JP2010130557A - Gate driving device - Google Patents

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JP2010130557A JP2008305281A JP2008305281A JP2010130557A JP 2010130557 A JP2010130557 A JP 2010130557A JP 2008305281 A JP2008305281 A JP 2008305281A JP 2008305281 A JP2008305281 A JP 2008305281A JP 2010130557 A JP2010130557 A JP 2010130557A
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Katsutoshi Yamanaka
克利 山中
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Yaskawa Electric Corp
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent an erroneous roll call caused by a voltage change with switching, in a gate driving device for a switch element that does not include an inverse bias power source of a gate voltage but includes a buffer transistor for amplifying a gate current and includes a voltage-driven gate terminal for switching turn-on/turn-off gate resistance. <P>SOLUTION: The gate driving device includes: NPN and PNP transistors for amplifying a gate current; and a turn-on gate resistor and a turn-off gate resistor for protecting diodes between bases and emitters of the transistors, base resistors and switch elements of the transistors. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、電圧駆動型のゲート端子を持つスイッチ素子のオン・オフを制御するゲート駆動装置に関する。   The present invention relates to a gate drive device that controls on / off of a switch element having a voltage-driven gate terminal.

従来、電力変換装置や電圧変換のスイッチング電源装置に用いられる電圧駆動型のゲート端子を持つスイッチ素子には、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが利用されている。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴは、ゲート端子とソース端子間に素子固有の閾値電圧以上の電圧を印加することによって、ドレイン端子とソース端子間がオンとなり導通し、ゲート端子とソース端子間の電圧を素子固有の閾値電圧以下にすることで、ドレイン端子とソース端子間がオフする。ＩＧＢＴは、ゲート端子とエミッタ端子間に素子固有の閾値電圧以上の電圧を印加することによって、ドレイン端子とエミッタ端子間がオンとなり導通し、ドレイン端子とエミッタ端子間の電圧を素子固有の閾値電圧以下にすることでドレイン端子とエミッタ端子間がオフする。このような電圧駆動型のゲート端子を持つスイッチ素子のゲート電圧を出力する装置として、近年、駆動回路一式を内蔵したゲート駆動用フォトカプラや、特許文献１や特許文献２の図２のような専用のゲート駆動用ＩＣが良く利用されている。
特許第３９１９６２４号（図１から図７） 特表２００５−５３４２７１（図２） 2. Description of the Related Art Conventionally, MOSFETs, IGBTs, and the like are used for switch elements having voltage-driven gate terminals used in power conversion devices and voltage conversion switching power supply devices. The N-channel MOSFET is turned on between the drain terminal and the source terminal by applying a voltage higher than the threshold voltage specific to the element between the gate terminal and the source terminal, and the voltage between the gate terminal and the source terminal By setting the voltage lower than the threshold voltage, the drain terminal and the source terminal are turned off. The IGBT is turned on between the drain terminal and the emitter terminal by applying a voltage higher than the threshold voltage specific to the element between the gate terminal and the emitter terminal, and the voltage between the drain terminal and the emitter terminal is changed to the threshold voltage specific to the element. By setting it below, the drain terminal and the emitter terminal are turned off. As a device for outputting the gate voltage of a switching element having such a voltage-driven gate terminal, in recent years, a gate driving photocoupler incorporating a set of driving circuits, as shown in FIG. Dedicated gate drive ICs are often used.
Japanese Patent No. 3919624 (FIGS. 1 to 7) Special table 2005-534271 (FIG. 2)

従来の、ゲート駆動用フォトカプラＩＣや専用ＩＣによるゲート駆動装置は、パッケージ化されており、そのＩＣが出力できる最大電流値には制限がある。しかし、これらを用いる電力変換装置や電圧変換用のスイッチング電源装置に用いられるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴには、耐圧や許容電流の違いで多くの種類が存在する。大容量のスイッチ素子に用いる場合は、ＩＣの出力最大電流値が十分でなく、既存のゲート駆動用フォトカプラやＩＣを適用できない場合も多い。この対策として、ＩＣの出力に電流を増幅するバッファ回路を付加することが一般的である。また、スイッチングロスやスイッチングに伴うノイズを低減するために、スイッチ素子のターンオン（ゲート電圧を閾値以上にする）を遅く、ターンオフ（ゲート電圧を閾値以下にする）を早くするよう動作時間を変えることも一般的である。これを実現するには、ＩＣの出力とゲート端子間に挿入するゲート抵抗の値を、ターンオン時・ターンオフ時で変更するように回路を構成する。このような電流増幅用バッファ回路としては、図３、図４、図５、図６のような回路が用いられる。図３の回路はＮＰＮ型、ＰＮＰ型トランジスタを用いて、ＩＣの出力電流をトランジスタにて増幅し、ターンオン時のゲート抵抗とターンオフ時のゲート抵抗をダイオードの特性を用いて変更する。   Conventional gate driving devices using a gate driving photocoupler IC or a dedicated IC are packaged, and the maximum current value that can be output by the IC is limited. However, there are many types of MOSFETs and IGBTs used in power conversion devices using these and switching power supply devices for voltage conversion due to differences in withstand voltage and allowable current. When used for a large-capacity switch element, the maximum output current value of the IC is not sufficient, and there are many cases where an existing gate drive photocoupler or IC cannot be applied. As a countermeasure, it is common to add a buffer circuit for amplifying current to the output of the IC. Also, to reduce switching loss and switching noise, change the operating time to slow the switch element turn-on (make the gate voltage above the threshold value) and turn off the switch element (make the gate voltage less than the threshold value) faster. Is also common. In order to realize this, the circuit is configured so that the value of the gate resistance inserted between the output of the IC and the gate terminal is changed at turn-on and turn-off. As such a current amplifying buffer circuit, circuits as shown in FIGS. 3, 4, 5, and 6 are used. The circuit of FIG. 3 uses NPN type and PNP type transistors, and the output current of the IC is amplified by the transistor, and the gate resistance at turn-on and the gate resistance at turn-off are changed using the characteristics of the diode.

一般的にはターンオフをターンオンより早くするために、ターンオン時のゲート抵抗≧ターンオフ時のゲート抵抗とする。図３、図６ではターンオフ時にダイオードによってゲート抵抗が並列接続される構成を利用している。図４の回路は、ダイオードを用いずにターンオン時とターンオフ時のゲート抵抗値を変更する回路構成である。図５はバッファ回路にＭＯＳＦＥＴを利用する構成である。ＭＯＳＦＥＴを利用する場合には、バッファ用ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動する駆動回路か反転回路が別途必要となるので、この方式はあまり利用されない。従来、図６の回路のようにスイッチ素子がオフしている間のゲート電圧値を負電圧（−Ｖ２）と逆バイアスされるようにして、スイッチングによってスイッチ素子に印加される電圧変化が、ゲート端子周辺の浮遊容量（ゲート−ソース間浮遊容量）を介しゲート端子に伝わって、ゲート電圧が上昇しスイッチ素子が誤点呼する問題の回避を行っていた。   In general, in order to make turn-off faster than turn-on, gate resistance at turn-on ≧ gate resistance at turn-off. 3 and 6 utilize a configuration in which gate resistors are connected in parallel by a diode at the time of turn-off. The circuit of FIG. 4 has a circuit configuration in which the gate resistance value at turn-on and turn-off is changed without using a diode. FIG. 5 shows a configuration in which a MOSFET is used for the buffer circuit. In the case of using a MOSFET, a driving circuit or an inverting circuit for driving the gate of the buffer MOSFET is required separately. Conventionally, the voltage change applied to the switch element by switching is made such that the gate voltage value while the switch element is off is reverse-biased with a negative voltage (−V2) as in the circuit of FIG. The problem of avoiding the problem that the switch element is erroneously called by being transmitted to the gate terminal through the stray capacitance (gate-source stray capacitance) around the terminal is raised.

図７は図６の回路でスイッチングに伴うゲート電圧の変化を波形で示した図である。電力変換装置の出力電流が図６の出力端子から負荷へ流れ出ている場合に、Ｎ側のスイッチ素子１４がオフすると、スイッチ素子１４が内部に持つ逆並列ダイオードがオンとなり、電流はスイッチ１４を流れ続ける。次にＰ側のスイッチ１３がターンオンすると、スイッチ素子１４の逆並列ダイオードはターンオフして、スイッチ１４のソース端子電圧は、急激に上昇する。この電圧上昇の変化が、スイッチ素子１４のゲート−ソース間浮遊容量Ｃｇｓとゲート容量Ｃｇｄを充電しゲート電圧が上昇しようとする。これに伴うゲートの電圧上昇がスイッチ１４の閾値電圧を超えると、スイッチ１４がターンオンする。そして、スイッチ１３、スイッチ１４がともにオン状態となって、主電源１が短絡され、大電流が流れてスイッチ素子が破壊してしまう恐れがあるが、逆バイアス（−Ｖ２）によって、この電圧上昇が閾値以下となるように抑えることで、短絡破壊を防止する。ここでは電流が出力端子から負荷へ流れる場合を説明したが、電流方向が逆の場合は、スイッチ素子１５のゲート電圧が上昇するような動作となる。   FIG. 7 is a diagram showing changes in the gate voltage accompanying switching in the circuit of FIG. 6 in waveforms. When the output current of the power converter is flowing from the output terminal of FIG. 6 to the load, when the N-side switch element 14 is turned off, the antiparallel diode inside the switch element 14 is turned on, and the current flows through the switch 14. Continue to flow. Next, when the P-side switch 13 is turned on, the antiparallel diode of the switch element 14 is turned off, and the source terminal voltage of the switch 14 rapidly increases. This change in voltage increase charges the gate-source stray capacitance Cgs and the gate capacitance Cgd of the switch element 14 and the gate voltage tends to increase. When the gate voltage rise accompanying this exceeds the threshold voltage of the switch 14, the switch 14 is turned on. Then, both the switch 13 and the switch 14 are turned on, the main power supply 1 is short-circuited, a large current flows and the switch element may be destroyed, but this voltage increase is caused by the reverse bias (−V2). Is suppressed so as to be less than or equal to the threshold value, thereby preventing short circuit breakdown. Although the case where the current flows from the output terminal to the load has been described here, the operation is such that the gate voltage of the switch element 15 increases when the current direction is reversed.

近年、電力変換装置や電源装置の小形化の要求から、ゲート駆動用電源の省略、ゲート駆動ＩＣの利用が進み、逆バイアスによる保護をやめて、スイッチ素子がオフしている間のゲート電圧をほぼ零とすることも一般的になってきている。またスイッチ素子の高性能化に伴って、ゲート電圧閾値は低下する傾向にある。図８はこの場合の波形を示した図である。このような場合には、スイッチングによるゲート端子電圧変動が、ゲートのオン電圧を超えてしまう場合が発生し、信頼性が大幅に低下するという問題が生ずる。さらに、ゲート駆動バッファを利用する構成では、バッファトランジスタのベース−エミッタ間の順方向電圧降下分およびターンオフ高速化用のダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧がゲート電圧のオフセット成分（Ｖｏｆｆ）になるため、バッファがない場合に比べて安全性がさらに低下する問題があった。図４のバッファはダイオードを用いないので、オフセット成分Ｖｏｆｆを低くできるが、例えば、ゲート駆動電源が１５Ｖの場合であると、スイッチがターンオフする際に、ＮＰＮトランジスタのベース−エミッタ間に１５Ｖ程度の逆電圧が印加される、   In recent years, due to the demand for miniaturization of power conversion devices and power supply devices, the omission of the power supply for gate drive and the use of gate drive ICs have progressed, the protection by reverse bias is stopped, and the gate voltage while the switch element is turned off is almost It is also becoming common to set it to zero. Also, the gate voltage threshold tends to decrease as the performance of the switch element increases. FIG. 8 shows the waveform in this case. In such a case, the gate terminal voltage fluctuation due to switching may exceed the on-voltage of the gate, causing a problem that the reliability is significantly lowered. Further, in the configuration using the gate drive buffer, the voltage obtained by adding the forward voltage drop between the base and emitter of the buffer transistor and the forward voltage drop of the diode for speeding up the turn-off to the offset component (Voff) of the gate voltage. Therefore, there is a problem that the safety is further lowered as compared with the case where there is no buffer. Since the buffer of FIG. 4 does not use a diode, the offset component Voff can be lowered. For example, when the gate drive power supply is 15 V, when the switch is turned off, the NPN transistor has a base-emitter of about 15 V. Reverse voltage is applied,

スイッチがターンオンする際には、ＰＮＰトランジスタのベース−エミッタ間に１５Ｖ程度の逆電圧が印加される。コレクタ−エミッタ間の耐電圧が、数十Ｖ程度の一般的なトランジスタが耐えることができるベース−エミッタ間の逆電圧は１０Ｖ以下程度であるため、図４の回路を利用するには、ベース−エミッタ間の耐圧が、この電圧に耐えることができる特殊なトランジスタを使用しなければトランジスタが破壊するという問題がある。このバッファをＩＣ内部に内蔵する場合には、ＩＣ設計の際にバッファトランジスタを専用で設計することができるので問題ないが、これでは容量が異なるスイッチ毎に専用のＩＣを作らなければならず、コストアップとなる問題がある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、ゲート駆動バッファを破壊すことなく利用するとともに、オフ時のゲート電圧のオフセット（Ｖｏｆｆ）を低くすることができ、安全性の高いゲート駆動装置を提供することを目的とする。 When the switch is turned on, a reverse voltage of about 15 V is applied between the base and emitter of the PNP transistor. The base-emitter reverse voltage that can be withstood by a typical transistor having a collector-emitter withstand voltage of several tens of volts is about 10 V or less. If a special transistor that can withstand this voltage is used as the breakdown voltage between the emitters, there is a problem that the transistor is destroyed. When this buffer is built in the IC, there is no problem because the buffer transistor can be designed exclusively in the IC design, but this requires the creation of a dedicated IC for each switch having a different capacity. There is a problem of increasing costs.
The present invention has been made in view of such problems, and can be used without destroying the gate drive buffer, and can reduce the offset (Voff) of the gate voltage at the time of OFF, which is highly safe. An object is to provide a gate driving device.

請求項１記載の発明は、電圧駆動型ゲート端子のスイッチ素子を駆動するゲート駆動装置において、直流電源と、コレクタが前記直流電源の正極にベースが第１抵抗の一端にエミッタが第２抵抗の一端に接続されたＮＰＮ形の第１トランジスタと、コレクタが前記直流電源の負極とベースが第３抵抗の一端とエミッタが第４抵抗の一端に接続されたＰＮＰ形の第２トランジスタと、一端が前記直流電源の負極と他端が第２抵抗の他端と第４抵抗の他端の第１接続点に接続された第５抵抗と、出力端子が前記第１抵抗の他端と前記第３抵抗の他端の第２接続点とに接続され入力端子がゲート信号に接続されたゲート駆動ＩＣと、カソードが前記第１トランジスタのベースにアノードが前記第１トランジスタのエミッタに接続された第１ダイオードと、アノードが前記第２トランジスタのベースに、カソードが前記第２トランジスタのエミッタに接続された第２ダイオードと、を備え、前記第１接続点が前記スイッチ素子のゲートに前記直流電源の負極が前記スイッチ素子のソースに接続されることを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載のゲート駆動装置において、前記第１抵抗＋前記第２抵抗の値が、前記第３抵抗＋前記第４抵抗の値よりも高く、前記第１抵抗は前記第２抵抗よりも数倍から前記第１トランジスタのｈｆｅ以下の倍数程度高く、前記第３抵抗は前記第４抵抗よりも数倍から第２トランジスタのｈｆｅ以下の倍数程高いことを特徴とするものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a gate drive device for driving a switching element of a voltage-driven gate terminal, a DC power source, a collector having a positive electrode of the DC power source, a base having one end of a first resistor and an emitter having a second resistor. An NPN-type first transistor connected to one end, a PNP-type second transistor whose collector is connected to the negative electrode of the DC power source, base is connected to one end of the third resistor, and emitter is connected to one end of the fourth resistor; A fifth resistor in which the negative electrode and the other end of the DC power source are connected to a first connection point of the other end of the second resistor and the other end of the fourth resistor, and an output terminal is connected to the other end of the first resistor and the third resistor. A gate driving IC connected to the second connection point at the other end of the resistor and having an input terminal connected to the gate signal, a first connected to the base of the first transistor and the anode connected to the emitter of the first transistor. Daio And a second diode having an anode connected to the base of the second transistor and a cathode connected to the emitter of the second transistor, the first connection point being the gate of the switch element and the negative electrode of the DC power supply being It is connected to the source of the switch element.
According to a second aspect of the present invention, in the gate driving device according to the first aspect, a value of the first resistance + the second resistance is higher than a value of the third resistance + the fourth resistance, and the first resistance Is several times higher than the second resistor and about several times lower than hfe of the first transistor, and the third resistor is higher than the fourth resistance several times to a multiple lower than hfe of the second transistor. To do.

請求項１に記載の発明によると、スイッチがオフ時のゲート電圧を零に近づけることができ、スイッチングに伴う短絡を防止し、電力変換装置の安全性を向上することができる。また、請求項２に記載の発明によると、ターンオン時・ターンオフ時のゲート電流を細かく設定することができ、電力変換装置の性能を向上することができる。   According to the first aspect of the present invention, the gate voltage when the switch is off can be brought close to zero, a short circuit due to switching can be prevented, and the safety of the power converter can be improved. According to the invention described in claim 2, the gate current at turn-on and turn-off can be set finely, and the performance of the power converter can be improved.

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明のゲート駆動装置の実施例を、スイッチ素子を直列接続して構成したインバータブリッジの電力変換装置へ適用した例を示す図である。図において、１は電力変換装置の主電源、２、３はゲート駆動装置の直流電源、４、５はゲート駆動ＩＣ、６、７、８、９はダイオード、１０、１２はＮＰＮ型の第１トランジスタ、１１、１３はＰＮＰ型の第２トランジスタ、１４、１５はスイッチ素子（ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）、１６は電力変換装置の制御装置、Ｒ１、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ７はベース抵抗でＲ１とＲ５が第１抵抗、Ｒ３とＲ７が第３抵抗である。Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ８はゲート抵抗でＲ２とＲ６が第２抵抗、Ｒ４とＲ８は第４抵抗である。Ｒ９、Ｒ１０はゲート放電抵抗で第５抵抗である。図２は電力変換装置の制御装置１６のブロック図である。制御装置１６は電力変換装置が出力する電圧または電流を制御するので、制御すべき電圧または電流をフィードバック信号として入力され、フィードバック信号に基づいて内部の制御回路によって電圧指令が発生される。電圧指令は演算器などを介してＰＷＭパルス発生器へ渡されＰＷＭパルスへ変換される。ＰＷＭパルスは信号駆動回路でゲート駆動ＩＣへの信号へ変換されて出力される。ゲート駆動装置は各スイッチに必要となり、この例ではＮ側のスイッチ素子１４とＰ側スイッチ素子１５それぞれに、ゲート駆動装置を備えている。本発明が従来技術と異なる部分は、Ｎ側ゲート駆動装置にダイオード６、７とベース抵抗Ｒ１、Ｒ３を備えた部分、およびＰ側ゲート駆動装置にダイオード８、９とベース抵抗Ｒ５、Ｒ７を備えた部分である。   FIG. 1 is a diagram showing an example in which an embodiment of a gate driving device of the present invention is applied to an inverter bridge power converter configured by connecting switch elements in series. In the figure, 1 is the main power source of the power converter, 2, 3 is the DC power source of the gate drive device, 4, 5 is the gate drive IC, 6, 7, 8, 9 are diodes, 10 and 12 are NPN-type firsts. Transistors 11 and 13 are PNP type second transistors, 14 and 15 are switch elements (N-channel MOSFETs), 16 is a control device for the power converter, R1, R3, R5 and R7 are base resistors, and R1 and R5 are first resistors One resistor, R3 and R7 are third resistors. R2, R4, R6, and R8 are gate resistors, R2 and R6 are second resistors, and R4 and R8 are fourth resistors. R9 and R10 are gate discharge resistors and fifth resistors. FIG. 2 is a block diagram of the control device 16 of the power conversion device. Since the control device 16 controls the voltage or current output from the power converter, the voltage or current to be controlled is input as a feedback signal, and a voltage command is generated by an internal control circuit based on the feedback signal. The voltage command is passed to the PWM pulse generator via an arithmetic unit or the like and converted into a PWM pulse. The PWM pulse is converted into a signal for the gate drive IC by the signal drive circuit and output. A gate driving device is required for each switch. In this example, each of the N-side switching element 14 and the P-side switching element 15 is provided with a gate driving device. The present invention is different from the prior art in that the N-side gate drive device includes diodes 6 and 7 and base resistors R1 and R3, and the P-side gate drive device includes diodes 8 and 9 and base resistors R5 and R7. Part.

動作は、電力変換装置の制御回路１６はＰＷＭ信号を出力し、そのＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子１４、１５がオン・オフする。スイッチ素子１４のゲート信号がオフ状態の時は、信号のロジック変換や信号の絶縁を行うゲート駆動ＩＣ４の出力がゲート駆動電源２の負極電圧に等しくなる。その状態ではスイッチ素子１４のゲート電荷はゲート抵抗Ｒ４、ＰＮＰトランジスタ１１のベース−エミッタ間の等価ダイオード、ベース抵抗Ｒ３を介して放電される。この経路でのスイッチ素子１４のゲート電荷の放電は、ゲート電圧がＮＰＮトランジスタのベース−エミッタ間の等価ダイオードの順方向電圧降下（Ｖｅｂ１）と等しくなった際に終わる。その後、ゲート放電抵抗Ｒ９によってゲート電圧が零になるまで放電される。負荷の電流によって、スイッチ素子１４のＦＥＴはオフであるが、スイッチ素子内の逆並列ダイオードがオンしている状態から、スイッチ素子１５がターンオンする場合、出力端子Ｖｏｕｔおよび、スイッチ素子１４のドレイン端子は主回路電源１の負極電圧から正極電圧へ急激に変化する。スイッチ素子１４のゲート−ドレイン間には浮遊容量Ｃｇｓが存在するので、このスイッチング期間にゲート容量とＣｇｓとの間で主回路電圧が分担され、ゲート電圧が上昇しようとする。このときＰＮＰトランジスタ１１はゲート電圧がＶｅｂ１を超えると電圧の上昇を抑制するよう働くが、ＰＮＰトランジスタの動作速度が電圧の変化よりも遅いので、ゲート電圧が図８のように上昇する。しかし、従来は、ゲート電圧がＶｅｂ１となった時のゲート抵抗値は、高いターンオン用のゲート抵抗値であり、ＰＮＰトランジスタによるゲート電荷の放電動作がこの高抵抗値によって制限され遅くなるが、本発明のゲート駆動装置では、ゲート電圧がＶｅｂ１となった時のゲート抵抗は低いターンオフ用のゲート抵抗値であり、放電の時定数が早く高速に動作するので、ゲート電圧の上昇を抑制する。   In operation, the control circuit 16 of the power converter outputs a PWM signal, and the switch elements 14 and 15 are turned on and off in accordance with the PWM signal. When the gate signal of the switch element 14 is in the OFF state, the output of the gate drive IC 4 that performs signal logic conversion and signal insulation is equal to the negative voltage of the gate drive power supply 2. In this state, the gate charge of the switch element 14 is discharged through the gate resistor R4, the equivalent diode between the base and emitter of the PNP transistor 11, and the base resistor R3. The discharge of the gate charge of the switch element 14 in this path ends when the gate voltage becomes equal to the forward voltage drop (Veb1) of the equivalent diode between the base and the emitter of the NPN transistor. Thereafter, the gate discharge resistor R9 is discharged until the gate voltage becomes zero. When the switch element 15 is turned on from the state in which the antiparallel diode in the switch element is turned on due to the load current, the output terminal Vout and the drain terminal of the switch element 14 are turned off. Changes rapidly from the negative voltage of the main circuit power supply 1 to the positive voltage. Since the stray capacitance Cgs exists between the gate and drain of the switch element 14, the main circuit voltage is shared between the gate capacitance and Cgs during this switching period, and the gate voltage tends to increase. At this time, the PNP transistor 11 works to suppress the rise in voltage when the gate voltage exceeds Veb1, but the gate voltage rises as shown in FIG. 8 because the operation speed of the PNP transistor is slower than the voltage change. Conventionally, however, the gate resistance value when the gate voltage becomes Veb1 is a high turn-on gate resistance value, and the gate charge discharging operation by the PNP transistor is limited by this high resistance value, but slows. In the gate drive device of the invention, the gate resistance when the gate voltage becomes Veb1 is a low gate resistance value for turn-off, and since the discharge time constant is fast and operates at high speed, the increase in the gate voltage is suppressed.

ダイオード７はスイッチ素子１４がオフ状態でゲート電圧が零付近である場合に、ゲート駆動ＩＣ４の信号がゲート駆動電源電圧となったときにＰＮＰトランジスタ１１のベース電圧はゲート駆動電源電圧付近、エミッタ電圧は零電圧付近の状態となるのをダイオードの導通によって防ぎ、ＰＮＰトランジスタ１１のベース−エミッタ間に耐圧以上の高い逆電圧が印加されトランジスタが破壊するのを防ぐ。このときダイオード７は導通するので、ベース抵抗Ｒ３とゲート抵抗Ｒ４の直列回路はベース抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ２と並列接続となって、ゲート容量の充電を早める、つまりターンオンを高速化する動作となってしまうので、ベース抵抗Ｒ１はベース抵抗Ｒ２およびゲート抵抗Ｒ４よりも高い抵抗値を用いて、ターンオン時間の高速化を避けるほうが良い。従って、本発明では、この影響を避けるために、ベース抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ２の和が、ベース抵抗Ｒ３とゲート抵抗Ｒ４の和よりも高い値を選ぶようにする。具体的にはベース抵抗Ｒ１をゲート抵抗Ｒ２よりも数倍（１０倍）程度以上、ベース抵抗Ｒ３をゲート抵抗Ｒ４よりも数倍（１０倍）程度以上高く設定し、ゲート抵抗Ｒ２がゲート抵抗Ｒ４よりも高く設定することで、この条件を満足できる。この例では１０倍程度以上としたが、ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタのｈｆｅを超える倍数の設定はトランジスタによるバッファ動作が不十分となるのでｈｆｅ以下の値に設定することが適切である。   In the diode 7, when the switch element 14 is in an off state and the gate voltage is near zero, when the signal of the gate drive IC 4 becomes the gate drive power supply voltage, the base voltage of the PNP transistor 11 is near the gate drive power supply voltage and the emitter voltage. Prevents the state near zero voltage by the conduction of the diode, and prevents the transistor from being destroyed by applying a reverse voltage higher than the withstand voltage between the base and emitter of the PNP transistor 11. At this time, since the diode 7 is turned on, the series circuit of the base resistor R3 and the gate resistor R4 is connected in parallel with the base resistor R1 and the gate resistor R2, thereby speeding up the charging of the gate capacitance, that is, speeding up the turn-on. Therefore, it is better to use a higher resistance value for the base resistor R1 than the base resistor R2 and the gate resistor R4 to avoid an increase in turn-on time. Therefore, in the present invention, in order to avoid this influence, the sum of the base resistance R1 and the gate resistance R2 is selected to be higher than the sum of the base resistance R3 and the gate resistance R4. Specifically, the base resistance R1 is set several times (10 times) or more higher than the gate resistance R2, the base resistance R3 is set several times (10 times) higher than the gate resistance R4, and the gate resistance R2 is set to the gate resistance R4. This condition can be satisfied by setting a higher value. In this example, it is about 10 times or more. However, setting a multiple that exceeds the hfe of the NPN transistor and the PNP transistor makes the buffer operation by the transistor insufficient, so it is appropriate to set it to a value less than hfe.

ダイオード６はスイッチ素子１４がオン状態でゲート電圧がゲート駆動電源電圧付近である場合に、ゲート駆動ＩＣ４の信号がターンオフで零となったときにＮＰＮトランジスタ１０のベース電圧は零付近、エミッタ電圧はゲート駆動電源電圧付近の状態となるのをダイオードの導通によって防ぎ、ＮＰＮトランジスタ１０のベース−エミッタ間に耐圧以上の高い逆電圧が印加されトランジスタが破壊するのを防ぐ。このときダイオード６は導通するので、ベース抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ２の直列回路はベース抵抗Ｒ３とゲート抵抗Ｒ４と並列接続となって、ゲート容量の放電を助ける役目があるが、前述のようにベース抵抗Ｒ１とゲート抵抗Ｒ２の和は、ベース抵抗Ｒ３とゲート抵抗Ｒ４の和よりも高いので、この高速化の影響はあまり期待できない。   In the diode 6, when the switch element 14 is on and the gate voltage is near the gate drive power supply voltage, the base voltage of the NPN transistor 10 is near zero and the emitter voltage is near zero when the signal of the gate drive IC 4 is turned off to zero. A state near the gate drive power supply voltage is prevented by conduction of the diode, and a reverse voltage higher than the withstand voltage is applied between the base and emitter of the NPN transistor 10 to prevent the transistor from being destroyed. Since the diode 6 conducts at this time, the series circuit of the base resistor R1 and the gate resistor R2 is connected in parallel with the base resistor R3 and the gate resistor R4, and serves to assist the discharge of the gate capacitance. Since the sum of the resistor R1 and the gate resistor R2 is higher than the sum of the base resistor R3 and the gate resistor R4, the effect of this increase in speed cannot be expected so much.

本発明の第１実施例を示すゲート駆動装置の回路図1 is a circuit diagram of a gate driving apparatus showing a first embodiment of the present invention. 電力変換装置の制御装置の動作を示すブロック図The block diagram which shows operation | movement of the control apparatus of a power converter device 従来のゲート駆動装置の回路図その１Circuit diagram of a conventional gate driving device 1 従来のゲート駆動装置の回路図その２Circuit diagram of conventional gate driving device 2 従来のゲート駆動装置の回路図その３Circuit diagram of a conventional gate driving device 3 従来のゲート駆動装置の回路図その４Circuit diagram of a conventional gate driving device 4 逆バイアスがある場合のゲート駆動装置の動作波形Operation waveform of gate drive device in case of reverse bias 逆バイアスがない場合のゲート駆動装置の動作波形Waveform of the gate drive device when there is no reverse bias

符号の説明Explanation of symbols

１ 主電源
２、３ ゲート駆動装置の直流電源
４、５ ゲート駆動ＩＣ
６〜９ ダイオード
１０、１２ 第１トランジスタ
１１、１３ 第２トランジスタ
１４、１５ スイッチ素子
１６ 制御装置
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗 1 Main power supply 2, 3 DC power supply 4 for gate drive device, 5 Gate drive IC
6 to 9 Diodes 10 and 12 First transistors 11 and 13 Second transistors 14 and 15 Switch element 16 Control devices R1 to R10 Resistance

Claims (2)

電圧駆動型ゲート端子のスイッチ素子を駆動するゲート駆動装置において、
直流電源と、コレクタが前記直流電源の正極にベースが第１抵抗の一端にエミッタが第２抵抗の一端に接続されたＮＰＮ形の第１トランジスタと、コレクタが前記直流電源の負極とベースが第３抵抗の一端とエミッタが第４抵抗の一端に接続されたＰＮＰ形の第２トランジスタと、一端が前記直流電源の負極と他端が第２抵抗の他端と第４抵抗の他端の第１接続点に接続された第５抵抗と、出力端子が前記第１抵抗の他端と前記第３抵抗の他端の第２接続点とに接続され入力端子がゲート信号に接続されたゲート駆動ＩＣと、カソードが前記第１トランジスタのベースにアノードが前記第１トランジスタのエミッタに接続された第１ダイオードと、アノードが前記第２トランジスタのベースに、カソードが前記第２トランジスタのエミッタに接続された第２ダイオードと、を備え、前記第１接続点が前記スイッチ素子のゲートに前記直流電源の負極が前記スイッチ素子のソースに接続されることを特徴とするゲート駆動装置。 In a gate drive device for driving a switch element of a voltage drive type gate terminal,
A DC power source, a collector having a positive electrode of the DC power source, a base connected to one end of the first resistor and an emitter connected to one end of the second resistor, a collector connected to the negative electrode and the base of the DC power source A PNP-type second transistor having one end of the three resistors and an emitter connected to one end of the fourth resistor, one end of the negative electrode of the DC power source and the other end of the second resistor and the other end of the fourth resistor. A gate drive in which a fifth resistor connected to one connection point, an output terminal connected to the second connection point of the other end of the first resistor and the other end of the third resistor, and an input terminal connected to a gate signal An IC, a first diode having a cathode connected to the base of the first transistor and an anode connected to the emitter of the first transistor; an anode connected to the base of the second transistor; and a cathode connected to the emitter of the second transistor Comprising a second diode connection, the gate drive device a negative electrode of the DC power supply to the gate, characterized in that it is connected to a source of the switching element of the first connecting point is the switching element. 前記第１抵抗＋前記第２抵抗の値が、前記第３抵抗＋前記第４抵抗の値よりも高く、前記第１抵抗は前記第２抵抗よりも数倍から前記第１トランジスタのｈｆｅ以下の倍数程度高く、前記第３抵抗は前記第４抵抗よりも数倍から第２トランジスタのｈｆｅ以下の倍数程高いことを特徴とする請求項１記載のゲート駆動装置。
The value of the first resistance + the second resistance is higher than the value of the third resistance + the fourth resistance, and the first resistance is several times lower than the second resistance and less than hfe of the first transistor. 2. The gate driving device according to claim 1, wherein the third resistor is higher by about a multiple and is higher than the fourth resistor by several times to a multiple not more than hfe of the second transistor.
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