JP2010187293A - 電力線搬送通信用の復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相電力線の零相を利用して通信を行う電力線搬送通信用の復調装置において、零相回路の時定数の変化に適応して信号を復調する。
【解決手段】本実施形態の電力線搬送通信用受信システム１（図１参照）の復調装置１０は、対地インピーダンスに応じて変化する零相回路の時定数を求め、その時定数に基づいて受信した信号波形の振幅の大小を判定する検出レベルを算出するレベル設定部２１を備えている。また、復調装置１０は、零相回路の時定数に応じて変化する送信符号の時間遅れを算出し、その時間遅れに基づいて、復調用のクロックを生成する基準クロック生成部２７を備えている。そのため、本実施形態の電力線搬送通信用受信システム１の復調装置１０は、零相回路時定数の変化に適応して、安定して送信データを受信側で復調することが可能となる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、三相電力線の零相回路を利用して通信を行う電力線搬送通信における復調技術に関する。

電力分野では、三相電力線の零相を利用する電力線搬送通信が用いられている。零相を利用する電力線搬送通信の送信側では、図１２に示すように、配電線の一相（図１２ではｂ相）と大地との間に、コンデンサＣｓとスイッチＳＷとを直列に接続して零相回路を設定し、送信符号の「１」、「０」に応じてスイッチＳＷをＯＮ、ＯＦＦさせることによって、伝送する信号が生成される。この零相を利用する電力線搬送通信の利点は、通信線を別途敷設する必要がないためコストを抑えられること、三相電力線を伝搬する商用周波数信号の減衰が少ないため無中継で長距離伝送できること等である。

そして、特許文献１には、復調側において、信号伝送の信頼度低下を防止するために、伝送される信号に重畳する残留零相電圧や低次周波数や高調波の影響を排除する発明が開示されている。

特開平２−７２７２８号公報

しかしながら、信号伝送に利用される三相電力線は、そのほとんどが非接地系配電線またはリアクトル接地系配電線となっている。非接地系配電線では、対地静電容量および対地漏れ抵抗が対地インピーダンスの構成要素となって、対地インピーダンスの変化にともなって、配電線の零相回路の時定数が変化し、伝送する信号を歪ませ、信号伝送の信頼度に影響を及ぼす恐れがある。

また、リアクトル接地系配電線では、対地静電容量、対地リアクトル、リアクトル並列抵抗、対地漏れ抵抗が対地インピーダンスの構成要素となって、対地インピーダンスの変化にともなって、配電線の零相回路の時定数が変化し、伝送する信号を歪ませ、信号伝送の信頼度に影響を及ぼす恐れがある。

対地インピーダンスは、配電線の亘長の長短によって主に異なるが、晴雨または湿度等の気象状態の違いによっても時々刻々と変化する。特に、リアクトル接地系配電線の場合、対地静電容量と対地リアクトルとによって並列共振回路が形成されるため、対地静電容量の変化が零相回路の時定数の変化に顕著な影響を及ぼす。

特許文献１に記載の電力線搬送信号伝送装置は、対地インピーダンスの変化については通常の限られた想定範囲について対応可能ではあるが、想定範囲を超える対地インピーダンスの変化が起きた場合には、信号伝送の信頼度低下を招くという問題がある。そこで、本発明は前記した従来技術の問題点に鑑みて、零相回路の時定数の変化に適応して信号を復調する電力線搬送信号伝送装置の復調装置を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明における電力線搬送通信用の復調装置は、対地インピーダンスに応じて変化する零相回路の時定数を求め、その時定数に基づいて受信した信号波形の振幅の大小を判定する検出レベルを算出し、信号波形の振幅が検出レベル以上か否かに基づいて復調することを特徴とする。また、復調装置は、零相回路の時定数に応じて変化する送信符号の時間遅れを算出し、その時間遅れに基づいて、復調用のクロックを生成することを特徴とする。

本発明によれば、三相電力線の零相を利用して通信を行う電力線搬送通信用の復調装置において、零相回路の時定数の変化に適応して信号を復調することが可能となる。

本実施形態における電力線搬送通信用の復調装置を含む電力線搬送通信用受信システムの構成を示す図である。 （ａ）〜（ｋ）は、復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。 （ｂ）〜（ｅ）は、零相回路時定数が小さい場合（対地静電容量が約０．０１μＦ）の電圧波形を示す図である。 （ｂ）〜（ｅ）は、零相回路時定数が大きい場合（対地静電容量が約３０μＦ）の電圧波形を示す図である。 （ａ）は、零相回路時定数が大きい場合の第２フィルタの出力信号の一例を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数が小さい場合の第２フィルタの出力信号の一例を示す図である。 （ａ）は、レベル設定部の構成を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数の検出について説明する図であり、（ｃ）は、係数Ｋの特性例を示す図である。 （ａ）は、ピーク値検出部の入力信号の一例を示す図であり、（ｂ）は、絶対値算出部の出力信号および高値選択部の出力信号の一例を示す図である。 （ａ）は、零相回路時定数が大きい場合の第２フィルタの出力および検出レベルの一例を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数が小さい場合の第２フィルタの出力および検出レベルの一例を示す図である。 （ａ）および（ｇ）〜（ｋ）は、零相回路時定数が大きい場合における復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。 （ａ）および（ｇ）〜（ｋ）は、零相回路時定数が小さい場合における復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。 基準クロック生成部における基準クロックの生成について説明する図である。 零相回路を用いる電力線搬送通信用の送信システムの構成の一例を示す図である。

次に、本発明を実施するための形態（以降、「実施形態」と称す）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。

本実施形態における電力線搬送通信用の復調装置を含む電力線搬送通信用受信システムの構成について、図１を用いて説明する。
電力線搬送通信用受信システム１は、図１に示すように、高圧配電線４０を伝搬してくる信号を高圧結合器３０を介して取得し、送信された信号を復調する復調装置１０を備えている。
復調装置１０には、高圧配電線４０の三相電圧を検出するための高圧結合器３０から、各相の電圧が入力される。なお、各相の電圧は、高圧結合器３０に備えられている分圧用コンデンサＣ１１とＣ１２との間，分圧用コンデンサＣ２１とＣ２２との間，分圧用コンデンサＣ３１とＣ３２との間から取り出される。

復調装置１０は、Ｖｏ合成部１１、乗算部１２、復調フィルタ部１３、第１波形記憶部１４、入力フィルタ部１５、第２波形記憶部１６、波形整形部２０によって構成される。
Ｖｏ合成部１１は、高圧結合器３０から入力される各相の電圧のゲインおよび位相を調整する図示しない入力フィルタ回路と、入力フィルタ回路の出力である三相電圧信号のベクトル和を出力する図示しない回路とによって構成されている。そして、Ｖｏ合成部１１は、各相の電圧に基づいて、零相の零相信号Ｖ２を出力する。

入力フィルタ部１５は、基準相（図１ではｂ相）の電圧のゲインと位相とを調整し、基準相信号Ｖ１を出力する。なお、基準相は、図１２に示す送信側において、零相回路が接続されている相（ｂ相）である。なお、送信側でａ相に零相回路が備えられていれば、基準相はａ相となる。
乗算部１２は、零相信号Ｖ２と基準相信号Ｖ１とを乗算し、信号Ｖ３を出力する。信号Ｖ３は、基準相信号Ｖ１の２倍の周波数である第２高調波を含む。

復調フィルタ部１３は、第１フィルタ１３１と第２フィルタ１３２とによって構成される。第１フィルタ１３１は、乗算部１２の出力信号Ｖ３から第２高調波を除去する特性を有する。そして、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４は、矩形波のような信号となる。第２フィルタ１３２は、中心周波数ｆ０が基準相周波数のほぼ１／（２ｎ）（ただし、ｎ（ｎは自然数）は、１ビットデータが基準相周波数のサイクルの何倍の長さで表されるかを表す変数である。）で、周波数選択度Ｑ＝０．５の帯域通過フィルタ特性を有する。そして、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５は、１ビットデータ長の時間区間に振幅０から最大振幅となって、再び振幅０に戻るような滑らかな曲線を描く波形となる。

次に、第１波形記憶部１４は、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４および第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５を、少なくとも最低１送信データ長ごとに、時系列的に記憶する。また、第２波形記憶部１６は、入力フィルタ部１５の出力である基準相信号Ｖ１を、第１波形記憶部１４に記憶された信号との対応関係が付くように（同期がとれるように）記憶する。なお、１送信データ長とは、全送信データを２以上に分割して送信する場合には分割された一塊のデータの長さであって、分割しない場合には全送信データを一塊とするデータの長さを意味する。

波形整形部２０は、第１波形記憶部１４に記憶されていた第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４および第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５と、第２波形記憶部１６に記憶されていた基準相信号Ｖ１とを入力として、受信した信号の波形を整形して、復調信号Ｖｏｕｔを出力する。

次に、波形整形部２０の詳細な構成について、以下に説明する。波形整形部２０は、レベル設定部２１、第１レベル判定部２２、第２レベル判定部２３、フリップフロップ回路２４，トリガフリップフロップ回路２５、零点検出部２６、および基準クロック生成部２７によって構成される。

レベル設定部２１は、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４および第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の入力を受け付け、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４から零相回路時定数を算出し、その零相回路時定数に基づいて、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の振幅の大小を判定する検出レベルＶＬを出力する。なお、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の振幅の絶対値が検出レベルＶＬ以上であれば、出力信号Ｖ５に符号（すなわち、送信符号の「１」「０」に相当する符号）の変り目が存在していることを意味する。なお、レベル設定部２１の構成および処理の詳細については後記する。

第１レベル判定部２２は、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の正負に変化する波形に対して、正側の信号の振幅と検出レベルＶＬとを比較し、振幅が検出レベルＶＬ以上の場合、出力信号Ｖ６を「１」とし、それ以外は「０」とする。
また、第２レベル判定部２３は、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の正負に変化する波形に対して、負側の信号の振幅の絶対値と検出レベルＶＬとを比較し、振幅の絶対値が検出レベルＶＬ以上の場合、出力信号Ｖ７を「１」とし、それ以外は「０」とする。

フリップフロップ回路２４は、出力信号Ｖ６および出力信号Ｖ７の入力を受け付けて動作する。フリップフロップ回路２４では、出力信号Ｖ６が「１」で出力信号Ｖ７が「０」の場合、Ｑの出力信号Ｖ８は「１」、￣Ｑの出力信号は「０」となる。そして、出力信号Ｖ６が「０」で出力信号Ｖ７が「１」の場合、Ｑの出力信号Ｖ８は「０」、￣Ｑの出力信号は「１」となる。また、出力信号Ｖ６が「０」で出力信号Ｖ７が「０」の場合、Ｑの出力信号Ｖ８および￣Ｑの出力信号は、それ以前の状態のままとなる。

そして、トリガフリップフロップ回路２５は、基準クロック生成部２７からトリガとなる基準クロック信号Ｖ９の「１」が入力されたときに、入力の「１」「０」に応じて復調信号Ｖｏｕｔを出力する。

なお、基準クロック生成部２７には、零点検出部２６の出力信号Ｖ１０およびフリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ８が入力される。零点検出部２６では、入力された基準相信号Ｖ１の信号の振幅が、負から正に変化するときの零点で「１」となるクロック信号Ｖ１０が生成される。そして、基準クロック生成部２７では、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ８の「１」または「０」の期間のほぼ中央でクロック信号Ｖ１０を受け付けられるように、クロック信号Ｖ１０のタイミングを調整することによって、基準クロック信号Ｖ９が生成される。なお、基準クロック生成部２７の処理の詳細については後記する。

次に、復調装置１０における処理の流れを、図２に示す信号波形を用いて説明する（適宜図１参照）。図２（ａ）〜（ｋ）は、復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。
図２（ａ）に示す太い実線は、入力フィルタ部１５の出力信号である基準相信号Ｖ１の波形である。
そして、図２（ｂ）に示す太い実線は、図１２に示す送信側において、変調する際に基準相信号のｎサイクル長（ｎは自然数）を１ビットデータとして、送信符号「１」「０」に従って、零相回路のスイッチＳＷを「ＯＮ」「ＯＦＦ」したものである。なお、図２は、ｎ＝１の場合を示している。

図２（ｃ）の太い実線は、Ｖｏ合成部１１の出力信号の零相信号Ｖ２である。そして、乗算部１２では、基準相信号Ｖ１と零相信号Ｖ２とが乗算されることによって、図２（ｄ）の太い実線に示すような、信号Ｖ３が生成される。

次に、図２（ｅ）の太い実線に示す矩形波のような第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４１（Ｖ４）は、信号Ｖ３に含まれる第２高調波が第１フィルタ１３１によって除去されたものである。そして、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５は、図２（ｆ）に示すように、１ビットデータ長の時間区間に振幅０から最大振幅となって、再び振幅０に戻るような滑らかな曲線を描く波形となる。なお、信号Ｖ５のピーク値の絶対値Ｖｃは、信号Ｖ４１の電圧Ｖｂに比例する。

次に、図２（ｇ）に示す信号Ｖ６は、第１レベル判定部２２において、送信符号「０」「１」の変り目を判定する検出レベルＶＬを用いて、信号Ｖ５の正の振幅が検出レベルＶＬ以上のときに「１」、それ以外は「０」となる波形を表している。また、図２（ｈ）に示す信号Ｖ７は、第２レベル判定部２３において、送信符号「０」「１」の変り目を判定する検出レベルＶＬを用いて、信号Ｖ５の負の振幅の絶対値が検出レベルＶＬ以上のときに「１」、それ以外は「０」となる波形を表している。

図２（ｉ）に示す信号Ｖ８は、フリップフロップ回路２４のＱ側の出力信号である。そして、トリガフリップフロップ回路２５にフリップフロップ回路２４の出力信号が入力され、図２（ｊ）に示す基準クロック信号Ｖ９がトリガとして入力されると、図２（ｋ）に示す復調信号Ｖｏｕｔが得られる。すなわち、図２（ｂ）に示した送信符号「０，１，０，１，１，０」のパターンが、図２（ｋ）に示す復調信号Ｖｏｕｔにおいて、同様の「０，１，０，１，１，０」のパターンとして得られる。

なお、図２（ｃ），（ｄ），（ｅ）に太い実線で示した各信号Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４１は、零相回路時定数が小さい（ほぼゼロの）場合の波形例である。そして、図２（ｃ），（ｄ），（ｅ）に破線で示した各信号Ｖ２ａ，Ｖ３ａ，Ｖ４２は、零相回路時定数が大きい場合の波形例である。すなわち、零相回路時定数が大きい場合（破線）は、零相回路時定数が小さい場合（実線）に比較して、信号の波形が緩慢な変化となる。

ここで、零相回路時定数が小さい場合および大きい場合について、リアクトル接地系配電系統を対象として行ったシミュレーションによって得られた電圧波形について、図３および図４を用いて説明する。図３（ｂ）〜（ｅ）は、零相回路時定数が小さい場合（対地静電容量が約０．０１μＦ）の電圧波形を示す図であり、図４（ｂ）〜（ｅ）は、零相回路時定数が大きい場合（対地静電容量が約３０μＦ）の電圧波形を示す図である。なお、図３および図４の（ｂ）〜（ｅ）は、図２の（ｂ）〜（ｅ）に対応する復調装置１０の各部における電圧波形を示している。そのため、図３，４では、（ａ）は記載していない。

図３，４の（ｂ）〜（ｅ）の電圧波形の形状を比較すると、零相回路時定数が小さい場合には、図３（ｅ）に示すように、第１フィルタ１３１の出力波形Ｖ４は、直流電圧成分が積算されることもなく、送信符号（図３（ｂ）参照）にかなり追従できている。しかし、零相回路時定数が大きい場合には、図４（ｅ）に示すように、第１フィルタ１３１の出力波形Ｖ４は、直流成分に埋もれて微小に変化するような波形となる。

そこで、本実施形態では、零相回路時定数の大きい場合に対応可能なように、復調フィルタ部１３（図１参照）の周波数特性を設定（固定）する。そして、図４（ｅ）に示す（直流成分に埋もれた微小に変化する）波形から信号成分を抽出可能にするため、第２フィルタ１３２の周波数特性を、微分特性を強調した特性に設定する。

（第２フィルタの出力信号の波形）
ここで、第２フィルタ１３２の周波数特性を微分特性の強調された特性に設定した場合の、第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５の波形について、図５を用いて詳細に説明する。
図５（ａ）は、零相回路時定数が大きい場合の第２フィルタの出力信号の一例を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数が小さい場合の第２フィルタの出力信号の一例を示す図である。

図５（ａ）に示すように、零相回路時定数が大きい場合の第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５１の波形は、第２フィルタ１３２への入力信号Ｖ４の波形が信号Ｖ４２（図２（ｅ）参照）のように大きくなまっているために、そのピーク値の変動が大きく現れたものとなる。それに対して、図５（ｂ）に示すように、零相回路時定数が小さい場合の第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５２の波形は、第２フィルタ１３２への入力信号Ｖ４の波形が、図２（ｅ）の太い実線または図３（ｅ）の波形のように立ち上がりが急峻になっているために、信号Ｖ５２のピーク値は、前記の信号Ｖ５１に比較して、変動は小さくなる。しかし、第２フィルタ１３２の周波数特性が微分特性の強調された特性になっているため、信号Ｖ５２には、‘はねかえり’（一点鎖線で囲まれた部分）Ｖ５３が発生してしまう。

このため、図２（ｆ）に示すように、検出レベルＶＬを固定していたのでは、図５（ａ）に示す信号Ｖ５１に対しては、変動するピーク値の低い部分を検出できなかったり、図５（ｂ）に示す信号Ｖ５２に対しては、‘はねかえり’Ｖ５３におけるピーク値を検出してしまったりして、誤動作が発生する。

（波形整形部）
そのため、本実施形態における復調装置１０の波形整形部２０には、零相回路時定数に応じて検出レベルＶＬを自動的に調整するレベル設定部２１（図１参照）が設けられている。また、後記するように、零相回路時定数の変動にともなって、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ８（図１参照）と、送信符号の「１」「０」を復調するタイミングを決定するクロック信号Ｖ１０（図１参照）との相対的なタイミングがズレてくるため、そのタイミングの調整を自動的に行う基準クロック生成部２７が設けられている。以下に、レベル設定部２１の構成および処理の詳細と、基準クロック生成部２７の処理の詳細とについて説明する。

（レベル設定部の構成および処理）
まず、波形のピーク値の変動に対応するレベル設定部２１の構成および処理について、図６，７，８を用いて説明する。図６（ａ）は、レベル設定部の構成を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数の検出について説明する図であり、（ｃ）は、係数Ｋの特性例を示す図である。図７（ａ）は、ピーク値検出部の入力信号の一例を示す図であり、（ｂ）は、絶対値算出部の出力信号および高値選択部の出力信号の一例を示す図である。図８（ａ）は、零相回路時定数が大きい場合の第２フィルタの出力および検出レベルの一例を示す図であり、（ｂ）は、零相回路時定数が小さい場合の第２フィルタの出力および検出レベルの一例を示す図である。

レベル設定部２１は、図６（ａ）に示すように、ピーク値検出部２１１、零相回路時定数検出部２１２、および乗算部２１３を備えている。そして、レベル設定部２１は、送信符号の変り目を検出するため、対象とする信号の振幅の大小を判定する検出レベルＶＬを出力する。

ピーク値検出部２１１は、絶対値算出部２２１、高値選択部２２２、および係数Ｇ乗算部２２３を備えている。
絶対値算出部２２１は、入力される信号Ｖ５の振幅について絶対値を出力する。例えば、絶対値算出部２２１によって、図７（ａ）に示す入力信号Ｖ５１が、図７（ｂ）に示す出力信号Ｖ５４に変換される。

高値選択部２２２は、係数Ｇ乗算部２２３の出力と絶対値算出部２２１の出力とのうち、どちらか大きい方の振幅の値を選択し、出力する。
係数Ｇ乗算部２２３は、高値選択部２２２の出力をフィードバックするときに乗算する係数Ｇを予め記憶しており、高値選択部２２２の出力に係数Ｇを乗算して、フィードバックする値を算出する。

係数Ｇが１の場合は、ピーク値検出部２１１は、ピーク値ホールド回路として動作する。また、係数Ｇを１より小さくした場合、ピーク値検出部２１１は、ピーク値が大きくなる方向には時間遅れなく追従し、ピーク値が小さくなる方向には、回路演算時間との関係で決まる時間遅れをともなって追従する。例えば、離散値演算（ソフトウェア処理）の場合は演算周期、連続値演算（ハードウェア処理）の場合は演算回路の応答時間によって決まる時間遅れが生じる。

本実施形態では、係数Ｇは、１よりわずかに小さい値（例えば、０．９９９等）に設定する。このことによって、図７（ｂ）に示す信号Ｖ５５（一点鎖線）が生成される。すなわち、高値選択部２２２は、絶対値算出部２２１の出力信号Ｖ５４が係数Ｇ乗算部２２３の出力以上の場合、絶対値算出部２２１の出力信号Ｖ５４を選択して出力する。また、高値選択部２２２は、絶対値算出部２２１の出力信号Ｖ５４が係数Ｇ乗算部２２３の出力未満の場合、係数Ｇ乗算部２２３の出力を選択して出力する。

次に、零相回路時定数検出部２１２における処理について、図６（ｂ）（ｃ）を用いて説明する。なお、零相回路時定数検出部２１２は、ピーク値検出部２１１から出力される信号Ｖ５５の大きさを決定する係数Ｋを出力する。
図６（ｂ）に示すように、零相回路時定数検出部２１２は、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４の波形（過渡応答波形Ｖ４１，Ｖ４２）に基づいて、零相回路時定数を検出する。具体的には、図６（ｂ）に示すように、送信符号が「０」から「１」に変化したタイミングから電圧が一定値になった時の電圧値を正規化して１としたときに０．６３の電圧値に達するときの時間を零相回路時定数τとしている。すなわち、信号Ｖ４１（零相回路時定数が小さい場合）では、零相回路時定数がτ１、信号Ｖ４２（零相回路時定数が大きい場合）では零相回路時定数がτ２として求められる。

そして、図６（ｃ）に示すように、零相回路時定数の大きさと係数Ｋとの関係を、予め記憶しておく。本実施形態では、零相回路時定数τ１以下では係数Ｋは０．６７、また、零相回路時定数τ２以上では係数Ｋは０．４０である。そして、零相回路時定数τ１とτ２との間は、係数Ｋは、零相回路時定数τが大きくなるにしたがって小さくなるように決められる。なお、図６（ｃ）では、零相回路時定数τ１とτ２との間の係数Ｋは、直線で示されているが、これに限られない。

なお、零相回路時定数の大きさと係数Ｋとの関係は、予め表形式で記憶しておいてもよいし、関数形式で記憶しておいてもよい。また、図６（ｂ）に示すような送信符号は、例えば、１送信データ長の先頭に、第１フィルタ１３１の出力信号Ｖ４の電圧を一定にする長さの「０，１，１，１，１・・」となる符号を付加することによって実現できる。

乗算部２１３は、ピーク値検出部２１１の出力信号Ｖ５５と、零相回路時定数検出部２１２の出力である係数Ｋとを乗算し、検出レベルＶＬを出力する。
図８（ａ）（ｂ）には、それぞれ第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５１と算出された検出レベルＶＬ１との関係および第２フィルタ１３２の出力信号Ｖ５２と算出した検出レベルＶＬ２との関係を示している。図８（ａ）では、ピーク値の変動に対しても、ピーク値を逃すことなく検出できている。また、図８（ｂ）では、‘はねかえり’Ｖ５３のピーク値を検出しないように、検出レベルＶＬ２が設定されていることが分かる。

（基準クロック生成部の処理）
次に、零相回路時定数の大きさが変化した場合、送信符号の変り目（送信符号が「０」から「１」に変わる時点または「１」から「０」に変わる時点のこと）が基準相信号Ｖ１に対して遅れる度合い（遅れ時間）は異なる。そのため、波形整形部２０において送信符号を復調するときの基準クロックのタイミングを調整する必要がある。

零相回路時定数が大きい場合および小さい場合において、送信符号のタイミングと基準相信号Ｖ１との時間関係について、それぞれ図９，１０を用いて説明する。図９の（ａ）および（ｇ）〜（ｋ）は、零相回路時定数が大きい場合における復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。図１０の（ａ）および（ｇ）〜（ｋ）は、零相回路時定数が小さい場合における復調装置の各部の信号波形の例を示す図である。なお、図９（ｇ）〜（ｋ）および図１０（ｇ）〜（ｋ）は、図２の（ｇ）〜（ｋ）と同じ箇所における信号の波形を示している。そのため、図９、図１０において、（ｂ）〜（ｆ）は記載していない。

図９（ｇ）〜（ｉ）から明らかなように、零相回路時定数が大きい場合は、基準相信号Ｖ１（図９（ａ）参照）に対して、遅れ時間Ｔ１でもって波形整形処理が進められる。そして、図９（ｇ）（ｈ）に示す信号Ｖ６，Ｖ７の矩形パルスの立ち上がりのタイミングに応じて、図９（ｉ）に示す信号Ｖ８の符号‘１’，‘０’が生成される。ここで、基準クロック生成部２７（図１参照）によって、信号Ｖ８のタイミングに合わせて、基準クロック信号Ｖ９が生成されたとものとする。この場合、図９（ｋ）に示す復調信号Ｖｏｕｔは「０，１，０，１，１，０」となって、送信符号（図２（ｂ）参照）と一致する。

仮に、図９（ｊ）に示す基準クロックＶ９のタイミングで、図１０に示す、零相回路時定数が小さい場合の信号を復調する場合について説明する。
図１０（ｇ）〜（ｉ）から明らかなように、零相回路時定数が小さい場合は、基準相信号Ｖ１（図１０（ａ）参照）に対して、遅れ時間Ｔ２でもって波形整形処理が進められる。なお、遅れ時間Ｔ２は、遅れ時間Ｔ１より小さい。

したがって、零相回路時定数が大きい場合から小さい場合に変化したとき、図９（ｊ）に示す基準クロック信号Ｖ９のタイミングのままに設定していたのでは、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ８と基準クロック信号Ｖ９との相対的なタイミングが合わない事態が発生する。すなわち、図１０（ｋ）に示すように、復調信号Ｖｏｕｔが「０，１，０，１，０，０」となり、送信符号（図２（ｂ）参照）に一致しない。
そのため、波形整形部２０には、基準クロック生成部２７を設けて、零相回路時定数の変化に適応するように、基準クロック信号Ｖ９を生成している。

ここで、基準クロック生成部２７における基準クロック信号Ｖ９の生成処理について、図１１を用いて説明する（適宜図１参照）。図１１は、基準クロック生成部における基準クロックの生成について説明する図である。なお、図１１（ｌ）には、零点検出部２６によって生成された、基準相信号Ｖ１の零点のタイミングを示すクロック信号Ｖ１０が示されている。

まず、基準クロック生成部２７には、零点検出部２６の出力信号であるクロック信号Ｖ１０およびフリップフロップ部２４の出力信号Ｖ８が入力される。基準クロック信号Ｖ９を生成するためには、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｖ８が「０，１，０，１，０，１」のパターンとなるものが用いられる。そして、図１１（ｉ）に示す信号Ｖ８において、「０，１，０，１，０，１」のパターンの各「０」および各「１」の幅Ｔ３の中心点と、図１１（ｌ）のクロック信号Ｖ１０との時間差を、「０」「１」ごとに算出し、それらの時間差の平均値Ｔ４を算出する。そして、時間差の平均値Ｔ４だけ、図１１（ｌ）に示すクロック信号Ｖ１０をずらして、図１１（ｊ）に示す基準クロック信号Ｖ９を生成する。

なお、「０，１，０，１，０，１」のパターンを用いる理由は、第２フィルタ１３２の出力波形Ｖ５のピーク値が安定するためである。また、「０，１，０，１，０，１」のパターンを、前記零相回路時定数を検出するための「１，１，１，１，１，１」のパターンの次に送信することに予め決めておけば、このパターンを受信することによって、零相回路時定数の変動に適応して、検出レベルの調整や基準クロックの調整を行うことが可能となる。なお、「１，１，１，１，１，１」のパターンや「０，１，０，１，０，１」のパターンは、所定の間隔で周期的に送信する、または、１送信データごとに送信すると、零相回路時定数の変化に敏感に適応することが可能となる。

以上、本実施形態の電力線搬送通信用受信システム１（図１参照）の復調装置１０は、対地インピーダンスに応じて変化する零相回路の時定数を求め、その時定数に基づいて受信した信号波形の振幅の大小を判定する検出レベルを算出するレベル設定部２１を備えている。また、復調装置１０は、零相回路の時定数に応じて変化する送信符号の時間遅れを算出し、その時間遅れに基づいて、復調用のクロックを生成する基準クロック生成部２７を備えている。そのため、本実施形態の電力線搬送通信用受信システム１の復調装置１０は、零相回路時定数の変化に適応して、安定して送信データを受信側で復調することが可能となる。

１ 電力線搬送通信用受信システム
１０ 復調装置
１１ Ｖｏ合成部
１２ 乗算部
１３ 復調フィルタ部
２０ 波形整形部
２１ レベル設定部
２２ 第１レベル判定部
２３ 第２レベル判定部
２４ フリップフロップ回路
２５ トリガフリップフロップ回路
２６ 零点検出部
２７ 基準クロック生成部
３０ 高圧結合部
４０ 高圧配電線（三相電力線）
１３１ 第１フィルタ（第１のフィルタ）
１３２ 第２フィルタ（第２のフィルタ）
２１１ ピーク値検出部
２１２ 零相回路時定数検出部
２１３ 乗算部
２２１ 絶対値算出部
２２２ 高値選択部
２２３ 係数Ｇ乗算部
Ｋ 係数
Ｖ１ 基準相電圧
Ｖ２ 零相電圧
Ｖ４１，４２ 過渡応答波形
ＶＬ 検出レベル
Ｖ５５ 高値選択部の出力、ピーク値検出部の出力
τ 零相回路時定数

Claims (2)

1. 三相電力線（４０）に設定された基準相電圧（Ｖ１）に同期させて当該基準相電圧の周波数の整数ｎサイクルを１ビットデータとして送信データにしたがって変化させた前記電力線の零相電圧（Ｖ２）と、前記基準相電圧とを検出し、検出した前記零相電圧と前記基準相電圧との積を求める乗算部（１２）と、前記乗算部の出力に含まれる第２高調波を減衰させる第１のフィルタ（１３１）と、その第１のフィルタの出力を入力として前記基準相電圧の周波数の１／（２ｎ）の周波数成分を通過させ他の周波数成分を減衰させる第２のフィルタ（１３２）と、を備える電力線搬送通信用の復調装置（１０）であって、
   前記復調装置（１０）は、
   前記送信データと共に送信されてくる零相回路時定数算出用のデータに対する前記第１のフィルタの出力の過渡応答波形（Ｖ４１，Ｖ４２）に基づいて零相回路時定数（τ）を求め、前記第２のフィルタの出力に基づいてその第２のフィルタの出力の正負のピーク値を検出し、前記零相回路時定数と前記ピーク値とに基づいて、前記送信データの符号の変り目を判定する検出レベル（ＶＬ）を求めるレベル設定部（２１）と、
   前記レベル設定部によって求められた前記検出レベルと、前記第２のフィルタの出力（Ｖ５）の振幅との大きさを比較し、前記第２のフィルタの出力の振幅の絶対値が前記検出レベルより大きい場合にオン信号を出力するレベル判定部（２２，２３）と、
   前記レベル判定部の出力を入力として動作するフリップフロップ回路部（２４）と、
   前記フリップフロップ回路の出力の１ビットデータに対応するオン期間またはオフ期間の中心点の近傍にクロックを設定するように基準クロックを生成する基準クロック生成部（２７）と、
   前記基準クロック生成部によって生成された前記基準クロックをトリガとして、前記フリップフロップ回路部の出力信号を出力するトリガフリップフロップ回路部（２５）と、
   を備えることを特徴とする電力線搬送通信用の復調装置。
2. 前記レベル設定部（２１）は、
   ピーク値検出部（２１１）と零相回路時定数検出部（２１２）と第１の乗算部（２１３）とを備え、
   前記ピーク値検出部は、第２のフィルタの出力の振幅の絶対値を求める絶対値算出部（２２１）と、２つの入力される値を比較して大きい方の値を出力する高値選択部（２２２）と、係数乗算部（２２３）とを備え、
   前記高値選択部（２２２）は、一方の入力を前記絶対値算出部（２２１）の出力とし、他方の入力を前記高値選択部の出力に前記係数乗算部（２２３）によって１未満の係数を乗算した値とし、前記一方の入力の値と前記他方の入力の値とを比較して大きい方の値（Ｖ５５）を出力し、
   前記ピーク値検出部は、前記高値選択部の出力（Ｖ５５）を出力し、
   前記零相回路時定数検出部（２１２）は、零相回路時定数が大きいほど係数（Ｋ）が小さくなる特性を予め記憶部に記憶しており、前記送信データと共に送信されてくる零相回路時定数算出用のデータに対する前記第１のフィルタの出力を入力として零相回路時定数を求め、前記記憶部を参照して、その検出した零相回路時定数に対応する係数（Ｋ）の値を算出し、
   前記第１の乗算部（２１３）は、前記ピーク値検出部の出力（Ｖ５５）と前記零相回路時定数に対応する係数（Ｋ）の値とを乗算し、前記検出レベルを求めること
   を特徴とする請求項１に記載の電力線搬送通信用の復調装置。

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