JP2010041917A - 負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法 - Google Patents

負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法 Download PDF

Info

Publication number
JP2010041917A
JP2010041917A JP2009178535A JP2009178535A JP2010041917A JP 2010041917 A JP2010041917 A JP 2010041917A JP 2009178535 A JP2009178535 A JP 2009178535A JP 2009178535 A JP2009178535 A JP 2009178535A JP 2010041917 A JP2010041917 A JP 2010041917A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
control signal
gate control
phase
switching
waveform
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2009178535A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5508780B2 (ja
Inventor
Robert Gregory Wagoner
ロバート・グレゴリー・ワゴナー
Allen Ritter
ピーター・アレン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Publication of JP2010041917A publication Critical patent/JP2010041917A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5508780B2 publication Critical patent/JP5508780B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/28—Controlling the motor by varying the switching frequency of switches connected to a DC supply and the motor phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/0086—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Abstract

【課題】温度を平衡化し切替損失及び全調波歪みを低減するために、負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法が求められている。
【解決手段】負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法（１２００）を開示する。この方法では、電力コンバータを用いる。切替パターンを有する少なくとも１つのゲート制御信号が電力コンバータに供給される（１２２０）。このとき、切替パターンの波形は、切替パターンの基本周波数の等倍を上回りかつ２倍未満の有効切替周波数を有する。供給された少なくとも１つのゲート制御信号に少なくとも部分的に応答して、少なくとも１つの出力電力信号が負荷に出力される（１２４０）。
【選択図】図１２

Description

本発明は、一般に電力コンバータに関し、特に負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法に関する。
工業、鉱業及び掘削作業の分野において、可変速度で動作する高速、高出力電動モータの需要が高まっている。さらに、これらの作業は高い信頼性を必要とすることが多い。採油ステーションへのアクセスが困難であり、時間がかかる地球規模の遠隔地からの原油の採油などの業務では、モータ動作の信頼性が高いことにより、危険でコストがかかる長期の運転停止を防ぐことができる。簡便かつ頑丈で信頼性の高い電力コンバータは、このような高速、高出力の電動モータの動作に好ましい。直列又は並列の半導体スイッチなどの複数の個別構成部品を備えると、周知のように、個々のコンポーネントスイッチのいずれか１つが不規則に故障する可能性が高くなることがある。半導体スイッチ用のスナバ回路などの素子をコンバータに追加すると、故障の可能性がある構成部品の数がさらに増える。電力コンバータをできるだけ簡便な構造で構成するとともに、できるだけ構成部品の数を抑えることが望ましい。とはいえ、簡略化されたコンバータ構造の故障を避けるため、電力コンバータ用の半導体スイッチなどの個別構成部品の動作を、十分な熱裕度及びその他の機能的な許容範囲内で行う必要がある。
例示的な一実施形態で使用する電力コンバータは、図１に示すような簡略な３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータ構造でよい。コンバータの各々の相は、キャパシタ３０で表す直流電力成形回路を有する電力ソース／シンク２０を含む。電力ソース／シンク２０、及びキャパシタ３０で表す直流電力成形回路から、ブリッジの半導体スイッチへの直流リンク電圧が入力される。例えば、内蔵ダイオード４５を有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）４０によってＨブリッジ５０の各々の脚部を形成しても良いが、集積ゲート整流サイリスタ（ＩＧＣＴ）又は金属酸化膜半導体電界効果型パワートランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などの他の電力半導体スイッチを代わりに使用しても良い。電力半導体スイッチの種類は分析において重要ではない。各々のＨブリッジは、２つの脚部、すなわち出力脚部６０とニュートラル脚部６５とを含む。各々の位相出力、位相Ａ７０、位相Ｂ７５及び位相Ｃ８０は、それぞれの出力ブリッジ脚部６０の中間点８５に接続される。Ｙ字ポイント９０への各々のニュートラル接続は、それぞれのニュートラル出力脚部６５の中間点９５に結合される。
ゲート制御部３５は、所定の切替パターンに従ってＨブリッジコンバータの各位相Ａ，Ｂ及びＣの半導体スイッチ４０を切り替えるために、制御信号３６、３７、３８を供給する。ゲート制御部によって、Ｈブリッジの半導体スイッチ４０を同期的に切り替えることも、非同期的に切り替えること（例えばパルス幅変調方式の切替）もできる。
しかし、モータ負荷の動作の有用性を高めるため、さらに温度を平衡化し、切替損失と電力損失、及び調波歪みを低減することが望ましい。切替損失を低減することによって、半導体Ｈブリッジスイッチは、低温動作かつ故障しにくい状態を維持できる。
米国特許出願第１２／１１１，３９８号
従って、温度を平衡化し切替損失及び全調波歪みを低減するために、負荷に電力を供給するコンバータを制御するシステム及び方法が求められている。
本発明の例示的実施形態において、負荷に電力を供給する方法を開示する。この方法では、電力コンバータを用いる。切替パターンを有する少なくとも１つのゲート制御信号が電力コンバータに供給される。切替パターンの波形は、切替パターンの基本周波数の等倍を上回りかつ２倍未満である有効切替周波数を有する。供給された少なくとも１つのゲート制御信号に少なくとも部分的に応答して、少なくとも１つの出力電力信号が負荷に出力される。
本発明の別の実施形態において、負荷に電力を供給するシステムを開示する。このシステムは、電圧源と、少なくとも少なくとも１つのゲートコントローラを有する。電圧源は電力信号を供給するように動作する。少なくとも１つのゲートコントローラは、切替パターンを有する少なくとも１つのゲート制御信号を電力コンバータに供給するように動作し、切替パターンの波形は、切替パターンの基本周波数の等倍を上回りかつ２倍未満である有効切替周波数を有する。コンバータは、電圧源から電力信号を受信し、供給された少なくとも１つのゲート制御信号に少なくとも部分的に応答して、少なくとも１つの出力電力信号を負荷に出力するように動作する。
本発明のさらに別の例示的実施形態において、負荷に電力を供給する方法を開示する。この方法では、各々の位相が２つの脚部を備える３相Ｙ字接続Ｈブリッジ電力コンバータを設ける。また、入力電力信号がＨブリッジ電力コンバータに供給される。切替パターンを有する異なるゲート制御信号が、Ｈブリッジ電力コンバータの各相の各脚部に供給され、各切替パターンは少なくとも、それぞれのゲート制御信号の基準電圧の実質的に正の勾配に位置する第１のノッチと、該基準電圧の実質的に負の勾配に位置する第２のノッチとを有する。このときの波形は、切替パターンの基本周波数の等倍を上回りかつ２倍未満である有効切替周波数を有し、各ノッチの間隔に応じて有効切替周波数が定まる。供給されたゲート制御信号に少なくとも部分的に応答して、少なくとも１つの出力電力信号が出力される。
本発明のその他の実施形態、態様、及び特徴は、以下の詳細な説明、添付図面、及び添付の特許請求の範囲から、当業者に明らかとなる。包括的な用語を用いて本発明を説明してきたが、これより添付図面を参照しながら説明する。なお、図面は必ずしも縮尺通りではない。
本発明の実施形態による、簡略化された３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータ構造を示す図である。 本発明の実施形態による、脚部の中間点の間の単一のＨブリッジの段階的な出力電圧を示す図である。 ２つの直列Ｈブリッジの段階的な出力線間電圧を示す図である。 本発明の実施形態による、半導体デバイスのゲート制御用の同一の基本周波数を有する４つの固定パルスパターン（ＰＰ）を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１の入力波形を有する単相Ｈブリッジの１つの相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第３の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の（線間）出力波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ２の入力波形を有する単相Ｈブリッジの１つの相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ２の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ２の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第３の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ２の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の（線間）出力波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ３の入力波形を有する単相Ｈブリッジの１つの相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ３の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ３の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第３の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ３の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の（線間）出力波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１．５の入力波形を有する単相Ｈブリッジの１つの相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１．５の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１．５の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第３の相の波形を示す図である。 本発明の実施形態による、ＰＰ１．５の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の相の（線間）出力波形を示す図である。 本発明の実施形態による、発明により最適化されたＺＣＮｏｔｃｈ２切替波形を適用した３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの入力及び出力波形を示すグラフである。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態により、例示的な６ＭＷの高速モータにモータ速度動作の全範囲にわたって電力供給するための本発明の制御ストラテジーに基づく３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相の線間電圧に対するニュートラル電圧及び線間電流を示す図である。 本発明の実施形態による、３相モータの負荷を駆動させるための３脚、３相コンバータブリッジを示す図である。 本発明の実施形態による、電力コンバータに供給される例示的制御信号を示す図である。 本発明の実施形態による、負荷に信号を供給する方法を例示するフローチャートである。
これより、添付図面を参照しながら、全てではないいくつかの実施形態に関連して本発明をさらに詳細に説明する。本発明は多様な形態で実施可能であって、本明細書に記載の実施形態に限られると解釈するべきではない。かかる実施形態を包含することは、適用される法的要件を満たしている。なお、全図面を通じて同様の参照番号で同様の構成要素を示す。
本発明の以下の実施形態は、先行技術による切替波形に比して小さい電流及び低調波電圧の供給で、切替損失を最小限に抑えることによって、ブリッジ出力電力耐量が最大限に高まるよう、大型の高速交流モータ用に切替波形を調整できること及び／又はゼロ電流ノッチ切替波形を供給できることをはじめ、多くの利点を有している。
モータの力率に応じて、コンバータの出力電圧と負荷電流との関係が定まる。特定のモータの特定の力率に基づいてノッチ位置を調整し、ノッチ位置を最適化することで、切替損失を最小限に抑えることができる。
本発明の例示的実施形態では、約１７，０００ＲＰＭで動作可能な６ＭＷの高速電動モータへの適用に関連して記載されているが、本発明は高速交流モータに限らず、あらゆる交流モータへの適用が可能である。
大型モータの動作に関して、３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータには幾つかの基本的な同期切替方式が考えられる。切替方式により、モータを駆動させるための基本電圧出力周波数を設定する。（それぞれの脚部の中間点の間の）Ｈブリッジの１つの相の切替出力２１０には、図２Ａに示すように、３段出力として周知の正の出力段、負の出力段、及びゼロ値の出力段を設定することができる。しかし、３相Ｙ接続の構成では、（例えば位相Ａから位相Ｂへの）線間出力電圧２２０は、図２Ｂに示すように、位相ＡのＨブリッジと位相ＢのＨブリッジからの段とを組み合わせて、５段出力となる。出力電圧の段数が大きいほど、正弦波がより忠実にシミュレートされるので、モータによる調波歪みが低減する。
図３に、同じ基本周波数を有する４つの固定パルスパターンを示す。個々のＨブリッジの半導体スイッチに付与される固定パルスパターンは、電気角１２０度だけ離間し、その結果、位相間（例えば位相Ａから位相Ｂ）の線間出力は電気角１２０度だけ離間する。調波歪みを改善するために、パルスパターンの基本周波数パルス３６０の近傍にノッチを挿入してもよい。ノッチ３５０を挿入するとブリッジ出力の有効切替周波数が増大する。パルスパターン１（ＰＰ１）３００は基本周波数の等倍の有効切替周波数を有している。パルスパターン２（ＰＰ２）３１０は基本周波数の２倍の有効切替周波数を有している。パルスパターン３（ＰＰ３）３２０は基本周波数の３倍の有効切替周波数を有している。１サイクルおきにノッチが挿入されるパルスパターン１．５（ＰＰ１）３４０は、基本周波数の１．５倍の有効切替周波数を有している。
ノッチの挿入により切替速度が上昇すると、半導体スイッチでの切替損失が増加し、その結果、半導体スイッチが熱裕度により近づき、場合によっては動作の信頼性を損なうことがある。ＰＰ１は最小の有効切替周波数を有し、従って半導体スイッチの切替損失の発生は最小である。一方、ＰＰ１．５は最小の調波歪みを示し、同時にＰＰ２やＰＰ３よりも切替損失が少ない。
ＰＰ１、ＰＰ２、ＰＰ３及びＰＰ１．５についてブリッジの２つの脚部間の位相、ノッチ幅、及びノッチ位置の効果の評価に関してさらに考察した。個々のＨブリッジの各々の脚部について制御波形間の移相がゼロである場合は、異なるＨブリッジへの制御波形の幾つかは特有のものではないことがあり、その結果、接続されているＨブリッジ内の切替事象の幾つかが同時に発生するので、余分なパルスが出力されることはない。ＰＰ２の制御波形を使用する上述のコンバータでは、制御信号は特有なものになるが、切替事象の幾つかはＨブリッジ内で同時に、かつ同じ方向で発生する。切替損失はＨブリッジの両方の脚部で同時に、かつ同じ方向で発生し、出力波形には切替事象の利点が見られない。従って、個々のＨブリッジの２つの脚部間で制御信号を移相させて、切替エッジにより出力波形に電圧変化を生じることができるようにすることが望ましい。ブリッジの脚部間での移相によって、出力段階の変化のタイミングをずらし、より高い出力レベルを維持することができるので、出力挙動をより忠実にシミュレートし、歪みを低減することができる。図４Ａ（５Ａ、６Ａ、７Ａ）は、ＰＰ１（ＰＰ２、ＰＰ３、ＰＰ１．５）の入力波形を有する単相Ｈブリッジの１つの位相についての波形４１０（５１０、６１０、７１０）を示す。図４Ｂ（５Ｂ、６Ｂ、７Ｂ）は、ＰＰ１（ＰＰ２、ＰＰ３、ＰＰ１．５）の入力波形を有する単相Ｈブリッジの第２の位相についての波形４２０（５２０、６２０、７２０）を示す。図４Ｃ（５Ｃ、６Ｃ、７Ｃ）は、ＰＰ１（ＰＰ２、ＰＰ３、ＰＰ１．５）の入力波形を有する単相Ｈブリッジの出力電圧波形４３０（５３０、６３０、７３０）を示す。図４Ｄ（５Ｄ、６Ｄ、７Ｄ）は、ＰＰ１（ＰＰ２、ＰＰ３、ＰＰ１．５）の入力波形を有する単相Ｈブリッジについての（線間）電圧出力波形４４０（５４０、６４０、７４０）を示す。図５Ｄ（７Ｄ）は、コンバータの（線間）出力電圧５５０（７５０）及び位相Ａの線間電流５６０（７６０）を示す。
全調波歪み（ＴＨＤ）を最小限に抑えるための最適な組み合わせを判定するため、制御信号における移相、ノッチ幅の選択及びノッチ位置の組み合わせを、ＰＰ１、ＰＰ２、ＰＰ３及びＰＰ１．５についてモデル化した。ＰＰ１の入力波形は、ノッチを有さず、ブリッジ間に３０度の移相がある。ＰＰ２の入力波形は、ブリッジ間の移相が無く、１５度のノッチ角度を有する。ＰＰ３の入力波形は、ブリッジ間に１０度の移相があり、１０度のノッチ角度を有する。ＰＰ１．５の入力波形は、ブリッジ間に３０度の移相があり、７度のノッチ角度を有する。表１に、入力波形ＰＰ１、ＰＰ２、ＰＰ３及びＰＰ１．５について負荷電流での全調波歪みについてまとめる。ＰＰ１．５の制御波形において、負荷電流のＴＨＤが最小となる。
Figure 2010041917
Ｈブリッジの出力電流耐量に対するノッチの位置決めの効果を特定するための分析も行った。固定パルスパターンの反復的な性質により、Ｈブリッジの同じ脚部における上下の半導体の間で大幅に異なる、電力の定常損失と温度上昇とが生じる。極端な例を１つ挙げると、上部ＩＧＣＴは下部ＩＧＣＴよりも切替損失が大きく、下部ダイオードは上部ダイオードよりも逆回復損失が大きい。ノッチの位置を移動させることにより、切替損失を上部のデバイスから下部のデバイスに転嫁することができるものの、Ｈブリッジの同じ脚部内の上下の半導体の間の電力の定常損失と温度上昇にはかなりの差が残る。そこで、同じパルスパターンにおいてノッチを交互に配置することで、同じ有効周波数を維持しつつ、個々のＨブリッジの同じ脚部内の上下の半導体について温度をより均一にすることができる。
表２に、モータ周波数が６００Ｈｚ、遅れ力率が０.８かつ、モータ電流が８１５Ａ ＲＭＳの６Ｍｗで、モータにＰＰ１.５の波形を適用した場合のノッチの位置決めによる上部ＩＧＣＴ／ダイオードの最大応力、下部ＩＧＣＴ／ダイオードの最大応力場合のＩＧＣＴ及びダイオードの電力損失及び温度、及び上部ＩＧＣＴ／ダイオードと下部ＩＧＣＴ／ダイオードとの平衡化の結果を示す。なお、ＩＧＣＴはダイオードを実装したＡＢＢ ５ ＳＨＸ ２６Ｌ４５１０型である。電力半導体が最高温度に達しているとき、Ｈブリッジの脚部内の上下のデバイス間において半導体温度が不均衡となるので、ブリッジの定格電流が制限される。修正されたＰＰ１．５のパルスパターンでは、上述のＰＰ１.５と同じ有効切替周波数を維持しつつ、調波歪みを抑制でき、しかも半導体の温度をより良好に平衡化することができる。このパルスパターンによる温度平衡によって、ブリッジ内での出力電流が高まる。この例では特に、ノッチの配置を調整したＰＰ１．５のパターンを適用することにより、ブリッジの出力電流は８１５アンペアから９１９アンペアに上昇する。これらのテストに適用されるＰＰ１．５のノッチパターンの例を、後出の図１１にさらに示す。
Figure 2010041917
表３は、より高い出力電流に対応するため、前記の切替方式での３相Ｙ字接続Ｈブリッジの相対的な耐量を示している。ＰＰ１．５のパルスパターンにより、ＴＨＤが原型のパルスパターンにおける最小のものとなるだけでなく、例示的な６ＭｗのＨＳＥＭにおいて、ＭＶＡが最高のものとなる。さらに、同じノッチ幅を維持しつつ、ノッチ位置を変更することにより、ＰＰ１．５の切替パターンを有するＨブリッジの出力は、位置変更前の当初の５．３８ＭＶＡの出力と比較して、６．２８ＭＶＡと上昇する。
Figure 2010041917
本発明の一態様において、大型の高速電動モータ（ＨＳＥＭ）に電力を供給するため、３相Ｙ字接続Ｈブリッジ用にゼロ電流切替波形を形成する。切替波形は、各々の半導体スイッチに与えられる切替波形上において、サイクルごとに２つのノッチを含んでいる。この切替波形はＺＣ（ゼロ電流）ノッチ２と称される。なお、ＺＣノッチ２波形は、高速モータへの適用に限らず、より広範なモータ負荷にも適用可能である。さらに、ＺＣノッチ２波形を、図１０に示すような３相ブリッジ全容量コンバータを含む他の多相半導体コンバータブリッジに適用することもできる。
ＺＣノッチ２波形では、切替損失を最小限に抑え、ブリッジの出力電力耐量を最大限に高めるため、線間電流のゼロ交差又はその近傍にノッチを配置する。ＩＧＣＴゲート駆動電力は、低電流での切替事象に対するゲート電荷が低いので低減され、その結果、ＩＧＣＴゲート駆動回路の信頼性が高まる。
ＺＣノッチ２波形により、基本周波数の２倍の有効切替周波数が生成される。その一方、半導体及びゲート駆動における電力散逸は、ＰＰ２及びＰＰ３の入力波形の場合よりもなお少ない。さらにＺＣノッチ２波形を、Ｈブリッジの各脚部内の上下のデバイス間の電力半導体の損失が等化されるよう最適化することによって、表２のＰＰ１．５の波形について上述のように、動作限度について裕度が得られる。さらに、Ｈブリッジに適用されるＺＣノッチ２切替波形の、全てのＨブリッジの出力における出力電圧波形が対称で、偶数調波が除去されるという特性を維持できる。
ブリッジ用の切替信号の制御は、マイクロプロセッサ、集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、又はその他の周知の電子回路によって可能である。
図８は、本発明により最適化されたＺＣノッチ２波形を使用した３相Ｙ字接続Ｈブリッジに対する入力及び出力波形を示すグラフである。ＺＣノッチ２波形には、負荷電流のゼロ交差からの指定の偏倚位置に指定の幅のノッチが組み込まれる。第１のグラフ８００は、上部スイッチｓａ＿１ｕ、ｓａ＿２ｕ、ｓｂ＿１ｕ、ｓｂ＿２ｕ、ｓｃ＿１ｕ、及びｓｃ＿２ｕ（Ｈブリッジの位相Ａ、位相Ｂ及び位相Ｃの脚部１及び脚部２の上部スイッチを表す）へのＺＣノッチ２信号を示す。第２のグラフ８１０は、Ｈブリッジの位相Ａの脚部１及び脚部２の中間点の間の電圧を示す。第３のグラフ８２０は、位相Ａの出力電圧とニュートラル電圧との間の電圧を示す。第４のグラフ８３０は、位相Ａの出力と位相Ｂの出力との間の線間電圧を示す。第５のグラフ８４０は、負荷電流出力を示す。上部スイッチを確認するには図１を参照されたい。切替波形８００上のノッチ８５０と、出力波形８１０、８２０、８３０上にノッチ８６０が見てとれる。
表４Ａ〜４Ｉは、線間電流ＩＡ、ＶＩ−Ｎ、ＶＩ−Ｉ及びＶブリッジ上に本発明によるＺＣノッチ２切替波形を有する場合の調波を最適化した結果を示す。表４Ａは、電圧ゼロの位置から１９度の位置に、ノッチ角２度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｂは、電圧ゼロの位置から２０度の位置に、ノッチ角２度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｃは、電圧ゼロの位置から２１度の位置に、ノッチ角２度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｄは、電圧ゼロの位置から１８度の位置に、ノッチ角４度のノッチを有する場合の調波の挙動を示している。表４Ｅは、電圧ゼロの位置から２０度の位置に、ノッチ角４度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｆは、電圧ゼロの位置から２１度の位置に、ノッチ角４度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｇは、電圧ゼロの位置から２０度の位置に、ノッチ角６度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。表４Ｈは、電圧ゼロの位置から２０．４度の位置に、ノッチ角３．４度のノッチを有する場合の調波の挙動を示す。
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
それぞれの用途ごとの最大電流において、ＺＣノッチ２切替波形を有するＰＰ１．５の切替波形の熱挙動を比較する分析を行った。ＳＡＢＥＲ分析を用いた以下の例では、ＺＣノッチ２切替波形により変調された６００Ｈｚの正弦波と、ＰＰ１．５のＰＰ切替波形により変調された６００Ｈｚの正弦波とを比較した。例えば、３相Ｙ字接続Ｈブリッジでは、Ｅｕｐｅｃ社製のＤ１３３１ＳＨダイオードを有する、ＥｏｆｆがＲＣスナバにより２２．５％低減されたＡＢＢ ５ＳＨＸ ３５Ｌ４５１１ ＩＧＣＴを使用した。システムパラメータとして、２８００ＶＤＣリンクを有する３３００ ＶＡＣ ０．８ＰＦモータと、４０℃の水温と、１１５℃の最大接合温度を含めた。そして、表５に示す分析結果を得た。ＺＣノッチ２波形での切替の結果、ＰＰ１．５の波形と比較して低いＩＧＣＴの全電力損失、同等のＩＧＣＴ温度、同等のダイオード温度、及び僅かに高いが許容し得るダイオード損失が生じた。表６では、Ｈブリッジ動作のＳＡＢＥＲ分析で用いたパラメータと同じパラメータを用いた。ＺＣノッチ２波形により、半導体切替デバイス用のＰＰ１．５の切替波形と同等の熱挙動が生じた。その一方、１３７３アンペアにおけるＰＰ１．５の波形と比較して、ＺＣノッチ２波形を１４６３アンペアにおいてテストすると、表７に示すようにＺＣノッチ２を使用することでより大きいＭＶＡ耐量が得られた。
Figure 2010041917
Figure 2010041917
Figure 2010041917
さらに、本発明の別の態様は、モータ速度の全範囲にわたってＴＨＤを最適化するためのモータ制御方式を含んでいる。このとき、あらゆる速度範囲の動作において、ＴＨＤを最小限に抑えるためにＺＣノッチ２切替信号を適用することができる。例えば、６ＭＷの高速電動モータについて、各々の動作ポイントにおいてＳＡＢＥＲによるシミュレーションを行い、電流調波を計算するために電圧をスプレッドシートにエクスポートし、各シミュレーションによる波形を記録した。動作速度が約１０％から約６０％の場合、正弦三角式変調によるパルス幅変調（ＰＷＭ）方式により最小のＴＨＤを生じた。約７０％から９０％の動作の場合は、ＺＣノッチ２切替波形を適用すると、最小のＴＨＤを生じた。１００％の速度では、ノッチなしの同期切替を適用した。
図９Ａ〜９Ｊは、３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータの位相でのニュートラル電圧（Ｖａ−Ｖｎ）に対する線間電圧と線間電流（ｉａ）９１０とを示す。このとき、ブリッジは例示的な高速６ＭＷモータを全速度範囲にわたって駆動させている。表８に、コンバータのパラメータ、制御ストラテジー及び例示的な６ＭＷ高速電動モータの全速度範囲にわたるＴＨＤ挙動をまとめる。
Figure 2010041917
この分析では、例示的な６ＭＷ ＨＳＥＭに関連して記載してきたが、ＺＣノッチ２切替信号を他の定格においてＨＳＭＥに適用することも、本発明の範囲において可能である。
図１０は、３相モータ負荷１０９５を駆動させるための、例示的な簡略化された３脚３相ブリッジコンバータ１０００を示す。コンバータ１０００の各々の相は、キャパシタ１０３０で示す直流成形回路を有する電力ソース／シンク１０２０を含む。電力ソース／シンク１０２０と、キャパシタ１０３０で示す直流電力成形回路とにより、ブリッジの半導体スイッチ１０４０への直流リンク電圧を生じる。上述のとおり、ダイオードを実装した絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いて、例えば半導体ブリッジ１０５０の各脚部を構成して良いが、集積ゲート整流サイリスタ（ＩＧＣＴ）又は金属酸化膜半導体電界効果型パワートランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などの他の電力半導体スイッチを代わりに使用しても良い。電力半導体スイッチの種類は分析において重要ではない。各々のブリッジは、３つの脚部１０６５、１０７５、及び１０８５を含む。各々の位相出力、すなわち位相Ａ１０６０、位相Ｂ１０７０及び位相Ｃ１０８０は、それぞれの出力ブリッジ脚部の中間点１０５５に接続される。ＺＣノッチ２切替波形を、半導体スイッチ１０４０用の切替制御入力手段１０４５に供給してもよい。さらに、ＺＣノッチ２切替波形を上述の３相Ｙ字接続Ｈブリッジコンバータ、その他の標準的な半導体ブリッジコンバータ及び多相半導体Ｈブリッジコンバータに適用してもよい。
図１１は、また別のゲート制御信号の例を示す。この信号は、温度平衡、切替損失又は電力損失、又は調波歪みのうちの少なくとも１つを改善するために調整されたノッチ位置を有するが、波形がＺＣノッチ２切替波形とは異なる、負荷に電力を供給するためにコントローラに送ることができる信号である。このゲート制御信号は、切替パターンの基本周波数の約１．５倍の切替周波数を有する切替パターン１１１０（例えば図３を参照して上述したＰＰ１．５）を含んでいる。上述のとおり、ゲート制御の切替パターン１１１０には、少なくとも２つのノッチ１１２０、１１３０を含めることができる。切替パターン１１１０のノッチ１１２０、１１３０は、例えばノッチを約３６０度以上かつ約７２０度未満離隔して配置するなどして、切替周波数が基本周波数の約１．５倍になるように位置決めされる。図１１に示すように、第２のノッチ１１３０は第１のノッチ１１２０から約５６０度に位置決めされている。しかし、ゲート制御信号の他の例示的実施形態として、切替パターン１１１０が、基本周波数のほぼ等倍から２倍の間になるように定められたノッチ幅を有していてもよく、基本周波数に対して厳密に又は実質的に１．５倍である必要はない。ノッチ１１２０、１１３０のノッチ幅はいかなる幅でもよいが、ある例示的実施形態では、このノッチ幅は約０．１度から約２０度の間において変化し得る。
図１１に示すように、例示的切替パターン１１１０は、ノッチ１１３０による切替事象が、ゲート制御信号の基準電圧（「Ｖｒｅｆ」）１１４０の正の勾配で生じ、引き続き次のノッチ１１２０によりＶｒｅｆの負の勾配で生じるように位置決めされたノッチ１１２０、１１３０を有する。ノッチ１１２０、１１３０をこのように位置決めし、Ｖｒｅｆ１１４０が有する正の勾配と負の勾配との間で交互に配置することにより、コントローラ半導体の上下のＩＧＣＴ及び／又はダイオード間の切替損失、ピーク温度、及びひいては電力損失がより平衡化される。これに対して、Ｖｒｅｆ１１４０が負である場合（又は代わりにＶｒｅｆ１１４０が正である場合）にノッチが常に出現するようにこれらを位置決めする切替パターンは、同じ対のダイオードに応力を加え続け、ピーク温度と切替損失の発生を増大させる。上述の表２は、不均衡な切替パターン（例えば、Ｖｒｅｆ１１４０が正である場合、又はＶｒｅｆ１１４０が負である場合に常にノッチが配置されるとき）、又は図１１に示す例示的切替パターンでコントローラを制御することによる、ＩＧＣＴ及びダイオードへの影響をさらに示す。
図１２は、本発明の例示的実施形態による負荷に信号を供給する方法１２００の一例のフローチャートである。このとき、例えば負荷に電力を供給するために使用される電力信号など、適宜のものであればいかなる信号でも負荷に供給しても良いことが理解できよう。
方法１２００はブロック１２１０から開始される。ブロック１２１０では、コンバータ１０００などの電力コンバータを準備する。本発明の実施形態により、適宜のものであればいかなるコンバータを適用しても良いことが理解できよう。一実施形態では、入力電力信号も電力コンバータに供給される。
ブロック１２１０に続くブロック１２２０では、少なくとも１つのゲート制御信号が電力コンバータに供給される。ゲート制御信号は、切替パターンの基本周波数のほぼ等倍から約２倍の間のいずれかの有効切替周波数を有する波形の切替パターンを有している。例えば、図３及び表２を参照して上述したように、一実施形態では、切替周波数は基本周波数の約１．５倍であってよい。さらに上述したように、切替パターンは、切替周波数を生じるように離隔された少なくとも２つのノッチを含んでいる。ノッチ幅は任意の幅でよく、所望の結果を達成するように調整可能である。さらに、各々が互いに対して移相され得る複数のゲート制御信号を電力コンバータに供給しても良い。
ブロック１２２０の後には、任意選択的にブロック１２３０が続き、ここで１つ又は複数のゲート制御信号の切替パターンを調整できる。それは例えば、図１１を参照してさらに記載したように、Ｖｒｅｆの正の勾配とＶｒｅｆの負の勾配でノッチが交互に出現するなどのノッチの位置決めである。切替パターンを調整することで、電力コンバータ内の温度平衡、電力コンバータ内、又は負荷における電力損失又は切替損失、又は出力電力信号の調波歪みのうちの１つ又は複数を改善することができる。ある実施形態では、ゲート制御信号の調整を行うのは動作前でも、動作中でも、動作後でも良く、又はゲート制御信号の調整を全く行わなくても良いことが理解できよう。
任意選択的なブロック１２３０の後に、もしくはブロック１２３０が実行されない場合はブロック１２２０の後にブロック１２４０が続き、そこで少なくとも部分的にゲート制御信号に基づいて、少なくとも１つの信号がコンバータから出力される。少なくとも１つの出力信号が、例えばＨＳＥＭなどの負荷に供給される。
本明細書に記載した以上の例示的実施形態に関連して、以上の説明及び添付図面の教示の利点を有する様々な修正及びその他の形態が想起可能であろう。従って、本発明には多様な形態を適用することができるとともに、本発明は以上に記載の例示的実施形態に限られないことが理解できよう。従って本発明において、開示された特定の実施形態にとどまらず、かかるその他の修正及びその他の形態も、添付の特許請求の範囲の範疇にあるものとする。なお、本明細書では、特定の用語を用いて説明しているが、これらは限定目的において用いられているのではなく、包括的な意味で説明目的においてのみ用いられている。
２０ 電力ソース／シンク
３０ キャパシタ
３５ ゲート制御部
３６ 制御信号
３７ 制御信号
３８ 制御信号
４０ 半導体スイッチ
４５ ダイオード
５０ Ｈブリッジ
６０ 出力脚部
６５ ニュートラル脚部
７０ 位相Ａ
７５ 位相Ｂ
８０ 位相Ｃ
８５ 中間点
９０ Ｙ字ポイント
９５ 中間点
２１０ 切替出力
２２０ 出力線間電圧
３００ パルスパターン１
３１０ パルスパターン２
３２０ パルスパターン３
３３０ パルスパターン１．５
３５０ ノッチ
３６０ パルス
４１０ 波形
４２０ 波形
４３０ 出力電圧波形
４４０ 電圧出力波形
５１０ 波形
５２０ 波形
５３０ 出力電圧波形
５４０ 電圧出力波形
５５０ （線間）出力電圧
５６０ 線間電流
６１０ 波形
６２０ 波形
６３０ 出力電圧波形
６４０ 電圧出力波形
７１０ 波形
７２０ 波形
７３０ 出力電圧波形
７４０ 電圧出力波形
７５０ （線間）出力電圧
７６０ 線間電流
８００ 切替波形
８１０ 電圧波形
８２０ 電圧波形
８３０ 電圧波形
８４０ 電圧波形
８５０ ノッチ
８６０ ノッチ
９００ ニュートラル電圧
９１０ 線間電流
１０００ コンバータ
１０２０ 電力ソース／シンク
１０３０ キャパシタ
１０４０ 半導体スイッチ
１０４５ 制御入力手段
１０５０ 半導体ブリッジ
１０６０ 位相Ａ
１０６５ 脚部
１０７０ 位相Ｂ
１０７５ 脚部
１０８０ 位相Ｃ
１０８５ 脚部
１０９５ 負荷
１１１０ 切替パターン
１１２０ ノッチ
１１３０ ノッチ
１１４０ 基準電圧
１２００ 負荷に信号を供給する方法
１２１０ ブロック
１２２０ ブロック
１２３０ ブロック
１２４０ ブロック

Claims (10)

  1. 負荷を供給する方法であって、
    電力コンバータ（１０００）に電力を供給するステップ（１２１０）と、
    少なくとも１つのゲート制御信号を前記電力コンバータ（１０００）に供給するステップ（１２２０）であって、前記切替パターン（１１１０）の周波数が、前記切替パターン（１１１０）の基本周波数の等倍を上回り、かつ前記切替パターン（１１１０）の基本周波数の２倍未満である有効切替周波数を含むステップと、
    供給された前記少なくとも１つのゲート制御信号に少なくとも部分的に応答して、少なくとも１つの出力電力信号を前記負荷に出力するステップ（１２４０）とを含む方法。
  2. 前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、約３６０度以上かつ約７２０度未満の角度だけ離隔された少なくとも２つのノッチ（１１２０、１１３０）を含む切替パターン（１１１０）を有する少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップを含む、請求項１に記載の方法。
  3. 前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、前記切替パターン（１１１０）の前記基本周波数の約１．５倍の有効切替周波数を有する少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップを含む、請求項１または２に記載の方法。
  4. 前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、少なくとも第１のノッチ（１１３０）と第２のノッチ（１１２０）とを含む切替パターン（１１１０）を有する少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップを含み、
    前記第１のノッチ（１１３０）は、少なくとも１つのゲート制御信号の基準電圧（１１４０）の実質的に正の勾配で出現するように位置決めされ、前記第２のノッチ（１１２０）は、前記基準電圧（１１４０）の実質的に負の勾配で出現するように位置決めされる、請求項１に記載の方法。
  5. 前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、複数のノッチ（１１２０、１１３０）を含む切替パターン（１１１０）を有する少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップを含み、
    前記複数のノッチ（１１２０、１１３０）は、少なくとも１つのゲート制御信号の基準電圧（１１４０）の実質的に正の勾配と、前記基準電圧（１１４０）の実質的に負の勾配とにおいて交互に配置される、請求項１に記載の方法。
  6. 前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、第１のゲート制御信号と第２のゲート制御信号とを前記電力コンバータに供給するステップを含み、
    各ゲート制御信号は、少なくとも２つのノッチ（１１２０、１１３０）を含む切替パターン（１１１０）を有し、前記第２のゲート制御信号は、前記第１のゲート制御信号に対して移相される、請求項１に記載の方法。
  7. 前記電力コンバータ（１０００）が、第１の脚部（１０６５）と第２の脚部（１０７５）とを備える電気回路を備え、
    前記少なくとも１つのゲート制御信号を供給するステップ（１２２０）が、第１のゲート制御信号を前記第１の脚部（１０６５）に供給するステップと、第２のゲート制御信号を前記第２の脚部に供給するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
  8. 前記第２のゲート制御信号が、前記第１のゲート制御信号に対して移相される、請求項７に記載の方法。
  9. 前記第１の脚部（１０６５）が第１の半導体を備え、前記第２の脚部（１０７５）が第２の半導体を備え、
    （ｉ）前記第１の半導体と前記第２の半導体との間の温度平衡、（ｉｉ）前記第１の半導体と前記第２の半導体内の電力損失、又は（ｉｉｉ）前記出力電力信号の調波歪みのうち少なくとも１つを改善するため、各ゲート制御信号の前記ノッチ（１１２０、１１３０）の位置を調整するステップを含む、請求項７に記載の方法。
  10. （ｉ）前記電力コンバータ内の温度平衡、（ｉｉ）前記電力コンバータ内の電力損失、又は（ｉｉｉ）前記出力電力信号の調波歪みのうちの少なくとも１つを改善するため、少なくとも１つのゲート制御信号の前記切替パターン（１１１０）を調整するステップ（１２３０）をさらに含む、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の方法。
JP2009178535A 2008-08-04 2009-07-31 負荷に出力電力信号を供給する方法 Expired - Fee Related JP5508780B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/185,534 US8050063B2 (en) 2007-05-31 2008-08-04 Systems and methods for controlling a converter for powering a load
US12/185,534 2008-08-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2010041917A true JP2010041917A (ja) 2010-02-18
JP5508780B2 JP5508780B2 (ja) 2014-06-04

Family

ID=41067061

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009178535A Expired - Fee Related JP5508780B2 (ja) 2008-08-04 2009-07-31 負荷に出力電力信号を供給する方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8050063B2 (ja)
JP (1) JP5508780B2 (ja)
GB (1) GB2462355B (ja)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7994750B2 (en) * 2008-04-29 2011-08-09 General Electric Company Systems and methods for controlling a converter for powering a load
US7855906B2 (en) 2009-10-26 2010-12-21 General Electric Company DC bus voltage control for two stage solar converter
US8050062B2 (en) 2010-02-24 2011-11-01 General Electric Company Method and system to allow for high DC source voltage with lower DC link voltage in a two stage power converter
DE102011075576A1 (de) * 2011-05-10 2012-11-15 Siemens Aktiengesellschaft Umrichteranordnung
DE102011076039A1 (de) * 2011-05-18 2012-11-22 Siemens Aktiengesellschaft Umrichteranordnung
US8791671B2 (en) * 2012-12-07 2014-07-29 General Electric Company System and method for optimization of dual bridge doubly fed induction generator (DFIG)
US10044232B2 (en) 2014-04-04 2018-08-07 Apple Inc. Inductive power transfer using acoustic or haptic devices
US10135303B2 (en) 2014-05-19 2018-11-20 Apple Inc. Operating a wireless power transfer system at multiple frequencies
US10158244B2 (en) 2015-09-24 2018-12-18 Apple Inc. Configurable wireless transmitter device
US10790699B2 (en) 2015-09-24 2020-09-29 Apple Inc. Configurable wireless transmitter device
US10477741B1 (en) 2015-09-29 2019-11-12 Apple Inc. Communication enabled EMF shield enclosures
US10651685B1 (en) 2015-09-30 2020-05-12 Apple Inc. Selective activation of a wireless transmitter device
KR102485705B1 (ko) * 2016-02-18 2023-01-05 엘에스일렉트릭(주) 멀티 레벨 인버터의 3상 평형 전압 제어 방법
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
US10284132B2 (en) 2016-04-15 2019-05-07 Emerson Climate Technologies, Inc. Driver for high-frequency switching voltage converters
US10770966B2 (en) 2016-04-15 2020-09-08 Emerson Climate Technologies, Inc. Power factor correction circuit and method including dual bridge rectifiers
US10734840B2 (en) 2016-08-26 2020-08-04 Apple Inc. Shared power converter for a wireless transmitter device
US10594160B2 (en) 2017-01-11 2020-03-17 Apple Inc. Noise mitigation in wireless power systems
US10186995B2 (en) 2017-01-13 2019-01-22 General Electric Company Rotating switching strategy for power converters

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02131370A (ja) * 1988-11-09 1990-05-21 Toshiba Corp インバータ回路
JPH07288983A (ja) * 1994-04-15 1995-10-31 Meidensha Corp 大容量トランス多重インバータ
JP2004248467A (ja) * 2003-02-17 2004-09-02 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2008048513A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toshiba Corp 半導体電力変換制御装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2851018B2 (ja) 1991-06-24 1999-01-27 東洋電機製造株式会社 電気車制御装置
US6803741B2 (en) * 2002-09-16 2004-10-12 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor controller
US7034501B1 (en) * 2005-02-28 2006-04-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adjusting gate pulse time intervals for reflected wave mitigation
JP2008048537A (ja) 2006-08-17 2008-02-28 Mitsubishi Electric Corp 交流−交流電力変換装置
US7847507B2 (en) * 2007-05-31 2010-12-07 General Electric Company Zero-current notch waveform for control of a three-phase, wye-connected H-bridge converter for powering a high-speed electric motor
US7643318B2 (en) * 2007-06-01 2010-01-05 General Electric Company Dual voltage wye-connected H-bridge converter topology for powering a high-speed electric motor
US7643319B2 (en) * 2007-06-22 2010-01-05 General Electric Company 7-level wye-connected H-bridge converter topology for powering a high-speed electric motor

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02131370A (ja) * 1988-11-09 1990-05-21 Toshiba Corp インバータ回路
JPH07288983A (ja) * 1994-04-15 1995-10-31 Meidensha Corp 大容量トランス多重インバータ
JP2004248467A (ja) * 2003-02-17 2004-09-02 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2008048513A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toshiba Corp 半導体電力変換制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
GB2462355B (en) 2012-06-06
US8050063B2 (en) 2011-11-01
US20080304302A1 (en) 2008-12-11
GB2462355A (en) 2010-02-10
JP5508780B2 (ja) 2014-06-04
GB0913242D0 (en) 2009-09-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5508780B2 (ja) 負荷に出力電力信号を供給する方法
US7847507B2 (en) Zero-current notch waveform for control of a three-phase, wye-connected H-bridge converter for powering a high-speed electric motor
Siami et al. Simplified finite control set-model predictive control for matrix converter-fed PMSM drives
US7643319B2 (en) 7-level wye-connected H-bridge converter topology for powering a high-speed electric motor
Soeiro et al. The new high-efficiency hybrid neutral-point-clamped converter
Schweizer et al. Comparison and implementation of a 3-level NPC voltage link back-to-back converter with SiC and Si diodes
CA2789937C (en) 3-level pulse width modulation inverter with snubber circuit
US9007789B2 (en) Electric circuit for high voltage power conversion
US7643318B2 (en) Dual voltage wye-connected H-bridge converter topology for powering a high-speed electric motor
JP2009542171A (ja) ３レベルコンバータを制御する方法
Xu et al. A medium voltage AC drive with parallel current source inverters for high power applications
Chiang et al. DC/DC boost converter functionality in a three-phase indirect matrix converter
US7994750B2 (en) Systems and methods for controlling a converter for powering a load
Hildebrandt et al. Evaluation of 1.7 kV SiC MOSFETs for a regenerative cascaded H-bridge multilevel converter cell
Papastergiou et al. Comparison of losses in multilevel converters for aerospace applications
Baccani et al. Electric Systems For High Power Compressor Trains In Oil And Gas Applications-System Design, Validation Approach, And Performances.
JP2014007854A (ja) 電力変換装置
JPWO2018179234A1 (ja) Ｈ型ブリッジ変換器およびパワーコンディショナ
Winkelnkemper et al. Control of a 6MVA hybrid converter for a permanent magnet synchronous generator for windpower
Mademlis et al. Comparative study of the torque ripple and iron losses of a permanent magnet synchronous generator driven by multilevel converters
EP3571757B1 (en) Energy reset of a modular multilevel converter
Sharma et al. Bi-directional TRIAC fault-protection technique for Z-source half-bridge converter-fed AC motor Drives
Heerdt et al. Semiconductors current efforts and losses evaluation for single-phase three-level regenerative PWM rectifiers
Dobrucky et al. Two‐Phase Inverters with Minimum Switching Devices
Lee et al. Convenient thermal modeling for loss distribution of 3-level Active NPC using newton's law

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20120726

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20131022

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20131023

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20131213

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20140304

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20140324

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5508780

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees