JP2010218785A - 発光ダイオード点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
入力電流の高調波による不具合を生じにくくするとともに回路が安定に動作して明るさのちらつきが発生しない発光ダイオード点灯装置を提供する。
【解決手段】
発光ダイオード点灯装置は、交流電圧を整流する整流回路DBおよび整流回路の直流出力電圧を平滑化する平滑コンデンサC1を備えた直流電源DCと、直流電源に接続する入力端t1、t2、負荷を接続する出力端および出力端間に接続した出力コンデンサC3を備えた降圧チョッパSDCと、降圧チョッパの出力端に負荷として接続して点灯する発光ダイオードLEDとを具備し、所定期間中を通じて、降圧チョッパの入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高くなるように平滑コンデンサの静電容量が設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、降圧チョッパを備えた発光ダイオード点灯装置に関する。

降圧チョッパを備えた発光ダイオード点灯装置は、既知である（例えば、特許文献１参照。）。特許文献１の図２に記載の降圧チョッパを備えた発光ダイオード点灯装置においては、第１のスイッチング素子であるＦＥＴ５と第１のインダクタ７との間に、抵抗値の小さい抵抗素子６１を接続し、この抵抗素子６１を第２のスイッチング素子であるバイポーラ形トランジスタ２１のベース・エミッタ間に接続している。前記トランジスタ２１のコレクタを前記ＦＥＴ５のゲート端子に接続している。

ＦＥＴ５がオン動作すると、直流電源４から抵抗素子６１、第１のインダクタ７および負荷のＬＥＤ回路８に並列接続しているコンデンサ９を介して電流が流れ、この電流が次第に増加するが、抵抗素子６１の両端間電圧がトランジスタ２１を動作するバイアスに達すると、トランジスタ２１がオン動作し、これによりＦＥＴ５はターンオフされる。抵抗素子６１の両端間電圧をトランジスタ２１のベースバイアスとし、この電圧が所定の電圧に達したときトランジスタ２１をオン動作してＦＥＴ５をターンオフさせるようにしているので、ターンオフのタイミングを第２のインダクタ１２に誘起される電圧値に影響されず常に正確に取ることができる。すなわち、ＦＥＴ５を常に正確にスイッチング動作できる。

そうして、コンデンサ９の充電電圧がＬＥＤ回路８の順方向電圧以上になると、ＬＥＤ回路８に電流が流れ、ＬＥＤ回路８のＬＥＤは点灯を開始する。

特許第４１２３８８６号公報

ところが、特許文献１の上記発光ダイオード点灯装置においては、直流電源４が全波整流回路からなるので、整流された交流半波電圧の瞬時値がＬＥＤ回路８の動作電圧より低くなる期間の降圧チョッパの動作が不安定になり、この期間負荷電流が供給されなくなるから、ＬＥＤ回路８の発光にちらつきが生じやすくなる。

そこで、直流電源４の直流出力端に平滑コンデンサを接続することが考えられるが、この場合平滑コンデンサの急激な充電電流が流れるために、入力電流の高調波が増加してしまうので、高調波を所要程度まで低減させる必要がある。例えば、日本においては、負荷が２５Ｗ以下の比較的小形の発光ダイオード点灯装置の場合、２５W以下の高周波規格であるJIS C61000-3-2 Class Cがある。要するに、高調波を低減するためには、入力電流の位相、第３次および第５次の高調波成分比率をそれぞれ所用の程度まで改善する必要がある。

本発明は、入力電流の高調波による不具合を生じにくくするとともに回路が安定に動作して明るさのちらつきが発生しない発光ダイオード点灯装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の発光ダイオード点灯装置は、交流電圧を整流する整流回路および整流回路の直流出力電圧を平滑化する平滑コンデンサを備えた直流電源と、直流電源に接続する入力端、負荷を接続する出力端および出力端間に接続した出力コンデンサを備えた降圧チョッパと、降圧チョッパの出力端に負荷として接続して点灯する発光ダイオードとを具備し；入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高いことを特徴としている。

上記において、直流電源は、整流回路および平滑コンデンサを備えている。そして、整流回路が交流電源、例えば商用交流電源の交流電圧を整流して直流を得る。なお、交流電圧は１００Ｖに限定されない。平滑コンデンサは、後述するように設定された静電容量であり、整流により得られた直流電圧を適度のリップルを含むように平滑化して、発光ダイオードを点灯するための電力を直流の態様で後述する降圧チョッパに供給する。

降圧チョッパは、直流電源に接続する入力端、負荷を接続する出力端および出力端間に接続した出力コンデンサを備えていていて、入力直流電圧より低圧の直流電圧を出力する周知のチョッパ回路である。

すなわち、直流電源の１極と一方の出力端子との間にスイッチング素子およびインダクタの直列回路を接続し、スイッチング素子とインダクタの接続点と直流電源の１極および他方の出力端子との間にダイオードを、スイッチング素子がＯＦＦ期間中にインダクタから流出する電流に対して順方向に接続してなる。また、出力端子間には出力コンデンサが接続され、主としてスイッチングに伴って発生する高周波を負荷の発光ダイオードに流さないようにバイパスする。そして、上記スイッチング素子のスイッチングを自励形または他励形の駆動回路などの制御回路を用いて制御する。

そうして、降圧チョッパは、スイッチング素子のオン時間をＴ_ＯＮ、オフ時間をＴ_ＯＦＦ、直流電源電圧をＶ_ＩＮ、出力電圧をＶ_ＯＵＴとすれば、出力電圧がＶ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ・Ｔ_ＯＮ／（Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ）となり、入力電圧より低くなる関係があることで知られている。

発光ダイオードは、降圧チョッパの出力端に負荷として接続し、降圧チョッパの出力電流により付勢されて点灯する。降圧チョッパの出力端に接続される発光ダイオードは、その複数が直列接続した直列回路でもよいし、単独でもよい。また、これらの複数が均一化分流回路などを介して並列接続して負荷回路を構成していてもよい。

また、発光ダイオードは、その発光特性およびパッケージ態様なども特段限定されないので、既知の各種発光特性、パッケージ態様および定格などを適宜選択して用いることができる。

本発明において、入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高い状態を実現するために、例えば直流電源の平滑コンデンサが有する静電容量を以下のように設定するのが効果的である。

すなわち、平滑コンデンサの静電容量は、第１に入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下になるよう設定される。この条件を満足することにより、入力電流の第５次の高調波比率が６０％以下になるように平滑コンデンサの静電容量を設定すると、第３次高調波成分比率および入力電流のピーク位相の影響も抑制することができることを見出したため、本発明のように構成することがよい。また、特に有効なのは負荷が２５Ｗ以下である。さらにまた、このように構成すると日本の２５Ｗ以下の高調波規格も満足する。この高調波規格について具体的に説明すれば、入力電流波形の５次高調波比率が６１％以下、第３次高調波比率が８６％以下であることおよび入力電流のピーク位相が６５°以下であることの条件が規定されていて、これらについても満足しなければならない。しかし、平滑コンデンサの静電容量の最大値は、第５次高調波の条件を満足することを見出したので、問題にならない。

また、平滑コンデンサの静電容量は、第２に平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高くなるように設定される。この条件を満足することにより、交流電圧周期の全範囲において降圧チョッパを連続的に安定に動作させることができる。降圧チョッパは、交流電圧周期の全範囲において平滑コンデンサの電圧が出力コンデンサの電圧より高くなくても動作するが、平滑コンデンサの電圧が出力コンデンサの電圧より低い期間には安定な動作が得られないので、間欠的な動作となり、その結果発光ダイオードの明るさにちらつきを生じやすくなる。

なお、上記の構成は、平滑コンデンサが寿命（例えば静電容量が定格値の８０％に低下したとき）に至るまでの期間中、上述の回路条件が維持されるように構成することが好ましい。

高調波による不具合を抑制し、または高調波規格を満足するために、平滑コンデンサの静電容量を小さくすると、その結果整流電圧に含まれるリップルが多くなり、平滑コンデンサの電圧が交流周期の一部の期間で降圧チョッパの出力コンデンサの電圧より低くなりやすくなる。上記後者の問題については、降圧チョッパの出力電圧を低く設定して出力コンデンサの電圧が低くなるように構成することにより、交流周期の全期間にわたり平滑コンデンサの電圧が出力コンデンサの電圧より高くすることが可能になる。

しかし、回路効率は、出力コンデンサの電圧の、平滑コンデンサの電圧に対する比率が小さくなるにしたがって低下する傾向があるので、なるべくは上記比率が低くなりすぎないように設定するのが好ましい。例えば、交流電圧が１００Ｖの場合、出力コンデンサの電圧を交流電圧の１／２以下に設定すれば、交流周期の全期間にわたり平滑コンデンサの電圧が出力コンデンサの電圧より高くすることが容易になる。回路効率を比較的高くするには、出力コンデンサの電圧が３５〜４８Ｖになるように負荷として出力端に接続する発光ダイオードの直列数を設定するのがよい。この電圧範囲内であれば、回路効率が８９％以上になるとともに、平滑コンデンサなどの部品ばらつきがあっても、実用的な２５Ｗ以下で高調波による不具合を抑制し、または高調波規格を満足し、かつ降圧チョッパが交流周期の全期間にわたり安定に動作して明るさのちらつきが生じないとともに、高い回路効率が得られて実用性が高くなる。

なお、交流電源電圧が１００Ｖを超える高い場合において、出力コンデンサの電圧を例えば上述のような低い範囲に維持するために、降圧チョッパの電圧降下率を相対的に高く設定した態様を採用することも許容される。この態様においては回路力率が多少低下するものの、後述する本発明の効果が得られる。

本発明は、降圧チョッパの入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高くなることにより、入力電流の高調波が低減するとともに、降圧チョッパが交流周期の全期間にわたり安定に動作して明るさのちらつきが生じない発光ダイオード点灯装置を提供できる効果を奏する。

また、交流電圧が１００Ｖの場合、出力コンデンサの電圧を交流電圧の１／２以下に設定すれば、交流周期の全期間にわたり平滑コンデンサの電圧が出力コンデンサの電圧より高くすることが容易になる。

さらに、平滑コンデンサの静電容量は、平滑コンデンサが寿命に至るまで入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高くなるように設定されていることにより、平滑コンデンサの寿命期間を通じて上記本発明の効果を得ることができる。

本発明の発光ダイオード点灯装置における第１の実施形態を示す回路図である。 直流電源の平滑コンデンサの容量と入力電流ピークの位相および高調波成分の関係を示すグラフである。 直流電源の平滑コンデンサの容量と直流電源の電圧リップル最低値の関係を示すグラフである。 降圧チョッパの出力電圧と回路効率の関係を説明するグラフである。 本発明の発光ダイオード点灯装置における第２の実施形態を示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

図１に示す第１の実施形態において、発光ダイオード点灯装置は、直流電源ＤＣ、降圧チョッパＳＤＣ、発光ダイオードＬＥＤ、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧおよびターンオフ回路ＴＯＦを具備している。なお、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧおよびターンオフ回路ＴＯＦで自励形駆動回路を構成している。以上の各構成要素に加えて、起動回路ＳＴが付設されている。

直流電源ＤＣは、入力端が例えば定格電圧１００Ｖの商用交流電源などの交流電源ＡＣに接続する全波整流回路ＤＢおよび平滑コンデンサＣ１を備えている。平滑コンデンサＣ１は、全波整流回路ＤＢの出力端間に接続して全波整流回路ＤＢの直流出力を適度のリップルを含んだ平滑化電圧を形成する。また、全波整流回路ＤＢの入力端間に接続しているのは雑音防止用コンデンサＣ２である。

降圧チョッパＳＤＣは、直流電源ＤＣに接続した入力端ｔ１、ｔ２、負荷を接続する出力端ｔ３、ｔ４、スイッチング素子Ｑ１、インピーダンス手段Ｚ１および第１のインダクタＬ１を直列に含み、入力端ｔ１および出力端ｔ３の間に接続した第１の回路Ａ、ならびに第１のインダクタＬ１およびダイオードＤ１を直列に含み出力端ｔ３、ｔ４間に接続した第２の回路Ｂを備えて自励駆動形の降圧チョッパとして構成されている。また、出力端ｔ３、ｔ４間には出力コンデンサＣ３が接続している。

本形態において、降圧チョッパＳＤＣのスイッチング素子Ｑ１はＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなり、そのドレイン、ソースが第１の回路Ａに接続される。そして、第１の回路Ａが出力コンデンサＣ３および／または後述する負荷回路ＬＣを介して第１のインダクタＬ１の充電回路を形成し、第２の回路Ｂが第１のインダクタＬ１およびダイオードＤ１が出力コンデンサＣ３および／または後述する負荷回路ＬＣを介して第１のインダクタＬ１の放電回路を形成している。なお、本形態において、インピーダンス手段Ｚ１は、抵抗器からなるが、所望により適度の抵抗成分を有するインダクタまたはコンデンサなどを用いることができる。

発光ダイオードＬＥＤは、その所望数が直列接続して負荷回路ＬＣを形成し、降圧チョッパＳＤＣの出力端ｔ３、ｔ４間に出力コンデンサＣ３に並列接続することで、付勢されて点灯する。

自励形駆動回路のうち、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧは、降圧チョッパＳＤＣの第１のインダクタＬ１に磁気結合した第２のインダクタＬ２を備えている。そして、第２のインダクタＬ２に誘起した電圧をスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）とドレインの間に駆動信号として印加して、そのスイッチング素子Ｑ１をオン状態に維持する。なお、第２のインダクタＬ２の他端は、インピーダンス手段Ｚ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースに接続している。

本形態において、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧには、上記構成に加えてコンデンサＣ４と抵抗器Ｒ１の直列回路が第２のインダクタＬ２の一端とスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）との間に直列に介在している。また、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの出力端間にツェナーダイオードＺＤ１が接続して、スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）とドレインの間に過電圧が印加されてスイッチング素子Ｑ１が破壊されないよう過電圧保護回路を形成している。

ターンオフ回路ＴＯＦは、コンパレータＣＰ１、スイッチ素子Ｑ２、第１および第２の制御回路電源ＥＳ１、ＥＳ２を備えている。そして、コンパレータＣＰ１の端子Ｐ１は、その内部の基準電圧回路の基底電位側から導出されてインピーダンス手段Ｚ１と第１のインダクタＬ１の接続点に接続する。また、上記基準電圧回路は、コンパレータＣＰ１内に付設されていて、後述する第２の制御回路電源ＥＳ２から端子Ｐ４で電源の供給を受けて基準電圧を生成し、コンパレータＣＰ１内部の演算増幅器の非反転入力端子に基準電圧を印加する。同様に端子Ｐ２は、コンパレータＣＰ１の入力端子であり、第１のスイッチング素子Ｑ１とインピーダンス手段Ｚ１の接続点に接続して演算増幅器の反転入力端子に入力電圧を印加する。また、端子Ｐ３は、コンパレータＣＰ１の出力端子であり、後述する第２のスイッチング素子Ｑ２のベースに接続して出力電圧を第２のスイッチング素子Ｑ２に印加する。さらに、端子Ｐ５は、後述する第１の制御回路電源ＥＳ１に接続して、コンパレータＣＰ１に制御電源を供給する。

スイッチ素子Ｑ２は、トランジスタからなり、そのコレクタが第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続し、エミッタがインピーダンス素子Ｚ１および第１のインダクタＬ１の接続点に接続している。したがって、スイッチ素子Ｑ２がオンすることによって、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの出力端を短絡する。そうして、スイッチング素子Ｑ１はターンオフする。なお、スイッチ素子Ｑ２のベース・エミッタ間に抵抗器Ｒ２が接続している。

第１の制御回路電源ＥＳ１は、第２のインダクタＬ２の両端にダイオードＤ２およびコンデンサＣ５の直列回路を接続して構成されており、第１のインダクタＬ１が充電されるときに第２のインダクタＬ２に発生する誘起電圧でダイオードＤ２を経由してコンデンサＣ５が充電され、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ５の接続点からプラスの電位を出力してコンパレータＣＰ１の出力端子に制御電圧を印加するように構成されている。

第２の制御回路電源ＥＳ２は、第１のインダクタＬ１に磁気結合する第３のインダクタＬ３の両端にダイオードＤ３およびコンデンサＣ６の直列回路を接続して構成されており、第１のインダクタＬ１が放電するときに第３のインダクタＬ３に発生する誘起電圧でダイオードＤ３を経由してコンデンサＣ６が充電され、ダイオードＤ３およびコンデンサＣ６の接続点からプラスの電圧を出力して基準電圧回路に制御電圧を印加して基準電圧を生成するように構成されている。

起動回路ＳＴは、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ゲート間に接続した抵抗器Ｒ３と前記自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの抵抗器Ｒ１およびコンデンサＣ４に並列接続する抵抗器Ｒ１０との直列回路、第２のインダクタＬ２、ならびに前記降圧チョッパＳＤＣの第２の回路Ｂの出力コンデンサＣ３および／または負荷回路ＬＣの発光ダイオードＬＥＤからなる直列回路により構成され、直流電源ＤＣの投入時に主として抵抗器Ｒ３とＲ１０の抵抗値比で決まるプラスの起動電圧が第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されて降圧チョッパＳＤＣが起動する。

次に、回路動作について説明する。

直流電源ＤＣは、その平滑コンデンサＣ１の静電容量が前述のように比較的低い値に設定されているから、入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下となり、その結果入力電流波形の高調波が日本の負荷が２５Ｗ以下の高調波規格（JIS C61000-3-2 Class C）を満足する。

直流電源ＤＣが投入され、起動回路ＳＴにより降圧チョッパＳＤＣが起動すると、スイッチング素子Ｑ１がオンして、直流電源ＤＣから第１の回路Ａ内を出力コンデンサＣ３または／および負荷回路ＬＣの発光ダイオードＬＥＤを経由して直線的に増加する増加電流が流れ出す。この増加電流により、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの第２のインダクタＬ２にはコンデンサＣ４側がプラスとなる電圧が誘起され、この誘起電圧がコンデンサＣ４および抵抗器Ｒ１を経由してスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）にプラスの電圧を印加するので、スイッチング素子Ｑ１はオン状態に維持され増加電流が流れ続ける。これと同時に、増加電流によりインピーダンス手段Ｚ１に電圧降下が生じ、その降下電圧がターンオフ回路ＴＯＦのコンパレータＣＰ１の端子Ｐ２に入力電圧として印加される。

上記増加電流の増大に伴いコンパレータＣＰ１の入力電圧が増加して基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１が動作して、端子Ｐ３にプラスの出力電圧が発生する。その結果、ターンオフ回路ＴＯＦのスイッチ素子Ｑ２がオンして自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの出力端を短絡するので、降圧チョッパＳＤＣのスイッチング素子Ｑ１がオフし、上記増加電流が遮断される。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、第１のインダクタＬ１に上記増加電流が流れることによってそこに蓄積されていた電磁エネルギーが放出されて、第１のインダクタＬ１およびダイオードＤ１を含む第２の回路Ｂの内部を出力コンデンサＣ３または／および負荷回路ＬＣの発光ダイオードＬＥＤを経由して減少電流が流れ出す。この減少電流により、自励形駆動信号発生回路ＤＳＧの第２のインダクタＬ２にはコンデンサＣ４側がマイナスとなる電圧が誘起され、この誘起電圧がツェナーダイオードＺＤ１を経由してコンデンサＣ４にマイナスの電位を印加するとともに、スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）にゼロ電位が印加されるので、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持され減少電流が流れ続ける。

第１のインダクタＬ１内に蓄積されていた電磁エネルギーの放出が終了して減少電流が０になると、第１のインダクタＬ１に逆起電力が発生して、第２のインダクタＬ２に誘起される電圧が逆転し、コンデンサＣ４側が再びプラスに転じるので、この誘起電圧がコンデンサＣ４および抵抗器Ｒ１を経由してスイッチング素子Ｑ１のゲートにプラスの電圧を印加すると、スイッチング素子Ｑ１は再びオン状態に反転して、再び増加電流が流れ出す。

以後、以上と同様の回路動作が繰り返されて、増加電流および減少電流が合成されて三角波形の負荷電流が流れることにより、負荷回路ＬＣの発光ダイオードＬＥＤは点灯する。

以上の回路動作において、平滑コンデンサＣ１の電圧が交流電圧周期の全期間において出力コンデンサＣ３の電圧より高くなるので、降圧チョッパＳＤＣが連続的に安定動作するので、発光ダイオードＬＥＤに明るさのちらつきが生じない。また、出力コンデンサＣ３の電圧すなわち負荷電圧を、３５〜４８Ｖの範囲内に設定することができる。この範囲内であれば、回路効率が８９％以上の高効率となる。

したがって、本発明は、１００Ｖ以上の交流電源に接続して用いる白熱電球に置換可能なＬＥＤ電球などの比較的小形の発光ダイオード点灯装置に好適である。

なお、ターンオフ回路ＴＯＦの動作は、コンパレータＣＰ１およびスイッチ素子Ｑ２の２段階動作により遂行され、コンパレータＣＰ１は、入力電圧が０．３Ｖ以下でも安定かつ正確に動作する。このため、インピーダンス手段Ｚ１の抵抗値を小さくすることができるから、従来技術における入力電圧が０．５Ｖであるとしても、本発明によれば、従来技術におけるのよりインピーダンス手段Ｚ１の電力損失が４０％以上低減させることができる。

また、ターンオフ回路ＴＯＦの温度特性は、コンパレータＣＰ１側で決まり、コンパレータＣＰ１に対して所望の良好な温度特性を付与することができるので、従来のようにスイッチ素子Ｑ２の温度特性に起因する問題はなくなる。なお、コンパレータＣＰ１の温度特性は、例えば基準電圧回路に用いるツェナーダイオードとして、その温度特性が若干負特性ないしフラットな特性を有するものを選択することが容易であるから、このような特性をコンパレータＣＰ１の温度特性として寄与させることができる。これにより、温度特性が良好な発光ダイオード点灯装置を得ることができる。

さらに、ターンオフ回路ＴＯＦにコンパレータＣＰ１を配設することにより、スイッチ素子Ｑ２を安定に、かつ正確に動作させることができるので、発光ダイオード点灯装置の出力のばらつきが低減する。

次に、本発明の第１の実施形態における平滑コンデンサＣ１の好適な静電容量の設定の仕方について図２ないし図４を参照して説明する。すなわち、既述の高調波歪が２５Ｗ以下の高調波規格を満足するとともに、回路が安定に動作して明るさのちらつきが生じない実用的な発光ダイオード点灯装置を得るための平滑コンデンサＣ１の好適な静電容量の設定の仕方を説明する。

図２は、直流電源の平滑コンデンサの容量と入力電流ピークの位相および高調波成分の関係を示すグラフであり、横軸は平滑コンデンサＣ１の容量Ｃin［μF］を、縦軸は左側が入力電流ピークの位相θ、右側が高調波成分を示す高調波［％］を、それぞれ示している。また、図中の曲線に付した「θ」は入力電流ピークの位相、「３次」は第３次高調波成分比率、「５次」は第５次高調波成分比率、をそれぞれ示している。なお、平滑コンデンサＣ１は、図１示す発光ダイオード点灯装置における直流電源ＤＣの平滑コンデンサＣ１である。

図２から理解できるように、交流電圧１００Ｖの交流電源ＡＣを整流した直流電源ＤＣにおいて、平滑コンデンサの静電容量が実際的な８〜２５μＦの場合、入力電流ピークの位相θは、いずれも６５°以下を満足するので、問題ない。第３次高調波成分比率「３次」は、平滑コンデンサの静電容量が約２２μＦ以下であれば問題ない。第５次高調波成分比率「５次」は、平滑コンデンサの静電容量が約２０μＦ以下であれば問題ない。

よって、本発明の第１の形態において、直流電源ＤＣの平滑コンデンサＣ１の静電容量は、最適には１５μＦであり、部品ばらつきを考慮して１０〜２０μＦの範囲であれば、上記規格を満足する。なお、好適には１２〜１８μＦの範囲である。

図３は、直流電源の平滑コンデンサの容量と直流電源の電圧リップル最低値の関係を示すグラフであり、横軸は平滑コンデンサＣ１（図１ないし図３）の容量Ｃin［μF］を、縦軸は直流電源の電圧リップル最低値ＶＤＣ−min［Ｖ］を、それぞれ示している。なお、電圧リップル最低値は、平滑コンデンサＣ１の寿命末期時の低下した静電容量のときに得られる電圧リップル最低値である。

図３から理解できるように、平滑コンデンサＣ１に用いる電解コンデンサは、寿命末期時にはその静電容量が低下し、これに応じて電圧リップル最低値が低くなる傾向があり、静電容量が約１０μＦのときの電圧リップル最低値が５３Ｖである。交流電源電圧１００Ｖに対して降圧チョッパの出力電圧は入力電圧以下において動作するが、入力電圧の電圧リップルが最低値のときにも動作を継続するためには、出力電圧が上記電圧リップル最低値以下でなければならない。すなわち、交流周期の全期間において、平滑コンデンサＣ１の電圧が出力コンデンサＣ３の電圧より高くなければならない。

しかも、降圧チョッパのスイッチングを安定して行うには、さらに５Ｖ以上の余裕が必要であるから、１００Ｖ交流電源を用いる場合の出力コンデンサＣ３の電圧、したがって負荷電圧を入力電圧の１／２以下、より好ましくは４８Ｖ以下に設定するのがよい。

図４は、１００Ｖ交流電源を用いる場合の降圧チョッパの出力電圧と回路効率の関係を説明するグラフであり、横軸は出力電圧ＶＬ［Ｖ］を、縦軸は回路効率ＷＬ／Ｗin［％］を、それぞれ示している。

図４から理解できるように、平滑コンデンサＣ１の電圧に対して出力コンデサＣ３の電圧が低くなるにしたがって回路効率が低下する傾向がある。１００Ｖ交流電源を用いる場合に、８９％以上の回路効率を得るには、出力コンデサＣ３の電圧を約３５Ｖ以上にするのがよい。したがって、出力コンデサＣ３の電圧が３５〜４８Ｖの範囲であれば、高調波規格を満足し、回路動作が安定して明るさのちらつきを生じないで、しかも高回路効率の発光ダイオード点灯装置が得られる。

しかし、高回路効率に拘らないのであれば、本発明においては、出力コンデサＣ３の電圧が３５Ｖ以下であっても、換言すれば交流電圧が１００Ｖ超であっても、高調波規格を満足し、回路動作が安定して明るさのちらつきを生じない発光ダイオード点灯装置を得ることができる。

図５は、本発明の発光ダイオード点灯装置の第２の実施形態を示す回路図であるが、図中、図１と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。本形態は、過電圧保護回路ＯＶＰを付加している点で主として第１の形態と異なる。

過電圧保護回路ＯＶＰは、第２の制御回路電源ＥＳ２およびコンパレータＣＰ２を主体として構成されている。

第２の制御回路電源ＥＳ２は、図１に示す第１の実施形態におけるのと同様である。さらに、ダイオードＤ３およびコンデンサＣ６の接続点に抵抗器Ｒ４および抵抗器Ｒ５の直列回路と、抵抗器Ｒ６およびツェナーダイオードＺＤ２の直列回路と、の一端がそれぞれ並列接続している。

コンパレータＣＰ２は、その反転入力端子Ｐ６が抵抗器Ｒ４および抵抗器Ｒ５の接続点に接続し、抵抗器Ｒ４および抵抗器Ｒ５の直列回路が第２の制御回路電源ＥＳ２のコンデンサＣ６に並列接続している。なお、抵抗器Ｒ４および抵抗器Ｒ５は、電圧分圧回路を構成していて、分圧された抵抗器Ｒ５の端子電圧が反転入力端子Ｐ６に印加される。

また、非反転入力端子Ｐ７がコンパレータＣＰ１の基準電圧回路、したがってコンパレータＣＰ１の入力端子Ｐ２に接続している。コンパレータＣＰ１の基準電圧回路は、定電圧部および基準電圧出力部からなる。定電圧部は、抵抗器Ｒ６およびツェナーダイオードＺＤ２の直列回路からなり、第２の制御回路電源ＥＳ２のコンデンサＣ６に並列接続している。基準電圧回路の基準電圧出力部は、ツェナーダイオードＺＤ２に並列接続した抵抗器Ｒ７および抵抗器Ｒ８の分圧回路により構成され、分圧された抵抗器Ｒ８の端子電圧が基準電圧として出力される。この基準電圧は、コンパレータＣＰ１の演算増幅器の反転入力端子Ｐ６およびコンパレータＣＰ２の非反転入力端子Ｐ７に、それぞれ印加される。なお、図１の端子Ｐ１は、抵抗器Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ２のアノードの接続点である。

一方、コンパレータＣＰ１の演算増幅器は、その非反転入力端子が図１の端子Ｐ２に接続し、出力端子が端子Ｐ３に接続するとともに、抵抗器Ｒ９を介して端子Ｐ５に接続している。

そうして、本形態においては、負荷回路ＬＣの発光ダイオードＬＥＤが点灯中に何らかの理由で異常となり、降圧チョッパＳＤＣの出力が過電圧になると、第１のインダクタＬ１に磁気結合していて第１のインダクタＬ１が放電時の電圧のときに誘起される電圧が出力される第３のインダクタＬ３には降圧チョッパＳＤＣの出力電圧に比例するので、第２の制御回路電源ＥＳ２のコンデンサＣ６の端子電圧も比例して増大する。その結果、コンデンサＣ６の端子電圧が抵抗器Ｒ４、Ｒ５で分圧され、コンパレータＣＰ２の反転入力端子Ｐ６に入力する電圧が基準電圧を超えるので、マイナスの出力電圧が端子Ｐ９から出力される。このため、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）の電位がマイナスになり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフし、発光ダイオードＬＥＤが消灯して保護される。その後は、起動回路ＳＴの抵抗器Ｒ３およびＲ１０の抵抗値の設定により再起動できないように構成されている。その他の回路動作は、図１に示す第１の実施形態におけるのと同様である。

ＤＣ…直流電源、ＤＢ…全波整流回路、Ｃ１…平滑コンデンサ、ＳＤＣ…降圧チョッパ、Ｑ１…スイッチング素子、Ｚ１…インピーダンス手段、Ｌ１…第１のインダクタ、Ａ…第１の回路、Ｂ…第２の回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３…ダイオード、ＬＥＤ…発光ダイオード、ＬＣ…負荷回路、ＤＳＧ…自励形駆動信号発生回路、ＴＯＦ…ターンオフ回路、ＳＴ…起動回路、ＣＰ１、ＣＰ２…コンパレータ、Ｑ２…スイッチ素子、ＥＳ１…第１の制御回路電源、ＥＳ２…第２の制御回路電源

Claims (3)

1. 交流電圧を整流する整流回路および整流回路の直流出力電圧を平滑化する平滑コンデンサを備えた直流電源と、直流電源に接続する入力端、負荷を接続する出力端および出力端間に接続した出力コンデンサを備えた降圧チョッパと、降圧チョッパの出力端に負荷として接続して点灯する発光ダイオードとを具備し；
   入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高いことを特徴とする発光ダイオード点灯装置。
2. 降圧チョッパの出力電圧が交流電圧の１／２以下であることを特徴とする請求項１記載の発光ダイオード点灯装置。
3. 平滑コンデンサの静電容量は、平滑コンデンサが寿命に至るまで入力電流波形の５次高調波比率が６０％以下で、かつ平滑コンデンサの電圧が交流電圧周期の全範囲において出力コンデンサの電圧より高くなるように設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の発光ダイオード点灯装置。
   

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