JP2010183345A - トランスインピーダンス増幅器及びアナログ／デジタル変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】変換誤差の小さい光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路を提供すること。
【解決手段】本発明に係るトランスインピーダンス増幅器は、第１の電源電圧が与えられる第１の端子と、前記第１の電源よりも低電位の第２の電源電圧が与えられる第２の端子と、を備え、入力アナログ電流信号に基づいて、前記第１の電源電圧又は前記第２の電源電圧のいずれかに２値化された電圧信号を出力するものである。これにより、変換誤差を低減することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスインピーダンス増幅器及びアナログ／デジタル変換回路に関する。

これまで、高電圧の駆動回路からのアナログ信号を低電圧のデジタル制御回路に入力する場合、高電圧系のアナログ信号は、高電圧系側でコンパレータなどにより２値のデジタル信号へ変換されていた。その後、フォトカプラなどの絶縁手段を介し、低電圧系のデジタル制御回路に入力されていた。そのため、例えば、電圧異常などの単純な２値エラー信号しかデジタル制御回路に入力することができなかった。

近年、より高度に制御するため、高電圧系のアナログ信号を、絶縁手段を介し、低電圧系側でＡ／Ｄコンバータによりデジタル変換する技術が開発された。図６は、このような光絶縁型のＡ／Ｄ変換回路である。ここで、光絶縁手段であるフォトカプラ１３を介して、高電圧系のＬＥＤ（Light Emitting Diode）１１と低電圧系のフォトダイオード１２とが接続されている。そして、トランスインピーダンスＡＭＰ１４は、フォトダイオード１２からの微小電流（例えば０〜２０μＡ程度）を電圧に変換し、Ａ／Ｄコンバータ１５へ出力する。Ａ／Ｄコンバータ１５は、例えば特許文献１に記載の逐次比較型Ａ／Ｄコンバータである。

図７は、特許文献１の図１に開示された逐次比較型Ａ／Ｄコンバータのブロック図である。このＡ／Ｄコンバータ１５は、コンパレータ２、Ｄ／Ａコンバータ３、逐次比較レジスタ４、Ａ／Ｄコンバータ制御回路５を備えている。以下に、Ａ／Ｄコンバータ１５の動作を説明する。

逐次比較レジスタ４は、Ａ／Ｄコンバータ制御回路５から与えられたクロックをカウントし、定量増加するデジタル信号ＤＳ１をＤ／Ａコンバータ３へ出力する。Ｄ／Ａコンバータ３は、デジタル信号ＤＳ２をアナログ電圧に変換し、コンパレータ２へ出力する。コンパレータ２は、入力されたアナログ入力電圧と、Ｄ／Ａコンバータ３の出力電圧とを比較する。アナログ入力電圧と、Ｄ／Ａコンバータ３の出力電圧とが同電圧になると、コンパレータ２の出力が反転し、逐次比較レジスタ４のカウントを停止する。これにより、Ｄ／Ａコンバータ３の電圧上昇は、アナログ入力電圧と等しい電圧で停止する。この時の逐次比較レジスタ４の値が、アナログ入力電圧をデジタル変換した値であり、Ａ／Ｄコンバータの出力となる。

ここで、図６のフォトダイオード１２、トランスインピーダンスＡＭＰ１４及びＡ／Ｄコンバータ１５を、フォトカプラ用受光ＩＣとして１チップ化することにより、利便性、実装スペースの小型化が大きく改善された。

特開平５−１２２０７６号公報

しかしながら、Ａ／Ｄ変換のさらなる精度向上が求められている。図６におけるトランスインピーダンスＡＭＰ１４では、フォトダイオード１２から出力される微小電流（数十μＡ）を、Ａ／Ｄコンバータ１５で処理しやすい振幅（１Ｖ以上）まで高利得で変換する必要があるため、変換誤差が生じる。

また、トランスインピーダンスＡＭＰ１４の入力と出力との関係が、直線的であるほど変換誤差が小さくなるが、半導体の製造ばらつき・温度変化などにより、直線性を維持することが難しい。

また、Ａ／Ｄコンバータ１５を構成するコンパレータ２においても生産上のばらつきにより、変換誤差が生じる。

図８は、Ａ／Ｄコンバータ１５を構成するＤ／Ａコンバータ３の一例であり、ｎビットのＲ−２Ｒラダー型Ｄ／Ａコンバータである。各デジタル入力は非反転バッファを介して入力される。デジタル入力が１の場合、基準電圧Ｖｒｅｆ側、デジタル入力が０の場合、グランド側にスイッチＢ１〜Ｂｎが切り替わる。このような構成により、デジタル入力をアナログ電流に変換することができる。一般的に、Ｄ／Ａコンバータ３の出力には、得られたアナログ電流を電圧に変換するためのバッファＡＭＰ１６が付加されており、変換誤差が生じる。

なお、変換誤差とは、各ＡＭＰ利得などの生産上のばらつきや、温度ばらつきなどであり、調整による解消が困難な誤差である。すなわち、Ａ／Ｄコンバータとしての量子化誤差は含まない。

本発明に係るトランスインピーダンス増幅器は、第１の電源電圧が与えられる第１の端子と、前記第１の電源よりも低電位の第２の電源電圧が与えられる第２の端子と、を備え、入力アナログ電流信号に基づいて、前記第１の電源電圧又は前記第２の電源電圧のいずれかに２値化された電圧信号を出力するものである。

本発明によれば、変換誤差の小さい光絶縁型アナログ／デジタル変換回路を提供することができる。

本発明の実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路のブロック図である。 実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路を適用したモータ制御回路のブロック図である 本発明の実施の形態１に係る電流出力型Ｄ／Ａコンバータの回路図である。 本発明の実施の形態１に係るトランスインピーダンスＡＭＰの回路図である。 ランスインピーダンスＡＭＰの動作を説明するための入出力特性図である 関連技術の光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路である。 特許文献１の図１に示された逐次比較型Ａ／Ｄコンバータのブロック図である。 関連技術のＤ／Ａコンバータの回路図である。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。ただし、本発明が以下の実施の形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。なお、本明細書におけるデータ信号は、アドレス信号を含むものとする。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光絶縁型Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換回路のブロック図である。この光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００は、フォトカプラ１１３ａ及びＡ／Ｄコンバータ１１５を備えている。ここで、フォトカプラ１１３ａはＬＥＤ１１１、フォトダイオード１１２を備えている。また、Ａ／Ｄコンバータ１１５は、Ｄ／Ａコンバータ１０３、逐次比較レジスタ１０４、Ａ／Ｄコンバータ制御回路１０５、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４を備えている。

また、図２は、実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００を適用したモータ制御回路のブロック図である。このモータ制御回路は、高電圧系と低電圧系とからなる。高電圧系は、モータＭ、高電圧駆動部２０１を備える。一方、低電圧系は、Ａ／Ｄコンバータ１１５、デジタル制御回路１２０を備えている。そして、高電圧系と低電圧系とが２つのフォトカプラ１１３ａ及び１１３ｂにより接続されている。ここで、フォトカプラ１１３ａ及びＡ／Ｄコンバータ１１５が、図１の光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００を構成している。

まず、図２を用いて、実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００を適用したモータ制御回路の構成について説明する。モータＭは高電圧駆動部２０１から供給されるアナログ信号により駆動する。他方、この高電圧系のアナログ信号は、低電圧系のデジタル制御回路１２０によりモニタされる。

そのため、アナログ信号はフォトカプラ１１３ａの高電圧系側において光信号に変換され低電圧系側に伝達される。また、フォトカプラ１１３ａの低電圧系側において光信号が光電流に変換される。アナログ信号である光電流はＡ／Ｄコンバータ１１５によりデジタル信号に変換され、デジタル制御回路１２０に入力される。そして、デジタル制御回路１２０から出力された制御信号が、フォトカプラ１１３ｂを介して高電圧駆動部２０１へフィードバックされる。このような構成により、モータＭの駆動をデジタル制御することができる。

次に、図１を用いて、実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００の構成について説明する。上述の通り、フォトカプラ１１３ａはＬＥＤ１１１、フォトダイオード１１２を備えている。ＬＥＤ１１１は高電圧系のアナログ信号を光信号へ変換する。フォトダイオード１１２はＬＥＤ１１１から出力された光信号を低電圧系の光電流へ変換する。このように、フォトカプラ１１３ａは、電気的に絶縁された状態で、電気信号を光信号へ変換して伝達することができる。実施の形態１に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００は、図７に示したコンパレータ２が不要であるため、コンパレータによる変換誤差を無くすことができる。また、コンパレータの削減は、小型化、低消費電力化、低コスト化にも寄与する。

フォトダイオード１１２の出力は、Ａ／Ｄコンバータ１１５を構成するトランスインピーダンスＡＭＰ１１４の入力に接続されている。また、フォトダイオード１１２の出力と、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の入力との間のノードにはＤ／Ａコンバータ１０３の出力が接続されている。トランスインピーダンスＡＭＰ１１４からの出力は、逐次比較レジスタ１０４に入力される。また、Ａ／Ｄコンバータ制御回路１０５からの出力も逐次比較レジスタ１０４に入力される。逐次比較レジスタ１０４は、Ｄ／Ａコンバータ１０３へデジタル信号ＤＳ１０１を出力すると共に、Ａ／Ｄコンバータ１１５の出力としてデジタル信号ＤＳ１０２を出力する。

図３は、本実施の形態に係るＤ／Ａコンバータ１０３であり、ｎビットのＲ−２Ｒラダー型Ｄ／Ａコンバータである。各デジタル入力は反転バッファ（インバータ）を介して入力される。デジタル入力が１の場合、グランド側、デジタル入力が０の場合、基準電圧Ｖｒｅｆ側にスイッチＢ１〜Ｂｎが切り替わる。このような構成により、デジタル入力をアナログ電流に変換することができる。このアナログ電流がＤ／Ａコンバータ１０３の出力である。本実施の形態に係るＤ／Ａコンバータ１０３の出力には、得られたアナログ電流を電圧に変換するための図８におけるバッファＡＭＰ１６が不要である。そのため、バッファＡＭＰ１６による変換誤差を無くすことができる。また、バッファＡＭＰ１６の削減は、小型化、低消費電力化、低コスト化にも寄与する。

図４は、本発明の実施の形態１に係るトランスインピーダンスＡＭＰ１１４の回路図である。トランスインピーダンスＡＭＰ１１４は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ３を備えている。

バイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して、電源電圧ＶＣＣが与えられる電源端子Ｔ１に接続されている。バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタは、接地電圧ＧＮＤが与えられる接地端子Ｔ２に接続されている。バイポーラトランジスタＢＴ１のベースは、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の入力に接続されている。また、バイポーラトランジスタＢＴ１のベースは、抵抗Ｒ２を介して、抵抗Ｒ３とバイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタとの間のノードに接続されている。

バイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタは、電源端子Ｔ１に接続されている。バイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタは、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の出力に接続されている。また、バイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタは、抵抗Ｒ３を介して、接地端子Ｔ２に接続されている。バイポーラトランジスタＢＴ２のベースは、抵抗Ｒ１とバイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタとの間のノードに接続されている。

トランスインピーダンスＡＭＰ１１４は、振幅幅が電源電圧ＶＣＣを超えるように利得が高く設定されている。そのため、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の出力は、アナログ電圧ではあるが、入力電流に応じて、電源電圧ＶＣＣまたは接地電圧ＧＮＤに飽和した電位を出力する。すなわち、コンパレータのような動作となる。この出力電圧が２値信号として、逐次比較レジスタ１０４へ入力される。

次に、Ａ／Ｄコンバータ１１５の動作について説明する。
逐次比較レジスタ１０４は、Ａ／Ｄコンバータ制御回路１０５から与えられたクロックをカウントし、定量増加するデジタル信号ＤＳ１０１をＤ／Ａコンバータ１０３へ出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０３は、デジタル信号ＤＳ１０２をアナログ電圧に変換し、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４へ出力する。

トランスインピーダンスＡＭＰ１１４には、フォトダイオード１１２から出力された光電流Ｉｐｄと、Ｄ／Ａコンバータ１０３からの出力電流Ｉｄａとが合成された合成電流が入力される。この合成電流が閾値（感度電流Ｉｓ）を越えると、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の出力が反転し、逐次比較レジスタ１０４がカウントを停止する。これにより、Ｄ／Ａコンバータ１０３の電流上昇が停止する。このときの逐次比較レジスタ１０４の値を論理反転した値が、アナログ入力電圧をデジタル変換した値であり、Ａ／Ｄコンバータ１１５の出力となる。

図５は、本実施の形態に係るトランスインピーダンスＡＭＰ１１４の入出力の動作を表した図である。図５において、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の出力（逐次比較レジスタ１０４へ入力される信号）は、Ｄ／Ａコンバータ１０３の出力電流Ｉｄａを等間隔に一定量（デジタル値）減少させた場合の５パターンが重ねてプロットされている。出力と入力電流（Ｉｐｄ＋Ｉｄａ）の斜め線が交差するところが、その出力が得られる入力電流値を示しており、入力電流を等間隔に変化させると、出力も等間隔に変わることを示している。

ここで、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４が反転する電流値（感度電流Ｉｓ）は回路に依存し一定であるため、出力が反転するポイントでは、次式（１）が成立する。
Ｉｓ＝Ｉｐｄ＋Ｉｄａ・・・（１）
Ｉｐｄ：フォトダイオード１１２の光電流
Ｉｄａ：Ｄ／Ａコンバータ１０３の出力電流

従って、注入される電流値Ｉｄａが正確に判明していれば、トランスインピーダンスＡＭＰ１１４の特性に関わらず、フォトダイオード１１２が出力する電流Ｉｐｄを正確に判定できる。ここで、式（１）からＩｐｄ＝Ｉｓ−Ｉｄａとなり、求める光電流Ｉｐｄの値と、Ｄ／Ａコンバータ１０３の出力電流Ｉｄａの値とは、符号が反転している。よって、Ａ／Ｄコンバータ１１５のデジタル出力は、逐次比較レジスタ１０４の値を論理反転した値とすればよい。

以上説明したとおり、本実施の形態に係る光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路１００では、光電流を電圧に変換せずに、電流のままトランスインピーダンスＡＭＰ１１４により比較する。そのため、図６〜８に示した構成に比べ、コンパレータ２及びＤ／Ａコンバータ１０３におけるバッファアンプ１６を削減することができる。従って、変換誤差を少なくできる。さらに、小型化、低消費電力化、低コスト化が実現できる。

１００ 光絶縁型Ａ／Ｄ変換回路
１０３ Ｄ／Ａコンバータ
１０４ 逐次比較レジスタ
１０５ Ａ／Ｄコンバータ制御回路
１１１ ＬＥＤ
１１２ フォトダイオード
１１３ａ、１１３ｂ フォトカプラ
１１５ Ａ／Ｄコンバータ
１１４ トランスインピーダンスＡＭＰ
１２０ デジタル制御回路
２０１ 高圧駆動部

Claims (9)

1. 第１の電源電圧が与えられる第１の端子と、
   前記第１の電源よりも低電位の第２の電源電圧が与えられる第２の端子と、を備え、
   入力アナログ電流信号に基づいて、前記第１の電源電圧又は前記第２の電源電圧のいずれかに２値化された電圧信号を出力するトランスインピーダンス増幅器。
2. 前記入力アナログ電流信号は、測定対象であるアナログ電流信号と基準となるアナログ基準電流信号との合成電流信号であることを特徴とする請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅器。
3. 前記入力アナログ電流信号がベースに入力されるバイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のトランスインピーダンス増幅器。
4. 入力された光信号に基づいてアナログ電流信号を生成するフォトダイオードと、
   デジタル信号からアナログ基準電流信号を生成するデジタル／アナログコンバータと、
   前記アナログ電流信号と前記アナログ基準電流信号との合成電流信号に基づいて、２値化された電圧信号を出力するトランスインピーダンス増幅器と、を備えたアナログ／デジタル変換回路。
5. 前記トランスインピーダンス増幅器が、
   第１の電源電圧が与えられる第１の端子と、
   前記第１の電源よりも低電位の第２の電源電圧が与えられる第２の端子と、を備え、
   前記合成電流信号に基づいて、前記第１の電源電圧又は前記第２の電源電圧のいずれかに２値化された電圧信号を出力することを特徴とする請求項４に記載のアナログ／デジタル変換回路。
6. 前記トランスインピーダンス増幅器が、前記合成電流信号がベースに入力されるバイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項４又は５に記載のアナログ／デジタル変換回路。
7. 前記トランスインピーダンス増幅器から出力される２値化信号が入力されるレジスタを更に備えることを特徴とする請求項４〜６のいずれか一項に記載のアナログ／デジタル変換回路。
8. 前記光信号を生成する発光ダイオードを更に備え、
   前記発光ダイオードと前記フォトダイオードとがフォトカプラを構成していることを特徴とする請求項４〜７のいずれか一項に記載のアナログ／デジタル変換回路。
9. 前記デジタル／アナログコンバータがＲ−２Ｒラダー型デジタル／アナログコンバータであることを特徴とする請求項４〜８のいずれか一項に記載のアナログ／デジタル変換回路。

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