JP2010164450A - Resolver digital converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レゾルバから入力されるｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号に基づいて角度信号を出力するレゾルバ・デジタル変換器に関する。 The present invention relates to a resolver / digital converter that outputs an angle signal based on a sin phase signal and a cos phase signal input from a resolver.
従来、非円形部分を有するロータとステータの間隔を磁気的方法により検出してロータの回転角を検出する可変リラクタンス型（ＶＲ型）レゾルバが広く用いられている。可変リラクタンス型（ＶＲ型）レゾルバでは、励磁用のコイルと検出用のコイルを、ロータの周方向に沿って並ぶようにステータに配置し、ロータとの距離変化に起因する磁気抵抗の変化を検出することによりロータの回転角を検出している。検出用コイルは、ロータの回転角のｓｉｎに比例した出力（ｓｉｎ相の信号）を得るように巻回されたｓｉｎ相の検出用コイル、及びロータの回転角のｃｏｓに比例した出力（ｃｏｓ相の信号）を得るように巻回されたｃｏｓ相の検出用コイルを含む。なお、本発明の適用対象は可変リラクタンス型（ＶＲ型）レゾルバに限られず、ｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号を出力する如何なるレゾルバにも適用可能である。 Conventionally, a variable reluctance type (VR type) resolver that detects a rotation angle of a rotor by detecting a distance between a rotor having a non-circular portion and a stator by a magnetic method has been widely used. In a variable reluctance type (VR type) resolver, an exciting coil and a detecting coil are arranged on the stator so as to be aligned along the circumferential direction of the rotor, and a change in magnetic resistance caused by a change in the distance from the rotor is detected. By doing so, the rotation angle of the rotor is detected. The detection coil is a sin-phase detection coil wound so as to obtain an output (sin phase signal) proportional to the rotor rotation angle sin, and an output (cos phase) proportional to the rotor rotation angle cos. A cos phase detection coil wound so as to obtain a The application target of the present invention is not limited to a variable reluctance type (VR type) resolver, but can be applied to any resolver that outputs a sin phase signal and a cos phase signal.
このように出力されるｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号は、レゾルバ・デジタル変換器によって角度信号に変換される。これに関連したアナログ信号のディジタル変換方法についての発明が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この方法では、回転角検出信号（上記ｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号）を乗算型Ｄ／Ａ変換器に導入し、ディジタル角度出力の余弦及び正弦と相互演算した後に同期検波して制御偏差を求めている。そして、制御偏差が値ゼロに近付くようにディジタル角度出力を決定している。係る方式は、トラッキング方式と称される。 The sin-phase signal and the cos-phase signal output in this way are converted into angle signals by a resolver digital converter. An invention relating to a digital conversion method of an analog signal related to this is disclosed (for example, see Patent Document 1). In this method, a rotation angle detection signal (sin phase signal and cos phase signal) is introduced into a multiplying D / A converter and subjected to mutual detection with a cosine and a sine of a digital angle output, followed by synchronous detection and control deviation. Seeking. Then, the digital angle output is determined so that the control deviation approaches the value zero. Such a method is called a tracking method.
ところで、レゾルバからの信号に基づき角度信号を決定する際の課題として、ｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号において振幅が異なる場合があり、これを補正する必要があるという課題が存在する。係る課題を考慮し、振幅補正手段を備えたエレベータの制御装置（レゾルバ信号に基づいてモータを駆動している）についての発明が開示されている（例えば、特許文献２参照）。振幅補正手段は、正弦波信号（ｓｉｎ相の信号）のピーク値と余弦波信号（ｃｏｓ相の信号）のピーク値を比較し、その差分を振幅の大きい方の信号から差し引くことにより補正された正弦波信号又は余弦波信号を生成し、補正後の信号を用いて角度信号を決定している。 By the way, as a problem in determining the angle signal based on the signal from the resolver, there is a case where the amplitude may be different between the sin phase signal and the cos phase signal, and it is necessary to correct this. In view of such a problem, an invention has been disclosed regarding an elevator control device (which drives a motor based on a resolver signal) provided with an amplitude correction means (see, for example, Patent Document 2). The amplitude correction means is corrected by comparing the peak value of the sine wave signal (sin phase signal) with the peak value of the cosine wave signal (cos phase signal) and subtracting the difference from the signal having the larger amplitude. A sine wave signal or a cosine wave signal is generated, and the angle signal is determined using the corrected signal.
しかしながら、上記特許文献２に記載の装置では、単にピーク値の差分を差し引いて補正を行なっているため、補正精度が低くなるおそれがある。また、補正された信号を生成するための構成が必須であるため、回路規模が大きくなってしまう。 However, since the apparatus described in Patent Document 2 performs correction by simply subtracting the difference between peak values, the correction accuracy may be lowered. In addition, since a configuration for generating a corrected signal is essential, the circuit scale becomes large.
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、簡易な構成によって振幅補正を高精度に行なうことが可能なレゾルバ・デジタル変換器を提供することを、主たる目的とする。 The present invention has been made to solve such problems, and a main object thereof is to provide a resolver / digital converter capable of performing amplitude correction with high accuracy with a simple configuration.
上記目的を達成するための本発明の第１の態様は、
回転角がθで表されるレゾルバから入力されるｓｉｎ相の信号｛Ａ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）｝及びｃｏｓ相の信号｛Ｂ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）｝に基づいて角度信号φを出力するレゾルバ・デジタル変換器であって、
｛Ａ・ｓｉｎφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）＋Ｂ・ｃｏｓφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）｝が一定値となるように振幅補正を行なう振幅補正手段を備え、
該振幅補正手段は、同期検波位相を変更することにより前記振幅補正を行なうことを特徴とする、
レゾルバ・デジタル変換器である。
In order to achieve the above object, the first aspect of the present invention provides:
An angle signal φ is output based on a sin phase signal {A · sin θ · f (t)} and a cos phase signal {B · cos θ · f (t)} input from a resolver whose rotation angle is represented by θ. A resolver to digital converter,
Amplitude correction means for performing amplitude correction so that {A · sinφ · sinθ · f (t) + B · cosφ · cosθ · f (t)} becomes a constant value;
The amplitude correction means performs the amplitude correction by changing a synchronous detection phase,
It is a resolver digital converter.
この本発明の第１の態様によれば、簡易な構成によって振幅補正を高精度に行なうことができる。 According to the first aspect of the present invention, amplitude correction can be performed with high accuracy by a simple configuration.
本発明によれば、簡易な構成によって振幅補正を高精度に行なうことが可能なレゾルバ・デジタル変換器を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a resolver / digital converter capable of performing amplitude correction with high accuracy with a simple configuration.
以下、本発明を実施するための最良の形態について、添付図面を参照しながら実施例を挙げて説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
以下、本発明の一実施例に係るレゾルバ・デジタル変換器１について説明する。図１は、本発明の一実施例に係るレゾルバ・デジタル変換器１のシステム構成例である。レゾルバ・デジタル変換器１には、レゾルバ１００が接続される。レゾルバ・デジタル変換器１は、レゾルバ１００から入力されるｓｉｎ相の信号とｃｏｓ相の信号に基づいて角度信号φを出力する装置である。 Hereinafter, a resolver / digital converter 1 according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a system configuration example of a resolver / digital converter 1 according to an embodiment of the present invention. A resolver 100 is connected to the resolver / digital converter 1. The resolver / digital converter 1 is a device that outputs an angle signal φ based on a sin phase signal and a cos phase signal input from the resolver 100.
まず、レゾルバ１００の構成及び機能について概説する。レゾルバ１００は、例えば可変リラクタンス型レゾルバであり、電動モータ等の回転体に取り付けられる。レゾルバ１００は、取り付けられた回転体と一体回転するロータと、ケース等に固定されて用いられるステータとを有する。ロータは、ベアリング等によってステータに相対回転自在に連結されている。ロータの外形輪郭線は、一定の径ではなく周期的に変化する径により画成される。ステータは、例えば珪素鋼板を積層して構成され、ロータの外周面に対向する円環状の形状となっており、ロータの回転中心とステータの中心が一致するようにロータと連結される。 First, the configuration and function of the resolver 100 will be outlined. The resolver 100 is a variable reluctance resolver, for example, and is attached to a rotating body such as an electric motor. The resolver 100 includes a rotor that rotates integrally with an attached rotating body, and a stator that is used while being fixed to a case or the like. The rotor is coupled to the stator by a bearing or the like so as to be relatively rotatable. The outer contour of the rotor is defined not by a constant diameter but by a periodically changing diameter. The stator is formed by laminating silicon steel plates, for example, has an annular shape facing the outer peripheral surface of the rotor, and is connected to the rotor so that the rotation center of the rotor coincides with the center of the stator.
ステータには、ロータに対向する側（内側）に、ロータの周方向に沿って並ぶステータコア（歯）が突出するように形成されている。それぞれのステータコアには、電源装置に接続された励磁用コイル、及び発生した磁気に対する磁束抵抗を電圧に変換してレゾルバ・デジタル変換器１に出力するための検出用コイルが巻回されており、これによって、複数の励磁用コイル及び複数の検出用コイルがロータの周方向に沿って並ぶコイル列が配置されている。各コイルには、励磁用コイル、及び検出用コイルが同心状に巻回されている。検出用コイルは、ロータの回転角をθとすると、ｓｉｎθに比例した出力（ｓｉｎ相の信号）を得るように巻回されたｓｉｎ相の検出用コイルと、ｃｏｓθに比例した出力（ｃｏｓ相の信号）を得るように巻回されたｃｏｓ相の検出用コイルを含む。励磁用コイルの両端には、例えば数［ｋＨｚ］、数［Ｖｐ―ｐ］程度の交流が入力される。ｓｉｎ相の検出用コイル、及びｃｏｓ相の検出用コイルは、それぞれがレゾルバ・デジタル変換器１の入力端子に接続される。 A stator core (teeth) arranged along the circumferential direction of the rotor is formed on the stator so as to protrude on the side (inner side) facing the rotor. Each of the stator cores is wound with an excitation coil connected to the power supply device and a detection coil for converting the magnetic flux resistance to the generated magnetism into a voltage and outputting it to the resolver / digital converter 1. Thereby, a coil row in which a plurality of excitation coils and a plurality of detection coils are arranged along the circumferential direction of the rotor is arranged. An excitation coil and a detection coil are concentrically wound around each coil. The detection coil has a sin-phase detection coil wound so as to obtain an output proportional to sin θ (sin-phase signal) and an output proportional to cos θ (cos-phase A cos phase detection coil wound to obtain a signal. At both ends of the excitation coil, for example, several [kHz], the number [Vp - p] of about AC is input. Each of the sin phase detection coil and the cos phase detection coil is connected to an input terminal of the resolver / digital converter 1.
励磁用コイルが励磁されてそれに磁気が発生すると、検出用コイルが起電する。そして、外力等によってロータが回転すると、検出用コイルとロータとの間隔が周期的に変化し、これに伴って、磁束抵抗が変化して、検出用コイルに誘起される電圧が変化する。励磁用コイルの両端に印可される入力電圧をｆ（ｔ）とすると、ｓｉｎ相の検出用コイルの出力電圧ＥＳＩＮ−ＧＮＤは、次式（１）で、ｃｏｓ相の検出用コイルの出力電圧ＥＣＯＳ−ＧＮＤは、次式（２）で、それぞれ表される。Ａ、Ｂは振幅である。これらのパラメータは、励磁巻線数、出力巻線数、ロータとステータの形状や材質等によって決定される。本実施例では、入力電圧ｆ（ｔ）をｃｏｓωｔと表現する。なお、本実施例においてＥＳＩＮ−ＧＮＤとＥＣＯＳ−ＧＮＤにおける位相変動は考慮しない。 When the excitation coil is excited and magnetism is generated, the detection coil generates electricity. When the rotor rotates due to an external force or the like, the interval between the detection coil and the rotor changes periodically, and accordingly, the magnetic flux resistance changes and the voltage induced in the detection coil changes. Assuming that the input voltage applied to both ends of the exciting coil is f (t), the output voltage E SIN-GND of the sin phase detection coil is expressed by the following equation (1), and the output voltage of the cos phase detection coil: E COS-GND is represented by the following formula (2), respectively. A and B are amplitudes. These parameters are determined by the number of exciting windings, the number of output windings, the shape and material of the rotor and stator, and the like. In this embodiment, the input voltage f (t) is expressed as cos ωt. In this embodiment, phase fluctuations in E SIN-GND and E COS-GND are not considered.
ＥＳＩＮ−ＧＮＤ＝Ａ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） …（１）
ＥＣＯＳ−ＧＮＤ＝Ｂ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） …（２）
E SIN-GND = A · sin θ · f (t) (1)
E COS-GND = B · cos θ · f (t) (2)
以下、これを前提として、レゾルバ・デジタル変換器１について説明する。図１に示す如く、レゾルバ・デジタル変換器１は、主要な構成として、デルタシグマ変調器１０及び２０と、ｃｏｓＲＯＭ１１と、ｓｉｎＲＯＭ２１と、乗算器１２及び２２と、デジタルフィルタ１３及び２３と、同期検波部１４及び２４と、減算器３０と、カウンタ回路３２と、検波信号生成部４０と、振幅検出用回路５０と、を備える。 Hereinafter, the resolver / digital converter 1 will be described on the assumption of this. As shown in FIG. 1, the resolver / digital converter 1 includes, as main components, a delta-sigma modulator 10 and 20, a cos ROM 11, a sin ROM 21, multipliers 12 and 22, digital filters 13 and 23, and synchronous detection. Units 14 and 24, a subtractor 30, a counter circuit 32, a detection signal generation unit 40, and an amplitude detection circuit 50 are provided.
デルタシグマ変調器１０には、ｓｉｎ相の信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）が、デルタシグマ変調器２０には、ｃｏｓ相の信号ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）が、それぞれ入力される。また、デジタルデータを｛…｝で表し、ビットストリームデータを［…］で表すこととする。 The delta sigma modulator 10 receives a sin phase signal sin θ · f (t), and the delta sigma modulator 20 receives a cos phase signal cos θ · f (t). In addition, digital data is represented by {...} And bit stream data is represented by [.
デルタシグマ変調器１０及び２０は、入力された信号をパルス密度変調し、それぞれビットストリーム信号［Ａ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］、［Ｂ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］に変換する。図２は、デルタシグマ変調器１０及び２０に入力される信号の時間変化と、デルタシグマ変調器１０及び２０が出力するビットストリーム信号の時間変化を併せて示す図である。図示する如く、パルス密度変調が行なわれると、入力信号値が高くなる程、Ｈｉ信号の密度が高くなり、入力信号値が低くなる程、Ｌｏ信号の密度が高くなる。 The delta-sigma modulators 10 and 20 perform pulse density modulation on the input signals and convert them into bit stream signals [A · sin θ · f (t)] and [B · cos θ · f (t)], respectively. FIG. 2 is a diagram illustrating a time change of signals input to the delta sigma modulators 10 and 20 and a time change of the bit stream signal output from the delta sigma modulators 10 and 20 together. As illustrated, when pulse density modulation is performed, the higher the input signal value, the higher the Hi signal density, and the lower the input signal value, the higher the Lo signal density.
以下の構成は、デルタシグマ変調器１０及び２０の出力を用いてトラッキング方式により角度信号を決定するためのものである。 The following configuration is for determining the angle signal by the tracking method using the outputs of the delta-sigma modulators 10 and 20.
デルタシグマ変調器１０の出力信号［Ａ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］は、乗算器１２によってｃｏｓＲＯＭ１１の出力と乗算される。ｃｏｓＲＯＭ１１には、カウンタ回路３２が出力する角度信号φがフィードバック入力されており、ＲＯＭに記憶されたｃｏｓテーブルを参照してｃｏｓφを示す信号を出力する。従って、乗算器１２は、ビットストリーム信号［Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］を出力する。 The output signal [A · sin θ · f (t)] of the delta sigma modulator 10 is multiplied by the output of the cos ROM 11 by the multiplier 12. The cos ROM 11 is fed back with the angle signal φ output from the counter circuit 32, and outputs a signal indicating cos φ with reference to the cos table stored in the ROM. Therefore, the multiplier 12 outputs the bit stream signal [A · cos φ · sin θ · f (t)].
また、デルタシグマ変調器２０の出力信号［Ｂ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］は、乗算器２２によってｓｉｎＲＯＭ２１の出力と乗算される。ｓｉｎＲＯＭ２１には、カウンタ回路３２が出力する角度信号φがフィードバック入力されており、ＲＯＭに記憶されたｓｉｎテーブルを参照してｓｉｎφを示す信号を出力する。従って、乗算器２２はビットストリーム信号［Ｂ・ｓｉｎφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］を出力する。 The output signal [B · cos θ · f (t)] of the delta-sigma modulator 20 is multiplied by the output of the sinROM 21 by the multiplier 22. The sin ROM 21 is fed back with the angle signal φ output from the counter circuit 32, and outputs a signal indicating sin φ with reference to a sin table stored in the ROM. Accordingly, the multiplier 22 outputs the bit stream signal [B · sinφ · cos θ · f (t)].
デジタルフィルタ１３は、乗算器１２の出力について移動平均を求める等の手法を適用し、乗算器１２の出力［Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］をデジタルデータ｛Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）｝に復調する。同様に、デジタルフィルタ２３は、乗算器２２の出力について移動平均を求める等の手法を適用し、乗算器２２の出力［Ｂ・ｓｉｎφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］をデジタルデータ｛Ｂ・ｓｉｎφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）｝に復調する。 The digital filter 13 applies a technique such as obtaining a moving average with respect to the output of the multiplier 12, and converts the output [A · cosφ · sinθ · f (t)] of the multiplier 12 into digital data {A · cosφ · sinθ · f. (T)} is demodulated. Similarly, the digital filter 23 applies a technique such as obtaining a moving average with respect to the output of the multiplier 22, and outputs the output [B · sinφ · cosθ · f (t)] of the multiplier 22 to the digital data {B · sinφ · Demodulate to cos θ · f (t)}.
同期検波部１４は、デジタルデータ｛Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）｝に、検波信号生成部４０から入力される参照データ｛ｇ（ｔ）｝を乗算してレゾルバ１００の励磁成分を除去し、減算器３０に出力する。同様に、同期検波部２４は、デジタルデータ｛Ｂ・ｓｉｎφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）｝に、検波信号生成部４０から入力される参照データ｛ｇ（ｔ）｝を乗算してレゾルバ１００の励磁成分を除去し、減算器３０に出力する。 The synchronous detection unit 14 multiplies the digital data {A · cos φ · sin θ · f (t)} by the reference data {g (t)} input from the detection signal generation unit 40 to remove the excitation component of the resolver 100. And output to the subtracter 30. Similarly, the synchronous detection unit 24 multiplies the digital data {B · sin φ · cos θ · f (t)} by the reference data {g (t)} input from the detection signal generation unit 40 to excite the resolver 100. The component is removed and output to the subtracter 30.
本実施例では、参照データ｛ｇ（ｔ）｝をｃｏｓ（ωｔ＋γ）と表現する。検波信号生成部４０は、振幅検出用回路５０を介して入力される信号に基づいて、参照データ｛ｇ（ｔ）｝の位相をγ分ずらすことにより、振幅補正を行なう。 In this embodiment, the reference data {g (t)} is expressed as cos (ωt + γ). The detection signal generation unit 40 performs amplitude correction by shifting the phase of the reference data {g (t)} by γ based on the signal input via the amplitude detection circuit 50.
振幅検出用回路５０は、デルタシグマ変調器２０の出力信号［Ａ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）］及びｃｏｓＲＯＭ１１の出力｛ｃｏｓφ｝が入力される乗算器５１と、デジタルシグマ変換器１０の出力信号［Ｂ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］及びｓｉｎＲＯＭ２１の出力｛ｓｉｎφ｝が入力される乗算器５２と、これらの出力を加算する加算器５３と、加算器５３の出力［Ａ・ｃｏｓφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）＋Ｂ・ｓｉｎφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）］をデジタルデータ｛Ａ・ｃｏｓφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）＋Ｂ・ｓｉｎφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）｝に変換するデジタルフィルタ５４と、を備える。 The amplitude detection circuit 50 includes a multiplier 51 to which an output signal [A · cos θ · f (t)] of the delta sigma modulator 20 and an output {cos φ} of the cos ROM 11 are input, and an output signal [of the digital sigma converter 10 [ B · sin θ · f (t)] and the output {sinφ} of the sinROM 21, an adder 53 for adding these outputs, and an output [A · cosφ · cosθ · f ( t) + B · sinφ · sinθ · f (t)] is converted to digital data {A · cosφ · cosθ · f (t) + B · sinφ · sinθ · f (t)}.
検波信号生成部４０は、デジタルデータとして入力されたＡ・ｃｏｓφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）＋Ｂ・ｓｉｎφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）＝｛１／２・（Ｂ−Ａ）・ｃｏｓ（θ＋φ）＋１／２・（Ｂ−Ａ）・ｃｏｓ（θ−φ）｝・ｆ（ｔ）が、θ及びφに拘わらず一定値となるように、振幅補正量を決定する。 The detection signal generation unit 40 receives A · cosφ · cosθ · f (t) + B · sinφ · sinθ · f (t) = {1/2 · (B−A) · cos (θ + φ) +1 The amplitude correction amount is determined so that / 2 · (BA) · cos (θ−φ)} · f (t) becomes a constant value regardless of θ and φ.
ここで、参照データの位相と振幅補正の関係について説明する。例えば、｛Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）｝に｛ｃｏｓ（ωｔ＋γ）｝を乗算すると、次式（３）の結果が得られる。 Here, the relationship between the phase of the reference data and the amplitude correction will be described. For example, when {A · cos φ · sin θ · f (t)} is multiplied by {cos (ωt + γ)}, the result of the following equation (3) is obtained.
Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ（ωｔ＋γ）
＝Ａ・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ｛ｃｏｓωｔ・ｃｏｓγ−ｓｉｎωｔ・ｓｉｎγ｝
＝Ａｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｃｏｓγ・１／２・（ｃｏｓ２ωｔ＋１）−Ａｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｓｉｎγ・１／２ｓｉｎ２ωｔ …（３）
A ・ cosφ ・ sinθ ・ cosωt ・ cos (ωt + γ)
= A · cosφ · sinθ · cosωt {cosωt · cosγ−sinωt · sinγ}
= Acosφ · sinθ · cosγ · 1/2 · (cos2ωt + 1) −Acosφ · sinθ · sinγ · 1 / 2sin2ωt (3)
式（３）の結果に平均化処理を施すと、｛Ａ・１／２・ｃｏｓφ・ｓｉｎθ・ｃｏｓγ｝が得られる。従って、γを変更することによって正確に振幅補正を行なうことができる。また、振幅検出用回路５０の構成は簡易な回路構成でよいため、回路規模が大きくなるのを防止することができる。 When averaging is performed on the result of the expression (3), {A · 1/2 · cosφ · sinθ · cosγ} is obtained. Therefore, the amplitude can be corrected accurately by changing γ. Further, since the configuration of the amplitude detection circuit 50 may be a simple circuit configuration, it is possible to prevent an increase in circuit scale.
減算器３０では、同期検波部１４及び２４の出力の差分を演算し、制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）を出力する。 The subtractor 30 calculates the difference between the outputs of the synchronous detectors 14 and 24 and outputs a control deviation ε = sin (θ−φ).
カウンタ回路３２では、制御偏差εが値ゼロに近付くように、角度信号φを増減変更する。なお、この角度信号φの制御においては、比例成分、積分成分、一時遅れ成分等が考慮されてよい。 In the counter circuit 32, the angle signal φ is increased or decreased so that the control deviation ε approaches zero. In the control of the angle signal φ, a proportional component, an integral component, a temporary delay component, and the like may be considered.
以上説明した本実施例のレゾルバ・デジタル変換器１によれば、簡易な構成によって振幅補正を高精度に行なうことができる。 According to the resolver / digital converter 1 of the present embodiment described above, amplitude correction can be performed with high accuracy with a simple configuration.
以上、本発明を実施するための最良の形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変形及び置換を加えることができる。 The best mode for carrying out the present invention has been described above with reference to the embodiments. However, the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention. And substitutions can be added.
本発明は、自動車製造業や自動車部品製造業等に利用可能である。 The present invention can be used in the automobile manufacturing industry, the automobile parts manufacturing industry, and the like.
１ レゾルバ・デジタル変換器
１０、２０ デルタシグマ変調器
１１ ｃｏｓＲＯＭ
１２ ｓｉｎＲＯＭ
１２、２２、５１、５２ 乗算器
１３、２３、５４ デジタルフィルタ
１４、２４ 同期検波部
３０ 減算器
３２ カウンタ回路
４０ 検波信号生成部
５０ 振幅検出用回路
５３ 加算器
１００ レゾルバ
1 Resolver / Digital Converter 10, 20 Delta Sigma Modulator 11 cosROM
12 sinROM
12, 22, 51, 52 Multipliers 13, 23, 54 Digital filters 14, 24 Synchronous detection unit 30 Subtractor 32 Counter circuit 40 Detection signal generation unit 50 Amplitude detection circuit 53 Adder 100 Resolver
Claims (1)
｛Ａ・ｓｉｎφ・ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）＋Ｂ・ｃｏｓφ・ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）｝が一定値となるように振幅補正を行なう振幅補正手段を備え、
該振幅補正手段は、同期検波位相を変更することにより前記振幅補正を行なうことを特徴とする、
レゾルバ・デジタル変換器。 An angle signal φ is output based on a sin phase signal {A · sin θ · f (t)} and a cos phase signal {B · cos θ · f (t)} input from a resolver whose rotation angle is represented by θ. A resolver to digital converter,
Amplitude correction means for performing amplitude correction so that {A · sinφ · sinθ · f (t) + B · cosφ · cosθ · f (t)} becomes a constant value;
The amplitude correction means performs the amplitude correction by changing a synchronous detection phase,
Resolver digital converter.
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