JP2010239304A - A/d conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アナログ入力電圧の大きさに応じた遅延時間でパルス信号を遅延させるパルス遅延回路を用いてアナログ入力電圧をデジタル値に変換するA/D変換装置に関する。 The present invention relates to an A / D converter that converts an analog input voltage into a digital value using a pulse delay circuit that delays a pulse signal by a delay time corresponding to the magnitude of the analog input voltage.
従来、簡単な構成で高分解能のデジタル値が得られるA/D変換装置として、図9に示す構成のものが知られている(特許文献1参照)。
図9のA/D変換装置において、パルス遅延回路1は、それぞれが各種ゲート回路からなる複数の遅延ユニット(NAND1,BUF1,・・・,BUF15)をリング状に接続した構成を有し、この各遅延ユニットの電源電圧として、A/D変換の対象となるアナログ入力信号(電圧)Vinが供給される。
このパルス遅延回路1にパルス信号SPを入力すると、パルス信号SPは各遅延ユニットを上記電源電圧に応じた遅延時間を持って順次通過し、パルス遅延回路1内を周回することになる。
パルス信号SPが通過した遅延ユニットの段数は、遅延ユニットの遅延時間、すなわち、電源電圧として供給されたアナログ入力信号Vinによって決まり、パルス通過段数検出回路2によって、遅延ユニットの通過段数(および周回数)が検出される。
出力エンコーダ4は、パルス信号SPの入力開始からA/D変換のサンプリング時間経過後に入力されるラッチパルスLPの入力タイミングでパルス通過段数検出回路2の検出結果を取り込み、その時のパルス信号SPの通過段数をエンコードした値を、A/D変換後のデジタル値Coutとして出力する。
2. Description of the Related Art Conventionally, as an A / D conversion device that can obtain a high-resolution digital value with a simple configuration, a configuration shown in FIG. 9 is known (see Patent Document 1).
In the A / D converter of FIG. 9, the
When the pulse signal SP is input to the
The number of stages of the delay unit through which the pulse signal SP has passed is determined by the delay time of the delay unit, that is, the analog input signal Vin supplied as the power supply voltage. ) Is detected.
The
ここで、上記のA/D変換装置では、遅延ユニットの遅延時間と電源電圧が一次関数の関係にないためアナログ入力信号とA/D変換後のデジタル値の入出力特性が曲線になってしまう。そこで、入出力特性を理想的な直線に近づける方法としてアナログ入力信号の電圧範囲を複数の領域に分割し、分割した領域毎に入出力特性を直線近似し、その近似した直線上の座標点から変換式を用いてA/D変換後のデジタル値を補正することが提案されている(特許文献2参照)。 Here, in the above A / D conversion device, the delay time of the delay unit and the power supply voltage are not in a linear function relationship, so the input / output characteristics of the analog input signal and the digital value after A / D conversion become a curve. . Therefore, as a method of bringing the input / output characteristics closer to an ideal straight line, the voltage range of the analog input signal is divided into a plurality of areas, and the input / output characteristics are linearly approximated for each divided area, and the coordinate points on the approximated straight line are used. It has been proposed to correct a digital value after A / D conversion using a conversion formula (see Patent Document 2).
しかしながら、A/D変換後のデータを近似補正するための変換式を求めるためには、多数の基準電圧を実際にA/D変換し、各基準電圧に対応した座標点でのA/D変換データを求め、求められた多数のA/D変換データを用いて変換式を設定する必要があったため、変換式を設定するのが煩雑であるという問題がある。 However, in order to obtain a conversion formula for approximately correcting the data after A / D conversion, a large number of reference voltages are actually A / D converted, and A / D conversion at coordinate points corresponding to each reference voltage is performed. There is a problem that it is complicated to set the conversion formula because it is necessary to set the conversion formula using the obtained A / D conversion data.
本発明は、上記の課題認識に基づいてなされたものであり、入出力特性を直線近似するために多数の基準電圧を実際にA/D変換することなく、理想的な直線に近い入出力特性が得られるA/D変換装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made on the basis of the above-mentioned problem recognition, and in order to approximate the input / output characteristics linearly, input / output characteristics close to an ideal straight line without actually performing A / D conversion on a large number of reference voltages. It is an object of the present invention to provide an A / D conversion device that can obtain the above.
上記の課題を解決するため、本発明のA/D変換装置は、アナログ入力電圧をデジタル信号に変換するA/D変換装置であって、アナログ入力電圧の大きさに応じた遅延時間で第1のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第1のパルス遅延回路と、アナログ基準電圧の大きさに応じた遅延時間で第2のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第2のパルス遅延回路と、前記第1のパルス信号が前記第1のパルス遅延回路内の遅延ユニットを所定時間に通過した段数を検出する第1のパルス通過段数検出回路と、前記第2のパルス信号が前記第2のパルス遅延回路内の遅延ユニットを所定時間に通過した段数を検出する第2のパルス通過段数検出回路と、前記第1のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数と前記第2のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数との段数差を表すデジタル信号を出力する出力部と、前記アナログ入力電圧の大きさに応じて前記所定時間を決定するタイミング制御部と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, an A / D conversion device according to the present invention is an A / D conversion device that converts an analog input voltage into a digital signal, and has a first delay time corresponding to the magnitude of the analog input voltage. A first pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying the pulse signal are connected in a plurality of stages, and a second in which a plurality of delay units for delaying the second pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the analog reference voltage are connected. A pulse delay circuit, a first pulse passing stage number detecting circuit for detecting the number of stages in which the first pulse signal has passed through the delay unit in the first pulse delay circuit in a predetermined time, and the second pulse signal Includes a second pulse passage stage number detection circuit that detects the number of stages that have passed through the delay unit in the second pulse delay circuit in a predetermined time, and a delay unit detected by the first pulse passage stage number detection circuit. An output unit that outputs a digital signal representing the difference in the number of stages of the delay unit detected by the second pulse passing stage number detection circuit, and the predetermined time is determined according to the magnitude of the analog input voltage And a timing control unit.
また、本発明の前記タイミング制御部は、前記アナログ入力電圧に対して一次関数的に増加又は減少するようにレベルシフトさせたレベルシフト電圧の大きさに応じた遅延時間で第3のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第3のパルス遅延回路と、前記第3のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の前記遅延ユニットを所定時間に通過する段数を検出する第3のパルス通過段数検出回路と、前記第1のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数と前記第3のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数の差が一定となるように前記所定時間を決定するタイミング決定部と、を備えることを特徴とする。 The timing control unit of the present invention outputs the third pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the level shift voltage level-shifted so as to increase or decrease in a linear function with respect to the analog input voltage. A third pulse delay circuit in which a plurality of delay units to be delayed are connected, and a third pulse for detecting the number of stages in which the third pulse signal passes through the delay unit in the third pulse delay circuit in a predetermined time The predetermined time so that the difference between the number of stages of the delay unit detected by the first stage and the number of delay units detected by the third pulse passage stage number detection circuit is constant. And a timing determination unit for determining.
また、本発明の前記出力部は、前記遅延ユニットの段数検出を複数回行い、該複数回の検出結果を演算して得られたデジタル信号を出力する、ことを特徴とする。 Further, the output unit of the present invention is characterized in that the number of stages of the delay unit is detected a plurality of times and a digital signal obtained by calculating the detection results of the plurality of times is output.
また、前記複数回の段数検出を行う本発明のA/D変換装置は、m回目に決定した前記所定時間をm+1回目以降の所定時間として流用する、ことを特徴とする。 Further, the A / D conversion device of the present invention that performs the detection of the number of stages a plurality of times uses the predetermined time determined at the m-th time as a predetermined time after the (m + 1) -th time.
本発明によれば、従来の入出力特性の曲がり(非直線性)を補うように、アナログ入力電圧の大きさに応じて遅延ユニットの通過段数(および周回数)をラッチする時間を変更することができ、入出力特性を直線近似するために多数の基準電圧を実際にA/D変換することなく、直線性の良い入出力特性をもったA/D変換装置を提供することができるという効果が得られる。 According to the present invention, the time for latching the number of passing stages (and the number of laps) of the delay unit is changed according to the magnitude of the analog input voltage so as to compensate for the conventional curve (nonlinearity) of the input / output characteristics. An effect of providing an A / D conversion device having excellent linearity input / output characteristics without actually A / D converting a large number of reference voltages in order to approximate the input / output characteristics linearly. Is obtained.
<第1実施形態>
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図1は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示したブロック図である。図1において、A/D変換装置10は、第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、ラッチタイミング制御部3(タイミング制御部)、出力エンコーダ4(出力部)、から構成される。また、ラッチタイミング制御部3は、第3のパルス遅延回路31、第3のパルス通過段数検出回路32、レベルシフト回路33、出力段数比較回路34(タイミング決定部)から構成され、出力エンコーダ4は、第1のラッチ&エンコーダ41、第2のラッチ&エンコーダ42、減算器43から構成される。
<First Embodiment>
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. In FIG. 1, an A /
第1のパルス遅延回路1は、電源電圧に応じた遅延量を持った16段のゲート回路(以下、遅延ユニットという)をリング状に接続してパルスSPを周回させるリングディレイライン(RDL)である。
初段の遅延ユニットNAND1は、一方の入力端子にパルスSPを入力し、もう一方の入力端子に16段目の遅延ユニットBUF15の出力を入力して、第1のパルス遅延回路1が動作している時は常に16段目の遅延ユニットBUF15の出力を論理反転するゲート回路(例えば、否定論理積回路:NANDゲート)で構成する。
また、2段目の遅延ユニットBUF1から16段目の遅延ユニットBUF15は、入力端子に入力された値を出力端子に出力するゲート回路(例えば、否定回路:NOTゲートを2段接続したバッファ回路)で構成する。
The first
In the first-stage delay unit NAND1, the pulse SP is input to one input terminal, the output of the 16th-stage delay unit BUF15 is input to the other input terminal, and the first
The delay unit BUF15 from the second stage delay unit BUF1 to the 16th stage delay unit BUF15 outputs a value input to the input terminal to the output terminal (for example, a negative circuit: a buffer circuit in which NOT gates are connected in two stages). Consists of.
遅延ユニット(NAND1,BUF1,・・・,BUF15)には、アナログ入力電圧Vinが電源電圧として印加され、各遅延ユニットは、それぞれ前段の遅延ユニットから入力されたパルスSPを当該電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって次段の遅延ユニットに出力する。リング状に接続された各遅延ユニットが同様に動作し、パルスSPが前段から後段の遅延ユニットへ順次伝達されることにより、パルスSPが第1のパルス遅延回路1内を周回する。
The analog input voltage Vin is applied as a power supply voltage to the delay units (NAND1, BUF1,..., BUF15), and each delay unit applies the pulse SP input from the preceding delay unit to the power supply voltage (analog input). The voltage Vin) is output to the next delay unit with a delay time corresponding to the voltage level. The delay units connected in a ring shape operate in the same manner, and the pulse SP is sequentially transmitted from the preceding stage to the subsequent delay unit, so that the pulse SP circulates in the first
パルスSPが第1のパルス遅延回路1内を周回する過程を具体的に説明すると次の通りである。
パルスSPが入力されていない時(SP信号70が“L”レベルの時)、初段の遅延ユニットNAND1の出力端子は、もう一方の入力端子の入力によらず、電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって“H”レベルになり、2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子も電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって順次“H”レベルになる。
パルスSPが入力される(SP信号70が“H”レベルになる)と、初段の遅延ユニットNAND1の出力端子は、もう一方の入力端子が最終段の遅延ユニットBUF15から出力された“H”レベルが入力されているため、パルスSPの入力によって電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって“L”レベルに切り替わり、2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子も電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって順次“L”レベルに切り替わる。
最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子が“L”レベルに切り替わると、今度は、初段の遅延ユニットNAND1の出力端子は、最終段の遅延ユニットBUF15の出力が入力されている入力端子によって、電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって“H”レベルに切り替わり、2段目の遅延ユニットBUF1以降の各遅延ユニットの出力端子も電源電圧(アナログ入力電圧Vin)の電圧レベルに応じた遅延時間をもって順次“H”レベルに切り替わる。
最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子の信号が“H”に切り替わると、次の周回で今度は初段の遅延ユニットNAND1から順に“L”に切り替わる。
以降、パルスSPが入力されている間、最終段の遅延ユニットBUF15の出力端子の切り替わりで初段の遅延ユニットNAND1から順次逆の出力レベルに切り替わるという動作が繰り返し行われ、その結果、パルスSPが第1のパルス遅延回路1内を周回し続ける。
The process in which the pulse SP circulates in the first
When the pulse SP is not input (when the
When the pulse SP is input (
When the output terminal of the last-stage delay unit BUF15 is switched to the “L” level, the output terminal of the first-stage delay unit NAND1 is now powered by the input terminal to which the output of the last-stage delay unit BUF15 is input. It switches to “H” level with a delay time corresponding to the voltage level of (analog input voltage Vin), and the output terminal of each delay unit after the second delay unit BUF1 is also set to the voltage level of the power supply voltage (analog input voltage Vin). The level is sequentially switched to the “H” level with a corresponding delay time.
When the signal at the output terminal of the delay unit BUF15 at the final stage is switched to “H”, it is switched to “L” in turn from the first delay unit NAND1 in the next round.
Thereafter, while the pulse SP is being input, the operation of sequentially switching from the first delay unit NAND1 to the reverse output level is performed by switching the output terminal of the final delay unit BUF15. 1 circulates in the
各遅延ユニットの入力端子レベルが切り替わってから出力端子レベルが切り替わるまでの遅延時間は、各遅延ユニットの電源電圧であるアナログ入力電圧Vinに応じた遅延時間であるため、ある所定の時間内に第1のパルス遅延回路1内を周回するパルスSPが通過する遅延ユニットの段数は、アナログ入力電圧Vinに依存することとなる。
The delay time from when the input terminal level of each delay unit is switched to when the output terminal level is switched is a delay time corresponding to the analog input voltage Vin that is the power supply voltage of each delay unit. The number of stages of delay units through which the pulse SP circulating in one
第1のパルス通過段数検出回路2は、パルスSPが第1のパルス遅延回路1内の遅延ユニットを通過した段数を検出する回路である。
第1のパルス通過段数検出回路2には、第1のパルス遅延回路1の各遅延ユニットの出力信号が入力される。
第1のパルス通過段数検出回路2は、第1のパルス遅延回路1内の16段目の遅延ユニットBUF15の出力端子の信号が“H”レベルから“L”レベル、または“L”レベルから“H”レベルに切り替わる回数をカウンタ21がカウントした結果を8ビットのカウント値として出力するとともに、入力された第1のパルス遅延回路1の16段の各遅延ユニットから入力された“H”レベルまたは“L”レベルのそれぞれの状態を表す16ビットのデータを出力する。
The first pulse passage stage
The output signal of each delay unit of the first
The first pulse passing stage
ここで第1のパルス通過段数検出回路2から出力される上記のカウント値と16ビットのデータは、パルスSPが第1のパルス遅延回路1内を何周周回して何段目の遅延ユニットまで進んだかを示している。
例えば、上記カウント値が4回であり、5段目の遅延ユニットBUF4の出力が“L”レベル、6段目の遅延ユニットBUF5の出力が“H”レベルであった場合、遅延ユニットを通過した段数は、16段×4回+5段=69段となる。
Here, the count value and the 16-bit data output from the first pulse passing stage
For example, if the count value is 4 times, the output of the delay unit BUF4 at the fifth stage is “L” level, and the output of the delay unit BUF5 at the sixth stage is “H” level, the delay unit has passed. The number of stages is 16 stages × 4 times + 5 stages = 69 stages.
ラッチタイミング制御部3は、第1のパルス通過段数検出回路2から出力されるカウント値と16ビットのデータを出力エンコーダ4がラッチするタイミングをラッチパルスLPの出力によって制御する回路である。
The latch
レベルシフト回路33は、アナログ入力電圧Vinに対して一次関数的に減少するようにレベルシフトさせたレベルシフト電圧(以下、Vin−ΔVin)を第3のパルス遅延回路31の各遅延ユニットの電源電圧として出力する。
ここで、例えば、ΔVinはVinに対して下式(1)に示す関係を有するように設定する。
ΔVin=b+a×Vin (b>0,a>0)・・・・・(1)
尚、本実施例では、レベルシフト電圧をVinに対して一次関数的に減少する電圧に設定しているが、これをVinに対して一次関数的に増加する電圧(Vin+ΔVin)に設定してもよい。
The
Here, for example, ΔVin is set so as to have a relationship represented by the following expression (1) with respect to Vin.
ΔVin = b + a × Vin (b> 0, a> 0) (1)
In this embodiment, the level shift voltage is set to a voltage that decreases linearly with respect to Vin, but it may be set to a voltage that increases linearly with respect to Vin (Vin + ΔVin). Good.
ラッチタイミング制御部3の第3のパルス遅延回路31と第3のパルス通過段数検出回路32は、それぞれ上述した第1のパルス遅延回路1、および第1のパルス通過段数検出回路2と同じ構成であり、第3のパルス遅延回路31の各遅延ユニットに供給される電源電圧が、レベルシフト回路33の出力するレベルシフト電圧(Vin−ΔVin)であることのみが異なる。
従って、第3のパルス遅延回路31内の遅延ユニットをパルスSPが通過する段数と、第1のパルス遅延回路1内の遅延ユニットをパルスSPが通過する段数とは、シフトされた電圧値ΔVinに相当する段数分だけ異なる段数となる。
また、第2のパルス遅延回路7と第2のパルス通過段数検出回路8は、それぞれ上述した第1のパルス遅延回路1、および第1のパルス通過段数検出回路2と同じ構成であり、第2のパルス遅延回路31の各遅延ユニットに供給される電源電圧が、アナログ基準電圧(Vref)であることのみが異なる。
The third
Therefore, the number of stages in which the pulse SP passes through the delay unit in the third
The second
出力段数比較回路34は、A/D変換装置10がA/D変換したデジタルデータCoutを出力するために、出力エンコーダ4にデータをラッチさせるラッチパルスLPを生成する回路である。
出力段数比較回路34は、第1のパルス通過段数検出回路2から出力されるアナログ入力電圧Vinに基づくパルスSPの遅延ユニット通過段数と第3のパルス通過段数検出回路32から出力されるレベルシフト電圧(Vin−ΔVin)に基づくパルスSPの遅延ユニット通過段数を比較し、その差があらかじめ設定された差となった時に、第1のパルス通過段数検出回路2、および第2のパルス通過段数検出回路8の出力をラッチするためのラッチパルスLPを、出力エンコーダ4の第1のラッチ&エンコーダ41、および第2のラッチ&エンコーダ42に出力する。
The output stage
The output stage
例えば、第1のパルス通過段数検出回路2における遅延ユニット通過段数と第3のパルス通過段数検出回路32における遅延ユニット通過段数の差の設定値を72段(=16段×4周+8段)とした場合、出力段数比較回路34は、第3のパルス通過段数検出回路32から出力されるカウント値が更新される毎に該カウント値と第1のパルス通過段数検出回路2から出力されるカウント値との差を算出し、該算出結果が4となった後に、第1のパルス通過段数検出回路2から出力される16ビットのデータと第3のパルス通過段数検出回路32から出力される16ビットのデータとをそれぞれ対応するビット同士で比較し、値が異なっているビットの数が8を超えたタイミングでラッチパルスLPを出力する。
For example, the set value of the difference between the number of delay unit passage stages in the first pulse passage stage
なお、上記において値が異なるビット数を比較してラッチパルスLPを出力したが、仮にカウント値の上記差の算出結果が奇数である場合は、第1のパルス通過段数検出回路2から出力される16ビットのデータと第3のパルス通過段数検出回路32から出力される16ビットのデータとをそれぞれ対応するビット同士で比較し、値が同じであるビット数を比較してラッチパルスLPを出力する。
In the above description, the number of bits having different values is compared and the latch pulse LP is output. However, if the calculation result of the difference in the count value is an odd number, it is output from the first pulse passage stage
例えば、第1のパルス通過段数検出回路2における遅延ユニット通過段数と第3のパルス通過段数検出回路32における遅延ユニット通過段数の差の設定値を88段(=16段×5周+8段)とした場合、出力段数比較回路34は、第3のパルス通過段数検出回路32から出力されるカウント値が更新される毎に該カウント値と第1のパルス通過段数検出回路2から出力されるカウント値との差を算出し、該算出結果が5となった後に、第1のパルス通過段数検出回路2から出力される16ビットのデータと第3のパルス通過段数検出回路32から出力される16ビットのデータとをそれぞれ対応するビット同士で比較し、値が同じであるビットの数が8を超えたタイミングでラッチパルスLPを出力する。
For example, the set value of the difference between the delay unit passage stage number in the first pulse passage stage
また、A/D変換に精度を必要としない場合は、ラッチパルスLPを出力するタイミングを第3のパルス通過段数検出回路32のカウント値と第1のパルス通過段数検出回路2のカウント値の差のみを比較し、その差があらかじめ設定された周回数の差となった時にラッチパルスLPを出力するようにしてもよい。
Further, when accuracy is not required for A / D conversion, the timing of outputting the latch pulse LP is determined by the difference between the count value of the third pulse passage stage
出力エンコーダ4は、第1のラッチ&エンコーダ41において、出力段数比較回路34から入力されたラッチパルスLPの立ち上がり時に第1のパルス通過段数検出回路2から出力される8ビットのカウント値と16ビットのデータをラッチし、ラッチしたデータに基づいて12ビットの通過段数を表すデジタル信号(Cout1)を減算器43に出力し、第2のラッチ&エンコーダ42において、出力段数比較回路34から入力されたラッチパルスLPの立ち上がり時に第2のパルス通過段数検出回路8から出力される8ビットのカウント値と16ビットのデータをラッチし、ラッチしたデータに基づいて12ビットの通過段数を表すデジタル信号(Cout2)を減算器43に出力し、減算器43において、前記した12ビットの2信号を減算した結果(Cout1−Cout2)を、アナログ基準電圧(Vref)を基準としたアナログ入力電圧VinのA/D変換結果(Cout)として出力する。
The
ここで、第1のラッチ&エンコーダ41の出力の上位8ビットには、第1のパルス通過段数検出回路2から出力される8ビットのカウント値そのものを割り当て、下位4ビットには、第1のパルス遅延回路1内の16段の各遅延ユニットの出力値をエンコードして得られる4ビットのデータ(遅延ユニットの何段目までパルスSPが通過したかの位置を表す)を割り当てる。
Here, the 8-bit count value output from the first pulse passing stage
例えば、5段目の遅延ユニットの出力が“L”レベルで、6段目の遅延ユニットの出力が“H”レベルであった場合、パルスSPが遅延ユニットを通過した段数は5段であるので、下位4ビットのデータに“5”(1’b0101)を割り当てる。
同様に通過段数が1段であれば、下位4ビットのデータは“1”(1’b0001)、15段であれば“F”(1’b1111)、16段であれば“0”(1’b0000)となる。
また、同様に、第2のラッチ&エンコーダ42の出力の上位8ビットには、第2のパルス通過段数検出回路8から出力される8ビットのカウント値そのものを割り当て、下位4ビットには、第2のパルス遅延回路7内の16段の各遅延ユニットの出力値をエンコードして得られる4ビットのデータを割り当てる。
For example, when the output of the fifth delay unit is “L” level and the output of the sixth delay unit is “H” level, the number of stages that the pulse SP has passed through the delay unit is five. “5” (1′b0101) is assigned to the lower 4 bits of data.
Similarly, if the number of passing stages is 1, the lower 4 bits of data are “1” (1′b0001), 15 stages are “F” (1′b1111), and 16 stages are “0” (1 'b0000).
Similarly, an 8-bit count value output from the second pulse passing stage number detection circuit 8 is assigned to the upper 8 bits of the output of the second latch &
なお、出力エンコーダ4の上記ラッチするタイミングは、出力段数比較回路34から入力されたラッチパルスLPの立ち下がり時であっても本発明の趣旨を逸脱しない。
The latching timing of the
次に、A/D変換装置の処理手順について説明する。図2は、本実施形態によるA/D変換装置における処理手順を示したフローチャートである。 Next, a processing procedure of the A / D conversion device will be described. FIG. 2 is a flowchart showing a processing procedure in the A / D conversion apparatus according to the present embodiment.
まず、ステップS1において、第1のパルス遅延回路1およびレベルシフト回路33へアナログ入力電圧Vinが、そして、第2のパルス遅延回路2へアナログ基準電圧Vrefが入力される。次に、ステップS2において、第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、および第3のパルス遅延回路31へパルスSPが入力されると、パルスSPは、第1のパルス遅延回路1と第2のパルス遅延回路7と第3のパルス遅延回路31とでそれぞれ異なる遅延時間(第1のパルス遅延回路1内はアナログ入力電圧Vinの電圧値による遅延時間、第2のパルス遅延回路7はアナログ基準電圧Vrefの電圧値による遅延時間、第3のパルス遅延回路31内はレベルシフト電圧Vin−ΔVinの電圧値による遅延時間)でそれぞれの遅延ユニットを周回し、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、および第3のパルス通過段数検出回路32は、パルスSPがそれぞれの遅延ユニットを通過する段数を検出する。
First, in step S1, the analog input voltage Vin is input to the first
次に、出力段数比較回路34は、ステップS3において、第1のパルス通過段数検出回路2と第3のパルス通過段数検出回路32が検出している遅延ユニット通過段数の差を比較し、その差があらかじめ設定された値となったか否かを判断する。通過段数の差が設定値となった場合は、ステップS4において、第1のパルス通過段数検出回路2の検出している遅延ユニット通過段数を出力エンコーダ4がラッチするためのラッチパルスLPを出力する。また、通過段数の差が設定値となっていない場合は、ステップS3を繰り返す。
Next, the output stage
次に、出力エンコーダ4は、ステップS5において、出力段数比較回路34から入力されたラッチパルスLPに従って、第1のラッチ&エンコーダ41において第1のパルス通過段数検出回路2が検出したカウント値と各遅延ユニットの出力値をラッチして12ビットのデジタル信号(Cout1)にエンコードし、第2のラッチ&エンコーダ42において第2のパルス通過段数検出回路8が検出したカウント値と各遅延ユニットの出力値をラッチして12ビットのデジタル信号(Cout2)にエンコードし、減算器43において前記デジタル信号(Cout1)から前記デジタル信号(Cout2)を減算した結果(Cout)を出力して、処理を完了する。
Next, in step S5, the
次に、上述した構成によるA/D変換装置の入出力特性について説明する。図3は、本発明のA/D変換結果の関係を示したグラフである。図3においてX軸はアナログ基準電圧Vrefを基準としたアナログ入力電圧Vin(Vin−Vref)を示し、Y軸はA/D変換されたデジタルデータCoutを示す。 Next, input / output characteristics of the A / D conversion device having the above-described configuration will be described. FIG. 3 is a graph showing the relationship between the A / D conversion results of the present invention. In FIG. 3, the X axis indicates the analog input voltage Vin (Vin−Vref) with the analog reference voltage Vref as a reference, and the Y axis indicates the A / D converted digital data Cout.
図3において、A曲線(太実線)が本発明によるA/D変換装置の入出力特性であるが、本入出力特性を他のB直線、C曲線、D曲線を用いて説明する。本来、A/D変換装置が求める理想的な特性は、B直線(点線)に示すような曲がらない入出力特性であるが、図9に示す従来のA/D変換装置の入出力特性(アナログ基準電圧Vrefを基準にして原点基準とした場合の入出力特性)は、例えばC曲線(二点鎖線)のようになり、B直線に対して大きな乖離が出てしまう。そこで、一定のΔVinの差電圧に対する通過段数の差を一定にして、Vinが大きくなる程パルスの通過段数を検出する時間を長くし、Coutが上に持ち上がるようにすると、D曲線(一点鎖線)に示すように、今度は逆にVinが大きくなる程B直線に対して上側に乖離が出てしまう。そこで、本発明においては、ΔVinを一定にするのではなく、ΔVinがVinに対して一次関数的に増加するように設定する。例えば、前述したように、式(1)の関係になるように設定する。これにより、D曲線のB直線に対する上側への乖離が低減され、A曲線に示す入出力特性を実現することができる。 In FIG. 3, an A curve (thick solid line) is an input / output characteristic of the A / D converter according to the present invention. The input / output characteristic will be described using other B straight lines, C curves, and D curves. Originally, the ideal characteristics required by the A / D converter are the input / output characteristics that do not bend as shown by the B straight line (dotted line), but the input / output characteristics (analogue) of the conventional A / D converter shown in FIG. The input / output characteristics when the reference voltage Vref is used as a reference and the origin is set as a reference is, for example, a C curve (two-dot chain line), and a large deviation from the B straight line occurs. Therefore, if the difference in the number of passing stages with respect to a constant ΔVin differential voltage is made constant, the time for detecting the number of passing stages of the pulse becomes longer as Vin increases, and Cout rises upward. On the contrary, as Vin increases, the deviation from the B line increases. Therefore, in the present invention, ΔVin is not fixed, but is set so that ΔVin increases linearly with respect to Vin. For example, as described above, setting is made so as to satisfy the relationship of Expression (1). As a result, the upward deviation of the D curve from the B straight line is reduced, and the input / output characteristics shown in the A curve can be realized.
次に、本実施形態によるA/D変換装置のレベルシフト回路33について説明する。図4は、レベルシフト回路33の構成の一例を示したブロック図である。図4において、レベルシフト回路33は、オペアンプ100、PMOSトランジスタ101、抵抗102、NMOSトランジスタ103、104、電流源105から構成される。また、本レベルシフト回路33へは、アナログ入力電圧Vinが入力され、レベルシフトされたレベルシフト電圧Vin−ΔVinが出力される。
Next, the
図4のレベルシフト回路33においては、アナログ入力電圧Vinが、オペアンプ100のバーチャルショートの効果により、PMOSトランジスタ101のドレインと抵抗102間に現れ、抵抗値Rの抵抗102には、電流源105の電流I1がNMOSトランジスタ104、103により構成されたカレントミラー回路を介して折り返された電流I2が流れ、抵抗102とNMOSトランジスタ103のドレイン間には、アナログ入力電圧Vinが下式(2)によって求められたΔVinだけレベルシフトした電圧が現れ、この電圧をレベルシフト電圧として出力する。
ΔVin=R×I2 ・・・・・(2)
上式(2)において、Rは抵抗102の抵抗値、I2は電流I2の電流値を示す。
ここで、電流I2はNMOSトランジスタのアーリー効果により、アナログ入力電圧Vinに対して一次関数的に増加する為、上式(2)によって求められたΔVinも、Vinに対して一次関数的に増加することとなる。
In the
ΔVin = R × I2 (2)
In the above equation (2), R represents the resistance value of the
Here, because the current I2 increases linearly with respect to the analog input voltage Vin due to the Early effect of the NMOS transistor, ΔVin obtained by the above equation (2) also increases linearly with respect to Vin. It will be.
上記に述べたとおり、本発明を実施するための形態によれば、入出力特性の曲がり(非直線性)を補うように、アナログ入力電圧の大きさに応じて遅延ユニットの通過段数(および周回数)をラッチする時間を変更することができ、入出力特性を直線近似するために多数の基準電圧を実際にA/D変換することなく、直線性の良い入出力特性をもったA/D変換装置を提供することが可能となる。 As described above, according to the mode for carrying out the present invention, the number of stages of the delay unit (and the frequency) is set according to the magnitude of the analog input voltage so as to compensate for the curve (nonlinearity) of the input / output characteristics. A / D having good linearity input / output characteristics without actually A / D converting a large number of reference voltages in order to approximate the input / output characteristics linearly. A conversion device can be provided.
また、従来のA/D変換装置では、外部から入力するラッチパルス信号は、パルス信号に対して高精度なパルス信号を入力する必要があったが、パルス遅延回路の段数の差を比較することによりラッチパルスLPを生成するため、高精度なパルス信号を入力する必要がなく、容易に高精度なA/D変換装置を提供することが可能となる。 Further, in the conventional A / D converter, the latch pulse signal input from the outside needs to input a highly accurate pulse signal with respect to the pulse signal, but the difference in the number of stages of the pulse delay circuit should be compared. Thus, since the latch pulse LP is generated, it is not necessary to input a highly accurate pulse signal, and it is possible to easily provide a highly accurate A / D converter.
<第2実施形態>
以下、本発明の第2の実施形態として、A/D変換結果を演算して出力する場合について説明する。図5は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示したブロック図である。図5において、A/D変換装置20は、第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、ラッチタイミング制御部3(タイミング制御部)、出力エンコーダ4(出力部)、信号処理部5(出力部)、から構成される。また、ラッチタイミング制御部3は、第3のパルス遅延回路31、第3のパルス通過段数検出回路32、レベルシフト回路33、出力段数比較回路34(タイミング決定部)から構成され、出力エンコーダ4は、第1のラッチ&エンコーダ41、第2のラッチ&エンコーダ42、減算器43から構成される。また、信号処理部5は、記憶回路51、演算回路52、から構成される。
<Second Embodiment>
Hereinafter, as a second embodiment of the present invention, a case where an A / D conversion result is calculated and output will be described. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. 5, the A /
図5において、A/D変換装置20の第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、ラッチタイミング制御部3、出力エンコーダ4、第3のパルス遅延回路31、第3のパルス通過段数検出回路32、レベルシフト回路33、出力段数比較回路34、第1のラッチ&エンコーダ41、第2のラッチ&エンコーダ42、減算器43、は、図1に示した第1実施形態と同じ構成で、同じ動作を行う。
In FIG. 5, the first
信号処理部5は、ラッチパルスLPに従って出力エンコーダ4から出力されるデジタルデータを記憶回路51に記憶後、記憶したデジタルデータを基に演算回路52で演算を行い、演算後のデジタルデータCoutを出力する回路である。
The
A/D変換装置20の動作は、アナログ入力電圧Vinを電源電圧とする第1のパルス遅延回路1とアナログ基準電圧Vrefを電源電圧とする第2のパルス遅延回路7とアナログ入力電圧Vinをレベルシフト回路33でレベルシフトしたレベルシフト電圧Vin−ΔVinを電源電圧とする第3のパルス遅延回路31にパルスSPを複数回入力し、該第1のパルス遅延回路1内の遅延ユニットをパルスSPが通過する段数と該第3のパルス遅延回路31内の遅延ユニットをパルスSPが通過する段数があらかじめ設定された差となった時に出力される複数のラッチパルスLPに伴い出力される全てのデジタルデータを信号処理部5に記憶し、記憶されたそれぞれのデジタルデータを演算した結果得られる最終的なデジタルデータCoutをA/D変換装置10のA/D変換結果として出力する。
The operation of the A /
例えば、本構成によりオーバーサンプリングを行う場合は、アナログ入力電圧VinによるA/D変換結果を記憶回路51に複数記憶し、記憶された複数のデジタルデータCoutを演算回路52で加算平均し、得られた結果を最終のA/D変換結果として出力する。
For example, when oversampling is performed with this configuration, a plurality of A / D conversion results based on the analog input voltage Vin are stored in the
次に、本実施例の処理手順を、オーバーサンプリングを行う場合を例に説明する。図6は、本実施形態によるA/D変換装置によってn回のオーバーサンプリングを行う処理手順を示したフローチャートである。 Next, the processing procedure of the present embodiment will be described by taking oversampling as an example. FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure for performing oversampling n times by the A / D converter according to the present embodiment.
まず、ステップS1において、第1のパルス遅延回路1およびレベルシフト回路33へアナログ入力電圧Vinが、そして、第2のパルス遅延回路2へアナログ基準電圧Vrefが入力される。ステップS2において、オーバーサンプリングのカウンタをオーバーサンプリングする回数(=n)とし、ステップS3からステップS6において、図2のフローチャート(ステップS2からステップS5)と同様の処理手順で1回目のデジタルデータを得る。
First, in step S1, the analog input voltage Vin is input to the first
次に、信号処理部5は、ステップS7において、出力エンコーダ4が出力したデジタルデータを記憶回路51に記憶する。
次に、A/D変換装置は、ステップS8において、オーバーサンプリングのカウンタから「1」を減算し、ステップS9において、オーバーサンプリングのカウンタの値が「0」になったか否かを確認する。オーバーサンプリングのカウンタの値が「0」になった場合、演算回路52は、ステップS10において、記憶回路51に記憶されているn個のデジタルデータの加算平均を行い、ステップS11において、演算回路52が演算した最終的なデジタルデータCoutをA/D変換装置がA/D変換結果として出力する。ステップS9において、オーバーサンプリングのカウンタの値が「0」になっていない場合は、ステップS3にもどり、パルスSPが入力されると2回目以降のA/D変換を繰り返す。
Next, the
Next, the A / D converter subtracts “1” from the oversampling counter in step S8, and checks in step S9 whether or not the value of the oversampling counter has become “0”. When the value of the oversampling counter becomes “0”, the
上記に述べたとおり、本発明を実施するための形態によれば、オーバーサンプリングによってより高精度なA/D変換結果を得ることが可能となる。 As described above, according to the embodiment for carrying out the present invention, it is possible to obtain a more accurate A / D conversion result by oversampling.
なお、本実施例において、複数回のA/D変換結果を記憶回路51に記憶し、演算回路52で演算を行って最終のA/D変換結果を出力する形態としたが、記憶回路51に記憶されたデジタルデータをすべてA/D変換装置20から出力し、外部のCPU等の演算装置によって演算を行うことも可能である。
In this embodiment, the A / D conversion results of a plurality of times are stored in the
また、本実施例において、演算回路52が行う演算は、加算平均としたが、演算処理の方法はいかなるものであってもよい。
In this embodiment, the calculation performed by the
<第3実施形態>
以下、本発明の第3の実施形態として、複数のA/D変換結果を記憶する場合の別の形態について説明する。図7は、本実施形態によるA/D変換装置の構成を示したブロック図である。図5において、A/D変換装置30は、第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、ラッチタイミング制御部3(タイミング制御部)、出力エンコーダ4(出力部)、信号処理部5(出力部)、から構成される。また、ラッチタイミング制御部3は、第3のパルス遅延回路31、第3のパルス通過段数検出回路32、レベルシフト回路33、出力段数比較回路341(タイミング決定部)から構成され、出力エンコーダ4は、第1のラッチ&エンコーダ41、第2のラッチ&エンコーダ42、減算器43から構成される。また、信号処理部5は、記憶回路51、演算回路52、から構成される。
<Third Embodiment>
Hereinafter, as a third embodiment of the present invention, another mode in which a plurality of A / D conversion results are stored will be described. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the A / D converter according to the present embodiment. In FIG. 5, the A /
図7において、本実施形態によるA/D変換装置の第1のパルス遅延回路1、第2のパルス遅延回路7、第1のパルス通過段数検出回路2、第2のパルス通過段数検出回路8、ラッチタイミング制御部3、出力エンコーダ4、第3のパルス遅延回路31、第3のパルス通過段数検出回路32、レベルシフト回路33、第1のラッチ&エンコーダ41、第2のラッチ&エンコーダ42、減算器43、は、図1に示した第1実施形態および図5に示した第2実施形態と同じ構成で、同じ動作を行う。
In FIG. 7, the first
出力段数比較回路341は、第1〜第3のパルス遅延回路1、7、31が受けるパルスSPと同一のパルスが入力され、1回目のパルスSPの入力から1回目のラッチパルスLP1が出力される時間T(T=T1)を測定し、s回目(2回目以降)のラッチパルスLPsは、s回目のパルスSPの入力からT1経過後に出力する。つまり、1回目のラッチパルスLP1は、図1に示した第1実施形態および図5に示した第2実施形態に係る出力段数比較回路34と同一の動作で出力されるが、2回目移行のラッチパルスLPsは、パルスSP入力から一定時間(T1)で出力される。
The output stage
図8は、出力段数比較回路341からラッチパルスが出力されるタイミングを示した図である。1回目のパルスSPが入力されると1回目のラッチパルスLP1を出力するまでの時間を計測し、2回目以降のパルスSPが入力されると1回目のラッチパルスLP1と同じ時間(パルスSPが入力されてからの時間)でラッチパルスLPsを出力する。
FIG. 8 is a diagram illustrating timing at which a latch pulse is output from the output stage
本実施形態によるA/D変換装置においてオーバーサンプリングを行う場合の処理手順は、ラッチパルスの出力タイミング以外は、第2実施形態と同一であり、詳細な説明は省略する。 The processing procedure when oversampling is performed in the A / D converter according to the present embodiment is the same as that of the second embodiment except for the output timing of the latch pulse, and detailed description thereof is omitted.
上記に述べたとおり、本発明を実施するための形態によれば、オーバーサンプリング時の1回目のラッチパルスLP1のタイミングを2回目以降のラッチパルスLPsのタイミングに適用し、出力段数比較回路の信号処理を簡略化することができるため、オーバーサンプリングに伴う消費電力の増大を抑えることが可能となる。 As described above, according to the mode for carrying out the present invention, the timing of the first latch pulse LP1 at the time of oversampling is applied to the timing of the second and subsequent latch pulses LPs, and the signal of the output stage number comparison circuit Since the process can be simplified, it is possible to suppress an increase in power consumption accompanying oversampling.
また、1回目のラッチパルスLP1の出力後は、第3のパルス遅延回路、第3のパルス段数検出回路、レベルシフト回路を停止する機能を追加することによって、さらに消費電力を削減することが可能となる。 In addition, after the first output of the latch pulse LP1, it is possible to further reduce power consumption by adding a function of stopping the third pulse delay circuit, the third pulse stage number detection circuit, and the level shift circuit. It becomes.
また、本実施例においては、1回目のラッチパルスLP1のタイミングを2回目以降全てに適用したが、本発明は具体的な回数に制限されるものではなく、出力段数の比較により算出したラッチパルスのタイミングを、後のラッチのタイミングに適用するものは全て本発明に含まれる。 In this embodiment, the timing of the first latch pulse LP1 is applied to the second and all subsequent timings. However, the present invention is not limited to a specific number, and the latch pulse calculated by comparing the number of output stages. Anything that applies this timing to the timing of a later latch is included in the present invention.
上記に述べたとおり、本発明を実施するための形態によれば、従来の入出力特性の曲がり(非直線性)を補うように、アナログ入力電圧の大きさに応じて遅延ユニットの通過段数(および周回数)をラッチする時間を変更することができ、入出力特性を直線近似するために多数の基準電圧を実際にA/D変換することなく、直線性の良い入出力特性をもったA/D変換装置を提供することが可能となる。 As described above, according to the mode for carrying out the present invention, the number of passing stages of the delay unit (in accordance with the magnitude of the analog input voltage (in order to compensate for the curve (nonlinearity)) of the conventional input / output characteristics) A) having good linearity input / output characteristics without actually A / D converting a large number of reference voltages in order to approximate the input / output characteristics linearly. A / D conversion device can be provided.
また、連続したA/D変換の結果を演算して出力することにより、より高精度なA/D変換結果を得ることが可能となる。
また、連続したA/D変換を行う際の消費電力を削減することも可能となる。
Further, by calculating and outputting the result of continuous A / D conversion, it is possible to obtain a more accurate A / D conversion result.
It is also possible to reduce power consumption when performing continuous A / D conversion.
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲においての種々の変更も含まれる。 The embodiment of the present invention has been described above with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes various modifications within the scope of the present invention. It is.
10 A/D変換装置 1 第1のパルス遅延回路 2 第1のパルス通過段数検出回路 3 ラッチタイミング制御部 4 出力エンコーダ 31 第3のパルス遅延回路 32 第3のパルス通過段数検出回路 33 レベルシフト回路 34 出力段数比較回路 41 第1のラッチ&エンコーダ 42 第2のラッチ&エンコーダ 43 減算器 7 第2のパルス遅延回路 8 第2のパルス通過段数検出回路 5 信号処理部 51 記憶回路 52 演算回路 6 ラッチパルス生成回路 100 オペアンプ 101 PMOSトランジスタ 102 抵抗 103、104 NMOSトランジスタ 105 電流源 20 A/D変換装置 30 A/D変換装置 341 出力段数比較回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 A /
Claims (4)
アナログ入力電圧の大きさに応じた遅延時間で第1のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第1のパルス遅延回路と、
アナログ基準電圧の大きさに応じた遅延時間で第2のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第2のパルス遅延回路と、
前記第1のパルス信号が前記第1のパルス遅延回路内の遅延ユニットを所定時間に通過した段数を検出する第1のパルス通過段数検出回路と、
前記第2のパルス信号が前記第2のパルス遅延回路内の遅延ユニットを所定時間に通過した段数を検出する第2のパルス通過段数検出回路と、
前記第1のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数と前記第2のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数との段数差を表すデジタル信号を出力する出力部と、
前記アナログ入力電圧の大きさに応じて前記所定時間を決定するタイミング制御部と、
を備えることを特徴とするA/D変換装置。 An A / D converter that converts an analog input voltage into a digital signal,
A first pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying the first pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the analog input voltage are connected;
A second pulse delay circuit in which a plurality of delay units for delaying the second pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the analog reference voltage are connected;
A first pulse passage stage number detection circuit that detects the number of stages that the first pulse signal has passed through a delay unit in the first pulse delay circuit in a predetermined time;
A second pulse passage stage number detection circuit that detects the number of stages that the second pulse signal has passed through the delay unit in the second pulse delay circuit at a predetermined time;
An output unit that outputs a digital signal indicating a difference in the number of stages of the delay unit detected by the first pulse passing stage number detection circuit and the number of stages of the delay unit detected by the second pulse passing stage number detection circuit;
A timing control unit for determining the predetermined time according to the magnitude of the analog input voltage;
An A / D conversion device comprising:
前記アナログ入力電圧に対して一次関数的に増加又は減少するようにレベルシフトさせたレベルシフト電圧の大きさに応じた遅延時間で第3のパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続した第3のパルス遅延回路と、
前記第3のパルス信号が前記第3のパルス遅延回路内の前記遅延ユニットを所定時間に通過する段数を検出する第3のパルス通過段数検出回路と、
前記第1のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数と前記第3のパルス通過段数検出回路が検出した遅延ユニットの段数の差が一定となるように前記所定時間を決定するタイミング決定部と、
を備えることを特徴とする請求項1に記載のA/D変換装置。 The timing controller is
A third stage in which a plurality of delay units that delay the third pulse signal with a delay time corresponding to the magnitude of the level shift voltage level-shifted so as to increase or decrease linearly with respect to the analog input voltage is provided. A pulse delay circuit of
A third pulse passage stage number detection circuit that detects the number of stages that the third pulse signal passes through the delay unit in the third pulse delay circuit in a predetermined time;
Timing determination unit for determining the predetermined time so that a difference between the number of delay unit stages detected by the first pulse passing stage number detection circuit and the number of delay unit stages detected by the third pulse passing stage number detection circuit is constant. When,
The A / D converter according to claim 1, comprising:
前記遅延ユニットの段数検出を複数回行い、該複数回の検出結果を演算して得られたデジタル信号を出力する、
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のA/D変換装置。 The output unit is
The number of stages of the delay unit is detected a plurality of times, and a digital signal obtained by calculating the detection results of the plurality of times is output.
The A / D converter according to claim 1 or 2, wherein
ことを特徴とする請求項3に記載のA/D変換装置。 diverting the predetermined time determined at the m-th time as a predetermined time after the (m + 1) -th time,
The A / D converter according to claim 3.
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Cited By (2)
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US11075621B2 (en) | 2019-09-30 | 2021-07-27 | Seiko Epson Corporation | Delay circuit, time to digital converter, and A/D conversion circuit |
US11664813B2 (en) | 2019-09-30 | 2023-05-30 | Seiko Epson Corporation | Delay circuit, time to digital converter, and A/D conversion circuit |
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- 2009-03-30 JP JP2009083482A patent/JP2010239304A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11075621B2 (en) | 2019-09-30 | 2021-07-27 | Seiko Epson Corporation | Delay circuit, time to digital converter, and A/D conversion circuit |
US11664813B2 (en) | 2019-09-30 | 2023-05-30 | Seiko Epson Corporation | Delay circuit, time to digital converter, and A/D conversion circuit |
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