JP2010220449A - Power conversion apparatus and elevator device using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体スイッチング素子を含む電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置に関する。 The present invention relates to a power converter including a semiconductor switching element and an elevator apparatus using the power converter.
一般に半導体モジュールの内部では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)等の半導体スイッチング素子が半田付けにより絶縁基板上に固定されている。半導体スイッチング素子に通電及び遮断が繰り返されることで半導体スイッチング素子の温度が上昇,下降して、半導体スイッチング素子と絶縁基板との線膨張係数の差異により半田部に応力が集中し、疲労によりクラックが発生する。このクラックが進行することにより半導体スイッチング素子の放熱が妨げられ、熱抵抗が上昇し半導体スイッチング素子が破壊する。破壊前にこれを検知する手段としては、特許文献1のような温度検知素子を用いて熱抵抗の増大を検出する方法や、特許文献2のようにハンダと抵抗との積層体を取り付けることでクラックの状態を検知する方法がある。
In general, inside a semiconductor module, a semiconductor switching element such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) is fixed on an insulating substrate by soldering. Repeated energization and interruption of the semiconductor switching element causes the temperature of the semiconductor switching element to rise and fall, stress concentrates on the solder due to the difference in linear expansion coefficient between the semiconductor switching element and the insulating substrate, and cracks occur due to fatigue. appear. As the crack progresses, heat dissipation of the semiconductor switching element is hindered, the thermal resistance increases, and the semiconductor switching element is destroyed. As means for detecting this before destruction, a method of detecting an increase in thermal resistance using a temperature detecting element as in
また、特許文献3のように、制御装置において運転指令から損失を演算した推定値と温度変化率との関係から正常と異常とを判定して劣化による熱抵抗の増大を検知する方法もある。
Further, as disclosed in
これらの例では、特許文献1においては温度検知素子が必要であり、また特許文献2においてはハンダと抵抗との積層体が必要であり、半導体モジュールの小型化には適さない。また、特許文献3においては損失を演算するための高価な制御回路が必要となる。
In these examples,
一方、温度を検出する方法として、特許文献4のようにゲート抵抗の温度による抵抗値変化を利用したものがある。また、ゲート抵抗を半導体チップに搭載する例が特許文献5に記載されており、半導体チップに搭載されたゲート抵抗の抵抗値変化から半導体チップ温度を推測することができる。しかし、半導体チップの温度がわかってもチップとケースとの熱抵抗は検出することができないためクラック進行の検知には応用できない。
On the other hand, as a method for detecting the temperature, there is a method using a change in resistance value due to the temperature of the gate resistance as in
また、エレベータを駆動する電力変換装置に用いられる半導体モジュールの熱抵抗変化を検出するものとして、特許文献6のように、半導体モジュールのケース温度と放熱器温度との差を検出して特定の運転モードで動かしたときの温度差から異常を判定する例や、特許文献7では、半導体モジュール内部に温度センサを設けてあらかじめ定められた運転モードで運転したときの温度差が初期値からどれだけ増加したかで劣化を検出する方法がある。前者の例では半導体モジュール内部のハンダクラックは検出できなく、また両方の例ともに特定の運転モードでの温度検出が必要であり、エレベータのサービス低下につながる可能性がある。
Moreover, as what detects the thermal resistance change of the semiconductor module used for the power converter device which drives an elevator, like
さらに、電気自動車あるいはハイブリッド自動車を駆動する電力変換装置に用いられる半導体モジュールの熱抵抗変化を検出する例として、特許文献8がある。この例では半導体素子の電圧降下の温度特性を利用して、車両停止時に点検し残存寿命を評価している。しかし、半導体素子の電圧降下はオン状態では数ボルト程度であるのに対してオフ状態では数百ボルト以上印加されるため精度良い測定は困難である。また、この例では、例えば上アーム側の温度上昇を測定する際に、下アームをオン・オフさせているが、IGBTのオン電圧は低いので、測定するIGBT自体をオン・オフさせないと十分に温度を上昇させることはできないため精度良い評価が困難である。 Further, Patent Document 8 discloses an example of detecting a change in thermal resistance of a semiconductor module used in a power conversion device that drives an electric vehicle or a hybrid vehicle. In this example, utilizing the temperature characteristics of the voltage drop of the semiconductor element, the remaining life is evaluated by checking when the vehicle is stopped. However, the voltage drop of the semiconductor element is about several volts in the on state, but is applied several hundred volts or more in the off state, so that accurate measurement is difficult. In this example, for example, when measuring the temperature rise on the upper arm side, the lower arm is turned on / off. However, since the on-voltage of the IGBT is low, it is sufficient that the measured IGBT itself is not turned on / off. Since the temperature cannot be raised, accurate evaluation is difficult.
一方、通常の運転時にIGBTの温度上昇を抑制する方法として、三相インバータにおいて各相のスイッチングをある期間毎に停止させて(例えば上アーム側はオンのままで下アーム側はオフのままで)スイッチング損失を低減させる二相変調モードがあり、インバータに温度検出素子を付けて所定温度以上と判断した場合には二相変調モードに切替える方式が特許文献9に記載されている。ただし、これは温度が許容温度を超えるのを保護するには役立つが劣化判定はできない。 On the other hand, as a method of suppressing the temperature rise of the IGBT during normal operation, the switching of each phase is stopped every certain period in the three-phase inverter (for example, the upper arm side remains on and the lower arm side remains off). ) There is a two-phase modulation mode for reducing switching loss, and Patent Document 9 describes a method of switching to a two-phase modulation mode when a temperature detection element is attached to an inverter and it is determined that the temperature is equal to or higher than a predetermined temperature. However, this is useful for protecting the temperature from exceeding the allowable temperature, but the deterioration cannot be determined.
本発明は、上記問題点を考慮してなされたものであり、比較的簡単な構成で精度良く半導体モジュールの劣化を検出できる電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を提供する。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a power conversion device capable of detecting deterioration of a semiconductor module with high accuracy with a relatively simple configuration and an elevator device using the power conversion device.
本発明による電力変換装置は、半導体スイッチング素子を含む半導体モジュールと、半導体スイッチング素子をオンオフスイッチングする駆動回路と、駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置とを有する。さらに、本電力変換装置は、半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、温度検出部の検出結果に基づいて半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部とを備え、温度検出部は、半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出する。 A power conversion device according to the present invention includes a semiconductor module including a semiconductor switching element, a drive circuit that performs on / off switching of the semiconductor switching element, and a control device that provides an on / off command signal to the drive circuit. The power conversion device further includes a temperature detection unit that detects the temperature of the semiconductor module, and a deterioration determination unit that determines deterioration of the semiconductor module based on a detection result of the temperature detection unit. The temperature when the switching frequency of the element is changed is detected.
本発明によるエレベータ装置は、乗りかごと、乗りかごを吊るロープと、ロープを駆動して前記乗りかごを昇降させるモータとを備えるが、上記本発明による電力変換装置によってモータに電力を供給する。さらに、スイッチング回数を増大させる期間において、乗りかごの積載量が定格積載質量の略半分である0.3〜0.7倍とする。 The elevator apparatus according to the present invention includes a car, a rope that suspends the car, and a motor that drives the rope to raise and lower the car, and supplies power to the motor by the power converter according to the present invention. Further, in the period of increasing the number of times of switching, the loading capacity of the car is set to 0.3 to 0.7 times that is substantially half of the rated loading mass.
本発明によれば、比較的簡単な構成で精度良く半導体モジュールの劣化を検出できる電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を実現できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power converter device which can detect deterioration of a semiconductor module with a comparatively simple structure with sufficient precision, and an elevator apparatus using the same are realizable.
図1は、本発明の第一の実施形態である電力変換装置およびそれを用いて駆動制御されるエレベータ装置の概略構成を示す。商用電源71から受電する交流電力がPWM整流器2で直流電力に変換され、平滑コンデンサ72を介してインバータ1に供給される。インバータ1は、直流電力を所望の周波数の交流電力に変換して、交流電力によって駆動されるモータ73に供給する。モータ73,反らせ車83の両側にロープ85により乗りかご81と釣合錘84とが吊られた構成で、モータ73を回転させて乗りかご81を昇降させる。エレベータ装置の制御は電流センサ6,エンコーダを含む速度検出器74からの信号に基づいて制御装置5により行われる。
FIG. 1 shows a schematic configuration of a power conversion apparatus according to a first embodiment of the present invention and an elevator apparatus that is driven and controlled using the power conversion apparatus. AC power received from the
制御装置5は、速度検出器74,乗りかごの荷重センサ82及び図示していないエレベータの呼び情報などからエレベータ制御部51で速度を制御し、さらに電流制御部52で必要なトルクが出るように電流を制御する。PWM搬送波発生部54と電流制御部52からの指令により、パルス生成部55でPWMパルスを生成し、パルス送信部56を介してゲート駆動回路3に各スイッチング素子のオン/オフ指令SGが送られる。ゲート駆動回路3では、このオン/オフ指令信号をIGBT駆動信号に変換して、ゲート抵抗31,32を介してゲート電圧信号を印加することにより、インバータ1を構成する各半導体モジュール11〜16の半導体スイッチング素子(ここではIGBT)を駆動する。ここで、半導体モジュール12内部においてゲート抵抗31はIGBT半導体チップに搭載されており、他方のゲート抵抗32はIGBT及び環流ダイオードの半導体チップが搭載されている絶縁基板121とは別の絶縁基板122に配置されている。ゲート抵抗31,32はいずれも温度によって抵抗値が変化する特性を有しており、これらの抵抗を用いて温度を検知することができる。
The
なお、図1のように整流器側がPWM整流器2の場合には、インバータ1と同様に各半導体モジュール21〜26の半導体スイッチング素子を駆動するための制御回路及びゲート駆動回路が用いられるが、構成としてはインバータと同様なので、図の簡略化のために図示は省略している。
In addition, when the rectifier side is the PWM rectifier 2 as shown in FIG. 1, the control circuit and the gate drive circuit for driving the semiconductor switching elements of the
制御装置5は、二相変調と三相変調とを切替えるための変調方式切替部53を持っており、この切替指令に応じてパルス生成部55では、二相変調スイッチングと三相変調スイッチングの両方のパルスを生成することができる。
The
また劣化判定部4があり、2つのゲート抵抗31,32から絶縁部411及び421を介して電圧検出部412及び422によりゲート抵抗の両端電圧V1及びV2を検出して、電圧比較部43により電圧比V1/V2を検出する。ゲート抵抗の両端電圧の検出としては、ゲート駆動回路3から供給されるゲート電流が最大値の時の両端電圧を検出している。
Further, there is a
図3は、検出のタイミングチャートを示す。パルス送信部56からゲート駆動回路3へのオン/オフ指令SGは最初オフの状態であるが、t10でオン指令が入る。ゲート駆動回路3内の例えばフォトカプラの遅延により、t11の時点でゲート電流が流れ始める。ゲート電流が流れることによりゲート電圧が上昇する。ゲート電流はt12でピーク値となり、この時に電圧検出部412,422に検出指令SDを与えることでゲート抵抗の両端電圧を検知する。オン指令のタイミングt10からゲート電流が最大となるt12までの時間はゲート電源電圧とゲート抵抗とから概ね決まるので、この時間だけ遅延させる遅延回路401により検出指令SDを与えることができる。
FIG. 3 shows a timing chart of detection. The on / off command SG from the
ゲート電流が最大となる時点はゲート抵抗の両端電圧も最大となるため、パルス送信部56からの信号を用いずに、逐次検出したデータを前のデータとの比較により最大値を出す構成にしてもよいが、その際ゲート電流の変化は高速であるため、比較演算の処理を高速に行うことが好ましい。
Since the voltage across the gate resistance is also maximized when the gate current is maximized, the maximum value is obtained by comparing the sequentially detected data with the previous data without using the signal from the
その後、ゲート電圧Vgeがさらに上がってt13の時点でゲート閾値電圧に至るためコレクタ電流Icが流れ始める。コレクタ電流Icの上昇により配線インダクタンス分がもつ電圧の分だけコレクタ−エミッタ電圧Vceが低下する。その後、さらにVceは低下してオン定常状態に至る。このようにゲート抵抗両端電圧を検出するt12の時点では、コレクタ電流Icおよびコレクタ−エミッタ電圧Vceはまだ変化していないので、電位の変動がなくノイズが発生しにくいため精度よく検出できる。また、t14でオフ指令が入るとやや遅れたt15でゲート電流Igが負の向きに流れ始めて、t16で電圧Vceが上昇を始めてオフ動作が行われる。この時のゲート抵抗両端電圧を検出することも可能である。 Thereafter, since the gate voltage Vge further rises and reaches the gate threshold voltage at the time t13, the collector current Ic starts to flow. As the collector current Ic increases, the collector-emitter voltage Vce decreases by the voltage of the wiring inductance. Thereafter, Vce further decreases to reach an ON steady state. In this way, at the time t12 when the voltage across the gate resistance is detected, the collector current Ic and the collector-emitter voltage Vce have not changed yet, so that there is no potential fluctuation and noise is unlikely to occur, so that it can be accurately detected. Further, when an OFF command is input at t14, the gate current Ig starts to flow in a negative direction at t15, which is slightly delayed, and the voltage Vce starts to increase at t16 and the OFF operation is performed. It is also possible to detect the voltage across the gate resistance at this time.
次に、図2を用いて、劣化による熱抵抗増大を検出する方法について説明する。図2はエレベータの運転例の一部として、時刻t1で加速して時刻t2で加速終了して一定速度で走行しているときの、速度v,モータの電流i,半導体モジュール12の半導体スイッチング素子の損失P及びスイッチング素子のチップ〜ケース温度差ΔTj−cの変化を示す。なお、モータの電流は実際には可変周波数の正弦波状の電流であるが、ここでは電流の大きさを表すために短時間の電流実効値を示した。
Next, a method for detecting an increase in thermal resistance due to deterioration will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows, as part of an example of elevator operation, speed v, motor current i, semiconductor switching element of
時刻t1からt2の間は加速期間であり、速度vが増加する。加速中は慣性の影響によりt2以降の定速期間に比べて電流が大きくなるため損失も大きい。なお実際のエレベータでは加速期間中も乗り心地を良くするために加速度を変化させることなどのため、速度は必ずしも直線的に増加するわけではないが、ここでは図の簡略化のため加速度を一定とした。 The period from time t1 to t2 is an acceleration period, and the speed v increases. During acceleration, the current is larger than the constant speed period after t2 due to the influence of inertia, so the loss is also large. In actual elevators, the speed does not always increase linearly, for example, because the acceleration is changed to improve the ride comfort during the acceleration period, but here the acceleration is assumed to be constant for the sake of simplicity. did.
時刻t3までは二相変調スイッチング方式、すなわち三相のうち一相をその大小関係から順番に一相ずつスイッチングを休止させる方式によりスイッチング損失を低減しているが、時刻t3からt4までの間は三相すべての相をスイッチングさせる三相変調スイッチング方式に切替えている。これにより電流は同じでも損失は増大する。図2においてΔTj−cは、半導体モジュールが初期の状態を点線で示し、ハンダクラックにより劣化した状態を実線で示した。劣化した状態では熱抵抗が増大しているため、初期の状態に比べて温度が高くなる。また、二相変調スイッチング方式である時刻t5と三相変調スイッチング方式に切替えた後の時刻t6との温度差も劣化状態では増大する(すなわちΔT>ΔT0)。通常、初期状態と劣化状態とを直接比較するためには、両方で他の環境が一致した条件で比較することが好ましく、初期状態を記憶しておくことが好ましいが、本実施形態では比較的簡単な回路あるいは方法によって時刻t5と時刻t6との温度差を検出することができる。 From time t3 to t4, the switching loss is reduced by the two-phase modulation switching method, that is, the switching of one phase of the three phases is stopped one by one in order from the magnitude relationship. The system has been switched to a three-phase modulation switching system that switches all three phases. This increases the loss even if the current is the same. In FIG. 2, ΔTj−c indicates the initial state of the semiconductor module with a dotted line, and indicates the state of deterioration due to solder cracks with a solid line. Since the thermal resistance is increased in the deteriorated state, the temperature is higher than that in the initial state. In addition, the temperature difference between time t5, which is the two-phase modulation switching method, and time t6, after switching to the three-phase modulation switching method, also increases in the degraded state (ie, ΔT> ΔT0). Usually, in order to directly compare the initial state and the deteriorated state, it is preferable to compare under conditions where the other environments match, and it is preferable to store the initial state. A temperature difference between time t5 and time t6 can be detected by a simple circuit or method.
一般的な半導体モジュールでは、半導体チップとケースとの熱抵抗及びケースと放熱器との間の熱抵抗は1秒程度で定常値となるのに対して、放熱器の熱時定数は1分から数分である。そのため、t3からt4の間の時間を、数秒とすることでΔTj−cは十分に変化して検知でき、また放熱器の温度はほとんど上昇しない。すなわち、二相変調方式から三相変調方式に切替えてスイッチング回数を増やす期間t3〜t4を、半導体チップとケースとの間の熱抵抗が定常値に至る時間より長く、かつ半導体モジュールの放熱器の熱時定数よりも短い時間に設定することにより、放熱性能を損なうことなく、温度Tc,Tjを精度良く検知できる。また、比較的高層の建築物で、入り口の階(例えば、1階)から展望階へ直行するエレベータにおいては、速度が一定の期間は数十秒以上あるため、その間にt3からt4の検知をするための時間は十分に確保できる。 In general semiconductor modules, the thermal resistance between the semiconductor chip and the case and the thermal resistance between the case and the radiator reach a steady value in about 1 second, whereas the thermal time constant of the radiator is from one minute to several minutes. Minutes. Therefore, if the time between t3 and t4 is set to several seconds, ΔTj-c can be sufficiently changed and detected, and the temperature of the radiator hardly increases. That is, the period t3 to t4 in which the number of times of switching is increased by switching from the two-phase modulation method to the three-phase modulation method is longer than the time until the thermal resistance between the semiconductor chip and the case reaches a steady value, and the heat sink of the semiconductor module By setting the time shorter than the thermal time constant, the temperatures Tc and Tj can be detected with high accuracy without impairing the heat dissipation performance. Moreover, in an elevator that is a relatively high-rise building and goes straight from the entrance floor (for example, the first floor) to the observation floor, the speed is constant for several tens of seconds, so t3 to t4 are detected during that period. Enough time can be secured.
次に、劣化による熱抵抗の増大の検出方法について説明する。 Next, a method for detecting an increase in thermal resistance due to deterioration will be described.
ゲート抵抗31及び32の温度特性を図4に示す。本実施形態において用いるゲート抵抗では、25℃の抵抗値に対して125℃の抵抗値が2倍である。
The temperature characteristics of the
ここで、ゲート抵抗31と32とは同じ抵抗値として、温度Tにおける抵抗値R(T)は(1)式で表される。
Here, the
R(T)=R0・{1+(2R0−R0)/(125−25)・(T−25)}
=R0・{1+R0・(T−25)/100} ・・・(1)
R (T) = R0. {1+ (2R0-R0) / (125-25). (T-25)}
= R0 · {1 + R0 · (T−25) / 100} (1)
半導体チップに搭載されたゲート抵抗31の抵抗値をR1、両端電圧をV1として、半導体チップが配置される絶縁基板とは別の絶縁基板に搭載されたゲート抵抗32の抵抗値をR2、両端電圧をV2とする。ここで、ゲート抵抗31の温度は半導体チップの温度Tjであり、ゲート抵抗32の温度はケース温度Tcである。本実施形態では、両抵抗の25℃における抵抗値R0をともに1Ωとする。
The resistance value of the gate resistor 31 mounted on the semiconductor chip is R1, the voltage at both ends is V1, the resistance value of the
図2のt5において、ケース温度Tc(t5)=70℃,損失P(t5)=P0=1000W、チップとケースとの間の熱抵抗の標準値Rth(j−c)=0.02[K/W]とすると、Tj(t5)は(2)式により表される。 At t5 in FIG. 2, the case temperature Tc (t5) = 70 ° C., the loss P (t5) = P0 = 1000 W, and the standard value Rth (j−c) of the thermal resistance between the chip and the case = 0.02 [K / W], Tj (t5) is expressed by equation (2).
Tj(t5)=Tc(t5)+Rth(j−c)・P(t5) ・・・(2)
=70+0.02×1000=90℃
Tj (t5) = Tc (t5) + Rth (j−c) · P (t5) (2)
= 70 + 0.02 × 1000 = 90 ° C.
よって、抵抗値は、
R1(t5)=R1(T=90℃)=1×{1+1×(90−25)/100}=1.65Ω
R2(t5)=R2(T=70℃)=1×{1+1×(70−25)/100}=1.45Ω
ゲート電流の最大値をIg(t5)として、各ゲート抵抗の両端電圧V1,V2は、以下となる。
Therefore, the resistance value is
R1 (t5) = R1 (T = 90 ° C.) = 1 × {1 + 1 × (90−25) / 100} = 1.65Ω
R2 (t5) = R2 (T = 70 ° C.) = 1 × {1 + 1 × (70−25) / 100} = 1.45Ω
Assuming that the maximum value of the gate current is Ig (t5), the voltages V1 and V2 across the gate resistors are as follows.
V1(t5)=Ig(t5)・R1(t5)=1.65・Ig(t5)
V2(t5)=Ig(t5)・R2(t5)=1.45・Ig(t5)
V1 (t5) = Ig (t5) · R1 (t5) = 1.65 · Ig (t5)
V2 (t5) = Ig (t5) · R2 (t5) = 1.45 · Ig (t5)
図1の電圧検出部412及び422によって、この電圧V1(t5)及びV2(t5)が検出され、電圧比較部43の出力は、(3)式となる。
The voltages V1 (t5) and V2 (t5) are detected by the
(V1/V2)|t5=V1(t5)/V2(t5)=1.65/1.45
=1.138 ・・・(3)
(V1 / V2) | t5 = V1 (t5) / V2 (t5) = 1.65 / 1.45
= 1.138 (3)
検出調整部44では、変調方式切替部53からt5時点で送信された信号を受けると、t5時点におけるV1/V2の値を検出値格納部45に一時的に格納する。
When receiving the signal transmitted from the modulation
次に図2のt6において、チップとケースとの熱抵抗Rth(j−c)が増大していない場合について説明する。t5の時点の損失P0に対して損失がk倍になっているとする。t6におけるTcは、半導体モジュールのケースと放熱器との間の熱抵抗をRth(c−f)=0.01[K/W]として、(4)式で表される。ここで放熱器の温度はTfinとする。 Next, the case where the thermal resistance Rth (jc) between the chip and the case has not increased at t6 in FIG. 2 will be described. Assume that the loss is k times the loss P0 at the time t5. Tc at t6 is expressed by equation (4), where Rth (c−f) = 0.01 [K / W] is the thermal resistance between the case of the semiconductor module and the radiator. Here, the temperature of the radiator is Tfin.
Tc(t6)=Tc(t5)+Rth(c−f)・(k−1)・P0+(Tfin(t6)
−Tfin(t5)) ・・・(4)
Tc (t6) = Tc (t5) + Rth (cf). (K-1) .P0 + (Tfin (t6)
-Tfin (t5)) (4)
ここで、t5からt6の時間は数秒程度であるため放熱器の温度変化は無視できる。 Here, since the time from t5 to t6 is about several seconds, the temperature change of the radiator can be ignored.
損失は、スイッチング周波数が10kHz程度とした場合には、定常損失よりもスイッチング損失の割合が大きく、二相変調から三相変調にすると、スイッチング回数が3/2=1.5倍となり、力率が比較的高い(0.9以上)場合には、二相変調時には大きな電流値でのスイッチングが停止していたこともあり、定常損失も含めた損失が1.5倍程度となり得る。そこで、損失の増大比率をk=1.5とする。 When the switching frequency is about 10 kHz, the loss is larger than the steady loss, and when switching from two-phase modulation to three-phase modulation, the number of times of switching is 3/2 = 1.5 times, and the power factor Is relatively high (0.9 or more), switching at a large current value may have stopped during two-phase modulation, and loss including steady loss may be about 1.5 times. Therefore, the loss increase ratio is set to k = 1.5.
Tc(t6)=70+0.01×(1.5−1)×1000=75℃
Tj(t6)=Tc(t6)+Rth(j−c)・P(t6)
=75+0.02×1.5×1000=105℃
Tc (t6) = 70 + 0.01 × (1.5-1) × 1000 = 75 ° C.
Tj (t6) = Tc (t6) + Rth (j−c) · P (t6)
= 75 + 0.02 × 1.5 × 1000 = 105 ° C.
よって、各抵抗値は、
R1(t6)=1×{1+1×(105−25)/100}=1.8Ω
R2(t6)=1×{1+1×(75−25)/100}=1.5Ω
Therefore, each resistance value is
R1 (t6) = 1 × {1 + 1 × (105−25) / 100} = 1.8Ω
R2 (t6) = 1 × {1 + 1 × (75−25) / 100} = 1.5Ω
したがって、電圧比較部43の出力は、(5)式となる。
Therefore, the output of the
(V1/V2)|t6=V1(t6)/V2(t6)=1.8/1.5=1.2 ・・・(5) (V1 / V2) | t6 = V1 (t6) / V2 (t6) = 1.8 / 1.5 = 1.2 (5)
t5とt6とにおける電圧比率から、電圧比較部46において(3)式と(5)式との差が次の(6)式のように導出される。
From the voltage ratio at t5 and t6, the
(V1/V2)|t6−(V1/V2)|t5=1.2−1.138=0.062
・・・(6)
(V1 / V2) | t6- (V1 / V2) | t5 = 1.2-1.138 = 0.062
... (6)
一方、劣化により熱抵抗が増大した場合について以下に説明する。ここで、熱抵抗がγ倍になったとして、劣化後の熱抵抗Rth(j−c)′は(7)式となる。 On the other hand, the case where thermal resistance increases due to deterioration will be described below. Here, assuming that the thermal resistance is γ times, the post-degradation thermal resistance Rth (j−c) ′ is expressed by equation (7).
Rth(j−c)′=γ・Rth(j−c) ・・・(7) Rth (j−c) ′ = γ · Rth (j−c) (7)
ここではγ=1.2すなわちチップとケース間の熱抵抗が初期値の1.2倍になったとする。 Here, it is assumed that γ = 1.2, that is, the thermal resistance between the chip and the case becomes 1.2 times the initial value.
まずt5における温度は、損失がP,Rth(c−f)は劣化がないとして、劣化がない時と同じなので、Tc(t5)′=70℃とみなしてよい。チップ温度Tjは熱抵抗がγ倍になっているため、
Tj(t5)′=Tc(t5)′+Rth(j−c)・γ・P0
=70+0.02×1.2×1000=70+24=94℃
となる。したがって、各抵抗値は、
R1(t5)′=R1(T=94℃)=1×{1+1×(94−25)/100}
=1.69Ω
R2(t5)′=R2(T=70℃)=1×{1+1×(70−25)/100}
=1.45Ω
First, the temperature at t5 is the same as when there is no deterioration, assuming that the loss is P and Rth (c−f), and it may be considered that Tc (t5) ′ = 70 ° C. Since the chip temperature Tj has a thermal resistance of γ times,
Tj (t5) ′ = Tc (t5) ′ + Rth (j−c) · γ · P0
= 70 + 0.02 × 1.2 × 1000 = 70 + 24 = 94 ° C.
It becomes. Therefore, each resistance value is
R1 (t5) ′ = R1 (T = 94 ° C.) = 1 × {1 + 1 × (94−25) / 100}
= 1.69Ω
R2 (t5) ′ = R2 (T = 70 ° C.) = 1 × {1 + 1 × (70−25) / 100}
= 1.45Ω
ゲート電流の最大値をIg(t5)′として、各ゲート抵抗の両端電圧V1,V2は、以下となる。 Assuming that the maximum value of the gate current is Ig (t5) ′, the voltages V1 and V2 across the gate resistors are as follows.
V1(t5)′=Ig(t5)′・R1(t5)′=1.65・Ig(t5)′
V2(t5)′=Ig(t5)′・R2(t5)′=1.45・Ig(t5)′
V1 (t5) ′ = Ig (t5) ′ · R1 (t5) ′ = 1.65 · Ig (t5) ′
V2 (t5) ′ = Ig (t5) ′ · R2 (t5) ′ = 1.45 · Ig (t5) ′
図1の電圧検出部412及び422により、この電圧V1(t5)′及びV2(t5)′が検出され、電圧比較部43の出力は、(8)式となる。
The voltages V1 (t5) ′ and V2 (t5) ′ are detected by the
(V1/V2)|t5′=V1(t5)′/V2(t5)′=1.69/1.45
=1.166 ・・・(8)
(V1 / V2) | t5 '= V1 (t5)' / V2 (t5) '= 1.69 / 1.45
= 1.166 (8)
検出調整部44では、変調方式切替部53からt5時点で送信された信号を受けると、t5におけるV1/V2の値を検出値格納部45に一時的に格納する。
When the
次にt6時点について説明する。t5の時点の損失P0に対して損失がk倍になっている。半導体モジュールのケースと放熱器との間の熱抵抗はRth(c−f)=0.01[K/W]のまま変化しないとして、(9)式となる。 Next, the time point t6 will be described. The loss is k times the loss P0 at time t5. Assuming that the thermal resistance between the case of the semiconductor module and the heatsink remains unchanged at Rth (cf) = 0.01 [K / W], equation (9) is obtained.
Tc(t6)′=Tc(t5)′+Rth(c−f)・(k−1)・P0+(Tfin(t6)′
−Tfin(t5)′) ・・・(9)
Tc (t6) '= Tc (t5)' + Rth (cf). (K-1) .P0 + (Tfin (t6) '
-Tfin (t5) ') (9)
ここでも、t5からt6の時間は数秒程度であるため放熱器の温度変化は無視できる。 Again, since the time from t5 to t6 is about several seconds, the temperature change of the radiator can be ignored.
損失の増大比率は劣化していない時と同じく、k=1.5として、
Tc(t6)′=70+0.01・(1.5−1)・1000=75℃
Tj(t6)′=Tc(t6)′+Rth(j−c)・γ・P(t6)
=75+0.02×1.2×1.5×1000=111℃
The loss increase ratio is the same as when it is not degraded, and k = 1.5.
Tc (t6) ′ = 70 + 0.01 · (1.5-1) · 1000 = 75 ° C.
Tj (t6) ′ = Tc (t6) ′ + Rth (j−c) · γ · P (t6)
= 75 + 0.02 × 1.2 × 1.5 × 1000 = 111 ° C.
よって、各抵抗値は、
R1(t6)′=1×{1+1×(111−25)/100}=1.86Ω
R2(t6)′=1×{1+1×(75−25)/100}=1.5Ω
Therefore, each resistance value is
R1 (t6) ′ = 1 × {1 + 1 × (111−25) / 100} = 1.86Ω
R2 (t6) ′ = 1 × {1 + 1 × (75−25) / 100} = 1.5Ω
したがって、電圧比較部43の出力は、(10)式となる。
Therefore, the output of the
(V1/V2)|t6′=V1(t6)′/V2(t6)′=1.86/1.5=1.24
・・・(10)
(V1 / V2) | t6 '= V1 (t6)' / V2 (t6) '= 1.86 / 1.5 = 1.24
... (10)
t5とt6とにおける電圧比率から、電圧比較部46において(8)式と(10)式との差が(11)式のように導出される。
From the voltage ratio at t5 and t6, the
(V1/V2)|t6′−(V1/V2)|t5′=1.24−1.166=0.074
・・・(11)
(V1 / V2) | t6 '-(V1 / V2) | t5' = 1.24-1.166 = 0.074
(11)
電圧比率比較部48では、劣化前には(6)式で算出された0.062、劣化時には(11)式で算出された0.074が、判定閾値47と比較される。ここで判定閾値を0.070とすることで、熱抵抗の劣化が検出できる。熱抵抗の劣化を検出した場合には熱抵抗増大判定部49から制御装置5内のエレベータ制御部51に劣化情報が伝送される。劣化情報は診断結果出力部57で表示するとともに、診断結果送信部58により図示していないエレベータが設置されている建物の管理室やエレベータ保守会社の遠隔監視室に伝達される。
In the voltage
このようにして、図2に示した損失を増大させたときの温度変化ΔTとΔT0との差を用いて劣化による熱抵抗の増大を検出することができる。上記の実施形態では、熱抵抗の増大率γを1.2としたが、判定閾値47を変えることで他の数値にも設定できる。
In this way, an increase in thermal resistance due to deterioration can be detected using the difference between the temperature changes ΔT and ΔT0 when the loss shown in FIG. 2 is increased. In the above-described embodiment, the thermal resistance increase rate γ is set to 1.2. However, by changing the
なお、劣化判定部4を半導体モジュール内部に具備しても良いが、電力変換装置を小型化するには半導体モジュールを小型にすることが好ましい。そのために、半導体モジュールにはゲート抵抗31及び32の両端電圧を検出するための端子を設けることが好ましい。
Although the
上記の実施形態は、電力変換装置の小型化に適し、かつ、高価な制御回路を必要とせず、エレベータ装置のサービスを低下させることなく、半導体モジュールの劣化を検出することができる。 The above-described embodiment is suitable for downsizing the power conversion device, does not require an expensive control circuit, and can detect deterioration of the semiconductor module without degrading the service of the elevator device.
図5は、本発明の第二の実施形態である電力変換装置及びそれを用いたエレベータ装置を示す。なお、以下、主に、図1の実施形態と異なる構成について説明する。 FIG. 5 shows a power conversion apparatus and an elevator apparatus using the same according to the second embodiment of the present invention. Hereinafter, a configuration different from the embodiment of FIG. 1 will be mainly described.
本実施形態では、図2のt5においてスイッチング周波数を変更させて損失を変化させる。制御装置5に、2通りのスイッチング周波数に対応するPWM搬送波発生部541と542とを設けており、これを変調方式切替部53の指令によりパルス生成部55でどちらの搬送波を用いるか切替えている。
In this embodiment, the loss is changed by changing the switching frequency at t5 in FIG. The
搬送波発生部542によるスイッチング周波数は、搬送波発生部541によるスイッチング周波数より高く設定されている。このため、図2のt3〜t4において搬送波発生部541から搬送波発生部542へ切替えることにより、図2のt3〜t4の状態と同様に、スイッチング損失を増大させることができる。
The switching frequency by the carrier
また、本実施形態においては、温度の検出にゲート抵抗を用いるのではなく、スイッチング素子のチップが搭載されている絶縁基板121に設けた温度センサ91とケース温度を測定する温度センサ92とから、温度検出部41及び42によってチップ温度Tjとケース温度Tcとを検出してその差すなわち温度差ΔTj−cを温度比較部430により検出している。図2におけるt5とt6とのΔTj−cを比較して、その差が所定の閾値よりも大きければ、熱抵抗が増大していると判定される。ここで、温度センサとしては、サーミスタなどが用いられる。
Further, in this embodiment, instead of using a gate resistor for temperature detection, a temperature sensor 91 provided on an insulating
本実施形態では、温度を温度センサにより直接検出しているので、温度差検出部40の構成を簡単にできる。
In the present embodiment, since the temperature is directly detected by the temperature sensor, the configuration of the temperature
図6は、本発明の第三の実施形態である電力変換装置およびそれを適用したエレベータ装置の一部を示す。なお、本図は、図1におけるインバータ1のうちの一相分を示したものである。一つの半導体モジュール1Uに上側アーム(11)と下側アーム(12)とが含まれており、それぞれのアームにおいては複数(図6では三個)の半導体スイッチング素子が並列接続されている。このような半導体スイッチング素子の並列接続により、半導体モジュールが大容量化されている。なお、図の簡略化のために上側アーム(11)については図示を省略しているが同じ並列数のスイッチング素子が接続されている。なお、ここで下側アーム(12)の半導体スイッチング素子について温度を検出しているのは、上側アーム(11)の半導体スイッチング素子のエミッタは負荷に接続される部分であるためスイッチングにより電位が変動するのに対して、下側アーム(12)の半導体スイッチング素子のエミッタは負極に接続されているためスイッチングによる電位の変化はなくノイズ分が少なく精度良く検出できるためである。
FIG. 6 shows a part of a power conversion apparatus and an elevator apparatus to which the power conversion apparatus according to the third embodiment of the present invention is applied. This figure shows one phase of the
ゲート電圧はモジュールの中央部に位置する半導体スイッチング素子1212に接続されるゲート抵抗312について検出する。半導体モジュールでは内部の並列素子間で電流分担が均等化されており、各素子の温度は概ね同じであるが、半導体モジュールの中央部に配置されている方が温度上昇は大きくなりやすいため、劣化検知の信頼性向上のため半導体モジュールの中央部で検出している。
The gate voltage is detected with respect to the
Tc=70℃,Tj=90℃とすると、R1=R(90℃)=1.65Ω,R2=R(70℃)=1.45Ωである。ここで、ゲート抵抗32を流れるゲート電流をIgとすると、抵抗312を流れる電流は、ゲート電流がほぼ3等分され、Ig/3である。そのため、抵抗の両端電圧は(12)式および(13)式となる。
If Tc = 70 ° C. and Tj = 90 ° C., then R1 = R (90 ° C.) = 1.65Ω and R2 = R (70 ° C.) = 1.45Ω. Here, assuming that the gate current flowing through the
V1=R1・Ig/3=1.65/3・Ig ・・・(12)
V2=R2・Ig=1.45・Ig ・・・(13)
V1 = R1 · Ig / 3 = 1.65 / 3 · Ig (12)
V2 = R2 · Ig = 1.45 · Ig (13)
図1の実施形態と同様に電圧比を求めるために、(12)式と(13)式における電流値の違いを補正する。すなわち、抵抗312の電圧検出部412の検出値に並列数補正部414によって並列数補正値413(ここでは3倍)を乗じることで、電圧比較部43以降は実施例1の場合と同様の回路及び計算方法を用いることができる。
In order to obtain the voltage ratio as in the embodiment of FIG. 1, the difference in the current value between the equations (12) and (13) is corrected. That is, by multiplying the detection value of the
なお、本実施形態では、半導体チップに内蔵されたゲート抵抗311〜313の抵抗値と、これらゲート抵抗とは別に配置されたゲート抵抗32との抵抗値を同じにしたが、抵抗値が異なる場合には、並列数補正値413の数値を抵抗値と並列数に応じて変更すれば良い。
In the present embodiment, the resistance values of the
図7は、本発明の第四の実施形態である電力変換装置およびそれを用いたエレベータ装置における熱抵抗増大検出方法を示す。なお、図7は第一の実施形態における図2に相当するものである。図2の場合にはt3からt4までの間のスイッチング回数を増やして損失を増大させたときの温度上昇の変化から熱抵抗の増大を検出したが、本実施形態では、逆にt3からt4までのスイッチング回数を減らした時の温度差の変化から熱抵抗の増大を検出している。温度差ΔTは、損失の変化量ΔPと熱抵抗との積で表せるため、劣化により熱抵抗が増大すると変化量が増える。よって、図2の損失を増大させたときと同様に熱抵抗の増大を検出することできる。 FIG. 7 shows a method for detecting an increase in thermal resistance in a power conversion apparatus and an elevator apparatus using the same according to a fourth embodiment of the present invention. FIG. 7 corresponds to FIG. 2 in the first embodiment. In the case of FIG. 2, an increase in thermal resistance is detected from a change in temperature rise when the number of switching between t3 and t4 is increased to increase the loss, but in the present embodiment, conversely from t3 to t4. The increase in thermal resistance is detected from the change in temperature difference when the number of times of switching is reduced. Since the temperature difference ΔT can be expressed by the product of the loss variation ΔP and the thermal resistance, the variation increases as the thermal resistance increases due to deterioration. Therefore, an increase in thermal resistance can be detected in the same manner as when the loss in FIG. 2 is increased.
熱抵抗の増大を検出するために損失を増大させる場合には、Tjが半導体スイッチング素子の許容温度を超えないようにしなくてはならないが、本実施形態では許容温度を考慮しなくても良い。 When increasing the loss in order to detect an increase in thermal resistance, it is necessary to prevent Tj from exceeding the allowable temperature of the semiconductor switching element. However, in this embodiment, the allowable temperature need not be considered.
図8は、本発明の第五の実施形態である電力変換装置およびそれを用いたエレベータ装置における、エレベータが力行運転する際の電流とエレベータの定格積載質量に対する実際の積載率との関係を示す。一般的なエレベータでは積載量が定格の約半分の時に釣り合うように釣合錘の重さが決められている。そのため、積載率が約0.5で電流が最小となり、積載率が1.0の上昇時及び積載なしで下降する時の電流が大きくなる。積載率が1.0の時の電流値I0に対して、2/3以下の範囲で図2に示すように二相変調方式から三相変調方式に変更しても(スイッチングの回数は3/2倍となる)、損失は電流値がI0の時の損失を超えることがないため、温度Tjは許容温度を超えるようなことはない。 FIG. 8 shows the relationship between the current when the elevator is in a power running operation and the actual loading ratio with respect to the rated loading mass of the elevator in the power converter and the elevator apparatus using the same according to the fifth embodiment of the present invention. . In general elevators, the weight of the counterweight is determined so that it is balanced when the load is about half of the rating. Therefore, the current is minimized when the loading rate is about 0.5, and the current when the loading rate is increased by 1.0 and when the loading rate is lowered without loading is increased. Even if the current value I0 when the loading ratio is 1.0 is changed from the two-phase modulation method to the three-phase modulation method as shown in FIG. 2 within a range of 2/3 or less (the number of times of switching is 3 / Since the loss does not exceed the loss when the current value is I0, the temperature Tj does not exceed the allowable temperature.
図8のように、例えば積載率が0.3〜0.7ならば、二相変調方式から三相変調方式に変更しても、定格積載時の電流を超えることはないため、熱抵抗を検出するために損失を増大させても半導体スイッチング素子の半導体チップの温度が許容温度を超えるようなことはない。図1あるいは図5における荷重センサ82からの信号により、積載率がエレベータ制御部51で損失を増大させることができる値である0.3〜0.7の範囲であるかどうかを検知して、変調方式切替部53にその情報を伝達することで変調方式を切替えても良い。
As shown in FIG. 8, for example, if the loading ratio is 0.3 to 0.7, even if the two-phase modulation method is changed to the three-phase modulation method, the current during rated loading will not be exceeded. Even if the loss is increased for detection, the temperature of the semiconductor chip of the semiconductor switching element does not exceed the allowable temperature. Detecting whether the loading ratio is within a range of 0.3 to 0.7, which is a value that can increase the loss in the
以上の実施形態に限らず、本発明の技術的思想の範囲内において種々の実施形態が可能であることは言うまでもない。例えば、半導体スイッチング素子としては、IGBTの他、パワーMOSFETなどの他の半導体スイッチング素子を用いることもできる。また、本発明は、インバータに限らず、半導体モジュールが用いられるコンバータや各種スイッチング電源などにおいて実施できる。さらに、本発明による電力変換装置は、エレベータの他、一定電流の状態が継続する装置に適用することができ、同様の効果をもたらす。 Needless to say, various embodiments are possible within the scope of the technical idea of the present invention. For example, as the semiconductor switching element, other semiconductor switching elements such as a power MOSFET can be used in addition to the IGBT. The present invention is not limited to an inverter, and can be implemented in a converter using a semiconductor module, various switching power supplies, and the like. Furthermore, the power conversion device according to the present invention can be applied to a device in which a constant current state continues in addition to an elevator, and brings about the same effect.
1 インバータ
2 PWM整流器
3 ゲート駆動回路
4 劣化判定部
5 制御装置
6 電流センサ
11〜16,21〜26 半導体モジュール
31,32 ゲート抵抗
43,46 電圧比較部
44 検出調整部
45 検出値格納部
47 判定閾値
48 電圧比率比較部
49 熱抵抗増大判定部
51 エレベータ制御部
52 電流制御部
53 変調方式切替部
54 PWM搬送波発生部
55 パルス生成部
56 パルス送信部
57 診断結果出力部
58 診断結果送信部
71 商用電源
72 平滑コンデンサ
73 モータ
74 速度検出器
81 乗りかご
82 荷重センサ
83 反らせ車
84 釣合錘
85 ロープ
401 遅延回路
411,421 絶縁部
412,422 電圧検出部
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記半導体スイッチング素子をオン・オフスイッチングする駆動回路と、
前記駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置と、
を有する電力変換装置において、
前記半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、
前記温度検出部の検出結果に基づいて前記半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部と、
を備え、
前記温度検出部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出することを特徴とする電力変換装置。 A semiconductor module including a semiconductor switching element;
A drive circuit for switching on and off the semiconductor switching element;
A control device for supplying an on / off command signal to the drive circuit;
In a power converter having
A temperature detector for detecting the temperature of the semiconductor module;
A degradation determination unit that determines degradation of the semiconductor module based on a detection result of the temperature detection unit;
With
The power detection device, wherein the temperature detection unit detects a temperature when the number of times of switching of the semiconductor switching element is changed.
前記電力変換装置は、半導体スイッチング素子を含む半導体モジュールと、前記半導体スイッチング素子をオンオフスイッチングする駆動回路と、前記駆動回路にオン・オフ指令信号を与える制御装置とを有し、かつ前記半導体モジュールの温度を検出する温度検出部と、前記温度検出部の検出結果に基づいて前記半導体モジュールの劣化を判定する劣化判定部とを備え、前記温度検出部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング回数を変化させたときの温度を検出し、
前記スイッチング回数を増大させる期間において、前記乗りかごの積載量が定格積載質量の0.3〜0.7倍であることを特徴とするエレベータ装置。 In an elevator apparatus comprising: a car, a rope that hangs the car, a motor that drives the rope to raise and lower the car, and a power converter that supplies power to the motor.
The power conversion device includes a semiconductor module including a semiconductor switching element, a drive circuit that performs on / off switching of the semiconductor switching element, and a control device that provides an on / off command signal to the drive circuit, and A temperature detection unit that detects a temperature; and a deterioration determination unit that determines deterioration of the semiconductor module based on a detection result of the temperature detection unit, wherein the temperature detection unit changes a switching frequency of the semiconductor switching element. Temperature is detected,
The elevator apparatus characterized in that a loading capacity of the car is 0.3 to 0.7 times a rated loading mass in a period in which the switching frequency is increased.
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