JP2010130554A - Follower circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、フォロワ回路に関し、より詳細には、レベルシフト量がソースフォロワ回路に対して反対の符号となるようなレベルシフタを可能にするフォロワ回路に関する。 The present invention relates to a follower circuit, and more particularly to a follower circuit that enables a level shifter in which a level shift amount has an opposite sign to a source follower circuit.
一般に、アナログ回路において、ある信号の電圧レベルを別の電圧レベルにシフトさせる目的で用いられているレベルシフタ回路は、これまでに様々な回路が提案されている。代表的な回路の1つとして、容量結合のDCレベルを変換するもの、抵抗に電流を流すことで信号レベルを変換するもの、そして図7に示すソースフォロワのように、MOSトランジスタのゲート・ソース間の電圧差分だけ電圧レベルを変換するものがある。 Generally, various circuits have been proposed as level shifter circuits used for the purpose of shifting the voltage level of a signal to another voltage level in an analog circuit. As one of typical circuits, one that converts a DC level of capacitive coupling, one that converts a signal level by passing a current through a resistor, and a gate-source of a MOS transistor such as a source follower shown in FIG. Some convert the voltage level by the voltage difference between them.
容量結合のDCレベルを変換するものの場合、低い周波数の信号を通すためには、大きな容量が必要となる。また、抵抗に電流を流すことで信号レベルを変換するものを用いる場合、大きなレベルシフトが必要な時は電流を大きくしたり、抵抗値を大きくすることになる。大きな抵抗値を使用すると端子の寄生容量の存在で高い周波数信号を通すことが難しくなる。ソースフォロワ回路は、DC信号から高い周波数の信号に亘り、しかも、低消費電流で信号のレベルシフトを簡便に実現できるという特徴がある。 In the case of converting a capacitively coupled DC level, a large capacity is required to pass a low-frequency signal. In addition, when a signal level is converted by passing a current through a resistor, the current is increased or the resistance value is increased when a large level shift is required. When a large resistance value is used, it becomes difficult to pass a high frequency signal due to the presence of the parasitic capacitance of the terminal. The source follower circuit has a feature that a signal level shift can be easily realized with a low current consumption ranging from a DC signal to a high-frequency signal.
図7は、従来のソースフォロワ回路を説明するための回路図である。このソースフォロワ回路は、P型MOSトランジスタ51,52と、入力端子53と、出力端子54と、バイアス端子55と、負の電源を供給するための負電源端子56と、正の電源を供給するための正電源端子57とから構成されている。
FIG. 7 is a circuit diagram for explaining a conventional source follower circuit. This source follower circuit supplies P-
PMOSトランジスタ52のゲート52Gは、入力端子53と接続され、ドレイン52Dは、負電源端子56と接続されている。また、PMOSトランジスタ52のソース52Sは、PMOSトランジスタ51のドレイン51Dと接続するとともに、出力端子54にも接続されている。PMOSトランジスタ51のゲート51Gは、バイアス端子55と接続され、そこからバイアス電圧が供給されているとともに、ソース51Sは、正電源端子57と接続されている。
The gate 52G of the
次に、図7に示したソースフォロワ回路(レベルシフタ回路)の動作について説明する。(特許文献1参照)PMOSトランジスタ51は、定電流源として動作していて、その電流値は、ゲート端子55に供給されるバイアス電圧によって制御することができる。PMOSトランジスタ52のゲート端子53、すなわち、入力端子53の電圧Vinとソース52S、すなわち、出力端子54の電圧Voutの関係式は、以下の(1)式で与えられる。
Ip=(Wp/2Lp)μpCoxp(Vin−Vout−Vthp)2
・・・(1)
Next, the operation of the source follower circuit (level shifter circuit) shown in FIG. 7 will be described. (See Patent Document 1) The
Ip = (Wp / 2Lp) μpCoxp (Vin−Vout−Vthp) 2
... (1)
ここで、Ipは、PMOSトランジスタ52のソース・ドレイン間に流れる電流、Wp、Lp、μp、Coxp、Vthpは、それぞれPMOSトランジスタ52のチャネル幅、チャネル長、キャリア移動度、単位面積あたりのゲート容量、閾値電圧である。上述した(1)式を変形して、以下の(2)式のように書き直すことができる。
Vout=Vin−Vthp+√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}
・・・(2)
Here, Ip is the current flowing between the source and drain of the
Vout = Vin−Vthp + √ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp}
... (2)
ここで、電流Ipが一定であるので、√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}もまた一定値であり、閾値電圧Vthpも一定であるので、上述した(2)式より、出力電圧Voutは、入力電圧Vinに一定値を加えた値となり、レベルシフトすることがわかる。 Here, since the current Ip is constant, √ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp} is also a constant value, and the threshold voltage Vthp is also constant. Thus, it becomes a value obtained by adding a constant value to the input voltage Vin, and it is understood that the level shifts.
特殊な場合を除いて、一般に、MOSトランジスタはエンハンスメント型のものが用いられる。それによると、PMOSの場合、閾値電圧Vthpは負の値を有する。すなわち、上述した(2)式より、レベルシフトはいつも正の方向になる。負の方向にレベルシフトさせたい場合には、NMOSトランジスタを用いることによって同じように回路を構成することができる。この場合の出力電圧の式は、以下の(3)式で与えることができる。
Vout=Vin−Vthn−√{In/(Wn/2Ln)μnCoxn}
・・・(3)
Except for special cases, enhancement type transistors are generally used for MOS transistors. According to this, in the case of PMOS, the threshold voltage Vthp has a negative value. That is, the level shift is always in the positive direction from the above-described equation (2). When it is desired to shift the level in the negative direction, the circuit can be configured in the same manner by using an NMOS transistor. The expression of the output voltage in this case can be given by the following expression (3).
Vout = Vin−Vthn−√ {In / (Wn / 2Ln) μnCoxn}
... (3)
ここで、Inは、NMOSトランジスタのソース・ドレイン間に流れる電流、Wn、Ln、μn、Coxn、Vthnは、それぞれNMOSトランジスタのチャネル幅、チャネル長、キャリア移動度、単位面積あたりのゲート容量、閾値電圧である。エンハンスメント型のMOSトランジスタの場合、Vthnは正の符号となるので、上述した(3)式よりレベルシフトはいつも負の方向になる。 Here, In is the current flowing between the source and drain of the NMOS transistor, Wn, Ln, μn, Coxn, and Vthn are the channel width, channel length, carrier mobility, gate capacitance per unit area, and threshold value, respectively. Voltage. In the case of an enhancement type MOS transistor, Vthn has a positive sign, so that the level shift is always in the negative direction according to the above-described equation (3).
今一度、ソースフォロワ回路について整理すると、ソースフォロワは、DC(直流)信号から高周波の信号まで、低消費電流で信号をレベルシフトできるという特徴がある。なお、ソースフォロワ回路においてNMOSトランジスタを用いて信号を負の電源側に下げる、或はPMOSトランジスタを用いて信号を正の電源側に上げることができた。しかも、レベルシフトの大きさは、MOSトランジスタの閾値に対応しており、閾値電圧分だけレベルシフトさせたい場合に適している。 Once again, regarding the source follower circuit, the source follower is characterized in that the level of the signal can be shifted with low current consumption from a DC (direct current) signal to a high frequency signal. In the source follower circuit, the NMOS transistor can be used to lower the signal to the negative power supply side, or the PMOS transistor can be used to raise the signal to the positive power supply side. In addition, the magnitude of the level shift corresponds to the threshold value of the MOS transistor, and is suitable when it is desired to shift the level by the threshold voltage.
なお、特許文献1の図1、図5にも図7で示したソースフォロワ回路の例が示してある。
1 and 5 of
しかしながら、従来技術では、(エンハンスメント型の)NMOSトランジスタを用いて信号を正の電源側に上げる、またはPMOSトランジスタを用いて信号を負の電源側に下げることができなかった。特に、NMOSトランジスタの閾値電圧だけ信号レベルを上げる、またはPMOSトランジスタの閾値電圧だけ信号レベルを下げる回路がなかった。 However, in the prior art, the signal cannot be raised to the positive power supply side using the (enhancement type) NMOS transistor, or the signal cannot be lowered to the negative power supply side using the PMOS transistor. In particular, there has been no circuit that increases the signal level by the threshold voltage of the NMOS transistor or decreases the signal level by the threshold voltage of the PMOS transistor.
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ソースフォロワ回路と同様にDC(直流)信号から高周波の信号まで、低消費電流でNMOSトランジスタを用いて信号を正の電源電圧側に上げる、或はPMOSトランジスタを用いて信号を負の電源電圧側に下げることのできるフォロワ回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and the object of the present invention is to use a NMOS transistor with a low current consumption from a DC (direct current) signal to a high-frequency signal in the same manner as a source follower circuit. It is an object of the present invention to provide a follower circuit capable of raising the signal to the positive power supply voltage side or lowering the signal to the negative power supply voltage side using a PMOS transistor.
本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項1に記載の発明は、入力端子(4)から入力信号(Vin)を入力するソース(11S)を有し、ゲート(11G)とドレイン(11D)とを共通接続した出力端子(5)から出力信号(Vout)を出力する第1のMOSトランジスタ(11)と、前記第1のMOSトランジスタ(11)の前記ソース(11S)に接続された第1の電流源(1)と、前記第1のMOSトランジスタ(11)の前記ドレイン(11D)に接続された第2の電流源(2)とを備えていることを特徴とする。(図1,実施例1)
The present invention has been made to achieve such an object. The invention according to
また、請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記第1のMOSトランジスタ(11)と前記第2の電流源(2)との間に、前記第1のMOSトランジスタ(11)の前記ドレイン(11D)とソース(12S)とを共通接続し、ゲート(12G)とドレイン(12D)とを共通接続した出力端子(5)から出力信号(Vout)を出力する第2のMOSトランジスタ(12)を備えていることを特徴とする。(図2,実施例2) According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the first MOS transistor is provided between the first MOS transistor (11) and the second current source (2). The drain (11D) and source (12S) of (11) are connected in common, and the output signal (Vout) is output from the output terminal (5) in which the gate (12G) and drain (12D) are connected in common. The MOS transistor (12) is provided. (Fig. 2, Example 2)
また、請求項3に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記第1の電流源(1)と前記第2の電流源(2)との間に、第n−1番目のMOSトランジスタ(1n−1)のドレイン(1n−1D)と第n番目のソース(1nS)とを共通接続し、第n番目のゲート(1nG)とドレイン(1nD)とを共通接続した出力端子(5)から出力信号(Vout)を出力する第n番目のMOSトランジスタ(1n)を備えていることを特徴とする。(図4,実施例4) According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, between the first current source (1) and the second current source (2), the (n-1) -th The drain terminal (1n-1D) and the nth source (1nS) of the MOS transistor (1n-1) are commonly connected, and the nth gate (1nG) and the drain (1nD) are commonly connected. 5), an n-th MOS transistor (1n) that outputs an output signal (Vout) is provided. (FIG. 4, Example 4)
本発明によれば、DC(直流)信号から高周波の信号まで、PMOSトランジスタを用いて信号を負の電源電圧側に下げる、或はNMOSトランジスタを用いて信号を正の電源電圧に上げることのできるフォロワ回路を提供することができる。また、消費電流も十分に低くすることができる。 According to the present invention, from a DC (direct current) signal to a high frequency signal, the signal can be lowered to the negative power supply voltage side using the PMOS transistor, or the signal can be raised to the positive power supply voltage using the NMOS transistor. A follower circuit can be provided. Further, current consumption can be sufficiently reduced.
以下、図面を参照して本発明の各実施例について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
<実施例1>
図1は、本発明に係るフォロワ回路の実施例1を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例1の回路図である。ドレインフォロワと称しているのは、図1にも示しているようにドレイン端子11Dに現われる電圧を出力信号としているからである。本実施例1のドレインフォロワ回路は、MOSトランジスタ1,2,11と、入力端子4と、出力端子5と、バイアス端子6,7と、正及び負の電源端子8,9とから構成されている。
<Example 1>
FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a first embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the first embodiment of the drain follower. The reason why it is called a drain follower is that the voltage appearing at the drain terminal 11D is used as an output signal as shown in FIG. The drain follower circuit according to the first embodiment includes
MOSトランジスタ1,11はPMOSトランジスタで、MOSトランジスタ2はNMOSトランジスタである。MOSトランジスタ1のソース1Sは、正の電源端子8に接続され、ゲート1Gは、第1のバイアス電圧が供給される第1のバイアス端子6に接続され、ドレイン1Dは、入力端子4に接続されているとともに、MOSトランジスタ11のソース11Sに接続されている。
MOSトランジスタ11のゲート11Gとドレイン11Dは、共通接続されているとともに、MOSトランジスタ2のドレイン2D及び出力端子5に接続されている。MOSトランジスタ2のソース2Sは、負の電源端子9に接続され、ゲート2Gは、第2のバイアス電圧が供給される第2のバイアス端子7に接続されている。
The gate 11G and the drain 11D of the
つまり、本発明の実施例1に係るフォロワ回路は、入力端子4から入力信号Vinを入力するソース11Sを有し、ゲート11Gとドレイン11Dとを共通接続した出力端子5から出力信号Voutを出力する第1のMOSトランジスタ11と、この第1のMOSトランジスタ11のソース11Sに接続された第1の電流源1と、第1のMOSトランジスタ11のドレイン11Dに接続された第2の電流源2とから構成されている。
That is, the follower circuit according to the first embodiment of the present invention includes the source 11S that inputs the input signal Vin from the
次に、図1に示したドレインフォロワの動作について説明する。
MOSトランジスタ1と2は、電流源回路として動作し、その電流値は、それぞれのゲートに供給するバイアス電圧に依存するが、通常、これら2つの電流値は、同じ値Ipになるように設定しておく。入力端子4には信号電圧Vinが供給され、出力端子5には、出力電圧Voutが発生する。この場合の入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係式は、入力端子から供給される電流が電流源の電流値Ipに比べて十分小さい場合は、以下の(4)式のように表すことができる。
Ip=(Wp/2Lp)μpCoxp(Vout−Vin−Vthp)2
・・・(4)
Next, the operation of the drain follower shown in FIG. 1 will be described.
Ip = (Wp / 2Lp) μpCoxp (Vout−Vin−Vthp) 2
... (4)
ここで、Ipは、PMOSトランジスタ11のソース・ドレイン間に流れる電流、Wp、Lp、μp、Coxp、Vthpは、それぞれPMOSトランジスタ11のチャネル幅、チャネル長、キャリア移動度、単位面積あたりのゲート容量、閾値電圧である。上述した(4)式を変形して、以下の(5)式のように書き直すことができる。
Vout=Vin+Vthp−√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}
・・・(5)
Here, Ip is the current flowing between the source and drain of the
Vout = Vin + Vthp−√ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp}
... (5)
ここで、電流Ipが一定であるので、PMOSトランジスタのオーバードライブ電圧√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}もまた一定値であり、閾値電圧Vthpも一定であるので、上述した(5)式より、出力電圧Voutは、入力電圧Vinに一定値を加えた値となり、レベルシフトすることがわかる。 Here, since the current Ip is constant, the overdrive voltage √ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp} of the PMOS transistor is also a constant value, and the threshold voltage Vthp is also constant. Thus, it can be seen that the output voltage Vout becomes a value obtained by adding a constant value to the input voltage Vin and is level-shifted.
特殊な場合を除いて、一般に、MOSトランジスタは、エンハンスメント型のものが用いられる。それによると、PMOSの場合、閾値電圧Vthpは負の値を有する。すなわち、上述した(5)式より、レベルシフト電圧量はいつも負の方向になる。すなわち、図1に示したドレインフォロワ回路を用いることによって、エンハンスメント型PMOSトランジスタで負の方向にレベルシフトさせることができた。このレベルシフト量は、PMOSトランジスタの閾値Vthpに依存しているので、PMOSトランジスタの閾値Vthpにオーバードライブ電圧を加えた値だけ負の方向にレベルシフトさせることができる。 Except for special cases, enhancement type transistors are generally used for MOS transistors. According to this, in the case of PMOS, the threshold voltage Vthp has a negative value. That is, the level shift voltage amount is always in the negative direction from the above-described equation (5). In other words, by using the drain follower circuit shown in FIG. 1, the enhancement type PMOS transistor can be level shifted in the negative direction. Since this level shift amount depends on the threshold value Vthp of the PMOS transistor, it is possible to shift the level in the negative direction by a value obtained by adding the overdrive voltage to the threshold value Vthp of the PMOS transistor.
<実施例2>
図2は、本発明に係るフォロワ回路の実施例2を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例2の回路図である。この図2に示したドレインフォロワと、図1に示したドレインフォロワの違いは、図1が入力端子4と出力端子5の間にPMOSトランジスタ11が1個だけ設けられているのに対して、図2ではPMOSトランジスタ11,12が2個になっていることを除いてその他は同じである。
<Example 2>
FIG. 2 is a circuit diagram for explaining a second embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the second embodiment of the drain follower. The difference between the drain follower shown in FIG. 2 and the drain follower shown in FIG. 1 is that only one
つまり、本発明の実施例2に係るフォロワ回路は、入力端子4から入力信号Vinを入力するソース11Sを有し、ゲート11Gとドレイン11Dを共通接続する第1のMOSトランジスタ11と、ソース12Sと第1のMOSトランジスタ11のドレイン11Dとを共通接続し、ゲート12Gとドレイン12Dとを共通接続した出力端子5から出力信号Voutを出力する第2のMOSトランジスタ12と、第1のMOSトランジスタ11のソース11Sに接続された第1の電流源1と、第2のMOSトランジスタ12のドレイン12Dに接続された第2の電流源2とから構成されている。
That is, the follower circuit according to the second embodiment of the present invention includes a source 11S that inputs an input signal Vin from an
PMOSトランジスタが1個から2個に増えることによってレベルシフトの量は増加する。このレベルシフトの量は、実施例1の場合と同じように計算することで得ることができる。2つのPMOSトランジスタのサイズが同じ場合、以下の(6)式に出力電圧Voutと入力電圧Vinの関係を示す。
Vout=Vin+2Vthp−2√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}
・・・(6)
As the number of PMOS transistors increases from one to two, the amount of level shift increases. The amount of this level shift can be obtained by calculating in the same manner as in the first embodiment. When the sizes of the two PMOS transistors are the same, the relationship between the output voltage Vout and the input voltage Vin is shown in the following equation (6).
Vout = Vin + 2Vthp-2√ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp}
... (6)
この場合、図1に示したドレインフォロワと比較してレベルシフト量が2倍になっている。同様にして入力端子と出力端子の間に入れるPMOSトランジスタの数を増加させるとレベルシフト量もトランジスタ数に応じて増加する。 In this case, the level shift amount is doubled compared to the drain follower shown in FIG. Similarly, when the number of PMOS transistors inserted between the input terminal and the output terminal is increased, the level shift amount also increases in accordance with the number of transistors.
<実施例3>
図3は、本発明に係るフォロワ回路の実施例3を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例3の回路図である。この図3に示したドレインフォロワと、図1に示したドレインフォロワの違いは、図1が入力端子4と出力端子5の間にPMOSトランジスタ11が1個だけ設けられているのに対して、図3ではPMOSトランジスタ11,12,13が3個になっていることを除いてその他は同じである。
<Example 3>
FIG. 3 is a circuit diagram for explaining a third embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the third embodiment of the drain follower. The difference between the drain follower shown in FIG. 3 and the drain follower shown in FIG. 1 is that, in FIG. 1, only one
つまり、本発明の実施例3に係るフォロワ回路は、入力端子4から入力信号Vinを入力するソース11Sを有し、ゲート11Gとドレイン11Dとを共通接続する第1のMOSトランジスタ11と、ソース12Sと第1のMOSトランジスタ11のドレイン11Dとを共通接続し、ゲート12Gとドレイン12Dとを共通接続する第2のMOSトランジスタ12と、ソース13Sと第2のMOSトランジスタ12のドレイン12Dとを共通接続し、ゲート13Gとドレイン13Dとを共通接続した出力端子5から出力信号Voutを出力する第3のMOSトランジスタ13と、第1のMOSトランジスタ11のソース11Sに接続された第1の電流源1と、第3のMOSトランジスタ13のドレイン13Dに接続された第2の電流源2とから構成されている。
That is, the follower circuit according to the third embodiment of the present invention includes the source 11S that receives the input signal Vin from the
PMOSトランジスタが1個から3個に増えることによってレベルシフトの量は増加する。このレベルシフトの量は、実施例1の場合と同じように計算することで得ることができる。3つのPMOSトランジスタのサイズが同じ場合、以下の(7)式に出力電圧Voutと入力電圧Vinの関係を示す。
Vout=Vin+3Vthp−3√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}
・・・(7)
As the number of PMOS transistors increases from one to three, the amount of level shift increases. The amount of this level shift can be obtained by calculating in the same manner as in the first embodiment. When the sizes of the three PMOS transistors are the same, the relationship between the output voltage Vout and the input voltage Vin is shown in the following equation (7).
Vout = Vin + 3Vthp-3√ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp}
... (7)
この場合、図1に示したドレインフォロワと比較してレベルシフト量が3倍になっている。同様にして入力端子と出力端子の間に入れるPMOSトランジスタの数を増加させるとレベルシフト量もトランジスタ数に応じて増加する。 In this case, the level shift amount is three times that of the drain follower shown in FIG. Similarly, when the number of PMOS transistors inserted between the input terminal and the output terminal is increased, the level shift amount also increases in accordance with the number of transistors.
<実施例4>
図4は、本発明に係るフォロワ回路の実施例4を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例4の回路図である。この図4に示したドレインフォロワと、図1に示したドレインフォロワの違いは、図1が入力端子4と出力端子5の間にPMOSトランジスタ11が1個だけ設けられているのに対して、図4ではPMOSトランジスタ11,12,13・・・1nがn個になっていることを除いてその他は同じである。
<Example 4>
FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a fourth embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the fourth embodiment of the drain follower. The difference between the drain follower shown in FIG. 4 and the drain follower shown in FIG. 1 is that only one
つまり、本発明の実施例5に係るフォロワ回路は、第1の電流源1と、第2の電流源2と、ソース端子1nS及びゲート1nGとドレイン1nDを共通接続した共通端子を有するn個のMOSトランジスタからなり、このn個のトランジスタの夫々のソース1nSと共通端子を互いに接続し、第1の電流源1と第2の電流源2の間に、縦続接続したMOSトランジスタ群と、第1の電流源1と、この第1の電流源1に接続するn個のMOSトランジスタのうちの第1番目のMOSトランジスタ11のソース11Sを接続した端子に入力信号Vinを入力するための入力端子4と、第2の電流源2と、この第2の電流源2に接続するn個のMOSトランジスタのうちの第n番目のMOSトランジスタ1nの共通端子を接続した端子に出力信号Voutを出力するための出力端子5とから構成されている。
That is, the follower circuit according to the fifth embodiment of the present invention includes a first
PMOSトランジスタが1個からn個に増えることによってレベルシフトの量は格段に増加する。このレベルシフトの量は、実施例1の場合と同じように計算することで得ることができる。n個のPMOSトランジスタのサイズが同じ場合、以下の(8)式に出力電圧Voutと入力電圧Vinの関係を示す。
Vout=Vin+nVthp−n√{Ip/(Wp/2Lp)μpCoxp}
・・・(8)
As the number of PMOS transistors increases from 1 to n, the amount of level shift increases dramatically. The amount of this level shift can be obtained by calculating in the same manner as in the first embodiment. When n PMOS transistors have the same size, the following equation (8) shows the relationship between the output voltage Vout and the input voltage Vin.
Vout = Vin + nVthp-n√ {Ip / (Wp / 2Lp) μpCoxp}
... (8)
この場合、図1に示したドレインフォロワと比較してレベルシフト量がn倍になっている。このように、入力端子と出力端子の間に入れるPMOSトランジスタの数を増加させるとレベルシフト量もトランジスタ数に応じて増加する。 In this case, the level shift amount is n times that of the drain follower shown in FIG. As described above, when the number of PMOS transistors inserted between the input terminal and the output terminal is increased, the level shift amount also increases in accordance with the number of transistors.
<実施例5>
図5は、本発明に係るフォロワ回路の実施例5を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例5の回路図である。この図5に示したドレインフォロワと、図1に示したドレインフォロワの違いは、図1のPMOSトランジスタ11が、NMOSトランジスタ21に置き換わり、入力端子4と出力端子5の位置が入れ替ったことを除きその他は同じである。
<Example 5>
FIG. 5 is a circuit diagram for explaining a fifth embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the fifth embodiment of the drain follower. The difference between the drain follower shown in FIG. 5 and the drain follower shown in FIG. 1 is that the
つまり、本発明の実施例5に係るフォロワ回路は、入力端子4から入力信号Vinを入力するソース21Sを有し、ゲート21Gとドレイン21Dを共通接続した出力端子5から出力信号Voutを出力するMOSトランジスタ21と、このMOSトランジスタ21のドレイン21Dに接続された第1の電流源1と、MOSトランジスタ21のソース21Sに接続された第2の電流源2とから構成されている。
That is, the follower circuit according to the fifth embodiment of the present invention includes a source 21S that receives an input signal Vin from an
以下、実施例5のドレインフォロワの説明は、実施例1で説明したドレインフォロワと共通する所が多いので動作説明について一部簡略化して説明する。 In the following description, the drain follower of the fifth embodiment has a lot in common with the drain follower described in the first embodiment.
MOSトランジスタ1と2は、電流源回路として動作し、その電流値は、それぞれのゲート端子6,7に供給するバイアス電圧に依存するが、通常、これら2つの電流値は同じ値Inになるように設定しておく。入力端子4には信号電圧Vinが供給され、出力端子5には出力電圧Voutが発生する。この場合の入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係式は、入力端子から供給される電流が電流源の電流値Inに比べて十分小さい場合は、以下の(9)式のように表すことができる。
In=(Wn/2Ln)μnCoxn(Vout−Vin−Vthn)2
・・・(9)
The
In = (Wn / 2Ln) μnCoxn (Vout−Vin−Vthn) 2
... (9)
ここで、Inは、NMOSトランジスタ21のソース・ドレイン間に流れる電流、Wn、Ln、μn、Coxn、Vthnは、それぞれNMOSトランジスタ21のチャネル幅、チャネル長、キャリア移動度、単位面積あたりのゲート容量、閾値電圧である。上述した(9)式を変形して、以下の(10)式のように書き直すことができる。
Vout=Vin+Vthn+√{In/(Wn/2Ln)μnCoxn}
・・・(10)
Here, In is the current flowing between the source and drain of the
Vout = Vin + Vthn + √ {In / (Wn / 2Ln) μnCoxn}
... (10)
ここで、電流Inが一定であるので、NMOSトランジスタのオーバードライブ電圧√{In/(Wn/2Ln)μnCoxn}もまた一定値であり、閾値電圧Vthnも一定であるので、上述した(10)式より、出力電圧Voutは、入力電圧Vinに一定値を加えた値となり、レベルシフトすることがわかる。 Here, since the current In is constant, the overdrive voltage √ {In / (Wn / 2Ln) μnCoxn} of the NMOS transistor is also a constant value, and the threshold voltage Vthn is also constant. Thus, it can be seen that the output voltage Vout becomes a value obtained by adding a constant value to the input voltage Vin and is level-shifted.
特殊な場合を除いて、一般に、MOSトランジスタはエンハンスメント型のものが用いられる。それによると、NMOSの場合、閾値電圧Vthnは正の値を有する。すなわち、上述した(10)式より、レベルシフト電圧量はいつも正の方向になる。すなわち、図5に示したドレインフォロワ回路を用いることによって、エンハンスメント型NMOSトランジスタで正の方向にレベルシフトさせることができた。このレベルシフト量は、NMOSトランジスタの閾値Vthnに依存しているので、NMOSトランジスタの閾値Vthnにオーバードライブ電圧を加えた値だけ正の方向にレベルシフトさせることができる。 Except for special cases, enhancement type transistors are generally used for MOS transistors. According to this, in the case of NMOS, the threshold voltage Vthn has a positive value. That is, the level shift voltage amount is always in the positive direction from the above-described equation (10). That is, by using the drain follower circuit shown in FIG. 5, the enhancement type NMOS transistor can be level shifted in the positive direction. Since this level shift amount depends on the threshold value Vthn of the NMOS transistor, it is possible to shift the level in the positive direction by a value obtained by adding the overdrive voltage to the threshold value Vthn of the NMOS transistor.
<実施例6>
図6は、本発明に係るフォロワ回路の実施例6を説明するための回路図で、ドレインフォロワの実施例6の回路図である。この図6に示したドレインフォロワと、図5に示したドレインフォロワの違いは、図5が入力端子4と出力端子5の間にNMOSトランジスタ21が1個だけ設けられているのに対して、図6ではNMOSトランジスタ21・・・2nがn個になっていることを除いてその他は同じである。
<Example 6>
FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a sixth embodiment of the follower circuit according to the present invention, and is a circuit diagram of the sixth embodiment of the drain follower. The difference between the drain follower shown in FIG. 6 and the drain follower shown in FIG. 5 is that only one
つまり、本発明の実施例6に係るフォロワ回路は、第1の電流源1と第2の電流源2との間に、第n−1番目のMOSトランジスタ2n−1のドレイン2n−1Dとソース2nSとを共通接続し、第n番目のゲート2nGとドレイン2nDとを共通接続した出力端子5から出力信号Voutを出力する第n番目のMOSトランジスタ2nを備えている。 この場合にも、図5に示したドレインフォロワと比較してレベルシフト量がn倍になっている。このように、入力端子と出力端子の間に入れるNMOSトランジスタの数を増加させるとレベルシフト量もトランジスタ数に応じて増加する。
That is, the follower circuit according to the sixth embodiment of the present invention includes a
本発明のドレインフォロワは、DC(直流)信号から高周波の信号まで、NMOSトランジスタを用いて信号を正の電源電圧側に上げる、或はPMOSトランジスタを用いて信号を負の電源電圧側に下げることのできるレベルシフタを提供することができる。この回路の提供によってレベルシフト回路のバリエーションがより豊富になる。例えば、CMOSプロセスではなく、より安価に提供できるNMOSあるいはPMOSのみのプロセスにおいて利用の道が広がるので、安価なプロセスを利用できる可能性が増える。 The drain follower of the present invention uses an NMOS transistor to raise a signal to a positive power supply voltage side from a DC (direct current) signal to a high frequency signal, or to lower a signal to a negative power supply voltage side using a PMOS transistor. It is possible to provide a level shifter capable of By providing this circuit, the variation of the level shift circuit becomes richer. For example, the possibility of using an inexpensive process increases because the use of an NMOS or PMOS process that can be provided at a lower cost rather than a CMOS process is expanded.
1,2,11,12,13,21 MOSトランジスタ
4,53 入力端子
5,54 出力端子
6,7,55 バイアス端子
9,56 負電源端子
8,57 正電源端子
1, 2, 11, 12, 13, 21
Claims (3)
前記第1のMOSトランジスタの前記ソースに接続された第1の電流源と、
前記第1のMOSトランジスタの前記ドレインに接続された第2の電流源と
を備えていることを特徴とするフォロワ回路。 A first MOS transistor having a source for inputting an input signal from an input terminal and outputting an output signal from an output terminal having a gate and a drain connected in common;
A first current source connected to the source of the first MOS transistor;
And a second current source connected to the drain of the first MOS transistor.
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114442716A (en) * | 2022-01-12 | 2022-05-06 | 普冉半导体(上海)股份有限公司 | Accurate high-speed voltage follower circuit and integrated circuit |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0385803A (en) * | 1989-08-29 | 1991-04-11 | Fujitsu Ltd | Level shift circuit |
JPH0567933A (en) * | 1991-09-06 | 1993-03-19 | Toshiba Corp | Level shift circuit |
-
2008
- 2008-11-28 JP JP2008305272A patent/JP2010130554A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH0385803A (en) * | 1989-08-29 | 1991-04-11 | Fujitsu Ltd | Level shift circuit |
JPH0567933A (en) * | 1991-09-06 | 1993-03-19 | Toshiba Corp | Level shift circuit |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114442716A (en) * | 2022-01-12 | 2022-05-06 | 普冉半导体(上海)股份有限公司 | Accurate high-speed voltage follower circuit and integrated circuit |
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