JP2010165071A - 定電圧電源 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動能力の高いブーストトランジスタを有する定電圧電源を提供する。
【解決手段】第１電極が電圧入力端子１１に接続され、第２電極が電圧出力端子１２に接続された絶縁ゲート電界効果トランジスタＭ１と、電圧入力端子１１と基準電圧端子１３との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成して絶縁ゲート電界効果トランジスタＭ１のバックゲートに印加し、絶縁ゲート電界効果トランジスタＭ１のしきい値を変化させるしきい値可変手段１４と、電圧出力端子１２と基準電位端子１３との間に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を有し、電圧出力端子１２の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する分圧回路１５と、一方の入力端子が分圧回路１５の分圧点に接続され、他方の入力端子が基準電圧発生回路１６に接続され、出力端子が絶縁ゲート電界効果トランジスタＭ１のゲートに接続された差動増幅器１７と、を具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電圧電源に関する。

定電圧電源は、電源と負荷との間に出力電圧調整用のブーストトランジスタを直列に接続し、ブーストトランジスタの導通を制御することにより、一定の出力電圧を負荷に供給している。
ＣＭＯＳトランジスタで構成される定電圧電源は、低入出力間電圧差（ロードロップアウトプット特性）で大電流を出力するためにブーストトランジスタとして、駆動能力の大きいＭＯＳトランジスタが要求されている。

駆動能力の大きいＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタのサイズを大きくすることにより得られるが、チップサイズの増大を招くという問題がある。
駆動能力の大きいＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳトランジスタのしきい値を低くすることにより得られるが、しきい値を低くするとリーク電流が増加し、オフ時の電力損失の増大を招くという問題がある。
また、ＭＯＳトランジスタのしきい値は負の温度依存性を有しているので、使用温度が低い環境においては、ＭＯＳトランジスタのしきい値の増大が、駆動能力を減ずる方向に作用する問題がある。

一方、温度が変動した場合に、それぞれの温度についてオフ時のリーク電流を最小にする半導体装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特許文献１に開示された半導体装置は、ＭＯＳトランジスタをゲート電圧によって不活性状態とする制御電圧を生成する電圧制御回路を有している。
電圧制御回路は、デバイス温度に応じてＭＯＳトランジスタが不活性状態である場合に流れるリーク電流が略最小値となるように制御電圧として、ＭＯＳトランジスタのゲート端子に供給される第１の制御電圧と、ＭＯＳトランジスタのバックゲート端子に供給される第２の制御電圧とのうち少なくとも一方を生成する。

第１の制御電圧と第２の制御電圧とは、温度に応じて電圧値が互いに逆方向に変動するように制御され、第２の制御電圧は温度の上昇に応じて降圧され、第１の電圧は温度の上昇に応じて昇圧されている。

然しながら、特許文献１に開示された方法は、温度が上昇した場合のＭＯＳトランジスタのリーク電流を最小にするのが主眼で有り、温度が低下したときのＭＯＳトランジスタの駆動能力に関しては、何ら開示も示唆もしていない。

特開２００７−１６４９６０号公報

本発明は、駆動能力の高いブーストトランジスタを有する定電圧電源を提供する。

本発明の一態様の定電圧電源は、第１電極が電圧入力端子に接続され、第２電極が電圧出力端子に接続された絶縁ゲート電界効果トランジスタと、前記電圧入力端子と基準電圧端子との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成して前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのバックゲートに印加し、前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのしきい値を変化させるしきい値可変手段と、前記電圧出力端子と基準電圧端子との間に接続された抵抗の直列回路を有し、前記電圧出力端子の出力電圧を分圧する分圧回路と、一方の入力端子が前記分圧回路の分圧点に接続され、他方の入力端子が基準電圧発生回路に接続され、出力端子が前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのゲートに接続された差動増幅器と、を具備することを特徴としている。

本発明によれば、駆動能力の高いブーストトランジスタを有する定電圧電源が得られる。

本発明の実施例１に係る定電圧電源を示す回路図。 本発明の実施例に係る定電圧電源に用いられるＭＯＳトランジタスの温度とリーク電流の関係を説明するための図。 本発明の実施例に係る定電圧電源の効果を比較例と対比して説明するための図で、図３（ａ）はバックゲート電圧の温度依存性を説明するための図、図３（ｂ）はしきい値の温度依存性を説明するための図、図３（ｃ）は駆動能力の温度依存性を説明するための図、図３（ｄ）はリーク電流の温度依存性を説明するための図。 本発明の実施例１に係る定電圧電源に用いられる負の温度依存性を有する定電流源を示す回路図。 本発明の実施例１に係る別の定電圧電源を示す回路図。 本発明の実施例２に係る定電圧電源を示す回路図。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。

本発明の実施例１に係る定電圧電源について図１乃至図３を用いて説明する。図１は定電圧電源の構成を示す回路図、図２はＭＯＳトランジスタの温度とリーク電流の関係を説明するための図、図３は定電圧電源の効果を比較例と対比して説明するための図で、図３（ａ）はバックゲート電圧の温度依存性を説明するための図、図３（ｂ）はしきい値の温度依存性を説明するための図、図３（ｃ）は駆動能力の温度依存性を説明するための図、図３（ｄ）はリーク電流の温度依存性を説明するための図である。

図１に示すように、本実施例の定電圧電源１０は、ブーストトランジスタとしてソース（第１電極）が電圧入力端子１１に接続され、ドレイン（第２電極）が電圧出力端子１２に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（以後、単にＭＯＳトランジスタＭ１という）と、電圧入力端子１１と接地端子（基準電圧端子）１３との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成してＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートに印加し、ＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値を変化させるしきい値可変手段１４と、電圧出力端子１２と接地端子１３との間に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を有し、電圧出力端子１２の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する分圧回路１５と、非反転入力端子（一方の入力端子）が分圧回路１５の分圧点に接続され、反転入力端子（他方の入力端子）が基準電圧発生回路１６に接続され、出力端子がＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続された差動増幅器１７と、を具備している。

更に、定電圧電源１０は、ソースが電圧入力端子１１に接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２（以後、単にＭＯＳトランジスタＭ２という）と、外部から入力される外部制御信号Ｖｃｅｘに応じた内部制御信号Ｖｃｉｎを基準電圧発生回路１６、差動増幅器１７、およびＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに出力する制御回路１８を具備している。

電圧入力端子１１には、例えば電圧Ｖｉｎが６Ｖの電源（図示せず）が接続されている。電圧出力端子１２には、負荷（図示せず）、例えば動作電圧が１．５Ｖの集積回路が接続されている。
ＭＯＳトランジスタＭ１は、大きな電流、例えば２００ｍＡ程度を出力するパワートランジスタである。ＭＯＳトランジスタＭ２は、スイッチング用の小信号トランジスタである。
基準電圧発生回路１６は基準電圧Ｖｒｅｆとして、例えば出力電圧が１．２５Ｖのバンドギャップ電圧Ｖｂｇを出力するバンドギャップ電圧源である。

周知のように、ＭＯＳトランジスタＭ１と、分圧回路１５と、差動増幅器１７とによりフィードバックループが形成され、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるようにＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧が制御されるので、所定の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。

ここで、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の比を、Ｒ１：Ｒ２＝１：５とすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔ＝１．５Ｖが得られる。
抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を低くするほど分圧回路１５の消費電流が増えるので、消費電流を抑えるために、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を高く、例えばＲ１＝１ＭΩ、Ｒ２＝５ＭΩ程度とすることが好ましい。

制御回路１８は外部制御信号Ｖｃｅｘにより定電圧電源１０をオン、またはオフするために設けられている。制御回路１８は、定電圧電源１０をオフするときに“Ｌ”レベルの内部制御信号Ｖｃｉｎを出力し、基準電圧発生回路１６、差動増幅器１７に内蔵されているＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いたスイッチをオフにし、ＭＯＳトランジスタＭ２をオンにする。
これにより、基準電圧発生回路１６、差動増幅器１７の動作電流がオフされ、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧が電源の電圧Ｖｉｎレベルに引き上げられてＭＯＳトランジスタＭ１がオフされる。

しきい値可変手段１４は、抵抗Ｒ３と定電流源１９との直列回路を具備し、抵抗Ｒ３と定電流源１９との接続ノードＮ１にＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートが接続されている。
抵抗Ｒ３および定電流源１９の少なくとも一方が、負の温度依存性を有している。ここでは、抵抗Ｒ３が負の温度依存性を有し、定電流源１９の温度依存性は無視できるレベルであるとする。
負の温度依存性を有する抵抗は、例えば.不純物をドープしたポリシリコン抵抗である。ポリシリコン抵抗の温度依存性は不純物のドープ量により変化するので、ドープ量により温度依存性を調整し、サイズにより抵抗値を調整することができる。

しきい値可変手段１４は、抵抗Ｒ３に電流Ｉｃが流れると、抵抗Ｒ３の両端に生じる電圧降下Ｉｃ×Ｒ３（Ｔ）を負の温度依存性を有する電圧として生成する。
ＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートに、バックゲート電圧Ｖｂ＝Ｉｃ×Ｒ３（Ｔ）を印加することにより、ＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値電圧を温度に応じて可変することが可能である。
ＭＯＳトランジスタＭ１はＰチャネルなので、電源の電圧Ｖｉｎを基準としてソースとバックゲート間の電位差がバックゲート電圧Ｖｂになる。

図２は定電圧電源１０に用いられるＭＯＳトランジタスの温度とリーク電流の関係を説明するための図である。図２に示すように、ＭＯＳトランジスタがオフ時のリーク電流ＩＬは、温度に対して指数関数的に増加する。

図３は定電圧電源１０の効果を比較例と対比して説明するための図で、図３（ａ）はバックゲート電圧の温度依存性を説明するための図、図３（ｂ）はしきい値の温度依存性を説明するための図、図３（ｃ）は駆動能力の温度依存性を説明するための図、図３（ｄ）はリーク電流の温度依存性を説明するための図である。ここで比較例とは、しきい値可変手段１４を有しない定電圧電源１０のことである。
図３において、実線が本実施例のＭＯＳトランジスタＭ１の温度依存性を示し、破線が比較例のＭＯＳトランジスタＭ１の温度依存性を示している。なお、グラフは増減の方向のみを明示するために直線で表示されている。

図３（ａ）に示すように、比較例では、バックゲートがソースに接続されているので、いずれの温度においてもバックゲート電圧は０である。
一方、本実施例では、抵抗Ｒ３の両端の電圧降下（Ｉｃ×Ｒ３）により、いずれの温度においてもバッゲートがソースに対して負にバイアスされる。抵抗Ｒ３が負の温度依存性を有しているので、バックゲート電圧Ｖｂの絶対値（以後、単にバックゲート電圧Ｖｂという）は低温ＬＴ側で大きく、高温ＨＴ側で小さくなる。

図３（ｂ）に示すように、比較例では、ＭＯＳトランジスタ自身が図２（ａ）に示すように負の温度依存性を有しているので、しきい値Ｖｔｈの絶対値（以後、単にしきい値Ｖｔｈという）は低温ＬＴ側で大きく、高温ＨＴ側で小さくなる。
一方、本実施例では、バックゲート電圧によりしきい値Ｖｔｈが低減する効果が加算されるので、いずれの温度においても、しきい値Ｖｔｈが減少する。しきい値Ｖｔｈの減少量は、バックゲート電圧Ｖｂの大きい低温ＬＴ側で大きく、バックゲート電圧Ｖｂの小さい高温ＨＴ側で小さくなる。その結果、しきい値Ｖｔｈの温度依存性は比較例より緩やかになる。

図３（ｃ）に示すように、比較例では、駆動能力Ｇｍは低温ＬＴ側で大きく、高温ＨＴ側で小さくなる傾向が見られた。これは、低温側でＭＯＳトランジスタのキャリアの移動度が大きくなることにより駆動能力が増加する効果が、しきい値Ｖｔｈが高くなることにより駆動能力が減少する効果より大きいためと考えられる。

一方、本実施例では、バックゲート電圧によりしきい値Ｖｔｈが低減するので、いずれの温度においても駆動能力Ｇｍは増加する。駆動能力Ｇｍの増加量は、しきい値Ｖｔｈの減少量の大きい低温ＬＴ側で大きく、しきい値Ｖｔｈの減少量の小さい高温ＨＴ側で小さくなる。その結果、駆動能力Ｇｍの温度依存性は比較例より急になる。

図３（ｄ）に示すように、比較例では、ＭＯＳトランジスタＭ１のオフ時のリーク電流ＩＬは、図２（ｂ）に示すように温度に依存して指数関数的に増加する。
一方、本実施例では、バックゲート電圧Ｖｂによりしきい値Ｖｔｈが低減するので、いずれの温度においてもリーク電流ＩＬは増加する。リーク電流ＩＬの増加量は、しきい値Ｖｔｈの減少量の大きい低温ＬＴ側で大きく、しきい値Ｖｔｈの減少量の小さい高温ＨＴ側で小さくなる。その結果、リーク電流ＩＬの温度依存性は比較例より緩やかになる。
然し、リーク電流ＩＬが増加しても、基準値ＩＬｍａｘを超えない範囲内なので、定電圧電源１０の動作へ大きな影響を及ぼさない。

ＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値Ｖｔｈを可変するため必要なバックゲート電圧Ｖｂは、例えば高々０．３Ｖ程度である。定電圧電源１０の動作温度範囲を、例えば−４０℃から＋８０℃とすると、バックゲート電圧Ｖｂには、−０．３Ｖ／１２０℃（−２．５ｍＶ／℃）の温度依存性があればよい。

以上説明したように、本実施例の定電圧電源１０は、電圧入力端子１１と接地端子１３との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成してＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートに印加し、ＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値を変化させるしきい値可変手段１４を具備している。

その結果、使用温度が低い環境において、ＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値の増大を抑制し、駆動能力の低下を抑制することができる。従って、駆動能力の高いブーストトランジスタを有する定電圧電源が得られる。

これにより、低温での駆動能力確保のために、ＭＯＳトランジスタのサイズを予め大きくしておく必要が無いので、無駄なチップサイズの増大を防止することができる。
ＭＯＳトランジスタのしきい値の増大を抑制することによるリーク電流ＩＬの増加は、基準値ＩＬｍａｘ内に収まるので、オフ時の電力損失の増大は許容範囲内に抑えられる。

ここでは、抵抗Ｒ３がポリシリコン抵抗である場合について説明したが、負の温度依存性を有するその他の抵抗素子、例えば順方向にバイアスされたＰＮ接合ダイオードまたはダイオード接続されたＭＯＳトランジスタとすることも可能である。
シリコンＰＮ接合ダイオードの順方向電圧Ｖｆは、０．７Ｖ程度、温度特性は−２ｍＶ／℃程度である。そのため、目的のバックゲート電圧Ｖｂが得られるように、ＰＮ接合ダイオードに分圧抵抗を並列接続する必要がある。但し、分圧抵抗は電流を消費しないように高抵抗のものを用いることが望ましい。

抵抗Ｒ３が負の温度依存性を有し、定電流源１９の温度依存性は無視できるレベルである場合について説明したが、定電流源１９が負の温度依存性を有し、抵抗Ｒ３の温度依存性が無視できるレベルであってもよく、抵抗Ｒ３および定電流源１９がともに負の温度依存性を有していても構わない。
要は、トータルで、バックゲート電圧Ｖｂ＝Ｉｃ×Ｒ３が目的の負の温度依存性を有していればよい。

図４は負の温度依存性を有する定電流源を示す回路図である。負の温度依存性を有する定電流源とは、温度が降下（上昇）する場合にはその変化に従って電流が増加（減少）する回路である。

図４に示すように、負の温度依存性を有する定電流源３０は、電圧入力端子１１と基準電圧端子１３との間に、互いに並列接続された第１電流経路Ｐ１と、第２電流経路Ｐ２と、第３電流経路Ｐ３とを有している。
第１電流経路Ｐ１は、第１ノードＮ１１において温度依存性が無視できる第１定電流源３１と、第１抵抗Ｒ１ａとが直列接続されている。
第２電流経路Ｐ２は、第２ノードＮ１２においてＰチャネル第１絶縁ゲート電界効果トランジスタＰＴ１（以後、単にＭＯＳトランジスタＰＴ１という）と、第１抵抗Ｒ１１の温度依存性より大きい温度依存性を有する第２抵抗Ｒ１２とが直列接続されている。

第３電流経路Ｐ３は、ＭＯＳトランジスタＰＴ１とカレントミラー接続され、第２電流経路Ｐ２に流れる電流Ｉ２に応じた電流Ｉ３を外部に出力するＰチャネル第２絶縁ゲート電界効果トランジスタＰＴ２（以後、単にＭＯＳトランジスタＰＴ２という）とを備えている。第１ノードＮ１１の電圧Ｖ−と第２ノードＮ１２の電圧Ｖ＋とを比較し、その比較信号をＭＯＳトランジスタＰＴ１、ＰＴ２のゲートに印加して、第２および第３電流路Ｐ２、Ｐ３の電流を制御する制御回路３２を具備している。
制御回路３２は、反転入力端子が第１ノードＮ１１に接続され、非反転入力端子が第２ノードＮ１２に接続され、出力端子がＭＯＳトランジスタＰＴ１、ＰＴ２のゲートに接続された差動増幅器３３である。

第３電流経路Ｐ３を流れる電流Ｉ３は、カレントミラー接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＴ１、ＮＴ２を有するバッファ回路３４を介してしきい値可変手段１４の抵抗Ｒ３に供給される。

第１電流経路Ｐ１には、第１定電流源３１から供給される電流Ｉ１が流れる。
第２電流経路Ｐ２には、第１ノードＮ１２の電圧Ｖ−と第２ノードＮ１２の電圧Ｖ＋とが等しくなるように、電流Ｉ２＝Ｉ１（Ｒ１１／Ｒ１２）が流れる。
第３電流経路Ｐ３には、ＭＯＳトランジスタＰＴ１、ＰＴ２は同一のサイズのトランジスタであり、それらのゲートはいずれもオペアンプＯＰ２の出力端子に共通接続されてカレントミラー回路が形成されているので、電流Ｉ２に等しい電流Ｉ３が流れる。従って、Ｒ１１＝Ｒ１２に設定した場合、Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ３となる。

ここで、第２抵抗Ｒ１２の温度依存性（ｄＲ１２／ｄＴ）を、第１抵抗Ｒ１１の温度依存性（ｄＲ１１／ｄＴ）より大きく設定する。ｄＲ１２／ｄＴ＞ｄＲ１１／ｄＴであれば、その符号は問わない。

温度が降下するほど、第２抵抗Ｒ１２の減少量ΔＲ１２が第１抵抗Ｒ１１の減少量ΔＲ１１より大きくなるので、電流Ｉ２がその変化（ΔＲ１１／ΔＲ１２＜１）に従って増加（減少）し、負の温度依存性を有する定電流源３０が得られる。

また、第１抵抗Ｒ１１を、ダイオード、例えばＰＮ接合ダイオードまたはダイオード接続されたＭＯＳトランジスタに置き換えることができる。
ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧Ｖｆが第１ノードＮ１２の電圧Ｖ−なので、順方向電圧Ｖｆと第２抵抗Ｒ１２との比の温度依存性（ｄ（Ｖｆ１／Ｒ１２）／ｄＴ）が負になるように設定する。具体的には、順方向電圧Ｖｆは負の温度依存性（〜−２ｍＶ／℃）を有しているので、正の温度依存性を有する第２抵抗Ｒ１２を採用する。

ダイオードが、ダイオード接続されたＭＯＳトランジスタの場合は、ｄ（Ｖｇｓ／Ｒ１２）／ｄＴが負になるように設定する。
第１抵抗Ｒ１１をダイオードに置き換えると、ダイオードの占有面積を第１抵抗Ｒ１１の占有面積より小さくできるので、半導体チップサイズが小さくなる利点がある。

ブーストトランジスタとしてＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を用いた場合について説明したが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いることもできる。
図５はブーストトランジスタとしてＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いた定電圧電源を示す回路図である。

図５に示すように、定電圧電源４０は、ドレイン（第１電極）が電圧入力端子１１に接続され、ソース（第２電極）が電圧出力端子１２に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３（以後、単にＭＯＳトランジスタＭ３という）と、電圧入力端子１１と接地端子１３との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成してＭＯＳトランジスタＭ３のバッゲート電極に印加し、ＭＯＳトランジスタＭ３のしきい値を変化させるしきい値可変手段４１とを具備している。

しきい値可変手段４１は、抵抗Ｒ３と定電流源１９の直列回路を具備し、抵抗Ｒ３の一端が接地端子１３に接続され、定電流源１９の一端が電圧入力端子１１に接続されている。これより、バックゲート電圧は、Ｖｂ＝Ｉｃ×Ｒ３（Ｔ）−Ｖｏｕｔで表わされる。

分圧回路１５の分圧比（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））および基準電圧Ｖｒｅｆが固定、即ち出力電圧Ｖｏｕｔが一定の条件において、ＭＯＳトランジスタＭ３のしきい値は負の温度依存性を有するバックゲート電圧Ｖｂに応じて可変される。

本発明の実施例２に係る定電圧電源について、図６を用いて説明する。図６は本実施例の定電圧電源を示す回路図である。本実施例において、上記実施例１と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
本実施例が実施例１と異なる点は、制御信号に応じて、定電流源の電流を遮断するスイッチを具備することにある。

即ち、図６に示すように、本実施例の定電圧電源５０は、しきい値可変手段１４の定電流源１９の電流Ｉｃを遮断するスイッチとして、ドレインが定電流源１９に接続され、ソースが接地端子１３に接続され、ゲートが制御回路１８に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ５（以後、単にＭＯＳトランジスタＭ５という）を具備している。

制御回路１８は、定電圧電源５０をオフするときに、ＭＯＳトランジスタＭ５をオフにするので、ＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲート電圧Ｖｂがゼロになる。
これにより、図１に示す定電圧電源１０では、常時ＭＯＳトランジスタＭ１にバックゲート電圧Ｖｂが印加されているので、図３（ｄ）に示すようにオフ時のリーク電流ＩＬが増加するが、本実施例の定電圧電源５０では、オフ時のリーク電流ＩＬはＭＯＳトランジスタＭ１の本来のリーク電流になるので、ムダに電力が消費されるのを防止することができる。

以上説明したように、本実施例の定電圧電源５０は、制御信号Ｖｃｅｘに応じて、定電流源１９の電流Ｉｃを遮断するスイッチとして、ドレインが定電流源１９に接続され、ソースが接地端子１３に接続され、ゲートが制御回路１８に接続されたＭＯＳトランジスタＭ５を具備している。

これにより、オフ時に、ＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲート電圧Ｖｂがゼロになるので、リーク電流ＩＬの増加によるムダな消費電力を削減することができる。

１０、４０、５０ 定電圧電源
１１ 電圧入力端子
１２ 電圧出力端子
１３ 接地端子
１４、４１ しきい値可変手段
１５ 分圧回路
１６ 基準電圧発生回路
１７、３３ 差動増幅器
１８ 制御回路
１９、３０ 定電流源
３１ 第１定電流源
３２ 制御回路
３４ バッファ回路
Ｖｂ バックゲート電圧
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２ 第１、第２抵抗
Ｎ１１、Ｎ１２ 第１、第２ノード
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３ 第１〜第３電流経路
Ｍ１、Ｍ２、ＰＴ１、ＰＴ２ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ３、Ｍ５、ＮＴ１、ＮＴ２ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ

Claims (5)

1. 第１電極が電圧入力端子に接続され、第２電極が電圧出力端子に接続された絶縁ゲート電界効果トランジスタと、
   前記電圧入力端子と基準電圧端子との間に接続され、負の温度依存性を有する電圧を生成して前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのバックゲートに印加し、前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのしきい値を変化させるしきい値可変手段と、
   前記電圧出力端子と基準電圧端子との間に接続された抵抗の直列回路を有し、前記電圧出力端子の出力電圧を分圧する分圧回路と、
   一方の入力端子が前記分圧回路の分圧点に接続され、他方の入力端子が基準電圧発生回路に接続され、出力端子が前記絶縁ゲート電界効果トランジスタのゲートに接続された差動増幅器と、
   を具備することを特徴とする定電圧電源。
2. 前記しきい値可変手段が、抵抗と定電流源との直列回路を具備し、前記バックゲートが前記抵抗と前記定電流源との接続ノードに接続され、前記抵抗および前記定電流源の少なくとも一方の温度依存性が負であることを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源。
3. 負の温度依存性を有する前記抵抗が、ポリシリコン抵抗、ＰＮ接合ダイオードまたはダイオード接続された絶縁ゲート電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の定電圧電源。
4. 負の温度依存性を有する前記定電流源が、前記電圧入力端子と前記基準電圧端子との間に、第１電流経路と、第２電流経路と、第３電流経路とを有し、
   前記第１電流経路は、第１ノードにおいて第１定電流源と、第１抵抗またはダイオードとが直列接続され、
   前記第２電流経路は、第２ノードにおいて第１絶縁ゲート電界効果トランジスタと、前記第１抵抗の温度依存性より大きい温度依存性を有するまたは前記ダイオードの順方向電圧の温度依存性と反対の温度依存性を有する第２抵抗とが直列接続され、
   前記第３電流経路は、前記第１絶縁ゲート電界効果トランジスタとカレントミラー接続され、前記第２電流経路に流れる電流に応じた電流を外部に出力する第２絶縁ゲート電界効果トランジスタとを備えており、
   前記第１ノードの電圧と前記第２ノードの電圧とを比較し、その比較信号を前記第１および第２絶縁ゲート電界効果トランジスタのゲートに印加して、前記第２および前記第３電流経路の電流を制御する制御回路とを、
   具備することを特徴とする請求項２に記載の定電圧電源。
5. 制御信号に応じて、前記定電流源の電流を遮断するスイッチを具備することを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源。

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