JP2010257026A

JP2010257026A - 電源回路及び照明装置

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Publication number: JP2010257026A
Application number: JP2009103692A
Authority: JP
Inventors: Takafumi Nonaka; 貴文野中; Takashi Kumagai; 隆熊谷; Noriyuki Matsubara; 則幸松原; Koki Iwatsubo; 幸喜岩坪; Koichi Saito; 耕一齋藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2009-04-22
Filing date: 2009-04-22
Publication date: 2010-11-11

Abstract

【課題】駆動電流の異なる複数の負荷回路に対して電力を供給する電源回路において、製造コストを削減し、電力効率を高め、信頼性を向上させる。
【解決手段】直列負荷回路は、発光素子ユニット８５１（第一の負荷回路）と、発光素子ユニット８５２（第二の負荷回路）とを直列に接続した回路である。定電流回路１１０は、直列負荷回路に対して、発光素子ユニット８５１の駆動電流を供給する。電流迂回回路１７０は、発光素子ユニット８５２を流れる電流を迂回させる電流迂回期間を設けることにより、発光素子ユニット８５２を流れる電流の平均値を削減する。
【選択図】図１

Description

この発明は、駆動電流の異なる複数の負荷回路に電力を供給する電源回路に関する。

ＬＥＤ（発光ダイオード）など、定電流駆動すべき負荷が複数ある場合、複数の負荷の駆動電流が同じであれば、複数の負荷を直列接続して負荷回路を構成し、電源回路に接続して、複数の負荷に同じ電流を流す。
複数の負荷の駆動電流が異なる場合には、複数の負荷を駆動電流ごとに分けて、駆動電流が同じ負荷だけを直列接続して複数の負荷回路を構成し、それぞれ異なる電源回路に接続する。
電源回路の構成としては、共通の電源回路から直列に抵抗を接続して各々の負荷に供給する駆動電流を制限する構成や、駆動電流をフィードバックして、各々にバックコンバータなどを用いて定電流駆動制御する構成などが知られている。

特開２００２−２４４１０３号公報

従来、駆動電流の異なる複数の負荷を駆動する場合は、共通の電源回路を用いて抵抗で電流制限をする構成や、各々に異なる定電流駆動回路を用意する必要があった。
共通の電源回路に直列に抵抗を接続した構成は、構成が簡易であり、回路の小型化・製造コストの削減が図れる反面、電力効率が悪い。
また、各々にフライバックコンバータなどを用いる構成は、電力効率が高い反面、構成が複雑であり、回路が大型化し、製造コストが高くなる。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、駆動電流が異なる複数の負荷回路に電力を供給する電源回路において、製造コストを低く、電力効率を高く、信頼性を高くすることを目的とする。

この発明にかかる電源回路は、第一の駆動電流で動作する第一の負荷回路と、上記第一の駆動電流より小さい第二の駆動電流で動作する第二の負荷回路とに対して電力を供給する電源回路において、
上記電源回路は、定電流回路と、電流迂回回路とを有し、
上記定電流回路は、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流を供給し、
上記電流迂回回路は、上記第二の負荷回路を流れる電流を迂回させる電流迂回期間を設けることにより、上記第二の負荷回路を流れる電流の平均値を削減することを特徴とする。

この発明にかかる電源回路によれば、定電流回路が複数の負荷回路を直列に接続した直列負荷回路に対して電流を供給し、電流迂回回路が、複数の負荷回路のうち一部の負荷回路に流れる電流を迂回させる電流迂回期間を設けることにより、一部の負荷回路を流れる電流の平均値を削減する。したがって、駆動電流の異なる負荷回路ごとに定電流駆動回路を設ける必要がなく、電源回路の部品点数を減らすことができ、製造コストを削減し、信頼性を高め、電力効率を向上させることができる。

実施の形態１における照明装置８００の機能ブロックの構成の一例を示すブロック構成図。実施の形態１における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図。実施の形態１における電源回路１００の各部の電圧電流の一例を示す波形図。実施の形態２における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図３を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明装置８００の機能ブロックの構成の一例を示すブロック構成図である。
照明装置８００は、例えば、白色ＬＥＤと赤色ＬＥＤなど、複数種類の発光素子を有する。照明装置８００は、複数種類の発光素子が発した光を混合することにより、演色性が高く、電球色など所望の色温度の光を発する。
発光素子は、種類ごとに電気的特性が異なる。また、電球色など所望の色温度の光を得るため、各種類の発光素子をそれぞれ異なる所定の発光出力にする必要がある。このため、各種類の発光素子は、それぞれ異なる駆動電流値で駆動する。

照明装置８００は、複数の発光素子ユニット８５１，８５２と、電源回路１００とを有する。
それぞれの発光素子ユニット８５１，８５２（負荷回路）は、単一種類の発光素子（発光ダイオード）を有する。発光素子ユニット８５１，８５２が有する発光素子が複数の場合、発光素子は、互いに直列に電気接続されている。

電源回路１００は、発光素子ユニット８５１，８５２を点灯するための電力を、発光素子ユニット８５１，８５２に対して供給する。電源回路１００は、定電流回路１１０、電流迂回回路１７０を有する。
定電流回路１１０は、複数の発光素子ユニット８５１，８５２を直列に電気接続した回路（以下「直列負荷回路」と呼ぶ。）に対して、電流を供給する。
電流迂回回路１７０は、複数の発光素子ユニット８５１，８５２のうち一部の発光素子ユニット８５２に並列に電気接続されている。電流迂回回路１７０は、所定の周期ごとに所定の割合の期間（以下「電流迂回期間」と呼ぶ。）、並列に接続された負荷回路（以下「迂回対象回路」と呼ぶ。）を流れる電流を迂回させることにより、迂回対象回路を流れる電流の平均値を削減する。

この例では、発光素子ユニット８５１（第一の負荷回路）には、定電流回路１１０から供給された電流が流れる。電流迂回期間の間は、発光素子ユニット８５２（第二の負荷回路）に電流が流れず、それ以外の期間の間は、発光素子ユニット８５２に定電流回路１１０から供給された電流が流れる。平均すると、発光素子ユニット８５２には、電流迂回期間の分を割り引いた電流が流れる。例えば、電流迂回期間の割合が２０％であれば、発光素子ユニット８５２には、平均して、発光素子ユニット８５１を流れる電流の８０％の電流が流れる。

定電流回路１１０は、発光素子ユニット８５１の発光素子を所望の明るさで点灯させる駆動電流値（以下「第一の駆動電流」と呼ぶ。）の電流を生成し、直列負荷回路に対して第一の駆動電流を流す。電流迂回回路１７０は、発光素子ユニット８５２を流れる電流の平均値が、発光素子ユニット８５２の発光素子を所望の明るさで点灯させる駆動電流値（以下「第二の駆動電流」と呼ぶ。）になるように、発光素子ユニット８５２を流れる電流（第一の駆動電流）を迂回させる。
これにより、発光素子ユニット８５１には、第一の駆動電流が流れ、発光素子ユニット８５１の発光素子が所望の明るさで点灯する。

電流迂回期間の間、発光素子ユニット８５２には電流が流れないので、発光素子ユニット８５２の発光素子は消灯する。それ以外の期間の間、発光素子ユニット８５２には第二の駆動電流よりも大きい第一の駆動電流が流れるので、発光素子ユニット８５２の発光素子は、所望の明るさよりも明るく点灯する。
このように、発光素子ユニット８５２の発光素子は、実際には点滅を繰り返すが、電流迂回回路１７０が電流迂回期間を設ける周期が十分に短く例えば１０ミリ秒以下であれば、人間の目の残像現象により点滅は感知されず、連続して点灯しているように見える。このとき、発光素子は、各瞬間の明るさを平均した明るさで点灯していると感知される。発光素子が発光ダイオードである場合、発光素子の明るさは駆動電流値にほぼ比例するので、人間の目に感知される明るさは、駆動電流の平均値に相当する電流が連続して流れたときの明るさとほぼ同じである。したがって、発光素子ユニット８５２を流れる電流の平均値が第二の駆動電流と等しければ、発光素子ユニット８５２の発光素子が、第二の駆動電流で駆動しているときの明るさ、すなわち所望の明るさで点灯しているように見える。

定電流回路１１０は、電圧生成回路１１１、電流検出回路１１２、制御回路１１４を有する。
電圧生成回路１１１は、直列負荷回路に印加する電圧を生成する。
電流検出回路１１２は、発光素子ユニット８５１（すなわち直列負荷回路）を流れる電流を検出する。
制御回路１１４は、電流検出回路１１２が検出した電流に基づいて、電圧生成回路１１１を制御する。具体的に言えば、制御回路１１４は、電流検出回路１１２が検出した電流が所定の電流値（以下「目標電流値」と呼ぶ。）となるよう、電圧生成回路１１１が生成する電圧を調整する。すなわち、電流検出回路１１２が検出した電流が目標電流値より少ない場合、制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧を高くする。逆に、電流検出回路１１２が検出した電流が目標電流値より多い場合、制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧を低くする。
この例では、目標電流値は、第一の駆動電流値である。

図２は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図である。
電源回路１００は、直流あるいは脈流電圧を入力して、発光素子ユニット８５１，８５２に電力を供給する。
電圧生成回路１１１は、例えば、フライバックコンバータである。フライバックコンバータは、オンオフ動作を行う絶縁型スイッチング電源である。電圧生成回路１１１は、入力コンデンサＣ１１、スイッチング素子Ｑ１２、トランスＴ６０、整流素子Ｄ１３、平滑コンデンサＣ１４を有する。
入力コンデンサＣ１１は、電源回路１００の入力端子間に電気接続されている。入力コンデンサＣ１１は、電源を入力する。入力コンデンサＣ１１は、電源回路１００が入力した電圧のリプルを除去して平滑するとともに、電源回路１００内で発生したスイッチングノイズが外部に漏れるのを防ぐ。
スイッチング素子Ｑ１２は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、制御回路１１４からの指示を表わす信号にしたがって、開閉する。
トランスＴ６０は、一次巻線Ｌ６３（第一の巻線）と、二次巻線Ｌ６１（第二の巻線）とを有する。トランスＴ６０は、一次側の電力を絶縁して二次側へ伝達する。
一次巻線Ｌ６３は、スイッチング素子Ｑ１２を介して、電源回路１００の入力端子間に電気接続されている。スイッチング素子Ｑ１２は、入力された電圧のスイッチングを行い、必要なエネルギーをトランスＴ６０に蓄積させる。
整流素子Ｄ１３のアノード端子は、二次巻線Ｌ６１の一端に電気接続している。整流素子Ｄ１３のカソード端子は、平滑コンデンサＣ１４の陽極端子と電気接続している。平滑コンデンサＣ１４の陰極端子は、二次巻線Ｌ６１の他端に電気接続している。すなわち、二次巻線Ｌ６１・整流素子Ｄ１３・平滑コンデンサＣ１４は、閉ループを構成する。整流素子Ｄ１３は、二次巻線Ｌ６１の出力を整流する。平滑コンデンサＣ１４は、整流素子Ｄ１３が整流した二次巻線Ｌ６１の出力を平滑する。すなわち、二次巻線Ｌ６１を流れる電流が、整流素子Ｄ１３により整流され、平滑コンデンサＣ１４を充電する。

直列負荷回路の陽極側端子（発光素子ユニット８５１の陽極側端子）は、平滑コンデンサＣ１４の陽極端子に電気接続されている。直列負荷回路の陰極側端子（発光素子ユニット８５２の陰極側端子）は、電流検出回路１１２を介して、平滑コンデンサＣ１４の陰極端子に電気接続されている。これにより、平滑コンデンサＣ１４に充電された電圧が、直列負荷回路に印加され、平滑コンデンサＣ１４を放電する電流が、直列負荷回路を流れる。

電流迂回回路１７０は、例えば、矩形波生成回路１７１、スイッチング素子Ｑ７２を有する。
矩形波生成回路１７１は、所定の周波数（例えば１ｋＨｚ）のパルス幅変調信号（以下「ＰＷＭ信号」と呼ぶ。）を生成する。矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号は、パルス幅変調された矩形波電圧により表わされる信号である。矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号がオン電圧である期間の割合（以下「デューティ比」と呼ぶ。）は、第一の駆動電流と第二の駆動電流とに基づいて、あらかじめ設定されている。ＰＷＭ信号のデューティ比は、第一の駆動電流から第二の駆動電流を差し引いた差を、第一の駆動電流で割った商と等しい値に設定する。例えば、第一の駆動電流が３５０ｍＡ、第二の駆動電流が２８０ｍＡの場合であれば、（３５０−２８０）／３５０＝０．２であるから、デューティ比を２０％に設定する。矩形波生成回路１７１は、例えばマイコンやロジックＩＣなどにより構成される。

スイッチング素子Ｑ７２は、発光素子ユニット８５２の陽極側端子と、発光素子ユニット８５２の陰極側端子との間に電気接続している。スイッチング素子Ｑ７２は、矩形波生成回路１７１が生成したＰＷＭ信号にしたがってオンオフする。矩形波生成回路１７１が生成したＰＷＭ信号がオン電圧である場合、スイッチング素子Ｑ７２がオンになり、発光素子ユニット８５２の両端を短絡する。これにより、発光素子ユニット８５１を流れてきた第一の駆動電流は、スイッチング素子Ｑ７２を流れ、発光素子ユニット８５２には流れない。すなわち、発光素子ユニット８５２を流れる電流を迂回させる。矩形波生成回路１７１が生成したＰＷＭ信号がオフ電圧である場合、スイッチング素子Ｑ７２がオフになる。これにより、発光素子ユニット８５１を流れる第一の駆動電流は、発光素子ユニット８５２を流れる。

スイッチング素子Ｑ７２は、例えばＭＯＳＦＥＴである。ドレイン端子は、発光素子ユニット８５２の陽極側端子に電気接続し、ソース端子は、発光素子ユニット８５２の陰極側端子に電気接続している。ゲート端子とソース端子との間に、矩形波生成回路１７１が生成したＰＷＭ信号を印加する。矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のオン電圧は、ＭＯＳＦＥＴが飽和領域で動作する電圧に設定する。また、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のオフ電圧は、ＭＯＳＦＥＴが動作しない電圧に設定する。
スイッチング素子Ｑ７２がオンの状態では、スイッチング素子Ｑ７２の抵抗値（ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間のオン抵抗）が非常に小さいため、スイッチング素子Ｑ７２における電力損失は小さい。また、スイッチング素子Ｑ７２がオフの状態では、スイッチング素子Ｑ７２には電流が流れないため、スイッチング素子Ｑ７２における電力損失は発生しない。

なお、スイッチング素子Ｑ７２は、スイッチングを行うことのできる構成であれば、バイポーラトランジスタなどＭＯＳＦＥＴ以外の半導体素子やその他の電子部品・電気回路などを用いた構成であってもよい。スイッチング素子Ｑ７２の構成によっては、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のオン電圧は、オフ電圧より低い電圧となる場合もある。その場合、矩形波生成回路１７１は、ＰＷＭ信号のデューティ比のオンオフ割合を反転したＰＷＭ信号を生成する。また、矩形波生成回路１７１を設けず、外部から入力したＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｑ７２を動作させる構成としてもよい。

電流検出回路１１２は、抵抗Ｒ２１（電流検出抵抗）を有する。抵抗Ｒ２１の一端は、直列負荷回路の陰極側端子に電気接続している。抵抗Ｒ２１の他端は、平滑コンデンサＣ１４の陰極端子に電気接続している。これにより、抵抗Ｒ２１には、発光素子ユニット８５１を流れる電流と等しい電流が流れ、それに比例する電圧が、抵抗Ｒ２１の両端に発生する。なお、抵抗Ｒ２１の抵抗値は、直列負荷回路の正常動作時における等価抵抗値と比較して十分小さいものとする。

制御回路１１４は、基準電圧源Ｖ４１、差動増幅器Ａ４２、フォトカプラＰＣ、制御ＩＣ１４５を有する。
基準電圧源Ｖ４１は、所定の電圧値を有する直流電圧を生成する。差動増幅器Ａ４２は、例えば、オペアンプである。差動増幅器Ａ４２は、抵抗Ｒ２１（電流検出抵抗）に発生する電圧と、基準電圧源Ｖ４１の基準電圧とに基づいて演算を行い、フォトカプラＰＣへ出力信号を出力する。差動増幅器Ａ４２は、電流検出回路１１２の両端電圧と、基準電圧源Ｖ４１の電圧とを比較する。差動増幅器Ａ４２の電源は、例えば、電圧生成回路１１１の出力電圧から取る。
フォトカプラＰＣは、トランスＴ６０の一次側回路と二次側回路とを電気的に絶縁しつつ、信号を伝達する。フォトカプラＰＣは、差動増幅器Ａ４２からの出力信号を絶縁して制御ＩＣ１４５に送る。
制御ＩＣ１４５は、フォトカプラＰＣを介して伝達された差動増幅器Ａ４２による比較結果を表わす信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１２を開閉する信号を生成する。
なお、制御回路１１４は、例えば、アナログデジタル変換回路や、マイクロコンピュータなどを用いて構成してもよい。

スイッチング素子Ｑ１２がオンになると、入力コンデンサＣ１１の両端電圧が、一次巻線Ｌ６３に印加され、一次巻線Ｌ６３を流れる電流が増えていく。このとき、二次巻線Ｌ６１には、逆電圧が発生するが、整流素子Ｄ１３の働きにより、二次巻線Ｌ６１には、電流が流れない。スイッチング素子Ｑ１２がオフになると、一次巻線Ｌ６３を流れる電流が０になり、磁束を維持するため、二次巻線Ｌ６１に順方向の電圧が発生し、整流素子Ｄ１３がオンになることにより、二次巻線Ｌ６１に電流が流れる。このとき、二次巻線Ｌ６１の両端電圧とほぼ等しい電圧が、平滑コンデンサＣ１４に印加され、平滑コンデンサＣ１４が充電される。これを繰り返すことにより、トランスＴ６０の一次巻線Ｌ６３に供給されたエネルギーが、二次側へ伝達され、二次巻線Ｌ６１を流れる電流により、平滑コンデンサＣ１４が充電される。

トランスＴ６０の一次巻線Ｌ６３に供給されるエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１２をオンにしている時間の割合が多い方が大きくなり、平滑コンデンサＣ１４に充電される電圧が高くなる。
制御ＩＣ１４５は、このように、スイッチング素子Ｑ１２をオンオフする周期に対するオン期間の割合を制御することによって、平滑コンデンサＣ１４に充電される電圧を調整する。

電流検出回路１１２が検出した電圧が、基準電圧源Ｖ４１の電圧値より低い場合、制御ＩＣ１４５は、スイッチング素子Ｑ１２のオン期間の割合を増やし、平滑コンデンサＣ１４に充電される電圧を高くする。これにより、発光素子ユニット８５１，８５２を流れる電流が増加する。
電流検出回路１１２が検出した電圧が、基準電圧源Ｖ４１の電圧値より高い場合、制御ＩＣ１４５は、スイッチング素子Ｑ１２のオン期間の割合を減らし、平滑コンデンサＣ１４に充電される電圧を低くする。これにより、発光素子ユニット８５１，８５２を流れる電流が減少する。

したがって、制御回路１１４は、電流検出回路１１２が検出した電圧が基準電圧源Ｖ４１の電圧と一致するように、電圧生成回路１１１が生成する電圧を調整する。
電流検出回路１１２（抵抗Ｒ２１）は、目標電流値（第一の駆動電流）が流れたときに発生する電圧が、基準電圧源Ｖ４１の電圧と等しい電圧を出力するような抵抗値を選定する。例えば、目標電流値が３５０ｍＡ、基準電圧源Ｖ４１の電圧が０．７Ｖであれば、抵抗Ｒ２１の抵抗値を０．７／０．３５＝２Ωに設定する。
これにより、制御回路１１４は、電流検出回路１１２に流れる電流が、目標電流値（第一の駆動電流）となるように、電圧生成回路１１１が生成する電圧を調整する。

電圧生成回路１１１の出力電圧が直列負荷回路（発光素子ユニット８５１、８５２）に駆動電流を流し、電流検出回路１１２の検出した駆動電流と所望の目標電流値（第一の駆動電流）とが一致するように、制御回路１１４が電圧生成回路１１１のスイッチング素子Ｑ１２のオンオフの開閉割合を制御するため、電圧生成回路１１１と電流検出回路１１２と制御回路１１４によって構成される定電流回路１１０は、直列負荷回路に所定の電流（第一の駆動電流）を流すための定電流駆動回路として動作する。

なお、整流素子Ｄ１３に代えて、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用い、スイッチング素子Ｑ１２の開閉に同期して開閉する同期整流式の構成としてもよい。

直列負荷回路は、複数の発光素子ユニット８５１，８５２を直列に接続したものである。第一の発光素子ユニット８５１は、主たる発光出力となる。第二の発光素子ユニット８５２は、従たる発光出力となる。発光素子ユニット８５１は、例えば３個の白色発光ダイオードが直列に接続されている。発光素子ユニット８５２は、従となるため、発光出力が少なくてよく、例えば１個の赤色発光ダイオードが用いられる。白色発光ダイオードが出力する白色光と、赤色発光ダイオードが出力する赤色光とを組み合わせることにより、所望の色温度の光を作り出す。所望の色温度の光を得るために必要な白色光出力を得るため、白色発光ダイオードには、例えば、３５０ｍＡの駆動電流（第一の駆動電流）を流し、所望の色温度の光を得るために必要な赤色光出力を得るため、赤色発光ダイオードには、例えば、２８０ｍＡの駆動電流（第二の駆動電流）を流す。すなわち、発光素子ユニット８５２を駆動する電流（第二の駆動電流）は、発光素子ユニット８５１を駆動する電流（第一の駆動電流）よりも７０ｍＡ（第一の駆動電流から第二の駆動電流を差し引いた差）小さい。

定電流回路１１０が生成する電流は、二次巻線Ｌ６１から、整流素子Ｄ１３を通って、平滑コンデンサＣ１４を充電し、平滑コンデンサＣ１４から、発光素子ユニット８５１、発光素子ユニット８５２、電流検出回路１１２を通るループを流れる。
しかし、発光素子ユニット８５２には、並列に電流迂回回路１７０が接続しているので、矩形波生成回路１７１が生成したＰＷＭ信号にしたがい、ＰＷＭ信号がオン電圧である間は電流迂回期間となり、発光素子ユニット８５２には電流が流れない。
このため、発光素子ユニット８５１には、定電流回路１１０が生成した電流（第一の駆動電流）が流れ、発光素子ユニット８５２には、平均して、定電流回路１１０が生成した電流（第一の駆動電流）からＰＷＭ信号のデューティ比と等しい割合の電流を差し引いた電流（第二の駆動電流）が流れる。例えば、定電流回路１１０が３５０ｍＡの電流を生成し、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のデューティ比が２０％であれば、発光素子ユニット８５２には、平均して２８０ｍＡの電流（第二の駆動電流）が流れる。

図３は、この実施の形態における電源回路１００の各部の電圧電流の一例を示す波形図である。
電圧ｖ_Ｇは、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号の電圧を示す。電圧ｖ_Ｇの周期Ｔは例えば１ミリ秒、オン期間Ｔ_ＯＮは例えば０．２ミリ秒、オン電圧Ｖ_ＯＮは例えば５Ｖ、オフ電圧は例えば０Ｖである。
電圧ｖ_０は、電圧生成回路１１１が生成し、直列負荷回路の両端に印加される電圧を示す。なお、電流検出回路１１２の両端電圧は、十分小さいため無視している。電圧ｖ_２は、発光素子ユニット８５２の両端電圧を示す。電圧ｖ_１は、電圧ｖ_０から電圧ｖ_２を差し引いた差であり、発光素子ユニット８５１の両端電圧を示す。
電流ｉ_１は、発光素子ユニット８５１を流れる電流を示す。電流ｉ_２は、発光素子ユニット８５２を流れる電流を示す。

時刻ｔ_１より前において、電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０を制御回路１１４が調整した結果、電圧ｖ_０がＶ_０であるとき、電流検出回路１１２が検出する電流が目標電流値（第一の駆動電流Ｉ_１）と等しくなったものとする。
このとき、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１は、第一の駆動電流Ｉ_１である。また、ＰＷＭ信号の電圧ｖ_Ｇがオフ電圧なので、スイッチング素子Ｑ７２はオフとなり、発光素子ユニット８５２を流れる電流ｉ_２は、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１と等しく、Ｉ_１である。また、発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２は、Ｖ_２である。発光素子ユニット８５１の両端電圧ｖ_１は、Ｖ_０−Ｖ_２＝Ｖ_１である。

時刻ｔ_１において、ＰＷＭ信号の電圧ｖ_Ｇがオン電圧になると、スイッチング素子Ｑ７２がオンになり、発光素子ユニット８５２の両端を短絡するので、発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２はほぼ０になる。発光素子ユニット８５２の発光素子の両端電圧が順方向降下電圧より低くなるので、発光素子ユニット８５２を流れる電流ｉ_２はほぼ０になり、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１は、発光素子ユニット８５２を迂回して電流迂回回路１７０を流れる。
発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２がほぼ０になるので、発光素子ユニット８５１の両端電圧ｖ_１が増加し、Ｖ_０となる。これにより、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１が増加し、一時的に第一の駆動電流Ｉ_１より大きくなる。
電流検出回路１１２が検出する電流が第一の駆動電流Ｉ_１より大きいので、制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０を低くする。電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０がＶ_１まで下がると、発光素子ユニット８５１の両端電圧ｖ_１がＶ_１になるので、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１は、第一の駆動電流Ｉ_１に戻る。

時刻ｔ_２において、ＰＷＭ信号の電圧ｖ_Ｇがオフ電圧になると、スイッチング素子Ｑ７２がオフになり、発光素子ユニット８５２の両端が短絡されなくなり、発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２は０より大きくなる。直列負荷回路の両端電圧ｖ_０がＶ_１なので、発光素子ユニット８５１の両端電圧ｖ_１はＶ_１より小さくなる。このため、発光素子ユニット８５１（及び発光素子ユニット８５２）を流れる電流ｉ_１（及びｉ_２）は、第一の駆動電流Ｉ_１より小さくなる。
電流検出回路１１２が検出する電流が第一の駆動電流Ｉ_１より小さいので、制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０を高くする。電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０がＶ_０まで上がると、発光素子ユニット８５１の両端電圧ｖ_１がＶ_１になり、発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２がＶ_２になるので、発光素子ユニット８５１（及び発光素子ユニット８５２）を流れる電流ｉ_１（及びｉ_２）は、第一の駆動電流Ｉ_１と等しくなる。

これを繰り返すことにより、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１は、ほぼ第一の駆動電流Ｉ_１に保たれる。また、発光素子ユニット８５２を流れる電流ｉ_２の平均値は、ほぼ第二の駆動電流Ｉ_２となる。

なお、ＰＷＭ信号の電圧ｖ_Ｇの変化に十分速く追随して、定電流回路１１０が生成する電圧ｖ_０が変化することが必要である。このため、制御ＩＣ１４５がスイッチング素子Ｑ１２をオンオフする周波数（以下「スイッチング周波数」と呼ぶ。）は、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号の周波数（以下「キャリア周波数」と呼ぶ。）よりも十分高く設定する。例えば、キャリア周波数は１ｋＨｚ、スイッチング周波数は８０ｋＨｚとする。フィードバック制御は一般に応答が遅く、電流検出回路１１２、差動増幅器Ａ４２、フォトカプラＰＣ、制御ＩＣ１４５からなる帰還回路を経由してフィードバック信号が伝達され、電圧生成回路１１１が生成する電圧がＶ_０からＶ_１へ、またはＶ_１からＶ_０へ変化するには、スイッチング素子Ｑ１２を少なくとも数回オンオフする必要がある。例えばスイッチング周波数が８０ｋＨｚなら、０．０５ミリ秒程度は必要である。これに対し、キャリア周波数が１ｋＨｚなら、ＰＷＭ信号の１周期は１ミリ秒であるから、フィードバック制御による遅延の影響は無視できる。

フィードバック制御による遅延の影響は、発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１よりも発光素子ユニット８５２を流れる電流ｉ_２のほうに強く出る。発光素子ユニット８５１を流れる電流ｉ_１は、時刻ｔ_１に目標電流値（第一の駆動電流Ｉ_１）より大きくなり、時刻ｔ_２に目標電流値より小さくなるので、平均すると誤差が打ち消しあうのに対し、発光素子ユニット８５２を流れる電流ｉ_２は、時刻ｔ_２に小さくなるだけなので、電流ｉ_２の平均値が小さくなるからである。これを排除するため、フィードバック制御による遅延の影響を織り込んで、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のデューティ比を少し小さめに設定する構成としてもよい。例えば、第一の駆動電流が３５０ｍＡ、第二の駆動電流が２８０ｍＡであれば、ＰＷＭ信号のデューティ比は、計算上２０％とすればよいが、フィードバック制御による遅延の影響を織り込んで、例えば１９％に設定する。

発光素子ユニット８５２の発光素子が点灯している状態における発光素子ユニット８５２の両端電圧Ｖ_２は、各発光素子の順方向降下電圧の和となる。発光素子ユニット８５２は、従たる発光出力なので、発光素子ユニット８５２を構成する発光素子の数は少ない。したがって、電圧Ｖ_２は、比較的小さい。例えば発光素子ユニット８５２が１個の赤色発光ダイオードにより構成される場合、電圧Ｖ_２は例えば３．１Ｖ程度である。
スイッチング素子Ｑ７２の両端電圧は、発光素子ユニット８５２の両端電圧ｖ_２と等しい。したがって、スイッチング素子Ｑ７２の両端に印加される電圧の最大値は、比較的小さく、例えば３．１Ｖ程度である。このため、スイッチング素子Ｑ７２には、耐電圧の低い素子を用いることができる。

一般に、耐電圧の低いＭＯＳＦＥＴは、オン抵抗が小さい。このため、スイッチング素子Ｑ７２として、耐電圧の低いＭＯＳＦＥＴを用いることにより、スイッチング素子Ｑ７２における電力損失を抑えることができる。例えば、スイッチング素子Ｑ７２のオン抵抗が５ｍΩであれば、３５０ｍＡの駆動電流を迂回させることによるスイッチング素子Ｑ７２での電力損失は、５ｍΩ×（３５０ｍＡ）^２＝約０．６ｍＷに過ぎない。

このように、発光素子ユニット８５２を流れる電流を、電流迂回期間の間、電流迂回回路１７０に迂回させ、発光素子ユニット８５２を流れる電流の平均値を削減することにより、電流迂回回路１７０における電力損失をほぼ０とすることができる。抵抗などを用いて電流を削減する場合と比較して、非常に少ない電力損失で、発光素子ユニット８５２を流れる電流の平均値を削減することができる。

発光素子ユニット８５２の発光素子は、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号の周波数と同じ周波数で点滅するが、ＰＷＭ信号の周波数が十分に高ければ、人間の目には点滅が感知されず、平均電流による連続点灯と同等に見える。例えば、３５０ｍＡの電流を８０％の区間（期間）流した場合と、２８０ｍＡの電流を連続で流した場合とでは、人間が感知する発光出力はほぼ等しい。

なお、矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のデューティ比は、所定の値ではなく、可変できるような構成としてもよい。例えば、電流迂回回路１７０に利用者が操作できる可変抵抗を設け、矩形波生成回路１７１は、可変抵抗の抵抗値に基づいて、生成するＰＷＭ信号のデューティ比を変化させる構成としてもよい。あるいは、利用者が操作するリモコンなどからの信号を矩形波生成回路１７１が入力し、矩形波生成回路１７１は、入力した信号にもとづいて、生成するＰＷＭ信号のデューティ比を変化させる構成としてもよい。これにより、発光素子ユニット８５２の発光出力を変化させることができ、照明装置８００が発する光の色温度を、利用者が所望の色温度とすることができる。
また、矩形波生成回路１７１を設けず、スイッチング素子Ｑ７２をオンオフするＰＷＭ信号を、電源回路１００の外部に設けたコントローラ装置などから入力する構成としてもよい。

この実施の形態における電源回路１００は、第一の駆動電流Ｉ_１で動作する第一の負荷回路（発光素子ユニット８５１）と、上記第一の駆動電流Ｉ_１より小さい第二の駆動電流Ｉ_２で動作する第二の負荷回路（発光素子ユニット８５２）とに対して電力を供給する。
上記電源回路１００は、定電流回路１１０と、電流迂回回路１７０とを有する。
上記定電流回路１１０は、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流Ｉ_１を供給する。
上記電流迂回回路１７０は、上記第二の負荷回路を流れる電流を迂回させる電流迂回期間（オン期間Ｔ_ＯＮ）を設けることにより、上記第二の負荷回路を流れる電流の平均値を削減する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、定電流回路１１０が複数の負荷回路を直列に接続した直列負荷回路に対して第一の駆動電流Ｉ_１を供給し、電流迂回回路１７０が、電流迂回期間の間、複数の負荷回路のうち一部の負荷回路を流れる電流を迂回させることにより、一部の負荷回路を流れる電流の平均値を削減する。したがって、従来と異なり、駆動電流の異なる負荷回路（発光素子ユニット）に対し、各々に定電流駆動回路を設ける必要がない。一つの定電流回路１１０と簡易な回路（電流迂回回路１７０）で構成する電源回路１００によって、駆動電流の異なる複数の負荷回路を同時に駆動できるため、電源回路１００の部品点数を減らすことができ、製造コストを削減し、信頼性を高めることができる。また、電源回路１００の電力効率も向上する。

この実施の形態における電源回路１００において、上記電流迂回回路１７０は、上記第二の負荷回路（発光素子ユニット８５２）と並列に電気接続するスイッチ（スイッチング素子Ｑ７２）を有する。
上記スイッチは、所定の周期Ｔで開閉を繰り返す。

この実施の形態における電源回路１００によれば、スイッチの開閉により、第二の負荷回路を流れる電流を迂回させるので、電流迂回回路１７０における電力損失が少なく、電源回路１００の電力効率を更に向上させることができる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記スイッチ（スイッチング素子Ｑ７２）は、電界効果トランジスタである。

この実施の形態における電源回路１００によれば、ＭＯＳＦＥＴなどの電界効果トランジスタを飽和領域で使用することにより、電力損失を少なくすることができる。
また、第二の負荷回路の動作時における両端電圧が低ければ、第二の負荷回路と並列に電気接続するスイッチは、耐電圧が低いものでよい。耐電圧の低い電解効果トランジスタは、飽和領域におけるオン抵抗が小さいので、電源回路１００の電力損失を更に少なくすることができる。
例えば、第二の負荷回路として、従たる発光出力となる発光素子ユニット８５２を電源回路１００に接続する場合、動作時の両端電圧は、発光素子ユニット８５２の発光素子の順方向降下電圧の合計であり、例えば数Ｖ程度である。耐電圧の低いＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は数ｍΩ程度しかないので、ＭＯＳＦＥＴを流れる電流が数百ｍＡだとした場合、オン状態におけるＭＯＳＦＥＴでの電力損失は、１ｍＷ程度か、それ以下となる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記電流迂回回路１７０は、更に、所定のデューティ比を有するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成する矩形波生成回路１７１を有する。
上記スイッチ（スイッチング素子Ｑ７２）は、上記矩形波生成回路１７１が生成したパルス幅変調信号にしたがって開閉する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、矩形波生成回路１７１が所定のデューティ比を有するパルス幅変調信号を生成し、矩形波生成回路１７１が生成したパルス幅変調信号にしたがってスイッチが開閉するので、スイッチの開閉時間の割合が、矩形波生成回路１７１が生成したパルス幅変調信号のデューティ比に等しくなる。第二の負荷回路を流れる電流の平均値は、第一の負荷回路を流れる電流から、スイッチが閉じている時間の割合に相当する電流を割り引いたものであるから、第一の駆動電流から第二の駆動電流を差し引いた差を第一の駆動電流で割った商を、パルス幅変調信号のデューティ比として設定すれば、第一の負荷回路を流れる電流が第一の駆動電流である場合に、第二の負荷回路を流れる電流の平均値が第二の駆動電流となる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記定電流回路１１０は、スイッチング電源回路（電圧生成回路１１１）を有する。
上記矩形波生成回路１７１は、上記スイッチング電源回路の動作周波数（スイッチング周波数）よりも低い周波数（キャリア周波数）を有するパルス幅変調信号を生成する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、矩形波生成回路１７１が生成するパルス幅変調信号の周波数がスイッチング電源回路の動作周波数よりも低いので、スイッチの開閉に追随して、定電流回路１１０が直列負荷回路に印加する電圧を変化させ、スイッチの開閉状態にかかわらず、常に一定の電流を供給することができる。これにより、電流迂回期間の間は、定電流回路１１０から直列負荷回路に供給される電力自体が小さくなるので、照明装置８００全体としての消費電力を抑えることができる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記定電流回路１１０は、電圧生成回路１１１と、電流検出回路１１２と、制御回路１１４とを有する。
上記電圧生成回路１１１は、上記直列負荷回路に印加する電圧ｖ_０を生成する。
上記電流検出回路１１２は、上記直列負荷回路及び上記第一の負荷回路（発光素子ユニット８５１）のうちいずれかを流れる電流ｉ_１を検出する。
上記制御回路１１４は、上記電流検出回路１１２が検出した電流ｉ_１が所定の電流値（第一の駆動電流Ｉ_１）となるよう、上記電圧生成回路１１１が生成する電圧ｖ_０を制御する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、直列負荷回路または第一の負荷回路を流れる電流ｉ_１を電流検出回路１１２が検出し、検出した電流ｉ_１が所定の電流値となるよう、電圧生成回路１１１が生成する電圧を、制御回路１１４が制御するので、電流迂回期間であるか否かに関わらず、定電流回路１１０が直列負荷回路に対して常に一定の電流を供給することができる。これにより、電流迂回期間の間は、定電流回路１１０から直列負荷回路に供給される電力自体が小さくなるので、照明装置８００全体としての消費電力を抑えることができる。

この実施の形態における照明装置８００は、上記電源回路１００と、第一の発光素子ユニット８５１と、第二の発光素子ユニット８５２とを有する。
上記第一の発光素子ユニット８５１は、一または直列に電気接続された複数の第一の発光素子（発光ダイオード）を有し、上記第一の負荷回路として上記電源回路１００に電気接続される。
上記第一の発光素子は、上記第一の駆動電流Ｉ_１により発光する。
上記第二の発光素子ユニット８５２は、一または直列に電気接続された複数の第二の発光素子（発光ダイオード）を有し、上記第二の負荷回路として上記電源回路１００に電気接続される。
上記第二の発光素子は、上記第二の駆動電流Ｉ_２により発光する。

この実施の形態における照明装置８００によれば、駆動電流が異なる複数の発光素子ユニット８５１，８５２の発光素子を発光させるので、演色性が高く、所望の色温度を有する光を発することができる。

また、照明装置８００は、駆動電流の異なる複数種類の発光素子（例えば、純白色の発光ダイオードと、赤色もしくは緑色の発光ダイオードなど）を組み合わせて用いることにより、電球色（光源色）すなわち純白色よりもやや低い所望の色温度の光を発することができる。
複数の発光素子を駆動電流ごとに分け、駆動電流が同じ同種の発光素子ごとに直列に接続して複数の負荷回路を構成する。

一般的に、複数の負荷回路ごとに駆動回路（電源回路）を接続する構成の場合、駆動回路として、安価な抵抗器や、半導体の活性領域の制御特性を利用した回路を用いると、駆動回路の効率が低下する。また、駆動回路として、比較的効率のよいスイッチモードの回路方式、例えば、フライバックコンバータなどのＤＣ／ＤＣコンバータを使用すると、製造コストが高くなるとともに、部品点数の増加に伴い、信頼性が低くなる。また、高効率かつ小電力のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することは難しく、電気効率が低下する。

複数の発光素子ユニットを並列に接続する構成において、定電流駆動用ＤＣ／ＤＣコンバータを複数設けるのではなく、一つのＤＣ／ＤＣコンバータの出力から、電流制限用の抵抗を用いて、出力を分離して、一部の発光素子ユニットに電流を供給する構成も考えられるが、その構成の場合、電流制限用の抵抗の両端電圧が高くなるので、電流制限用の抵抗における電力損失が大きくなり、駆動回路（電源回路）の電力効率が低下する。

これに対し、この実施の形態における電源回路１００は、定電流回路１１０が、複数の負荷回路すべてを直列に接続した回路に対して電流を供給し、電流迂回回路１７０が、複数の負荷回路のうち一部の負荷回路を流れる電流を迂回させる電流迂回期間を設けることにより、一部の負荷回路を流れる電流の平均値を削減する。電流迂回回路１７０は、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子を飽和領域で使用し、ＰＷＭ信号でスイッチング駆動することにより、電力損失を小さくできる。
このため、駆動電流の異なる複数の負荷回路（発光素子ユニット）を同時に駆動する際に、従来のように、各々に定電流駆動回路を用いる構成や、共通の電源回路から各々に電流制限を行いながら電力を供給する構成を取る必要がない。このような従来の構成に比べて、この実施の形態における電源回路１００は、一つの定電流駆動回路（定電流回路１１０）と簡易な回路（電流迂回回路１７０）のみで構成するため、電力損失を抑え、電力効率を向上させることができる。
このように、一つの定電流駆動回路（定電流回路１１０）と簡易な回路（電流迂回回路１７０）で構成する電源回路１００は、従来に比べて、部品点数が減るため、製造コストが低く、小型にすることができ、信頼性を高くなる。

この実施の形態における照明装置８００によれば、簡易な電源回路１００（定電流回路１１０と電流迂回回路１７０により構成）にて駆動電流の異なる複数の発光ダイオードを駆動することができる。
また、部品点数を削減できるので、部品コストを安くし、部品の実装コストを安くし、回路規模を小型化することができる。駆動する発光素子の種類や数量を増やした場合でも、駆動回路のコストの増加を抑制することができる。
また、回路を簡潔に構成することにより、部品点数を削減できるので、信頼性を向上できる。
定電流駆動回路を複数設ける必要がなく、一つの定電流駆動回路と簡易な回路とで電源回路１００を構成できるので、電力損失が減少し、電気効率の向上を図ることができる。
第一の駆動電流から発光素子ユニット８５２が必要とする電流を差し引いた余分な電流（第一の駆動電流と第二の駆動電流の差分の電流）を電流迂回回路１７０が一定の周期毎に一定の割合で電流を迂回させるので損失が小さくできる。更に、半導体素子を飽和領域で使用し、ＰＷＭ信号でスイッチング駆動することにより、電力損失を一層減らすことにより、電源回路１００の電力効率を向上させることができる。
また、小出力の従となる発光出力用に小容量で高効率の定電流駆動用ＤＣ／ＤＣコンバータを構成することは難しいが、以上説明した電流迂回回路１７０は、構成が簡易であり、電気効率が向上し、省エネルギーに寄与できる。
特に、発光素子ユニット８５１を構成する発光素子の数が多く、発光素子ユニット８５２を構成する発光素子の数が少ない場合に、電力効率がより一層向上する。
また、従来のように各々に定電流駆動回路を設ける場合と比較して、スイッチング動作を行う定電流駆動用ＤＣ／ＤＣコンバータの数が減ることにより、ノイズが減少する。

なお、発光素子ユニット８５１，８５２の発光素子は、白色発光ダイオードや赤色発光ダイオードに限らず、他の色の発光ダイオードでもよいし、有機ＥＬ素子など他の種類の発光素子であってもよい。また、１つの発光素子ユニットを構成する発光素子の数は、任意の数でよい。また、複数の発光素子ユニットの接続順序は、任意の順序でよい。１つの発光素子ユニットには、駆動電流が同じであれば、異なる種類の発光素子が混在してもよい。
また、発光素子ユニットの数は、３以上であってもよい。その場合、電流の平均値を削減したい発光素子ユニットごとに電流迂回回路１７０を設けてもよいし、電流の平均値を削減したい複数の発光素子ユニットに対して１つの電流迂回回路１７０を設け、更に電流の平均値を削減したい発光素子ユニットに対して個別に電流迂回回路１７０を設ける構成であってもよい。

上記電流検出回路１１２は、例えば、可変抵抗器であってもよい。これにより、主たる発光出力を得る発光ダイオードや従たる発光出力を得る発光ダイオードの輝度を変化させることができ、発光出力の組み合わせを変えることにより色温度を変化させることができる。
矩形波生成回路１７１が生成するＰＷＭ信号のオンオフ割合（ＰＷＭ信号のデューティ比）を変化させることで、発光素子ユニット８５２の輝度を調整でき、組み合わせた発光出力の色温度、明るさを調整できる。また、ＰＷＭ信号を外部から入力する構成としてもよい。
あるいは、上記電流検出回路１１２及び上記電流迂回回路１７０は、電流を制御する半導体素子や回路であってもよい。
また、差動増幅器Ａ４２は、積分器などによって構成してもよい。
電圧生成回路１１１は、フォワードコンバータなどフライバックコンバータ以外の絶縁型スイッチング電源回路であってもよいし、バックコンバータやブーストコンバータなど非絶縁型スイッチング電源回路であってもよい。

以上説明した電源回路１００によれば、一つの電源回路１００で駆動電流の異なる発光素子ユニット８５１，８５２を同時に駆動することができるので、電源回路１００の電力効率が向上する。
電流迂回回路１７０は、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子で構成され、その半導体素子を飽和領域で使用し、その半導体素子をＰＷＭ信号でスイッチング駆動することにより、電力損失を小さくしつつ、第二の負荷回路に流れる電流の平均値を制御することができる。
上記定電流回路１１０は、上記トランスＴ６０の一次巻線Ｌ６３から二次巻線Ｌ６１へ電力を供給し、直列負荷回路に印加する電圧を生成できる。
上記定電流回路１１０は、電流検出回路１１２が検出する電流が所望の電流値（第一の駆動電流）となるよう、電圧生成回路１１１を制御回路１１４が制御することで、定電流回路１１０は直列負荷回路を定電流駆動することができる。
上記定電流回路１１０は、スイッチング周波数がＰＷＭ信号のキャリア周波数より高いので、ＰＷＭ信号のオンオフ割合に追従して、電圧生成回路１１１の出力電圧を変化させることで、直列負荷回路へ定電流を常に流すことが可能になる。よって、各発光素子ユニットを所望の明るさで発光させることができる。
照明装置８００は、上記電源回路１００を使用し、一つの電源で、駆動電流の異なる複数の発光素子ユニットを、同時に、各々異なる駆動電流で発光させることができる。

実施の形態２．
実施の形態２について、図４を用いて説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図４は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図である。
電源回路１００は、実施の形態１で説明した構成に加えて、更に、電圧検出回路１１３を有する。

電圧検出回路１１３は、発光素子ユニット８５１に直列負荷回路に並列に電気接続されている。なお、電圧検出回路１１３は、発光素子ユニット８５１ではなく、直列負荷回路あるいは発光素子ユニット８５２に並列に電気接続されていてもよい。電圧検出回路１１３が並列に電気接続されている負荷回路を、電圧検出対象回路と呼ぶ。電圧検出回路１１３は、電圧検出対象回路の両端電圧を検出する。
電圧検出回路１１３は、例えば、抵抗Ｒ３１であり、両端電圧と相関した電流が流れる。電圧検出回路１１３の電圧電流特性は、抵抗のように、両端電圧に比例した電流が流れるものであってもよいし、両端電圧が所定の閾値以下の場合は、ほとんど電流が流れず、両端電圧が閾値を超えた場合に、電流が流れる特性であってもよい。電圧検出回路１１３を流れる電流を、電圧検出電流と呼ぶ。

電流検出回路１１２は、電流検出対象回路を流れる電流と、電圧検出回路１１３を流れる電圧検出電流とを合わせた電流を検出する。

周囲温度の低下などにより、発光素子ユニット８５１，８５２の順方向電圧が上昇すると、電流検出回路１１２が検出する電流が減少する。制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧を上昇させる。電圧検出回路１１３が検出する電圧が高くなるので、電圧検出回路１１３を流れる電圧検出電流が増える。電流検出回路１１２が検出する電流が目標電流値になったとき、電流検出対象回路を流れる電流は、電圧検出回路１１３を流れる電圧検出電流の増加分だけ少なくなる。
すなわち、制御回路１１４は、電圧検出回路１１３が検出した電圧が所定の電圧値以下となる範囲内で、電流検出回路１１２が検出した電流が所定の電流値となるよう、電圧生成回路１１１を制御する。

発光素子ユニット８５１，８５２の順方向電圧が上昇したので、流れる電流値が同じなら、発光素子ユニット８５１，８５２における消費電力が増加する。電圧検出回路１１３の働きにより、発光素子ユニット８５１，８５２を流れる電流が少なくなるので、発光素子ユニット８５１，８５２における消費電力の増加を抑制することができる。

また、発光素子ユニット８５１，８５２が断線故障した場合など、電圧生成回路１１１が生成する電圧をいくら高くしても、電流検出対象回路を流れる電流が、目標電流値にならない場合がある。そのような場合も、電圧検出回路１１３を流れる電流が増加することにより、合計電流が目標電流値に達すれば、制御回路１１４は、電圧生成回路１１１が生成する電圧をそれ以上上昇させない。このため、過電圧による電源回路１００や発光素子ユニット８５１，８５２の故障を防ぎ、信頼性を向上することができる。

この実施の形態における電源回路１００において、定電流回路１１０は、電圧生成回路１１１と、電流検出回路１１２と、電圧検出回路１１３と、制御回路１１４とを有する。
上記電圧生成回路１１１は、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成する。
上記電流検出回路１１２は、上記第一の負荷回路（発光素子ユニット８５１）、及び、上記第二の負荷回路（発光素子ユニット８５２）のうちのいずれかを電流検出対象回路とし、上記電流検出対象回路を流れる電流を検出する。
上記電圧検出回路１１３は、上記第一の負荷回路（発光素子ユニット８５１）、及び、上記第二の負荷回路（発光素子ユニット８５２）、及び、上記直列負荷回路のうちのいずれかを電圧検出対象回路とし、上記電圧検出対象回路の両端に発生する電圧を検出する。
上記制御回路１１４は、上記電圧検出回路１１３が検出した電圧が所定の電圧値以下となる範囲内で、上記電流検出回路１１２が検出した電流が所定の電流値となるよう、上記電圧生成回路１１１を制御する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、負荷回路の電圧電流特性の変化による消費電力の上昇を抑えることができ、また、負荷回路の故障などにより過電圧が発生するのを防ぐことができる。

１００電源回路、１１０定電流回路、１１１電圧生成回路、１１２電流検出回路、１１３電圧検出回路、１１４制御回路、１４５制御ＩＣ、１７０電流迂回回路、１７１矩形波生成回路、８００照明装置、８５１，８５２発光素子ユニット、Ａ４２差動増幅器、Ｃ１１入力コンデンサ、Ｃ１４平滑コンデンサ、Ｄ１３整流素子、Ｌ６１二次巻線、Ｌ６３一次巻線、ＰＣフォトカプラ、Ｑ１２，Ｑ７２スイッチング素子、Ｒ２１，Ｒ３１抵抗、Ｔ６０トランス、Ｖ４１基準電圧源。

Claims

第一の駆動電流で動作する第一の負荷回路と、上記第一の駆動電流より小さい第二の駆動電流で動作する第二の負荷回路とに対して電力を供給する電源回路において、
定電流回路と、電流迂回回路とを有し、
上記定電流回路は、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流を供給し、
上記電流迂回回路は、上記第二の負荷回路を流れる電流を迂回させる電流迂回期間を設けることにより、上記第二の負荷回路を流れる電流の平均値を削減することを特徴とする電源回路。
上記電流迂回回路は、上記第二の負荷回路と並列に電気接続するスイッチを有し、
上記スイッチは、所定の周期で開閉を繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
上記スイッチは、電界効果トランジスタと、半導体素子とのうちいずれかであることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
上記電流迂回回路は、更に、所定のデューティ比を有するパルス幅変調信号を生成する矩形波生成回路を有し、
上記スイッチは、上記矩形波生成回路が生成したパルス幅変調信号にしたがって開閉することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電源回路。
上記定電流回路は、スイッチング電源回路を有し、
上記矩形波生成回路は、上記スイッチング電源回路の動作周波数よりも低い周波数を有するパルス幅変調信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電源回路。
上記定電流回路は、電圧生成回路と、電流検出回路と、制御回路とを有し、
上記電圧生成回路は、上記直列負荷回路に印加する電圧を生成し、
上記電流検出回路は、上記直列負荷回路及び上記第一の負荷回路のうちいずれかを流れる電流を検出し、
上記制御回路は、上記電流検出回路が検出した電流が所定の電流値となるよう、上記電圧生成回路が生成する電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電源回路。
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電源回路と、第一の発光素子ユニットと、第二の発光素子ユニットとを有し、
上記第一の発光素子ユニットは、一または直列に電気接続された複数の第一の発光素子を有し、上記第一の負荷回路として上記電源回路に電気接続され、
上記第一の発光素子は、上記第一の駆動電流により発光し、
上記第二の発光素子ユニットは、一または直列に電気接続された複数の第二の発光素子を有し、上記第二の負荷回路として上記電源回路に電気接続され、
上記第二の発光素子は、上記第二の駆動電流により発光することを特徴とする照明装置。