JP2010183345A - トランスインピーダンス増幅器及びアナログ/デジタル変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】変換誤差の小さい光絶縁型A/D変換回路を提供すること。
【解決手段】本発明に係るトランスインピーダンス増幅器は、第1の電源電圧が与えられる第1の端子と、前記第1の電源よりも低電位の第2の電源電圧が与えられる第2の端子と、を備え、入力アナログ電流信号に基づいて、前記第1の電源電圧又は前記第2の電源電圧のいずれかに2値化された電圧信号を出力するものである。これにより、変換誤差を低減することができる。
【選択図】図1
【解決手段】本発明に係るトランスインピーダンス増幅器は、第1の電源電圧が与えられる第1の端子と、前記第1の電源よりも低電位の第2の電源電圧が与えられる第2の端子と、を備え、入力アナログ電流信号に基づいて、前記第1の電源電圧又は前記第2の電源電圧のいずれかに2値化された電圧信号を出力するものである。これにより、変換誤差を低減することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、トランスインピーダンス増幅器及びアナログ/デジタル変換回路に関する。
これまで、高電圧の駆動回路からのアナログ信号を低電圧のデジタル制御回路に入力する場合、高電圧系のアナログ信号は、高電圧系側でコンパレータなどにより2値のデジタル信号へ変換されていた。その後、フォトカプラなどの絶縁手段を介し、低電圧系のデジタル制御回路に入力されていた。そのため、例えば、電圧異常などの単純な2値エラー信号しかデジタル制御回路に入力することができなかった。
近年、より高度に制御するため、高電圧系のアナログ信号を、絶縁手段を介し、低電圧系側でA/Dコンバータによりデジタル変換する技術が開発された。図6は、このような光絶縁型のA/D変換回路である。ここで、光絶縁手段であるフォトカプラ13を介して、高電圧系のLED(Light Emitting Diode)11と低電圧系のフォトダイオード12とが接続されている。そして、トランスインピーダンスAMP14は、フォトダイオード12からの微小電流(例えば0〜20μA程度)を電圧に変換し、A/Dコンバータ15へ出力する。A/Dコンバータ15は、例えば特許文献1に記載の逐次比較型A/Dコンバータである。
図7は、特許文献1の図1に開示された逐次比較型A/Dコンバータのブロック図である。このA/Dコンバータ15は、コンパレータ2、D/Aコンバータ3、逐次比較レジスタ4、A/Dコンバータ制御回路5を備えている。以下に、A/Dコンバータ15の動作を説明する。
逐次比較レジスタ4は、A/Dコンバータ制御回路5から与えられたクロックをカウントし、定量増加するデジタル信号DS1をD/Aコンバータ3へ出力する。D/Aコンバータ3は、デジタル信号DS2をアナログ電圧に変換し、コンパレータ2へ出力する。コンパレータ2は、入力されたアナログ入力電圧と、D/Aコンバータ3の出力電圧とを比較する。アナログ入力電圧と、D/Aコンバータ3の出力電圧とが同電圧になると、コンパレータ2の出力が反転し、逐次比較レジスタ4のカウントを停止する。これにより、D/Aコンバータ3の電圧上昇は、アナログ入力電圧と等しい電圧で停止する。この時の逐次比較レジスタ4の値が、アナログ入力電圧をデジタル変換した値であり、A/Dコンバータの出力となる。
ここで、図6のフォトダイオード12、トランスインピーダンスAMP14及びA/Dコンバータ15を、フォトカプラ用受光ICとして1チップ化することにより、利便性、実装スペースの小型化が大きく改善された。
しかしながら、A/D変換のさらなる精度向上が求められている。図6におけるトランスインピーダンスAMP14では、フォトダイオード12から出力される微小電流(数十μA)を、A/Dコンバータ15で処理しやすい振幅(1V以上)まで高利得で変換する必要があるため、変換誤差が生じる。
また、トランスインピーダンスAMP14の入力と出力との関係が、直線的であるほど変換誤差が小さくなるが、半導体の製造ばらつき・温度変化などにより、直線性を維持することが難しい。
また、A/Dコンバータ15を構成するコンパレータ2においても生産上のばらつきにより、変換誤差が生じる。
図8は、A/Dコンバータ15を構成するD/Aコンバータ3の一例であり、nビットのR−2Rラダー型D/Aコンバータである。各デジタル入力は非反転バッファを介して入力される。デジタル入力が1の場合、基準電圧Vref側、デジタル入力が0の場合、グランド側にスイッチB1〜Bnが切り替わる。このような構成により、デジタル入力をアナログ電流に変換することができる。一般的に、D/Aコンバータ3の出力には、得られたアナログ電流を電圧に変換するためのバッファAMP16が付加されており、変換誤差が生じる。
なお、変換誤差とは、各AMP利得などの生産上のばらつきや、温度ばらつきなどであり、調整による解消が困難な誤差である。すなわち、A/Dコンバータとしての量子化誤差は含まない。
本発明に係るトランスインピーダンス増幅器は、第1の電源電圧が与えられる第1の端子と、前記第1の電源よりも低電位の第2の電源電圧が与えられる第2の端子と、を備え、入力アナログ電流信号に基づいて、前記第1の電源電圧又は前記第2の電源電圧のいずれかに2値化された電圧信号を出力するものである。
本発明によれば、変換誤差の小さい光絶縁型アナログ/デジタル変換回路を提供することができる。
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。ただし、本発明が以下の実施の形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。なお、本明細書におけるデータ信号は、アドレス信号を含むものとする。
(実施の形態1)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光絶縁型A/D(アナログ/デジタル)変換回路のブロック図である。この光絶縁型A/D変換回路100は、フォトカプラ113a及びA/Dコンバータ115を備えている。ここで、フォトカプラ113aはLED111、フォトダイオード112を備えている。また、A/Dコンバータ115は、D/Aコンバータ103、逐次比較レジスタ104、A/Dコンバータ制御回路105、トランスインピーダンスAMP114を備えている。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光絶縁型A/D(アナログ/デジタル)変換回路のブロック図である。この光絶縁型A/D変換回路100は、フォトカプラ113a及びA/Dコンバータ115を備えている。ここで、フォトカプラ113aはLED111、フォトダイオード112を備えている。また、A/Dコンバータ115は、D/Aコンバータ103、逐次比較レジスタ104、A/Dコンバータ制御回路105、トランスインピーダンスAMP114を備えている。
また、図2は、実施の形態1に係る光絶縁型A/D変換回路100を適用したモータ制御回路のブロック図である。このモータ制御回路は、高電圧系と低電圧系とからなる。高電圧系は、モータM、高電圧駆動部201を備える。一方、低電圧系は、A/Dコンバータ115、デジタル制御回路120を備えている。そして、高電圧系と低電圧系とが2つのフォトカプラ113a及び113bにより接続されている。ここで、フォトカプラ113a及びA/Dコンバータ115が、図1の光絶縁型A/D変換回路100を構成している。
まず、図2を用いて、実施の形態1に係る光絶縁型A/D変換回路100を適用したモータ制御回路の構成について説明する。モータMは高電圧駆動部201から供給されるアナログ信号により駆動する。他方、この高電圧系のアナログ信号は、低電圧系のデジタル制御回路120によりモニタされる。
そのため、アナログ信号はフォトカプラ113aの高電圧系側において光信号に変換され低電圧系側に伝達される。また、フォトカプラ113aの低電圧系側において光信号が光電流に変換される。アナログ信号である光電流はA/Dコンバータ115によりデジタル信号に変換され、デジタル制御回路120に入力される。そして、デジタル制御回路120から出力された制御信号が、フォトカプラ113bを介して高電圧駆動部201へフィードバックされる。このような構成により、モータMの駆動をデジタル制御することができる。
次に、図1を用いて、実施の形態1に係る光絶縁型A/D変換回路100の構成について説明する。上述の通り、フォトカプラ113aはLED111、フォトダイオード112を備えている。LED111は高電圧系のアナログ信号を光信号へ変換する。フォトダイオード112はLED111から出力された光信号を低電圧系の光電流へ変換する。このように、フォトカプラ113aは、電気的に絶縁された状態で、電気信号を光信号へ変換して伝達することができる。実施の形態1に係る光絶縁型A/D変換回路100は、図7に示したコンパレータ2が不要であるため、コンパレータによる変換誤差を無くすことができる。また、コンパレータの削減は、小型化、低消費電力化、低コスト化にも寄与する。
フォトダイオード112の出力は、A/Dコンバータ115を構成するトランスインピーダンスAMP114の入力に接続されている。また、フォトダイオード112の出力と、トランスインピーダンスAMP114の入力との間のノードにはD/Aコンバータ103の出力が接続されている。トランスインピーダンスAMP114からの出力は、逐次比較レジスタ104に入力される。また、A/Dコンバータ制御回路105からの出力も逐次比較レジスタ104に入力される。逐次比較レジスタ104は、D/Aコンバータ103へデジタル信号DS101を出力すると共に、A/Dコンバータ115の出力としてデジタル信号DS102を出力する。
図3は、本実施の形態に係るD/Aコンバータ103であり、nビットのR−2Rラダー型D/Aコンバータである。各デジタル入力は反転バッファ(インバータ)を介して入力される。デジタル入力が1の場合、グランド側、デジタル入力が0の場合、基準電圧Vref側にスイッチB1〜Bnが切り替わる。このような構成により、デジタル入力をアナログ電流に変換することができる。このアナログ電流がD/Aコンバータ103の出力である。本実施の形態に係るD/Aコンバータ103の出力には、得られたアナログ電流を電圧に変換するための図8におけるバッファAMP16が不要である。そのため、バッファAMP16による変換誤差を無くすことができる。また、バッファAMP16の削減は、小型化、低消費電力化、低コスト化にも寄与する。
図4は、本発明の実施の形態1に係るトランスインピーダンスAMP114の回路図である。トランスインピーダンスAMP114は、NPN型バイポーラトランジスタBT1、BT2、抵抗R1〜R3を備えている。
バイポーラトランジスタBT1のコレクタは、抵抗R1を介して、電源電圧VCCが与えられる電源端子T1に接続されている。バイポーラトランジスタBT1のエミッタは、接地電圧GNDが与えられる接地端子T2に接続されている。バイポーラトランジスタBT1のベースは、トランスインピーダンスAMP114の入力に接続されている。また、バイポーラトランジスタBT1のベースは、抵抗R2を介して、抵抗R3とバイポーラトランジスタBT2のエミッタとの間のノードに接続されている。
バイポーラトランジスタBT2のコレクタは、電源端子T1に接続されている。バイポーラトランジスタBT2のエミッタは、トランスインピーダンスAMP114の出力に接続されている。また、バイポーラトランジスタBT2のエミッタは、抵抗R3を介して、接地端子T2に接続されている。バイポーラトランジスタBT2のベースは、抵抗R1とバイポーラトランジスタBT1のコレクタとの間のノードに接続されている。
トランスインピーダンスAMP114は、振幅幅が電源電圧VCCを超えるように利得が高く設定されている。そのため、トランスインピーダンスAMP114の出力は、アナログ電圧ではあるが、入力電流に応じて、電源電圧VCCまたは接地電圧GNDに飽和した電位を出力する。すなわち、コンパレータのような動作となる。この出力電圧が2値信号として、逐次比較レジスタ104へ入力される。
次に、A/Dコンバータ115の動作について説明する。
逐次比較レジスタ104は、A/Dコンバータ制御回路105から与えられたクロックをカウントし、定量増加するデジタル信号DS101をD/Aコンバータ103へ出力する。D/Aコンバータ103は、デジタル信号DS102をアナログ電圧に変換し、トランスインピーダンスAMP114へ出力する。
逐次比較レジスタ104は、A/Dコンバータ制御回路105から与えられたクロックをカウントし、定量増加するデジタル信号DS101をD/Aコンバータ103へ出力する。D/Aコンバータ103は、デジタル信号DS102をアナログ電圧に変換し、トランスインピーダンスAMP114へ出力する。
トランスインピーダンスAMP114には、フォトダイオード112から出力された光電流Ipdと、D/Aコンバータ103からの出力電流Idaとが合成された合成電流が入力される。この合成電流が閾値(感度電流Is)を越えると、トランスインピーダンスAMP114の出力が反転し、逐次比較レジスタ104がカウントを停止する。これにより、D/Aコンバータ103の電流上昇が停止する。このときの逐次比較レジスタ104の値を論理反転した値が、アナログ入力電圧をデジタル変換した値であり、A/Dコンバータ115の出力となる。
図5は、本実施の形態に係るトランスインピーダンスAMP114の入出力の動作を表した図である。図5において、トランスインピーダンスAMP114の出力(逐次比較レジスタ104へ入力される信号)は、D/Aコンバータ103の出力電流Idaを等間隔に一定量(デジタル値)減少させた場合の5パターンが重ねてプロットされている。出力と入力電流(Ipd+Ida)の斜め線が交差するところが、その出力が得られる入力電流値を示しており、入力電流を等間隔に変化させると、出力も等間隔に変わることを示している。
ここで、トランスインピーダンスAMP114が反転する電流値(感度電流Is)は回路に依存し一定であるため、出力が反転するポイントでは、次式(1)が成立する。
Is=Ipd+Ida・・・(1)
Ipd:フォトダイオード112の光電流
Ida:D/Aコンバータ103の出力電流
Is=Ipd+Ida・・・(1)
Ipd:フォトダイオード112の光電流
Ida:D/Aコンバータ103の出力電流
従って、注入される電流値Idaが正確に判明していれば、トランスインピーダンスAMP114の特性に関わらず、フォトダイオード112が出力する電流Ipdを正確に判定できる。ここで、式(1)からIpd=Is−Idaとなり、求める光電流Ipdの値と、D/Aコンバータ103の出力電流Idaの値とは、符号が反転している。よって、A/Dコンバータ115のデジタル出力は、逐次比較レジスタ104の値を論理反転した値とすればよい。
以上説明したとおり、本実施の形態に係る光絶縁型A/D変換回路100では、光電流を電圧に変換せずに、電流のままトランスインピーダンスAMP114により比較する。そのため、図6〜8に示した構成に比べ、コンパレータ2及びD/Aコンバータ103におけるバッファアンプ16を削減することができる。従って、変換誤差を少なくできる。さらに、小型化、低消費電力化、低コスト化が実現できる。
100 光絶縁型A/D変換回路
103 D/Aコンバータ
104 逐次比較レジスタ
105 A/Dコンバータ制御回路
111 LED
112 フォトダイオード
113a、113b フォトカプラ
115 A/Dコンバータ
114 トランスインピーダンスAMP
120 デジタル制御回路
201 高圧駆動部
103 D/Aコンバータ
104 逐次比較レジスタ
105 A/Dコンバータ制御回路
111 LED
112 フォトダイオード
113a、113b フォトカプラ
115 A/Dコンバータ
114 トランスインピーダンスAMP
120 デジタル制御回路
201 高圧駆動部
Claims (9)
- 第1の電源電圧が与えられる第1の端子と、
前記第1の電源よりも低電位の第2の電源電圧が与えられる第2の端子と、を備え、
入力アナログ電流信号に基づいて、前記第1の電源電圧又は前記第2の電源電圧のいずれかに2値化された電圧信号を出力するトランスインピーダンス増幅器。 - 前記入力アナログ電流信号は、測定対象であるアナログ電流信号と基準となるアナログ基準電流信号との合成電流信号であることを特徴とする請求項1に記載のトランスインピーダンス増幅器。
- 前記入力アナログ電流信号がベースに入力されるバイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項1又は2に記載のトランスインピーダンス増幅器。
- 入力された光信号に基づいてアナログ電流信号を生成するフォトダイオードと、
デジタル信号からアナログ基準電流信号を生成するデジタル/アナログコンバータと、
前記アナログ電流信号と前記アナログ基準電流信号との合成電流信号に基づいて、2値化された電圧信号を出力するトランスインピーダンス増幅器と、を備えたアナログ/デジタル変換回路。 - 前記トランスインピーダンス増幅器が、
第1の電源電圧が与えられる第1の端子と、
前記第1の電源よりも低電位の第2の電源電圧が与えられる第2の端子と、を備え、
前記合成電流信号に基づいて、前記第1の電源電圧又は前記第2の電源電圧のいずれかに2値化された電圧信号を出力することを特徴とする請求項4に記載のアナログ/デジタル変換回路。 - 前記トランスインピーダンス増幅器が、前記合成電流信号がベースに入力されるバイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項4又は5に記載のアナログ/デジタル変換回路。
- 前記トランスインピーダンス増幅器から出力される2値化信号が入力されるレジスタを更に備えることを特徴とする請求項4〜6のいずれか一項に記載のアナログ/デジタル変換回路。
- 前記光信号を生成する発光ダイオードを更に備え、
前記発光ダイオードと前記フォトダイオードとがフォトカプラを構成していることを特徴とする請求項4〜7のいずれか一項に記載のアナログ/デジタル変換回路。 - 前記デジタル/アナログコンバータがR−2Rラダー型デジタル/アナログコンバータであることを特徴とする請求項4〜8のいずれか一項に記載のアナログ/デジタル変換回路。
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