JP2010246011A - A/d converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アナログ入力電圧の大きさに応じた遅延時間でパルス信号を遅延させるパルス遅延回路を用いてアナログ入力電圧をデジタル値に変換するA/D変換装置に関する。 The present invention relates to an A / D converter that converts an analog input voltage into a digital value using a pulse delay circuit that delays a pulse signal by a delay time corresponding to the magnitude of the analog input voltage.
従来、簡単な構成で高分解能のデジタル値が得られるA/D変換装置として、図9に示すものが知られている(特許文献1参照)。図9に示すA/D変換装置400において、パルス遅延回路11は、それぞれが各種ゲート回路からなる複数の遅延ユニット(NAND1,BUF1,・・・,BUF15)をリング状に接続した構成を有している。各遅延ユニットの電源電圧として、A/D変換の対象となるアナログ入力電圧Vinが供給される。
2. Description of the Related Art Conventionally, an A / D conversion apparatus that can obtain a high-resolution digital value with a simple configuration is known as shown in FIG. 9 (see Patent Document 1). In the A /
このパルス遅延回路11にサンプリングパルス(SP)が入力されると、SPは、電源電圧に応じた遅延時間をかけて各遅延ユニットを順次通過し、パルス遅延回路11内を周回する。SPが通過した遅延ユニットの段数は、各遅延ユニットの遅延時間、すなわち、電源電圧として供給されたアナログ入力電圧Vinによって決まる。パルス通過段数検出回路21は、この通過段数(および周回数)を検出する。
When a sampling pulse (SP) is input to the
演算出力回路31は、SPの入力が開始してからサンプリング時間が経過した後にラッチパルス(LP)が入力されるタイミングで、パルス通過段数検出回路21による通過段数の検出結果を取り込む。さらに、演算出力回路31は、その通過段数をエンコードした値を、A/D変換後のデジタル値(out)として出力する。
The
上記のA/D変換装置400では、アナログ入力電圧Vinが所定の入力電圧範囲(Vmin〜Vmax)にある場合、図10の実線L10が示すように、Vinとoutの関係が線形となる。
In the A /
しかしながら、上記のA/D変換装置400では、温度等の環境要因や、素子の種類、素子のバラツキ等により、遅延ユニットの遅延時間が変動し、図10の破線L11が示すように、入出力特性の傾き(=分解能)が大きく変動してしまい、安定した結果を得られないという問題がある。
However, in the A /
具体的に説明すると、入出力特性が図10の実線L10で表される場合、所定の電圧範囲(Vmin〜Vmax)に対するA/D変換結果がとりうる範囲はΔout0となる。一方、入出力特性が図10の破線L11で表される場合、所定の電圧範囲(Vmin〜Vmax)に対するA/D変換結果がとりうる範囲はΔout1となる。ただし、サンプリング時間は同一とする。Vmin〜Vmaxにおける実線L10と破線L11の傾きが異なるため、図10に示すように、同一電圧範囲(Vmin〜Vmax)に対するA/D変換結果の範囲であるΔout0とΔout1が異なってしまう。このため、安定したA/D変換結果が得られなくなる。 More specifically, when the input / output characteristics are represented by a solid line L10 in FIG. 10, the range that can be taken by the A / D conversion result for a predetermined voltage range (Vmin to Vmax) is Δout0. On the other hand, when the input / output characteristics are represented by the broken line L11 in FIG. 10, the range that the A / D conversion result can take for a predetermined voltage range (Vmin to Vmax) is Δout1. However, the sampling time is the same. Since the slopes of the solid line L10 and the broken line L11 in Vmin to Vmax are different, as shown in FIG. 10, Δout0 and Δout1 which are A / D conversion result ranges for the same voltage range (Vmin to Vmax) are different. For this reason, a stable A / D conversion result cannot be obtained.
また、図10の破線L12が示すように、入出力特性の直線部をVin=0[V]の位置まで伸ばしても、出力outは0[段]にならず、切片bが残ってしまう。つまり、Vinとoutの関係は、比例ではなく一次関数で表される関係となる。このため、上記のA/D変換装置では、A/D変換の結果をそのまま演算に用いると、切片bが誤差要因となることがある。 Further, as indicated by the broken line L12 in FIG. 10, even if the linear portion of the input / output characteristics is extended to the position of Vin = 0 [V], the output out does not become 0 [stage], and the intercept b remains. That is, the relationship between Vin and out is not proportional but is represented by a linear function. For this reason, in the above A / D conversion apparatus, if the result of A / D conversion is directly used for calculation, the intercept b may be an error factor.
例えば、入出力特性がout=Vin×a+bという一次関数で表される場合に、Vinが2[V]の時の出力out2と、Vinが1[V]の時の出力out1との比を演算すると、以下の(1)式となる。
out2/out1=(2a+b)/(a+b)≠2 ・・・(1)
すなわち、A/D変換前の比(=2)と、A/D変換後の比が一致しなくなる。また、切片bは、温度等の環境要因によって大きく変動することから、精度劣化の原因にもなっている。
For example, when the input / output characteristics are expressed by a linear function out = Vin × a + b, the ratio of the output out2 when Vin is 2 [V] and the output out1 when Vin is 1 [V] is calculated. Then, the following equation (1) is obtained.
out2 / out1 = (2a + b) / (a + b) ≠ 2 (1)
That is, the ratio before A / D conversion (= 2) does not match the ratio after A / D conversion. In addition, the intercept b largely fluctuates due to environmental factors such as temperature, which causes deterioration in accuracy.
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであって、入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えると共に、原点基準の入出力特性(A/D変換の対象となる電圧が0の時に出力も0となる特性)を有するA/D変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described problem, and suppresses fluctuations in the slope (resolution) of the input / output characteristics, and at the same time the input / output characteristics based on the origin (the voltage to be subjected to A / D conversion is 0). An object of the present invention is to provide an A / D converter having a characteristic that the output sometimes becomes zero.
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、アナログ入力電圧をデジタル値に変換するA/D変換装置であって、第1のタイミングで第1のパルス信号が入力され、第1のアナログ電圧の大きさに応じた遅延時間で該第1のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第1のパルス遅延回路と、前記第1のパルス信号が前記第1のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第1の段数を検出する第1のパルス通過段数検出回路と、前記第1のタイミングと同一の第2のタイミングで第2のパルス信号が入力され、前記第1のアナログ電圧と異なる第2のアナログ電圧の大きさに応じた遅延時間で該第2のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第2のパルス遅延回路と、前記第2のパルス信号が前記第2のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第2の段数を検出する第2のパルス通過段数検出回路と、前記第1の段数と前記第2の段数との差が所定の段数となるタイミングを示すタイミング信号を出力するタイミング出力回路と、前記アナログ入力電圧の電圧レベルを前記第1のアナログ電圧のレベルだけシフトさせたレベルシフト電圧を出力するレベルシフト回路と、前記第1のタイミングおよび前記第2のタイミングと同一のタイミングで第3のパルス信号が入力され、前記レベルシフト電圧の大きさに応じた遅延時間で該第3のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第3のパルス遅延回路と、前記第3のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第3の段数を検出する第3のパルス通過段数検出回路と、前記タイミング信号が示すタイミングで検出された前記第3の段数と前記第1の段数との差に関する情報を演算し、当該演算の結果を、前記アナログ入力電圧に対応する前記デジタル値として出力する出力回路と、を有するA/D変換装置である。 The present invention has been made to solve the above-described problem, and is an A / D converter that converts an analog input voltage into a digital value. A first pulse signal is input at a first timing. A first pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying the first pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of one analog voltage are connected; and the first pulse signal is the first pulse delay A first pulse passing stage number detection circuit that detects a first stage number that has passed through a delay unit in the circuit; and a second pulse signal that is input at a second timing that is the same as the first timing; A second pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying the second pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the second analog voltage different from the second analog voltage is connected, and the second pulse signal Above And a timing at which a difference between the first stage number and the second stage number becomes a predetermined stage number, and a second pulse passing stage number detection circuit that detects the second stage number that has passed through the delay unit in the two pulse delay circuits. A timing output circuit that outputs a timing signal indicating the level, a level shift circuit that outputs a level shift voltage obtained by shifting the voltage level of the analog input voltage by the level of the first analog voltage, the first timing, and the A third pulse signal is input at the same timing as the second timing, and a third stage in which delay units for delaying the third pulse signal by a delay time corresponding to the magnitude of the level shift voltage are connected in a third stage. A pulse delay circuit and a third pulse for detecting a third stage number of the third pulse signal having passed through a delay unit in the third pulse delay circuit; An information on the difference between the third stage number detected at the timing indicated by the timing signal and the third stage number and the first stage number is calculated, and the result of the calculation corresponds to the analog input voltage. And an output circuit that outputs a digital value.
また、本発明のA/D変換装置は、前記タイミング信号が示すタイミングに対応するサンプリング時間を記憶するメモリ回路をさらに有し、前記第3のパルス遅延回路はさらに、前記第1のタイミング、前記第2のタイミング、および前記第3のタイミングよりも後の第4のタイミングで第4のパルス信号が入力され、前記第3のパルス通過段数検出回路はさらに、前記第4のパルス信号が入力されてから、前記メモリ回路に記憶された前記サンプリング時間が経過したタイミングで、前記第4のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第4の段数を検出し、前記出力回路はさらに、前記第4の段数と前記第1の段数との差に関する情報を演算し、当該演算の結果を、前記アナログ入力電圧に対応する前記デジタル値として出力する。 In addition, the A / D conversion device of the present invention further includes a memory circuit that stores a sampling time corresponding to the timing indicated by the timing signal, and the third pulse delay circuit further includes the first timing, The fourth pulse signal is input at the second timing and the fourth timing after the third timing, and the fourth pulse signal is further input to the third pulse passage stage number detection circuit. At a timing when the sampling time stored in the memory circuit has elapsed, a fourth stage number at which the fourth pulse signal has passed through a delay unit in the third pulse delay circuit is detected, and the output The circuit further calculates information related to the difference between the fourth stage number and the first stage number, and the result of the calculation is calculated as the digital input voltage corresponding to the analog input voltage. And outputs it as a value.
また、本発明のA/D変換装置は、前記メモリ回路に前記サンプリング時間が記憶された後、前記第1のパルス遅延回路または/および前記第2のパルス遅延回路の動作を停止させる制御部をさらに有する。 The A / D converter according to the present invention further includes a control unit that stops the operation of the first pulse delay circuit or / and the second pulse delay circuit after the sampling time is stored in the memory circuit. Also have.
本発明のA/D変換装置は、第1のアナログ電圧に応じた第1の段数と、第2のアナログ電圧に応じた第2の段数との差が所定の段数となるタイミングで、レベルシフト電圧に応じた第3の段数を検出する。このように、所定の電圧範囲に対するA/D変換結果が一定となる条件で第3の段数を検出するので、本発明のA/D変換装置によれば、入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えることができる。 The A / D converter according to the present invention shifts the level at a timing when the difference between the first stage number corresponding to the first analog voltage and the second stage number corresponding to the second analog voltage becomes a predetermined number of stages. A third stage number corresponding to the voltage is detected. As described above, since the third stage number is detected under the condition that the A / D conversion result with respect to the predetermined voltage range is constant, according to the A / D conversion device of the present invention, the slope (resolution) of the input / output characteristics is reduced. Variation can be suppressed.
また、本発明のA/D変換装置は、第1の段数と第3の段数との差に関する情報を演算し、当該演算の結果を、アナログ入力電圧に対応するデジタル値として出力する。アナログ入力電圧が第1のアナログ電圧のときに第1の段数と第3の段数との差は0になるので、本発明のA/D変換装置によれば、入出力特性を原点基準とすることができる。 The A / D converter according to the present invention calculates information regarding the difference between the first stage number and the third stage number, and outputs the result of the calculation as a digital value corresponding to the analog input voltage. Since the difference between the first stage number and the third stage number is 0 when the analog input voltage is the first analog voltage, according to the A / D converter of the present invention, the input / output characteristics are used as the origin reference. be able to.
以下、図面を参照し、本発明の実施形態を説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<第1の実施形態>
まず、本発明の第1の実施形態を説明する。図1は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示している。図1において、A/D変換装置100は、パルス遅延回路11,12,13と、パルス通過段数検出回路21,22,23と、演算出力回路31と、タイミング出力回路41と、レベルシフト回路51から構成される。
<First Embodiment>
First, a first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 shows the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. In FIG. 1, an A /
パルス遅延回路11は、Vin(アナログ入力電圧)+Vmin(Vinのとりうる電圧範囲の最小値)の大きさに応じた遅延時間でサンプリングパルス(SP)を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した構成を有する。パルス遅延回路12は、Vinのとりうる電圧範囲の最大値(Vmax)の大きさに応じた遅延時間でSPを遅延させる遅延ユニットを複数段接続した構成を有する。パルス遅延回路13は、Vinのとりうる電圧範囲の最小値(Vmin)の大きさに応じた遅延時間でSPを遅延させる遅延ユニットを複数段接続した構成を有する。
The
パルス通過段数検出回路21は、SPがパルス遅延回路11内の遅延ユニットを通過した段数を検出する。パルス通過段数検出回路22は、SPがパルス遅延回路12内の遅延ユニットを通過した段数を検出する。パルス通過段数検出回路23は、SPがパルス遅延回路13内の遅延ユニットを通過した段数を検出する。
The pulse passage stage
タイミング出力回路41は、パルス通過段数検出回路22とパルス通過段数検出回路23の出力信号に基づきラッチパルス(LP2)を生成し、演算出力回路31に出力する。演算出力回路31は、LP2に基づいて、パルス通過段数検出回路21とパルス通過段数検出回路23の出力信号をラッチし、各出力信号を演算して、Vinに対応するデジタル値(out)を出力する。レベルシフト回路51は、VinとVminを加算した電圧(Vin+Vmin)を出力する。
The
以下、パルス遅延回路11の詳細な構成を説明する。パルス遅延回路11は、電源電圧に応じた遅延量を入力信号に与える16段の遅延ユニットがリング状に接続された構成を有し、この構成によりSPを周回させるリングディレイライン(RDL)である。初段の遅延ユニットNANDは2つの入力端子を有し、一方の入力端子にSPが入力され、もう一方の入力端子に16段目の遅延ユニットBUF15の出力が入力される。遅延ユニットNANDは、パルス遅延回路11が動作している時は常に16段目の遅延ユニットBUF15の出力の論理を反転する。
Hereinafter, a detailed configuration of the
また、2段目の遅延ユニットBUF1から16段目の遅延ユニットBUF15までの各遅延ユニットは、入力端子に入力された値を出力端子に出力するゲート回路(例えば、NOTゲートを2段接続したバッファ回路)である。各遅延ユニット(NAND1,BUF1,・・・,BUF15)には、Vin+Vminが電源電圧として印加される。各遅延ユニットは、それぞれ前段の遅延ユニットから入力されたSPを、電源電圧(Vin+Vmin)の電圧レベルに応じた遅延時間だけ遅延させて次段の遅延ユニットに出力する。リング状に接続された各遅延ユニットが同様に動作し、SPが前段から後段の遅延ユニットへ順次伝達されることにより、SPがパルス遅延回路11内を周回する。
Each delay unit from the second-stage delay unit BUF1 to the sixteenth-stage delay unit BUF15 has a gate circuit that outputs the value input to the input terminal to the output terminal (for example, a buffer in which two stages of NOT gates are connected). Circuit). Vin + Vmin is applied as a power supply voltage to each delay unit (NAND1, BUF1,..., BUF15). Each delay unit delays the SP input from the preceding delay unit by a delay time corresponding to the voltage level of the power supply voltage (Vin + Vmin) and outputs the delayed SP to the subsequent delay unit. Each delay unit connected in a ring shape operates in the same manner, and the SP is sequentially transmitted from the preceding stage to the subsequent delay unit, so that the SP circulates in the
SPがパルス遅延回路11内を周回する過程を具体的に説明すると次の通りである。初段の遅延ユニットNANDの一方の入力端子にSPが入力されていない時(SPが“L”レベルの時)、遅延ユニットNANDの出力端子のレベルは、もう一方の入力端子の入力によらず、“H”レベルになる。2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子のレベルも、“H”レベルになる。
The process in which the SP circulates in the
続いて、初段の遅延ユニットNANDの一方の入力端子にSPが入力される(SPが“H”レベルになる)。遅延ユニットNANDのもう一方の入力端子のレベルは、最終段の遅延ユニットBUF15から出力されたSPにより“H”レベルとなっているため、遅延ユニットNANDの出力端子のレベルは、電源電圧(Vin+Vmin)の電圧レベルに応じた遅延時間をかけて“L”レベルに切り替わる。2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子のレベルも、電源電圧(Vin+Vmin)の電圧レベルに応じた遅延時間をかけて順次“L”レベルに切り替わる。 Subsequently, SP is input to one input terminal of the first-stage delay unit NAND (SP becomes “H” level). Since the level of the other input terminal of the delay unit NAND is “H” level by the SP output from the delay unit BUF15 in the final stage, the level of the output terminal of the delay unit NAND is the power supply voltage (Vin + Vmin). It switches to the “L” level with a delay time corresponding to the voltage level. The level of the output terminal of each delay unit after the second-stage delay unit BUF1 is also sequentially switched to the “L” level with a delay time corresponding to the voltage level of the power supply voltage (Vin + Vmin).
最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子のレベルが“L”レベルに切り替わると、初段の遅延ユニットNANDの出力端子のレベルは、電源電圧(Vin+Vmin)の電圧レベルに応じた遅延時間をかけて“H”レベルに切り替わる。2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子のレベルも、電源電圧(Vin+Vmin)の電圧レベルに応じた遅延時間をかけて順次“H”レベルに切り替わる。 When the level of the output terminal of the last-stage delay unit BUF15 is switched to the “L” level, the level of the output terminal of the first-stage delay unit NAND is “H” over a delay time corresponding to the voltage level of the power supply voltage (Vin + Vmin). “Switch to level. The level of the output terminal of each delay unit after the second-stage delay unit BUF1 is also sequentially switched to the “H” level with a delay time corresponding to the voltage level of the power supply voltage (Vin + Vmin).
最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子のレベルが“H”レベルに切り替わると、次の周回では初段の遅延ユニットNANDから順に出力端子のレベルが“L”レベルに切り替わる。以降、SPが入力されている間、最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子のレベルが切り替わるごとに初段の遅延ユニットNANDから順次出力端子のレベルが逆のレベルに切り替わるという動作が繰り返し行われる。この結果、SPがパルス遅延回路11内を周回し続ける。
When the level of the output terminal of the final delay unit BUF15 is switched to the “H” level, the level of the output terminal is switched to the “L” level in order from the first delay unit NAND in the next round. Thereafter, while the SP is being input, an operation in which the level of the output terminal is sequentially switched from the first delay unit NAND to the opposite level every time the level of the output terminal of the delay unit BUF15 of the final stage is switched is repeated. As a result, the SP continues to circulate in the
各遅延ユニットの入力端子のレベルが切り替わってから出力端子のレベルが切り替わるまでに要する時間は、各遅延ユニットの電源電圧であるVin+Vminに応じた遅延時間となる。このため、ある所定の時間内にSPが通過する遅延ユニットの段数は、アナログ電圧(Vin+Vmin)に依存することとなる。 The time required from when the level of the input terminal of each delay unit is switched to when the level of the output terminal is switched is a delay time corresponding to Vin + Vmin which is the power supply voltage of each delay unit. For this reason, the number of stages of the delay unit through which the SP passes within a predetermined time depends on the analog voltage (Vin + Vmin).
パルス通過段数検出回路21は、SPがパルス遅延回路11内の遅延ユニットを通過した段数を検出する回路である。パルス通過段数検出回路21には、パルス遅延回路12内の各遅延ユニットの出力信号が入力される。
The pulse passage stage
パルス通過段数検出回路21は、パルス遅延回路11内の16段目の遅延ユニットBUF15の出力端子のレベルが“H”レベルから“L”レベル、または“L”レベルから“H”レベルに切り替わる回数をカウンタがカウントした結果を8ビットのカウント値として出力する。また、パルス通過段数検出回路21は、パルス遅延回路11の16段の各遅延ユニットの出力端子のレベルがそれぞれ“H”レベルまたは“L”レベルとなっている状態を表す16ビットのデータを出力する。
The pulse passing stage
パルス通過段数検出回路21から出力される上記の8ビットのカウント値と16ビットのデータは、SPがパルス遅延回路11内を何周周回して何段目の遅延ユニットまで進んだかを示している。例えば、上記カウント値が4回であり、5段目の遅延ユニットBUF4の出力が“L”レベル、6段目の遅延ユニットBUF5の出力が“H”レベルであった場合、SPが遅延ユニットを通過した段数は、16段×4回+5段=69段となる。
The above 8-bit count value and 16-bit data output from the pulse passage stage
以上のように、パルス通過段数検出回路21は、アナログ電圧(Vin+Vmin)が電源電圧として印加された遅延ユニットで構成されたパルス遅延回路11をSPが通過した段数を8ビット+16ビットのデジタル信号で出力する。
As described above, the pulse passing stage
なお、パルス遅延回路12、パルス通過段数検出回路22の構成はそれぞれ、上記のパルス遅延回路11、パルス通過段数検出回路21の構成と同じである。パルス通過段数検出回路22は、アナログ電圧(Vmax)が電源電圧として印加された遅延ユニットで構成されたパルス遅延回路12をSPが通過した段数を8ビット+16ビットのデジタル信号で出力する。
The configurations of the
また、パルス遅延回路13、パルス通過段数検出回路23の構成もそれぞれ、上記のパルス遅延回路11、パルス通過段数検出回路21の構成と同じである。パルス通過段数検出回路23は、アナログ電圧(Vmin)が電源電圧として印加された遅延ユニットで構成されたパルス遅延回路13をSPが通過した段数を8ビット+16ビットのデジタル信号で出力する。
The configurations of the
次に、A/D変換装置100の処理手順について、図2を用いて説明する。まず、パルス遅延回路11,12,13に同時にSPが入力される(SPのレベルが“L”レベルから“H”レベルに切り替わる)(ステップS1)。SPは、パルス遅延回路11,12,13内を、それぞれ異なる遅延時間(パルス遅延回路11内はVin+Vminに基づく遅延時間、パルス遅延回路12内はVmaxに基づく遅延時間、パルス遅延回路13内はVminに基づく遅延時間)で周回を開始する(ステップS2)。パルス通過段数検出回路21,22,23は、SPがそれぞれの遅延ユニットを通過する段数を検出する(ステップS3)。
Next, the processing procedure of the A /
ここで、SPがパルス遅延回路12内の遅延ユニットを通過する段数をCmaxとし、SPがパルス遅延回路13内の遅延ユニットを通過する段数をCminとし、あらかじめ定められた所定の段数をΔoutとする。タイミング出力回路41は、CmaxとCminの差がΔoutを超えたタイミング、つまり以下の(2)式の条件を満たしたタイミング(ステップS4)で、ラッチパルス(LP2)を出力する(LP2のレベルを“L”レベルから“H”レベルに切り替える)(ステップS5)。
Δout≧Cmax−Cmin ・・・(2)
Here, the number of stages through which the SP passes through the delay unit in the
Δout ≧ Cmax−Cmin (2)
演算出力回路31は、LP2が入力されるタイミングで、パルス通過段数検出回路21とパルス通過段数検出回路23が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)をラッチし(ステップS6)、その段数の差を12bitにエンコードして最終的なA/D変換結果(out)として出力する(ステップS7)。
The
例えば、パルス通過段数検出回路21の出力(Clin)が1000段(1〜16段の各遅延ユニットの出力値=“0000000011111111”,カウント値=“00111110”)になり、パルス通過段数検出回路23の出力(Clmin)が100段(1〜16段の各遅延ユニットの出力値=“0000111111111111”,カウント値=“00000110”)になった場合、出力outは(3)式のようになる。
out=Clin−Clmin=900段(10進数)=“001110000001”(2進数) ・・・(3)
すなわち、演算出力回路31は、12bitのデジタル信号“001110000001”を出力する。
For example, the output (Clin) of the pulse passage stage
out = Clin−Clmin = 900 stages (decimal number) = “001110000001” (binary number) (3)
That is, the
このように動作するA/D変換装置100においては、VmaxとVminの差(Vmax−Vmin)が一定であり、所定の段数Δoutが一定である。また、Vmax、Vmin、Vin+Vminのサンプリングが同時に開始され、Vmax−Vminの差に対応する段数がΔoutとなるタイミングで、Vin+VminとVminに対応する段数がそれぞれラッチされ、それらの段数の差分(Vinに対応する段数)がA/D変換結果(out)として出力される。したがって、アナログ入力電圧Vinに対する出力outの入出力特性が線形性を有する場合、その入出力特性の傾き(=分解能)は一定になる。
In A /
例えば、前述した従来のA/D変換装置400(図9)において、温度T1での入出力特性が図10の直線L10であり、温度T2での入出力特性が図10の直線L11であるとする。A/D変換装置400が有するパルス遅延回路11と同じ特性のパルス遅延回路を用いて本実施形態によるA/D変換装置100を構成した場合、温度変化による入出力特性の傾きの変化に関わらず、Δoutが一定となる(図10のΔout0=Δout1となる)ように、温度T2でのLP2の出力タイミングが温度T1でのLP2の出力タイミングよりも遅くなるようにA/D変換装置100が動作する。このため、温度がT1の時もT2の時も、入出力特性の傾きは一致する。
For example, in the above-described conventional A / D converter 400 (FIG. 9), the input / output characteristic at the temperature T1 is the straight line L10 in FIG. 10, and the input / output characteristic at the temperature T2 is the straight line L11 in FIG. To do. When the A /
また、以下で説明するように、本実施形態によるA/D変換装置100の入出力特性は原点基準(入力が0の時に出力も0)となる。図3はA/D変換装置100の入出力特性を示している。
As described below, the input / output characteristics of the A /
Vinが0の時、パルス遅延回路11内の各遅延ユニットに印加される電源電圧(Vin+Vmin)と、パルス遅延回路13内の各遅延ユニットに印加される電源電圧(Vmin)とが等しくなる。このため、パルス通過段数検出回路21とパルス通過段数検出回路23が検出する段数が等しくなり、各段数の差であるA/D変換結果(out)は0となる。したがって、図3に示すように、入出力特性(曲線L1)は原点基準(入力が0の時に出力も0)となる。
When Vin is 0, the power supply voltage (Vin + Vmin) applied to each delay unit in the
上述したように、本実施形態によれば、温度の変動や、パルス遅延回路を構成するトランジスタの特性の変動によらず、入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えることができる。さらに、A/D変換装置の入出力特性を原点基準とすることができ、A/D変換結果を直接演算に用いても切片が誤差要因にならないため、演算精度を向上することができる。 As described above, according to the present embodiment, fluctuations in the slope (resolution) of the input / output characteristics can be suppressed regardless of temperature fluctuations and fluctuations in the characteristics of the transistors constituting the pulse delay circuit. Further, the input / output characteristics of the A / D converter can be used as the origin reference, and the intercept does not become an error factor even if the A / D conversion result is directly used for the calculation, so that the calculation accuracy can be improved.
また、本実施形態によれば、パルス遅延回路11,12,13に対して同時にSPが入力され、LP2の出力タイミングを決定するためのVmax,Vminのサンプリングと、Vin+Vminのサンプリングとが並行的に行われ、一度のサンプリングで入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えた結果を得ることができるので、A/D変換結果を高速に得ることができる。例えば、本実施形態のように、Vmax,Vminのサンプリング結果からリアルタイムにVin+Vminのサンプリングを終了するタイミング(LP2の出力タイミング)を決定するのではなく、最初のサンプリングでVmax,Vminのサンプリングを一定時間(T1)行い、その結果から次のVin+Vminのサンプリングの時間(Ts)を決定するような、2回以上のサンプリングによってVin+Vminのサンプリング時間を決定し、入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑える手法も考えられる。具体例で説明すると、1回目の一定時間T1のサンプリングにおいて、Vmaxのサンプリング結果とVminのサンプリング結果の差が、所定値に対して2倍の値であった場合に、2回目のサンプリングにおいて、Vin+Vminのサンプリング時間をT1の半分にする(Ts=T/2)ようなフィードバックをかけることによって、Vmaxのサンプリング結果とVminのサンプリング結果の差が一定に近づくようなサンプリング時間でVin+Vminのサンプリングを行い、結果として入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えることも可能性である。しかしながら、サンプリングを繰り返さないと所望の結果を得られないので、A/D変換の高速化を実現できない。本実施形態によれば、一度のサンプリングで入出力特性の傾き(分解能)の変動を抑えた所望の結果を得ることができ、A/D変換の高速化を実現することが可能である。
Further, according to the present embodiment, SP is simultaneously input to the
<第2の実施形態>
次に、本発明の第2の実施形態を説明する。図4は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示している。図4において、A/D変換装置200は、パルス遅延回路11,12,13と、パルス通過段数検出回路21,22,23と、演算出力回路31と、タイミング出力回路41と、レベルシフト回路51と、メモリ回路61と、制御回路71から構成される。パルス遅延回路11,12,13、パルス通過段数検出回路21,22,23、演算出力回路31、タイミング出力回路41、レベルシフト回路51の構成はそれぞれ、第1の実施形態によるA/D変換装置100が有する各構成と同じである。ただし、タイミング出力回路41は、ラッチパルスLP2を演算出力回路31とメモリ回路61に出力する。
<Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 shows the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. In FIG. 4, the A /
メモリ回路61は、SPとタイミング出力回路41からのLP2とに基づくサンプリング時間を記憶する。このサンプリング時間は、SPがパルス遅延回路11,12,13に入力されてから、LP2がタイミング出力回路41から出力されるまでの時間である。また、制御回路71はパルス遅延回路12とパルス遅延回路13を制御する。
The
次に、A/D変換装置200の処理手順について、図5を用いて説明する。図5に示すステップS1〜S5の処理手順は、図2に示すステップS1〜S5の処理手順と同じであるので、説明を省略する。なお、ステップS3において演算出力回路31は、パルス通過段数検出回路23が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)を記憶する。
Next, the processing procedure of the A /
ステップS5でタイミング出力回路41からラッチパルス(LP2)が出力されると、メモリ回路61は、SPが入力されたステップS1のタイミングから、LP2が入力されたステップS5のタイミングまでの時間(サンプリング時間Ts:図6参照)を記憶する(ステップS8)。続いて、制御回路71は、パルス遅延回路12とパルス遅延回路13の動作を停止させる(ステップS9)。
When the latch pulse (LP2) is output from the
一方、演算出力回路31は、タイミング出力回路41からのLP2が入力されるタイミング(LP2のレベルが“L”レベルから“H”レベルに切り替わるタイミング)で、パルス通過段数検出回路21とパルス通過段数検出回路23が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)をラッチし(ステップS6)、その段数の差を12bitにエンコードして最終的なA/D変換結果(out)として出力する(ステップS7)。
On the other hand, the
上記のステップS7までの処理で1回分のA/D変換が完了する。これで処理を完了することもできるが、本実施形態においては、効率的に連続したA/D変換の処理を行うことが可能である。すなわち、連続処理を行わない(ステップS10)場合、処理が完了するが、連続処理を行う(ステップS10)場合、ステップS11〜S17の処理が行われる。以下、連続処理(ステップS11〜S17)について説明する。 One A / D conversion is completed by the processing up to step S7. The processing can be completed with this, but in the present embodiment, it is possible to efficiently perform continuous A / D conversion processing. That is, when the continuous process is not performed (step S10), the process is completed, but when the continuous process is performed (step S10), the processes of steps S11 to S17 are performed. Hereinafter, the continuous processing (steps S11 to S17) will be described.
連続処理を行う場合、まずVinの値が変更される(ステップS11)。ただし、オーバーサンプリング等で同じ入力信号を複数回A/D変換する場合には、このステップは不要となる。 When performing continuous processing, the value of Vin is first changed (step S11). However, this step is not necessary when the same input signal is A / D converted a plurality of times by oversampling or the like.
続いて、SPが再度入力される(ステップS12)と、SPは、Vin+Vminに基づく遅延時間でパルス遅延回路11内の遅延ユニットの周回を開始する(ステップS13)。メモリ回路61は、ステップS12でSPが再度入力されてから、ステップS8で記憶したサンプリング時間Tsが経過した後にラッチパルス(LP2)を出力する(ステップS14)。演算出力回路31は、メモリ回路61からのLP2が入力される(LP2のレベルが“L”レベルから“H”レベルに切り替わる)タイミングで、パルス通過段数検出回路21が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)をラッチする(ステップS15)。さらに、演算出力回路31は、パルス通過段数検出回路21が検出した段数と、ステップS3でパルス通過段数検出回路21が検出した段数との差を12bitにエンコードして最終的なA/D変換結果(out)として出力する(ステップS16)。
Subsequently, when the SP is input again (step S12), the SP starts the circulation of the delay unit in the
以後、連続処理を繰り返す場合には、ステップS11〜S16の処理が繰り返し行われる(ステップS17)。 Thereafter, when the continuous process is repeated, the processes of steps S11 to S16 are repeated (step S17).
このように動作するA/D変換装置200においても、入出力特性の傾きを一定にするとともに入出力特性を原点基準とすることができる。したがって、本実施形態によれば、安定したA/D変換結果を得ることができ、演算精度を向上することができる。
Also in the A /
また、本実施形態においても、前述した第1の実施形態と同様に、パルス遅延回路11,12,13に対して同時にSPが入力され、LP2の出力タイミングを決定するためのVmax,Vminのサンプリングと、Vin+Vminのサンプリングとが並行的に行われるので、1回目のA/D変換結果を高速に得ることができる。
Also in this embodiment, as in the first embodiment described above, SP is simultaneously input to the
さらに、連続してA/D変換を繰り返す場合に、LP2の出力タイミングをメモリ回路61に記憶しておくことで、パルス遅延回路12,13を停止することができる。したがって、消費電力を低減することができる。なお、パルス遅延回路12,13のうちの一方のみを停止してもよく、この場合も消費電力を低減することができる。
Further, when A / D conversion is repeated continuously, the
<第3の実施形態>
次に、本発明の第3の実施形態を説明する。図7は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示している。図7において、A/D変換装置300は、パルス遅延回路12,14と、パルス通過段数検出回路22,24と、演算出力回路31と、タイミング出力回路41と、レベルシフト回路51と、メモリ回路62と、制御回路71と、セレクタ81から構成される。パルス遅延回路12、パルス通過段数検出回路22、演算出力回路31、タイミング出力回路41、レベルシフト回路51、制御回路71の構成はそれぞれ、第2の実施形態によるA/D変換装置200が有する各構成と同じである。
<Third Embodiment>
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 shows the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. In FIG. 7, an A /
パルス遅延回路14、パルス通過段数検出回路24の構成はそれぞれ、第1の実施形態に係るパルス遅延回路11、パルス通過段数検出回路21の構成と同じである。また、パルス通過段数検出回路24は、セレクタ81の出力電圧が電源電圧として印加された遅延ユニットで構成されたパルス遅延回路14をSPが通過した段数を、8ビット+16ビットのデジタル信号で出力する。セレクタ81は、出力する電圧を切り替えることが可能であり、VinとVin+Vminのうちいずれかを出力する。
The configurations of the pulse delay circuit 14 and the pulse passage stage
メモリ回路62は、SPとタイミング出力回路41からのLP2とに基づくサンプリング時間を記憶するとともに、パルス通過段数検出回路24が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)を記憶する。
The
次に、A/D変換装置300の処理手順について、図8を用いて説明する。まず、セレクタ81の出力がVminに切り替えられる(ステップS0)。続いて、図5に示すステップS1〜S6の処理と同じ処理が行われる。ステップS6でタイミング出力回路41がLP2を出力した後、メモリ回路62は、LP2が入力されるタイミングで、パルス通過段数検出回路24が検出した段数(カウント値と各遅延ユニットの出力値)をラッチするとともにサンプリング時間Tsを記憶する(ステップS18)。続いて、制御回路71は、パルス遅延回路12の動作を停止させる(ステップS19)。
Next, the processing procedure of the A /
続いて、セレクタ81の出力がVin+Vminに切り替えられる(ステップS20)。この後、再度SPが入力され、Vin+Vminに基づくA/D変換が行われる(ステップS12〜S16)。図8に示すステップS12〜S16の処理は、図5に示すステップS12〜S16の処理と同じである。なお、ステップS16において演算出力回路31は、パルス通過段数検出回路24が検出した段数と、ステップS18でメモリ回路62が記憶した段数(ステップS3でパルス通過段数検出回路24が検出した段数)との差を12bitにエンコードして最終的なA/D変換結果(out)として出力する。
Subsequently, the output of the
連続処理を繰り返す場合には(ステップS17)、Vinの値が変更され(ステップS21)、ステップS12〜S17までの処理が繰り返される。 When repeating the continuous processing (step S17), the value of Vin is changed (step S21), and the processing from steps S12 to S17 is repeated.
このように動作するA/D変換装置200においても、入出力特性の傾きを一定にするとともに入出力特性を原点基準とすることができる。したがって、本実施形態によれば、安定したA/D変換結果を得ることができ、演算精度を向上することができる。
Also in the A /
また、連続してA/D変換を繰り返す場合に、LP2の出力タイミングをメモリ回路62に記憶しておくことで、パルス遅延回路12を停止することができる。したがって、消費電力を低減することができる。
Further, when the A / D conversion is continuously repeated, the
また、Vin+Vminに基づくサンプリングと、Vminに基づくサンプリングとを同一のパルス遅延回路により行うため、誤差を低減することができる。例えば、図1に示すA/D変換装置100において、パルス遅延回路11とパルス遅延回路13の特性が異なり、同じアナログ電圧を加えた時の遅延が異なっていると、それらの特性の差は誤差となって現れる。しかし、本実施形態によれば、2回のサンプリングで共通のパルス遅延回路を用いるため、この特性差による誤差は生じない。また、2回のサンプリングに用いるパルス遅延回路とパルス通過段数検出回路を共通化したことで、回路規模を縮小することができる。
Further, since sampling based on Vin + Vmin and sampling based on Vmin are performed by the same pulse delay circuit, errors can be reduced. For example, in the A /
なお、本実施形態では、パルス遅延回路11とパルス遅延回路13を共通化したパルス遅延回路14を用いているが、パルス遅延回路11とパルス遅延回路12の特性が異なる場合にも、同様にそれらの特性の差は誤差となって現れるので、パルス遅延回路11とパルス遅延回路12を共通化してもよい。
In the present embodiment, the pulse delay circuit 14 in which the
本実施形態では、Vin+Vminに基づくサンプリングを行う前に、サンプリング時間を検出するため、Vmax,Vminに基づくサンプリングを行う必要がある。このため、A/D変換を開始してからVin+VminのA/D変換結果が得られるまでの時間は、第1の実施形態および第2の実施形態よりも遅くなる。ただし、回路規模は第1の実施形態および第2の実施形態よりも小さくなる。 In the present embodiment, sampling based on Vmax and Vmin needs to be performed in order to detect the sampling time before sampling based on Vin + Vmin. For this reason, the time from when the A / D conversion is started until the A / D conversion result of Vin + Vmin is obtained is slower than in the first and second embodiments. However, the circuit scale is smaller than in the first embodiment and the second embodiment.
以上、図面を参照して本発明の実施形態について詳述してきたが、具体的な構成は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えば、上記では、VinがVmax〜Vminの電圧範囲に含まれることを想定しているが、Vmax〜Vminの電圧範囲に含まれないアナログ入力電圧を上記のVinとし、上記と同様にA/D変換を行ってもよい。また、上記では、Vin+Vminに対応する段数と、Vminに対応する段数との差を最終的なA/D変換結果として出力しているが、Vin+Vmaxに対応する段数と、Vmaxに対応する段数との差を最終的なA/D変換結果として出力してもよい。 As described above, the embodiments of the present invention have been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to the above-described embodiments, and includes design changes and the like without departing from the gist of the present invention. . For example, in the above, it is assumed that Vin is included in the voltage range of Vmax to Vmin. However, analog input voltage not included in the voltage range of Vmax to Vmin is defined as the above Vin, and A / D is the same as above. Conversion may be performed. In the above description, the difference between the number of stages corresponding to Vin + Vmin and the number of stages corresponding to Vmin is output as the final A / D conversion result, but the number of stages corresponding to Vin + Vmax and the number of stages corresponding to Vmax are output. The difference may be output as the final A / D conversion result.
11,12,13,14・・・パルス遅延回路、21,22,23,24・・・パルス通過段数検出回路、31・・・演算出力回路、41・・・タイミング出力回路、51・・・レベルシフト回路、61,62・・・メモリ回路、71・・・制御回路、81・・・セレクタ、100,200,300,400・・・A/D変換装置
11, 12, 13, 14 ... pulse delay circuit, 21, 22, 23, 24 ... pulse passing stage number detection circuit, 31 ... arithmetic output circuit, 41 ... timing output circuit, 51 ...
Claims (3)
第1のタイミングで第1のパルス信号が入力され、第1のアナログ電圧の大きさに応じた遅延時間で該第1のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第1のパルス遅延回路と、
前記第1のパルス信号が前記第1のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第1の段数を検出する第1のパルス通過段数検出回路と、
前記第1のタイミングと同一の第2のタイミングで第2のパルス信号が入力され、前記第1のアナログ電圧と異なる第2のアナログ電圧の大きさに応じた遅延時間で該第2のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第2のパルス遅延回路と、
前記第2のパルス信号が前記第2のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第2の段数を検出する第2のパルス通過段数検出回路と、
前記第1の段数と前記第2の段数との差が所定の段数となるタイミングを示すタイミング信号を出力するタイミング出力回路と、
前記アナログ入力電圧の電圧レベルを前記第1のアナログ電圧のレベルだけシフトさせたレベルシフト電圧を出力するレベルシフト回路と、
前記第1のタイミングおよび前記第2のタイミングと同一のタイミングで第3のパルス信号が入力され、前記レベルシフト電圧の大きさに応じた遅延時間で該第3のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第3のパルス遅延回路と、
前記第3のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第3の段数を検出する第3のパルス通過段数検出回路と、
前記タイミング信号が示すタイミングで検出された前記第3の段数と前記第1の段数との差に関する情報を演算し、当該演算の結果を、前記アナログ入力電圧に対応する前記デジタル値として出力する出力回路と、
を有するA/D変換装置。 An A / D converter for converting an analog input voltage into a digital value,
A first pulse delay circuit in which a first pulse signal is input at a first timing and a plurality of delay units for delaying the first pulse signal by a delay time corresponding to the magnitude of the first analog voltage are connected. When,
A first pulse passage stage number detection circuit for detecting a first stage number in which the first pulse signal has passed through a delay unit in the first pulse delay circuit;
A second pulse signal is input at a second timing that is the same as the first timing, and the second pulse signal has a delay time corresponding to the magnitude of a second analog voltage different from the first analog voltage. A second pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying are connected,
A second pulse passage stage number detection circuit for detecting a second stage number in which the second pulse signal has passed through a delay unit in the second pulse delay circuit;
A timing output circuit that outputs a timing signal indicating a timing at which a difference between the first stage number and the second stage number becomes a predetermined stage number;
A level shift circuit that outputs a level shift voltage obtained by shifting the voltage level of the analog input voltage by the level of the first analog voltage;
A delay unit that receives a third pulse signal at the same timing as the first timing and the second timing, and delays the third pulse signal by a delay time according to the magnitude of the level shift voltage; A third pulse delay circuit connected in multiple stages;
A third pulse passage stage number detection circuit for detecting a third stage number in which the third pulse signal has passed through a delay unit in the third pulse delay circuit;
An output that calculates information about the difference between the third stage number and the first stage number detected at the timing indicated by the timing signal, and outputs the result of the calculation as the digital value corresponding to the analog input voltage Circuit,
An A / D conversion device.
前記第3のパルス遅延回路はさらに、前記第1のタイミング、前記第2のタイミング、および前記第3のタイミングよりも後の第4のタイミングで第4のパルス信号が入力され、
前記第3のパルス通過段数検出回路はさらに、前記第4のパルス信号が入力されてから、前記メモリ回路に記憶された前記サンプリング時間が経過したタイミングで、前記第4のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の遅延ユニットを通過した第4の段数を検出し、
前記出力回路はさらに、前記第4の段数と前記第1の段数との差に関する情報を演算し、当該演算の結果を、前記アナログ入力電圧に対応する前記デジタル値として出力する請求項1に記載のA/D変換装置。 A memory circuit for storing a sampling time corresponding to the timing indicated by the timing signal;
The third pulse delay circuit further receives a fourth pulse signal at the first timing, the second timing, and a fourth timing after the third timing,
The third pulse passage stage number detection circuit further receives the third pulse signal at the timing when the sampling time stored in the memory circuit has elapsed after the fourth pulse signal is input. Detecting the fourth stage number that has passed through the delay unit in the pulse delay circuit of
The output circuit further calculates information related to a difference between the fourth stage number and the first stage number, and outputs a result of the calculation as the digital value corresponding to the analog input voltage. A / D converter.
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