に戻る。ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図５（ｂ））。なお、図５（ａ）、（ｂ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。

一旦ホット状態に達した後に電源スイッチ８がオフされ、１ｓ後に再び電源スイッチ８がオンされる場合を考える。この再点灯の際は、タイマキャパシタＣ_Ｔは十分に放電されていないので、第３変換電圧Ｖ３は比較的高い。図７（ａ）、（ｂ）は、消灯時間制御をマスクしない場合とする場合とのそれぞれについて、再点灯の際のランプ電流ＩＬの時間変化を示すチャートである。図７（ａ）、（ｂ）で網かけされた領域の面積はＩｔ積の大きさを表す。
Ｉｔ積とは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの値と、そのランプ電流ＩＬが流れている時間との積である。Ｉｔ積は、電子放出性などの放電灯４内部の活性度を測る指標として用いられる。

図７（ａ）は、消灯時間制御がマスクされない場合のランプ電流ＩＬの時間変化を示す。第３変換電圧Ｖ３が高いので、ＤＣ期間およびランナップ期間の両方において放電灯４に供給される駆動電力ＰＬが抑制される。したがってＤＣ期間におけるランプ電流ＩＬは比較的小さく、Ｉｔ積も小さい。
図７（ｂ）は、消灯時間制御がＤＣ期間においてマスクされた場合のランプ電流ＩＬの時間変化を示す。ＤＣ期間においては、消灯時間制御がマスクされているので、駆動電力ＰＬは抑制されず比較的大きい。したがってランプ電流ＩＬも大きく、Ｉｔ積も大きい。これにより、ＤＣ期間において放電灯４の内部はより活性化され、極性の切り替わりにおいて消灯する可能性が低減される。

以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。

（１）実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によると、消灯時間制御、温度制御、バッテリ電圧制御、駆動電圧制御のうちの少なくともひとつの制御をＤＣ期間においてマスクする。したがって、上述の４つの電力低減制御をいずれもマスクしない構成と比べて、ＤＣ期間において放電灯４に供給される電力が増加する。その結果、ＤＣ期間におけるＩｔ積が増加し、ＤＣ期間における放電灯４の立ち消えの可能性が低減される。

本発明者は以下の検討を行った。
本実施の形態によらずにＤＣ期間における放電灯４の立ち消えの可能性を低減する方法としては、ＤＣ期間の周期を即応的に定める制御方式、つまりＤＣ期間におけるＩｔ積が一定となるようにランプ電流ＩＬと時間とを演算してＤＣ期間の周期を定める制御方式が考えられる。しかしながらこの場合はＩｔ積の演算を行う必要があるため、ＤＣ期間の周期を定める演算回路部分が大規模になりコストアップにつながりかねない。これに比べて実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は、そのような演算回路を必要とせずに立ち消えの可能性を低減している。したがって、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００はＤＣ期間の周期を即応的に定める制御方式と比べてコストの面で有利である。

（２）また、ユーザ設定モードでは、ユーザはマスクすべき制御を設定出来る。したがって、自由度の高い制御が可能となる。また、内部設定モードでは、放電灯点灯回路１００の状態に基づいたマスクの設定が可能となる。また、常時オンモードでは、上述の４つの電力低減制御の全てがＤＣ期間においてマスクされるので、ＤＣ期間における立ち消えの可能性がより低減される。

（３）また、実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、製品の安全性を高める等の目的から、消灯時間制御、温度制御、バッテリ電圧制御、駆動電圧制御を行う必要がある。しかしながら、このような電力低減制御は常に行われていなければならない訳ではない。特に放電灯４の点灯直後に放電灯４に供給する駆動電力ＰＬを小さくすると、放電灯４が立ち消えする可能性があることに本発明者は気がついた。そこでこの課題に鑑み、本発明者はＤＣ期間においてはこれらの電力低減制御をマスクすることが好適であることを見出した。

（４）実施の形態に係る放電灯点灯回路１００および放電灯４は車両用灯具に搭載される。この場合、屋内用の照明などに用いられる場合と比べて、放電灯４が短い周期でオンオフされる機会が多い。かかる状況においては、放電灯４の消灯後タイマキャパシタＣ_Ｔが十分放電しきらないうちに再度点灯される、いわゆるホットリスタートが行われる場合が多い。実施の形態に係る放電灯点灯回路１００は、ホットリスタートが行われる状況でも消灯時間制御をマスクしてＤＣ期間における立ち消えの可能性を低減できるのでより好適である。

以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、放電灯点灯回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶによって供給されるコンバータ出力電圧ＶｏをＨブリッジ回路３０によって交流変換して放電灯４に印加するいわゆるシングルコンバータ型の放電灯点灯回路である場合について説明したが、これに限られない。例えば、放電灯点灯回路は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータと第２ＤＣ／ＤＣコンバータとを備えるいわゆるダブルコンバータ型の放電灯点灯回路であってもよい。この場合、第１状態φ１においては第１ＤＣ／ＤＣコンバータがアクティブに設定され、第２状態φ２においては第２ＤＣ／ＤＣコンバータがアクティブに設定される。この場合も、実施の形態で説明した効果と同様の効果を得ることができる。

実施の形態に係る放電灯点灯回路の制御回路またはその一部にマイコンを用いてもよい。

実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明したが、本発明の用途はこれに限定されず、放電灯に供給される電力を小さくする機能を有する放電灯点灯回路に広く適用できる。

実施の形態で説明した回路において、信号のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態では、Ｈブリッジ回路３０の４つのトランジスタはＩＧＢＴである場合について説明したが、これに限られない。これらのトランジスタは、すべてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよいし、あるいは、バイポーラトランジスタであってもよい。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

４ 放電灯、 ６ 車載バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ Ｈブリッジ回路、 ４０ バッテリ電圧監視回路、 ４２ 出力電圧監視回路、 ４４ 消灯時間監視回路、 ４６ 温度監視回路、 ４８ 電流ソース回路、 ５０ 電力制御回路、 ５２ ＰＷＭ駆動回路、 ５４ マスク回路、 ５６ 極性制御回路、 １００ 放電灯点灯回路、 ＣＯＮＶ ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ＩＬ ランプ電流、 ＰＬ 駆動電力、 Ｔ 温度、 ＶＬ 駆動電圧。

Claims (5)

1. 駆動対象の放電灯に交流の駆動電圧を供給する駆動電圧生成回路と、
   所定の駆動シーケンスにしたがって前記駆動電圧生成回路における駆動電圧の生成を制御する制御回路と、を備え、
   前記駆動シーケンスは、前記交流の駆動電圧の周期が所定の長周期となる第１期間と、前記交流の駆動電圧の周期が前記長周期よりも短い短周期となる第２期間とを有し、
   前記駆動シーケンスでは、前記第１期間が前記第２期間よりも先に現れ、
   前記制御回路は、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御を、前記第１期間においてはマスクすることを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記制御回路において、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御とは、前記放電灯が消灯されている時間が短いほど、次に前記放電灯が点灯される際に前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御であることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記制御回路において、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御とは、当該放電灯点灯回路の温度が高いほど、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御であることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
4. 前記制御回路において、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御とは、前記駆動電圧生成回路に供給される電源電圧が低いほど、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御であることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
5. 前記制御回路において、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御とは、前記駆動電圧が高いほど、前記放電灯に供給される駆動電力を小さくする制御であることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。

Images