JP2010004629A - ブラシレスモータの制御装置および電動ステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスモータの回転角を迅速かつ精度良く推定しつつ、ブラシレスモータが脱調して過剰なトルク変動が生じたり、ブラシレスモータが停止してしまうことを防止し、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止する。
【解決手段】ブラシレスモータの制御装置７０は、モータ３１の回転時にγ軸に発生するγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗とδ軸に発生するδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗との和に基づきモータ３１の回転および停止を判定する停止判定器を備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、ブラシレスモータの制御装置および電動ステアリング装置に関する。

従来、例えばブラシレスモータが回転している状態での回転角を推定する際に、誘起電圧の変動から回転角を推定する方法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
また、従来、例えばブラシレスモータが停止している状態での磁極位置つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角を推定する際に、ロータの回転には寄与しない程度のパルス電圧をブラシレスモータに印加し、このときブラシレスモータに通電される電流および印加される電圧からフーリエ変換によって自己インダクタンスを求め、ロータの突極性によってロータの回転角に応じて自己インダクタンスが変化することを用いて、ロータ角度つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角を推定する方法が知られている（例えば、非特許文献２参照）。
また、従来、例えばブラシレスモータの回転角を推定する２つの異なる推定演算処理、つまり、ブラシレスモータに高周波電圧（または高周波電流）を印加した際の応答電流（または応答電圧）に応じて回転角を推定する処理と、ブラシレスモータの誘起電圧および通電電流に応じて回転角を推定する処理と、により得られる２つの推定値の何れか一方を、車両の操舵トルク、速度、エンジン回転数、舵角などに応じて、切り替えて選択する電動パワーステアリング装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
新中、「永久磁石同期モータの最小Ｄ因子状態オブザーバとこれを用いたセンサレスベクトル制御法の提案」、ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓ．ＩＡ，Ｖｏｌ．１２３，Ｎｏ．１２，２００３，ｐ１４４６−１４６０ 山本、他１名、「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期磁極位置推定法」、ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓ．ＩＡ，Ｖｏｌ．１２５，Ｎｏ．３，２００５，ｐ２５３−２５８ 特開２００７−３０７９４０号公報

ところで、上記従来技術の特許文献１に係る電動パワーステアリング装置のように、車両の運転状態に応じて、ブラシレスモータが回転している状態で好適な推定演算処理とブラシレスモータが停止している状態で好適な推定演算処理とを切り替える場合に、適切な切り替えが出来ずに回転角の推定精度が低下してしまうという問題が生じる虞がある。
例えば、車両走行中の小幅な車線変更をおこなうような場合には、操舵トルクが相対的に小さくてもブラシレスモータ（つまりステアリングハンドル）が回転しており、一方、一定曲率のカーブを一定速度で定常円旋回するような場合には、操舵トルクが相対的に大きくてもブラシレスモータ（つまりステアリングハンドル）が停止している。
操舵トルクが小さいときにブラシレスモータが停止していると判定して、回転しているにもかかわらず、停止している状態において好適な推定演算処理による回転角の推定値が採用されると、精度のよい回転角を得ることができずに的確なアシストトルクを付与することが困難になって操舵性能が低下してしまうという問題が生じる。
これは、停止している状態において好適な推定演算処理はブラシレスモータに高周波電圧（または高周波電流）を印加した際の応答電流（または応答電圧）に基づくものであるが、この応答にモータが回転することにより生じる誘起電圧の影響が加わって、精度のよい回転角を得ることができなくなるためである。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ブラシレスモータの回転角を迅速かつ精度良く推定しつつ、ブラシレスモータが脱調して過剰なトルク変動が生じたり、ブラシレスモータが停止してしまうことを防止することが可能なブラシレスモータの制御装置を提供すること、および、回転センサを用いないことで車両搭載性を向上させると共に信頼性が高く、所望の静粛性を確保しつつ運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することが可能な電動ステアリング装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係るブラシレスモータの制御装置は、ロータ（例えば、実施の形態の図３でのロータ６３）および複数相のステータ巻線（例えば、実施の形態の図３でのステータ巻線６４ａ）を有するステータ（例えば、実施の形態の図３でのステータ６４）を具備するブラシレスモータ（例えば、実施の形態の図３でのモータ３１）と、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段（例えば、実施の形態の図４でのＰＷＭ信号生成部９４およびＦＥＴブリッジ７２）とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、γ軸に発生する誘起電圧成分の二乗とδ軸に発生する誘起電圧成分の二乗との和に基づき、前記ブラシレスモータの回転および停止を判定する判定手段（例えば、実施の形態の図１４での停止判定器１６３）とを備える。

さらに、本発明の第２態様に係るブラシレスモータの制御装置は、前記ブラシレスモータが回転している時の回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段（例えば、実施の形態の図４での回転時推定器９６ｂ）を有し、前記判定手段により前記ブラシレスモータが停止していると判定された場合には、前記回転角推定手段とは異なる処理により前記回転角を推定して前記ブラシレスモータを駆動制御する駆動制御手段（例えば、実施の形態の図４での停止時推定器９６ａおよび制御部７３）を備える

また、本発明の第３態様に係るブラシレスモータの制御装置は、ロータ（例えば、実施の形態の図３でのロータ６３）および複数相のステータ巻線（例えば、実施の形態の図３でのステータ巻線６４ａ）を有するステータ（例えば、実施の形態の図３でのステータ６４）を具備するブラシレスモータ（例えば、実施の形態の図３でのモータ３１）と、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段（例えば、実施の形態の図４でのＰＷＭ信号生成部９４およびＦＥＴブリッジ７２）とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記位相差をゼロに収束させる収束演算に基づき、前記ブラシレスモータの回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段（例えば、実施の形態の図４での回転時推定器９６ｂ）と、前記回転角推定手段から出力される前記推定回転角信号に基づき、前記γδ座標系を用いたベクトル制御により通電を制御する電流制御手段（例えば、実施の形態の図４での制御部７３）と、γ軸に発生する誘起電圧成分の二乗とδ軸に発生する誘起電圧成分の二乗との和に基づき、前記ブラシレスモータの回転および停止を判定する判定手段（例えば、実施の形態の図１４での停止判定器１６３）とを備える。

さらに、本発明の第４態様に係るブラシレスモータの制御装置は、前記判定手段により前記ブラシレスモータが停止していると判定された場合に、前記回転角推定手段とは異なる処理により前記回転角を推定して停止時推定回転角信号を出力する停止時回転角推定手段（例えば、実施の形態の図４での停止時推定器９６ａ）を備える。

また、本発明の第５態様に係る電動ステアリング装置では、第１態様から第４態様の何れか１つに記載のブラシレスモータの制御装置と、操舵トルクを検出して操舵トルク信号を出力する操舵トルク検出手段（例えば、実施の形態の図１での操舵トルクセンサ４０）と、前記操舵トルク検出手段から出力される前記操舵トルク信号と、前記制御装置から出力される前記推定回転角信号または前記停止時推定回転角信号とに応じて、前記ブラシレスモータを駆動制御し、前記操舵トルクを補助する補助トルクを前記ブラシレスモータから発生させる操舵制御手段（例えば、実施の形態の図４での制御部７３）とを備える。

本発明の第１態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータが発生する誘起電圧を精度よく検出することができ、この誘起電圧が所定値より小さい場合にはブラシレスモータが停止していると適切に判定することができる。

詳細には、実際のブラシレスモータのｑ軸（トルク電流軸）に発生する誘起電圧の絶対値Ｅｅｘにより、ｄｑ座標系に対して位相差θｅを有するγδ座標系では、γ軸に発生する誘起電圧は（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）であり、δ軸に発生する誘起電圧は（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）である。
γ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）の二乗とδ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ）の二乗との和を観測することにより、位相差θｅに関わらずに、誘起電圧を精度よく検出することができ、ブラシレスモータの回転および停止を適切に判定することができる。そして、この判定結果に応じて、精度のよい回転角の推定値を得ることができる。

さらに、本発明の第２態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータが停止時している場合であっても、回転時している場合であっても、精度の良い回転角を推定することができ、ブラシレスモータを脱調させたり、トルク変動を生じさせたりすること無しに、滑らかに駆動制御することができる。

本発明の第３態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、回転角の推定演算の実行途中で位相差がゼロに収束していない場合（特に、ブラシレスモータが発生する誘起電圧が小さく位相差がゼロに収束し難い場合など）であっても、ブラシレスモータが発生する誘起電圧を精度よく検出することができ、この誘起電圧が所定値より小さい場合にはブラシレスモータが停止していると適切に判定することができる。

詳細には、実際のブラシレスモータのｑ軸（トルク電流軸）に発生する誘起電圧の絶対値Ｅｅｘにより、ｄｑ座標系に対して位相差θｅを有するγδ座標系では、γ軸に発生する誘起電圧は（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）であり、δ軸に発生する誘起電圧は（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ）である。
ブラシレスモータが回転している状態での回転角の推定処理では、γ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）と、δ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ）とを推定し、これらの誘起電圧の成分の比（（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）／（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ））を求めることにより、（ｔａｎθｅ）を演算し、この逆演算により位相角θｅを推定している。位相角θｅは、例えば図２３に示すように、（−１８０°）から（＋１８０°）の間の適宜の初期値から、ゼロに収束するように推定演算がおこなわれる。したがって、γ軸もしくはδ軸に発生する誘起電圧成分を観測しても、位相角θｅがゼロに収束していない場合には、精度のよい誘起電圧を検出することができないという問題が生じる。

また、ブラシレスモータが発生する誘起電圧が相対的に高い場合には、例えば図２４に示すように、収束演算により十分な時間が経過すると位相差θｅはゼロに収束するが、回転数が低い場合には十分な時間が経過しても位相差θｅはゼロに収束しない場合があり、γ軸に発生する誘起電圧成分もしくはδ軸に発生する誘起電圧成分も収束していないことから、ブラシレスモータが停止しているのか否かの判定をすることができないという問題が生じる。

これらに対して、本発明の第３態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、γ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）の二乗とδ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ）の二乗との和を観測することにより、位相差θｅに関わらずに、誘起電圧を精度よく検出することができ、ブラシレスモータの回転および停止を適切に判定することができる。そして、この判定結果に応じて、精度のよい回転角の推定値を得ることができる。

さらに、本発明の第４態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータの停止時及び回転時において、精度の良い回転角を推定することができ、ブラシレスモータを脱調させたり、トルク変動を生じさせたりすること無しに、滑らかに駆動制御することができる。

また、本発明の第５態様に係る電動ステアリング装置によれば、例えばレゾルバ等の回転角度センサを備える必要無しに、装置構成の簡略化および装置の小型化を図ることができ、車両搭載性を向上させることができると共に、例えばブラシレスモータが脱調してトルク変動が生じ、操舵フィーリングが低下してしまうことや、例えばブラシレスモータが脱調して停止してしまうなどの不具合が生じることを防止し、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することができると共に、車両の走行挙動が不安定となることを抑制することができる。

以下、本発明のブラシレスモータの制御装置および電動ステアリング装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるブラシレスモータの制御装置７０は、図１に示す車両用操舵装置としての電動ステアリング装置１のＥＣＵ（Electronic Control Unit）５０に搭載されている。

この電動ステアリング装置１は、例えば図１に示すように、車両のステアリングホイール２に連結されたステアリングシャフト３およびステアリングシャフト３に連結された自在軸継手４から操舵輪（車輪）５，５に至るステアリング系において、ステアリングギヤボックスを構成するハウジング６内に収容された操舵機構７と、この操舵機構７に操舵補助力を発生させる操舵補助機構８とを備えている。

操舵機構７は、ラックアンドピニオン機構１０を備え、このラックアンドピニオン機構１０のピニオン軸１１は自在軸継手４に連結されている。
そして、ピニオン軸１１に具備されるピニオン１２と、車幅方向に往復動可能なラック軸１３に具備されるラック１４とは、互いに噛み合わされている。

ピニオン軸１１は、例えば下部、中間部、上部を各軸受１５ａ，１５ｂ，１５ｃによって回転可能に支持されており、ピニオン１２はピニオン軸１１の下端部に設けられている。
ラック軸１３は、ハウジング６の車幅方向に延びる略円筒状のラックハウジング６ａ内において、軸受１６を介して軸長手方向に往復動可能に支持されている。

ラックハウジング６ａの両端は開口する開口部を備え、開口部からラック軸１３の端部１３ａが突出している。
ラック軸１３の各端部１３ａにはラック軸１３よりも大きな外径のラックエンドプレート１７が固定され、さらに、ラックエンドプレート１７にはラックエンドヘッド１８が固定されている。
ラックエンドヘッド１８はボールジョイント１９を備え、このボールジョイント１９にタイロッド２０が連結され、タイロッド２０に操舵輪（前輪）５が連係されている。

ラックハウジング６ａの両端の開口部近傍の外周面上には、径方向内方に突出する円環凹溝６ｂが形成されている。
そして、ラックハウジング６ａの円環凹溝６ｂにはラック軸１３の軸長手方向に伸縮可能な蛇腹状のラックエンドカバー２１の端部が装着され、ラック軸１３の端部１３ａと、ラックエンドプレート１７と、ラックエンドヘッド１８と、ボールジョイント１９とは、ラックエンドカバー２１内に収容され、タイロッド２０はラックエンドカバー２１を貫通して外方に突出している。

操舵補助機構８は、ステアリングホイール２による操舵力を軽減するための操舵補助力を発生させるブラシレスモータからなるモータ３１と、ウォームギヤ３２と、ウォームホイールギヤ３３とを備えて構成され、ウォームギヤ３２およびウォームホイールギヤ３３は、ステアリングギヤボックスを構成するハウジング６内に収容されている。
モータ３１はハウジング６に軸支されたウォームギヤ３２に連結され、このウォームギヤ３２は、ピニオン軸１１に一体的に設けられたウォームホイールギヤ３３に噛合している。ウォームギヤ３２およびウォームホイールギヤ３３は減速機構を構成し、モータ３１で発生したトルクは、ウォームギヤ３２とウォームホイールギヤ３３により倍力されてピニオン軸１１に伝達される。

また、ピニオン軸１１において中間部の軸受１５ｂと上部の軸受１５ｃとの間には、磁歪に起因する磁気特性の変化に基づいて操舵トルク（操舵入力）を検出する磁歪式の操舵トルクセンサ４０が配置されている。
操舵トルクセンサ４０は、ピニオン軸１１の外周面に軸方向所定間隔をおいて互いに逆方向の異方性となるように設けられた２つの磁歪膜（例えば、Ｎｉ−Ｆｅめっきなどの磁気異方性を有する磁歪膜）４１，４２と、各磁歪膜４１，４２に対向配置された２つの検出コイル４３，４４と、各検出コイル４３，４４に接続された検出回路４５，４６を備えている。各検出回路４５，４６は、各磁歪膜４１，４２に操舵トルクが作用したときに発生する逆磁歪特性に起因して生じる各検出コイル４３，４４のインダクタンスの変化を電圧変化に変換してＥＣＵ（Electric Control Unit）５０に出力する。ＥＣＵ５０は各検出回路４５，４６の出力に基づいてステアリングシャフト３に作用する操舵トルクを算出する。

そして、ＥＣＵ５０は、操舵トルクセンサ４０で検出される操舵トルク（つまり運転者によってステアリングホイール２から入力される操舵トルク）の大きさに応じて、モータ３１に供給すべき目標電流を決定し、モータ３１に流れる電流が目標電流と一致するようにして、例えばＰＩＤ制御等の制御を行うことにより、操舵トルクに応じた補助トルクをモータ３１から発生させ、この補助トルクを減速機構を介してピニオン軸１１に伝達する。これにより、運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用し、運転者の操舵トルクにモータ３１の補助トルクが加算された複合トルクによって、操舵輪５が操舵される。

モータ３１は、例えば図２に示すように、ハウジング６の側部にボルトによりハウジング６より突出して取付けられ、ハウジング６の側部開口を閉塞するリッド６１と、リッド６１にボルトにより取付けられた有底筒状のモータケース６２と、回転軸Ｏ周りに回転可能に設けられ、永久磁石６３ａを有するロータ６３と、ロータ６３の外周部を覆うようにして径方向で対向配置され、ロータ６３を回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線６４ａを有するステータ６４とを備えて構成されている。
ステータ６４は、例えばモータケース６２内に圧入等により収容され、ロータ６３の内周部には回転軸Ｏと同軸に配置された出力軸６５が固定されている。
そして、モータ３１のリッド６１およびモータケース６２は、出力軸６５を２つの軸受６６を介して回転可能に支持している。

なお、モータ３１のステータ６４は、例えば図３に示すように、環状に配列された複数の分割コア６４ｂと、絶縁性のボビン６４ｃと、ボビン６４ｃに多重に巻回されたステータ巻線６４ａとを備えて構成され、例えばプレス成型等により成型されたモータケース６２内に圧入等によって収容されている。
分割コア６４ｂは、例えば略Ｔ字型の複数の珪素鋼板が回転軸Ｏ方向に積層されて構成され、外周側のヨーク部６４ｂ１と内周側のティース部６４ｂ２とにより構成されている。ヨーク部６４ｂ１の周方向の両端面において、一方の端面上には周方向に突出する凸部が設けられ、他方の端面上には凸部が嵌合可能な凹部が設けられ、周方向で隣り合う分割コア６４ｂ，６４ｂの一方のヨーク部６４ｂ１の凸部が他方のヨーク部６４ｂ１の凹部に嵌合することで円環状のヨークが形成されている。ティース部６４ｂ２は、ヨーク部６４ｂ１よりも小さな周方向幅を有し、ヨーク部６４ｂ１から径方向内方のロータ６３に向かい突出している。そして、ティース部６４ｂ２には、例えば絶縁性樹脂材等からなるボビン６４ｃが装着されている。

また、モータ３１のロータ６３は、例えば永久磁石６３ａと、磁石カバー６３ｂと、バックヨーク６３ｃと、出力軸６５とを備えて構成されている。
略筒状のバックヨーク６３ｃは、例えば略環状の複数の珪素鋼板が回転軸Ｏ方向に積層されて構成され、内周部に出力軸６５が装着され、外周面上には周方向に所定間隔をおいて複数の永久磁石６３ａが配置されている。そして、磁石カバー６３ｂは、複数の永久磁石６３ａの外周面を覆うようにして配置されている。

モータ３１の出力軸６５は、例えば図２に示すように、カップリング６７を介してウォームギヤ３２のウォーム軸３２ａに連結されている。
ウォーム軸３２ａは、モータ３１の出力軸６５と同軸に配置され、２つの軸受６８を介してハウジング６に回転可能に支持されている。なお、ハウジング６内に装着された２つの軸受６８のうち、モータ３１側の一方の軸受６８は止め輪６９によって軸長手方向でのモータ３１側への移動が規制されている。

本実施の形態による電動ステアリング装置１において、ブラシレスモータの制御装置７０は、例えば図４に示すように、バッテリ７１を直流電源とするＦＥＴブリッジ７２と、制御部７３とを備えて構成され、ＥＣＵ５０に具備されている。

このブラシレスモータの制御装置７０において、モータ３１の駆動は制御部７３から出力される制御指令を受けてＦＥＴブリッジ７２により行われる。
ＦＥＴブリッジ７２は、例えば図５に示すように、ＦＥＴ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備し、このブリッジ回路がパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
このブリッジ回路は、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとをブリッジ接続して構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ７１（＋Ｂ）に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースが接地されてローサイドアームを構成しており、各相毎にハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースとローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインとが接続されている。

ＦＥＴブリッジ７２は、例えばモータ３１の駆動時等において制御部７３から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ７１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線６４ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線６４ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

なお、昇圧回路７４は、例えばコンデンサと、トランジスタからなるチャージポンプ回路とを備え、各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えるゲート信号（つまり、昇圧回路７４の昇圧動作を指示する信号）が制御部７３から入力されている。
そして、昇圧回路７４は、ＦＥＴブリッジ７２のハイサイドアームを構成する各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのゲート電圧を昇圧する。
また、バッテリ７１とＦＥＴブリッジ７２および昇圧回路７４との間、および、ＦＥＴブリッジ７２とモータ３１の３相のうちの何れか２相（例えば、Ｕ相およびＶ相）のステータ巻線６４ａ，６４ａとの間には、リレー駆動回路７５ａにより開閉駆動されるリレー７５ｂが設けられている。そして、リレー駆動回路７５ａには、リレー７５ｂの開閉動作を制御するためのリレー駆動信号が制御部７３から入力されている。

制御部７３は、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、例えば運転者によってステアリングホイール２から入力される操舵トルクに応じて操舵トルクセンサ４０が出力する信号（トルク検出信号Ｔｑ）および車速センサ７８が出力する車速Ｖなどから目標γ軸電流Ｉγｃおよび目標δ軸電流Ｉδｃを演算し、目標γ軸電流Ｉγｃ及び目標δ軸電流Ｉδｃに基づいて３相の各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてＦＥＴブリッジ７２へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＦＥＴブリッジ７２からモータ３１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、目標γ軸電流Ｉγｃ及び目標δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。γ−δ座標上での電流のフィードバック制御の詳細については後述する。

例えばモータ３１の起動時に、制御部７３は、正弦波状の電流を通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波等のキャリア信号とを比較して、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、ＦＥＴブリッジ７２において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ７１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ３１の各ステータ巻線６４ａへの通電を順次転流させることで、各ステータ巻線６４ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
なお、各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬを、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン／オフ駆動させるためのＰＷＭ信号のデューティ、つまりオン／オフの比率のマップ（データ）は予め制御部７３に記憶されている。

制御部７３には、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１の各相のステータ巻線６４ａ毎に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの少なくとも何れか２つ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ等）を検出する電流センサ７６から出力される検出信号（例えば、Ｕ相検出電流Ｉｕｓ，Ｗ相検出電流Ｉｗｓ等）と、例えば座標変換の処理等において用いられるモータ３１のロータ６３の停止時の回転角θｍ（つまり、所定の基準回転位置からのロータ６３の磁極の回転角度であって、モータ３１の出力軸６５の回転位置）を推定するために必要とされる各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの少なくとも何れか２つ（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ等）およびモータ３１の複数相のステータ巻線６４ａが接続される中点の電圧（中点電圧）Ｖｎを検出する電圧センサ７７から出力される検出信号（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，中点電圧Ｖｎ等）と、車両の速度（車速）Ｖを検出する車速センサ７８から出力される検出信号とが入力されている。

この制御部７３は、例えば、位相補正部８１と、目標電流設定部８２と、第１補正演算部８３と、イナーシャ補正部８４と、微分演算部８５と、第２補正演算部８６と、ダンパー補正部８７と、界磁制御部８８と、電流偏差算出部８９と、電流制御部９０と、非干渉制御器９１と、電圧補正部９２と、γδ−３相変換部９３と、ＰＷＭ信号生成部９４と、第１及び第２相間電圧算出部９５ａ，９５ｂと、回転角推定器９６と、切換部９７と、３相−γδ変換部９８とを備えて構成されている。

位相補正部８１は、操舵トルクセンサ４０が出力するトルク検出信号Ｔｑに対して、車速センサ７８から出力される車速Ｖ毎に、位相補正の処理を行う。

目標電流設定部８２は、位相補正部８１にて位相補正の処理が行われたトルク検出信号Ｔｑと、車速センサ７８から出力される車速Ｖとに基づき、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのγ軸目標電流Ｉγｃ及びδ軸目標電流Ｉδｃのうち、特に、δ軸目標電流Ｉδｃである。

なお、回転直交座標をなすγ−δ座標は、例えばロータ６３の永久磁石による界磁極の磁束方向をγ軸（界磁軸）とし、このγ軸と直交する方向をδ軸（トルク軸）としており、ロータ６３の回転位相に同期して回転している。これにより、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるγ軸目標電流Ｉγｃおよびδ軸目標電流Ｉδｃを与えるようになっている。

第１補正演算部８３は、目標電流設定部８２にて算出されたδ軸目標電流Ｉδｃにイナーシャ補正部８４から出力されるイナーシャ補正項を加算して得た値を、新たにδ軸目標電流Ｉδｃとして出力する。
イナーシャ補正部８４は、例えば操舵トルクセンサ４０が出力するトルク検出信号Ｔｑおよび車速センサ７８から出力される車速Ｖおよび微分演算部８５から出力される回転速度ωｍ（＝ｄθｍ／ｄｔ）の時間微分値（＝ｄωｍ／ｄｔ）に基づき、慣性モーメントに係るイナーシャ補正項を演算する。
なお、回転速度ωｍとしては、後述する回転時推定器９６ｂから出力される推定回転数ωｒが採用される。

第２補正演算部８６は、第１補正演算部８３にて補正されたδ軸目標電流Ｉδｃからダンパー補正部８７から出力されるダンパー補正項を減算して得た値を、新たにδ軸目標電流Ｉδｃとして出力する。
ダンパー補正部８７は、例えば操舵トルクセンサ４０が出力するトルク検出信号Ｔｑおよび車速センサ７８から出力される車速Ｖおよび微分演算部８５から出力される回転速度ωｍ（＝ｄθｍ／ｄｔ）に基づき、ダンピング係数に係るダンパー補正項を演算する。

界磁制御部８８は、例えばモータ３１の回転速度ωｍの増大に伴う逆起電圧の増大を抑制するためにロータ６３の界磁量を等価的に弱めるようにして電流位相を制御する弱め界磁制御の弱め界磁電流に対する目標値をγ軸補正電流とし、第２補正演算部８６にて補正されたδ軸目標電流Ｉδｃに基づき算出したγ軸目標電流Ｉγｃを、さらに回転速度ωｍに基づいて補正したγ軸補正電流を、新たにγ軸目標電流Ｉγｃとして出力する。

電流偏差算出部８９は、γ軸目標電流Ｉγｃとγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出するγ軸電流偏差算出部８９ａと、δ軸目標電流Ｉδｃとδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出するδ軸電流偏差算出部８９ｂとを備えて構成されている。
なお、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をγ−δ座標上に変換してγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδを演算する３相−γδ変換部９８から出力される。

電流制御部９０は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作により、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値ΔＶγを算出するγ軸電流ＰＩ制御器９０ａと、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値ΔＶδを算出するδ軸電流ＰＩ制御器９０ｂとを備えて構成されている。

また、非干渉制御器９１は、例えばγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδと、予め記憶されているγ軸インダクタンスＬγ（後述するｄ軸インダクタンスＬｄで代用してもよい）およびδ軸インダクタンスＬδ（後述するｑ軸インダクタンスＬｑで代用してもよい）と、後述する回転角推定器９６の回転時推定器９６ｂから出力される回転速度ωｍ（推定回転数ωｒと同等）とに基づき、γ軸とδ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してγ軸及びδ軸を独立して制御するために、γ軸及びδ軸に対する各干渉成分を相殺するγ軸補償項Ｖγｃ（＝ωｒ・Ｌｑ・Ｉδ）及びδ軸補償項Ｖδｃ（＝ωｒ・Ｌｑ・Ｉγ）を算出する。

電圧補正部９２は、γ軸電圧指令値ΔＶγにγ軸補償項Ｖγｃを加算して得た値をγ軸電圧指令値Ｖγとするγ軸電圧演算部９２ａと、δ軸電圧指令値ΔＶδにδ軸補償項Ｖδｃを加算して得た値をδ軸電圧指令値Ｖδとするδ軸電圧演算部９２ｂとを備えて構成されている。

γδ−３相変換部９３は、切換部９７から出力されるモータ３１の回転位置に相当する回転角θｍにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ信号生成部９４は、例えばモータ３１の駆動時に、正弦波状の電流を通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波等のキャリア信号とを比較して、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。

また、ＰＷＭ信号生成部９４は、例えばモータ３１の停止状態での回転角推定時において、後述する回転角推定器９６の停止時推定器９６ａから出力される指令信号Ｖｓａに応じて、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各パルスからなる所定のゲート信号を出力する。この所定のゲート信号は、モータ３１の相端子間（例えば、Ｕ相−Ｖ相端子間等）に、図６（ａ）および（ｂ）に示すような通電パターンで所定矩形波、例えば可聴周波数外の周波数として、モータ３１の駆動時のＰＷＭ周波数（例えば、２０ｋＨｚ等）の２倍の周波数（例えば、４０ｋＨｚ等）を有する所定電圧値（例えば、１２Ｖ等）の矩形波の交流電圧や、パルス状（例えば、１０μｓｅｃ程度）の矩形波の交流電圧（例えば、１２Ｖなど）を印加することをＦＥＴブリッジ７２に指示する。

また、ＰＷＭ信号生成部９４は、例えばモータ３１の停止状態での回転角推定時において、後述のように、回転角θｍの複数の候補から単一の推定値を選択する際にも、後述する回転角推定器９６の停止時推定器９６ａから出力される指令信号Ｖｓｂの入力があった際には、操舵トルクに応じて生成された各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各パルスからなる所定のゲート信号を出力する。
詳細には、この所定のゲート信号は、後述する回転角θｍの複数の候補から、単一の推定値θｍを仮推定値とし、この仮推定値を用いて、アシスト不感帯内において所定微小電流を通電してモータ３１を駆動することをＦＥＴブリッジ７２に指示し、運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用するか否かによって、仮推定値が正しいか否かを決定する。仮推定値が正しい場合には、操舵トルクがアシスト不感帯内の範囲を超えた時点より、この推定値を用いてモータを駆動制御しアシストを行う。正しくない場合には、もう一方の推定値を用いてモータを駆動制御しアシストを行う。詳細は後述する。

また、ＰＷＭ信号生成部９４は、昇圧回路７４の昇圧動作を指示する信号（例えば、昇圧回路７４に具備されるチャージポンプ回路の各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えるゲート信号など）を出力する。

第１及び第２相間電圧算出部９５ａ，９５ｂは作動アンプを備え、各電圧センサ７７により検出された各相電圧Ｖｕ，Ｖｖおよび中点電圧Ｖｎにより、第１相間電圧算出部９５ａはＵ相間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）を算出し、第２相間電圧算出部９５ｂはＶ相間電圧Ｖｖｎ（＝Ｖｖ−Ｖｎ）を算出する。

回転角推定器９６は、停止時推定器９６ａおよび回転時推定器９６ｂを備えている。
そして、切換部９７は、モータ３１の状態に応じて、停止時推定器９６ａまたは回転時推定器９６ｂを選択し、停止時推定器９６ａから出力される停止時回転角θｓまたは回転時推定器９６ｂから出力される回転時推定回転角θｒを、回転角θｍとして出力する。
例えば、切換部９７は、モータ３１の停止時には停止時推定器９６ａを選択し、モータ３１の回転時には回転時推定器９６ｂを選択する。

切換部９７は、回転時推定器９６ｂ内にある後述する図１５中の停止判定器１６３が出力する切換信号に基づいて、停止時推定器９６ａからの出力と回転時推定器９６ｂからの出力を切り換える。詳しくは、図１５中に示す起電圧の大きさ（δ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ））が所定の値よりも小さいときには、モータ３１が停止していると判断して停止時推定器９６ａを選択する信号を発生し、前述の起電圧の大きさ（δ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ））が所定の値よりも大きいときには、モータ３１が回転していると判断して回転時推定器９６ｂを選択する信号を発生する。

回転角推定器９６の停止時推定器９６ａは、モータ３１の停止時に、モータ３１のインダクタンスが回転角θｍによって変化することを利用して、停止時回転角θｓを推定する。
また、回転角推定器９６の回転時推定器９６ｂは、モータ３１の回転時にはモータ３１が発生する誘起電圧が回転速度ωｍによって変化することを利用して、回転時推定回転角θｒを推定する。

詳細には、回転角推定器９６の停止時推定器９６ａは、第１及び第２相間電圧算出部９５ａ，９５ｂから出力される各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎにより、停止時回転角θｓの複数の候補を選定する。この複数の候補から単一の推定値を仮推定値とし、この仮推定値を用いて、アシスト不感帯内において所定微小電流を通電してモータ３１を駆動することをＦＥＴブリッジ７２に指示し、このとき操舵トルクセンサ４０から出力されるトルク検出信号Ｔｑから、運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用するか否かによって、仮推定値が正しいか否かを決定する。仮推定値が正しい場合には、この値を停止時回転角θｓの推定値として出力し、操舵トルクがアシスト不感帯内の範囲を超えた時点より、この推定値を用いてモータ３１を駆動制御しアシストを行う。正しくない場合には、もう一方の推定値を出力し、操舵トルクがアシスト不感帯内の範囲を超えた時点より、この推定値を用いてモータ３１を駆動制御しアシストを行う。

詳細には、回転時推定器９６ｂ内にある後述する図１５中のδ軸誘起電圧推定部１５１が出力するδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧推定部１５０が出力するγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）による起電圧の大きさに基づいて、モータ３１が回転することによって生じる誘起電圧の値が所定値よりも小さいときには、図１５中の停止判定器１６３はモータ３１が停止していると推定し、切換信号を出力する。
そして、切換部９７は停止時推定器９６ａによる回転角推定を選択する。

例えばモータ３１の停止状態での回転角推定時において、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを、例えば図６（ａ）に示すように、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨおよびロー側Ｖ相トランジスタＶＬをオン、かつ、他のトランジスタＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＷＬをオフとする状態と、例えば図６（ｂ）に示すように、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨをオン、かつ、他のトランジスタＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオフとする状態との２つの状態を繰り返して、駆動させることでモータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波（例えば、４０ｋＨｚかつ１２Ｖ）の交流電圧を印加することを指示する指令信号Ｖｓａを出力する。
もしくは、図６（ａ）に示す通電パターンの状態を１回行った後に、図６（ｂ）に示す通電パターンの状態を１回行うことにより、パルス状（例えば、１０μｓｅｃ程度）の矩形波の交流電圧（例えば、１２Ｖなど）を印加することを指示する指令信号Ｖｓａを出力する。

そして、モータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波が印加されている際のＵ相間電圧ＶｕｎとＶ相間電圧Ｖｖｎとの比（相間電圧比）Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づき、例えば予め設定された所定の第１マップに対するマップ検索により、停止時回転角θｓを取得する。
なお、この第１マップは、例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示すマップであって、例えば図７に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から３６０°の範囲内において、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎの適宜の単一の値に対して、停止時回転角θｓの４つの値θ１，…，θ４が対応するようになっている。つまり、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎの２周期が電気角（ｅｄｅｇ）での３６０°となっている。例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎ＝１．５の場合、停止時回転角θｓ＝θ１（＝１００°），θ２（＝１５０°），θ３（＝２８０°），θ４（＝３３０°）が対応している。

そして、停止時推定器９６ａは、モータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波が印加されている際のＶ相間電圧Ｖｖｎに基づき、例えば予め設定された所定の第２マップに対するマップ検索により、第１マップにより検索された停止時回転角θｓの４つの値θ１，…，θ４のうちの何れか２つを選択する。
この第２マップは、例えばＶ相間電圧Ｖｖｎと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示すマップであって、例えば図８に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から３６０°の範囲内において、Ｖ相間電圧Ｖｖｎの適宜の単一の値に対して、停止時回転角θｓの４つの値φ１，…，φ４が対応するようになっている。つまり、各相間電圧Ｖｖｎの２周期が電気角（ｅｄｅｇ）での３６０°となっている。

なお、バッテリ電圧（つまり、ＦＥＴブリッジ７２の電源電圧）が変動しても正確な停止時回転角θｓを得るために、バッテリ電圧Ｖｂを検出して、この値を用いて検出したＶ相間電圧Ｖｖｎを補正し、補正後のＶ相間電圧Ｖｖｎを用いて第２マップを検索し、停止時回転角θｓの４つの値φ１，…，φ４を得ている。このため、停止時推定器９６ａとバッテリ７１（＋Ｂ）との間には、例えば図４に示すように、作動アンプを備えるボルテージフォロア回路７１ａが設けられ、このボルテージフォロア回路７１ａの出力が停止時推定器９６ａに入力されている。
例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎ＝１．５が得られるときのＶ相間電圧ＶｖｎがＶｖｎ＝２．３（Ｖ）であったとすると、これを満たす回転角は、停止時回転角θｓ＝φ１（＝１００°），φ２（＝１７５°），φ３（＝２８０°），φ４（＝３５５°）が対応している。
このため、停止時回転角θｓの４つの値θ１（＝１００°），θ２（＝１５０°），θ３（＝２８０°），θ４（＝３３０°）が第１マップにより検索された場合に、第２マップの検索結果と等しくなる値θ１（＝１００°），θ３（＝２８０°）の２つが停止時回転角θｓの推定値候補として選択される。

なお、ＦＥＴブリッジ７２による通電切換において、例えば図６（ａ），（ｂ）に示すようにＵ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに通電される場合には、Ｕ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに流れる電流の大きさは等しくなることから、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎは、下記数式（１）に示すように、インピーダンス比Ｚｕｎ／Ｚｖｎに等しくなる。そして、各インピーダンスＺｕｎ（＝Ｒｕｎ+ｊ・ω・Ｌｕｎ），Ｚｖｎ（＝Ｒｖｎ+ｊ・ω・Ｌｖｎ）において、角周波数ω（ω＝２πｆ、ｆ＝４０ｋＨｚ）が高く、角周波数ωが十分に大きいため、各巻線抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎが各リアクタンス（ω・Ｌｕｎ），（ω・Ｌｖｎ）に比べて十分に小さいので、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎは、相間インダクタンス比Ｌｕｎ／Ｌｖｎにほぼ等しくなる。
もしくは、パルス幅Δtが短いので（１０μｓｅｃ）、電流の変化率（ΔＩ/Δｔ）が大きく、各巻線抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎにおける電圧降下が、各インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎにおける電圧降下に比べて十分に小さいので、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎは、下記数式（２）に示すように相間インダクタンス比Ｌｕｎ／Ｌｖｎにほぼ等しくなる。

各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎは、モータ３１の突極性に起因して、例えば図９に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）で１２０°の位相差を有しつつ、停止時回転角θｓに応じて変化し、この変化の２周期が電気角（ｅｄｅｇ）での３６０°となっている。
モータ３１のインダクタンス変化を示す図９において、例えば、各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎの平均値は約７２μＨであり、各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎは、最小値（例えば、５８μＨ）と最大値（例えば、８６μＨ）との間で変動している。
したがって、相間インダクタンス比Ｌｕｎ／Ｌｖｎに近似される相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎから停止時回転角θｓを検知することができる。

例えば、モータ３１の巻線抵抗Ｒｕｎ（例えば、１０ｍΩ）と、角周波数ω（例えば、２π×４０×１０^３ｒａｄ／ｓｅｃ）とに対して、巻線抵抗Ｒｕｎ（＝１０×１０^−３Ω）＜＜インピーダンスω・Ｌｕｎ（＝１８１００×１０^−３Ω）となり、上記数式（１）に示すように、巻線抵抗Ｒｕｎを無視することができる。
また、バッテリ７１の電圧に対して、各インピーダンスＺｕｎ，Ｚｖｎが相対的に高いことから、Ｕ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに流れる電流の大きさ（例えば、０．１Ａ程度）は相対的に小さくなり、回転角推定時においてモータ３１の相端子間に印加される矩形波の通電によりモータ３１に不必要なトルクが発生することは防止されている。

さらに、停止時推定器９６ａは、操舵トルクセンサ４０から出力される操舵トルクＴｑにより、例えば図７に示す第１マップおよび例えば図８に示す第２マップに基づき選択された停止時回転角θｓの２つの値（例えば、θ１，θ３）のうちの何れか１つを仮推定値として選択する。
選択された停止時回転角θｓの２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）は、電気角（ｅｄｅｇ）で１８０°の位相差を有することから、各値（例えば、θ１，θ３）に対応するロータ６３の界磁方向つまり磁極の向きは互いに逆方向となる。
このため、２つの各推定値候補（例えば、θ１，θ３）においてモータ３１に同一の通電を行うと、一方では運転者の操舵トルクを補助するようにして、運転者の操舵方向と同一の方向にモータ３１による補助トルクが発生し、他方では運転者の操舵トルクを増加させるようにして、運転者の操舵方向の反対方向にモータ３１による補助トルクが発生するからである。これにより、操舵トルクを観察することによって推定値候補が適正か否かを判定することができる。

例えば、図１０または図１１のタイムチャートに示すように、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑがゼロである期間（つまり、時刻ｔ１以前の期間）において、モータ３１は停止状態であって、停止時推定器９６ａは第１マップおよび第２マップに基づき停止時回転角θｓとして２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）を取得している。ここで、停止時推定器９６ａは、停止時回転角θｓの２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）のうち何れか一方（例えば、θ１）を、いわば一時的な停止時回転角θｓの推定値（仮推定値）として選択する。なお、図１０または図１１に示す例では、検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑがゼロである期間においてモータ３１は停止状態であったが、微小なトルクが生じている場合において、モータ３１が停止している場合も同様である。

そして、例えば図１０または図１１に示す時刻ｔ１以降のように、運転者の操舵入力に応じて操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑがゼロから増大傾向に変化を開始すると、停止時推定器９６ａは、停止時回転角θｓの仮推定値に応じて運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用するようにして、ＦＥＴブリッジ７２を介してモータ３１に所定微小電流を一時的（時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間）に通電することを指示する指令信号ＶｓｂをＰＷＭ信号生成部９４に出力する。
なお、この所定微小電流の通電は、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑが所定の補助下限トルク（アシスト不感帯）以下である状態（例えば、図１０または図１１に示す時刻ｔ１から時刻ｔ４に亘る期間）で実行される。

そして、停止時推定器９６ａは、例えば図１０または図１１に示す時刻ｔ２から時刻ｔ３に亘る期間のように、モータ３１に所定微小電流（モータ電流）が通電されたことに起因して、例えば図１０に示すように、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑの増大速度が低下あるいは操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑが減少した場合には、運転者の操舵方向と同一の方向にモータ３１による補助トルクが発生しており、停止時回転角θｓの仮推定値（例えば、θ１）の設定が適正であると判断し、この仮推定値（例えば、θ１）を、所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定する。

一方、例えば図１１に示すように、モータ３１に所定微小電流（モータ電流）が通電されたことに起因して、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑの増大速度が増大した場合には、運転者の操舵方向と異なる（つまり反対）の方向にモータ３１による補助トルクが発生しており、停止時回転角θｓの仮推定値（例えば、θ１）の設定が適正ではないと判断し、この仮推定値（例えば、θ１）以外、つまり停止時回転角θｓの２つの値（例えば、θ１，θ３）のうち何れか他方（例えば、θ３）を停止時回転角θｓの推定値として設定することが適正であると判断し、例えば図１１に示す時刻ｔ３以降のように、モータ３１の駆動方向を反転させることを指示する駆動方向反転フラグのフラグ値に「１」を設定し、停止時回転角θｓの２つの値（例えば、θ１，θ３）のうち何れか他方（例えば、θ３）を、所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定する。

また、例えば図１０または図１１に示す時刻ｔ４以降のように、操舵トルク（トルク検出信号）Ｔｑが補助下限トルクを超えた場合には、設定した停止時回転角θｓを用いてモータ３１を起動する。

モータ３１の回転速度ωｍが所定速度以上となる駆動状態では、Ｕ相間電圧ＶｕｎまたはＶ相間電圧Ｖｖｎは、モータ３１が回転することによる誘起電圧により、停止中の所定値より増大するので、モータ３１の回転角θｍによって変化するインダクタンスを、モータ３１の線間に交流電圧を印加したときの相間電圧比を用いて検出する方法では誤差が生じ、推定が困難になる。従って、この場合には、回転角推定器９６の回転時推定器９６ｂは、モータ３１が回転していると推定し、切換部９７が停止時推定器９６ａによる回転角推定を選択する。そして回転時推定器９６ｂはロータ６３の磁極位置に応じて変動する誘起電圧に基づいて回転時推定回転角θｒを推定する。

この推定原理は例えば図１２に示す回転センサ（レゾルバ）２０１を用いた従来のｄ−ｑ軸を用いたベクトル制御ブロック２００において、実際のモータ３１が有するｄ−ｑ軸に対して、例えば図１３および下記数式（３）に示すような位相差θｅ（＝実回転角θ−回転時推定回転角θｒ）および回転速度ωｅを有するγ−δ軸を設定する。
そして、ｄ軸およびｑ軸とは位相差θｅの位相角を有する、γ軸およびδ軸に発生する誘起電圧を図１５に示すように推定し、推定したγ軸およびδ軸に発生する誘起電圧より位相差θｅを図１５のように求め、この位相差θｅがゼロに収束するようにして図１４のように、実際の回転角（実回転角）θと回転時推定回転角θｒとが等しくなるように制御をおこなう。

また、ｄ−ｑ軸上の電流（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ）および電圧（ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ）と、γ−δ軸上の電流（γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδ）および電圧（γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδ）とは、下記数式（４），（５）に示すように記述される。

モータ３１の回転時に回転角（回転時推定回転角）θｒを推定し、この回転時推定回転角θｒを用いてモータ３１をベクトル制御するための制御ブロックを図１４に示す。これは図４に示す制御部７３内のベクトル制御部の詳細である。
回転時推定器９６ｂは、γ軸誘起電圧推定器１５０と、δ軸誘起電圧推定部１５１と、ｔａｎθｅ演算部１５２と、θｅ演算部１５３と、偏差演算部１５４と、ＰＩ制御器１５５と、微分器１５６と、Ｌｄ乗算部１５７と、回転数演算部１５８と、積分器１５９と、乗算器１６０および１６１と、加算器１６２と、停止判定器１６３と、二乗和演算器１６４とからなる。

γ軸誘起電圧推定器１５０とδ軸誘起電圧推定部１５１は、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδと、γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδと、値（−ωｅ・Ｌｄ・Ｉγ）および値（ωｅ・Ｌｄ・Ｉδ）より図１５に示すブロック図のように、γ軸に現れる誘起電圧であるγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとδ軸に現れる誘起電圧であるδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅを演算し出力する。
ｔａｎθｅ演算部１５２は得られたγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの比である比ｔａｎθｅを演算し出力する。
θｅ演算部１５３は比ｔａｎθｅの値の逆正接値ｔａｎ^−１を求める事により位相差θｅを演算し出力する。

偏差演算部１５４は、このようにして演算した位相差θｅと、位相差θｅの収束目標値である位相差θｅ＝０の偏差を演算し、この偏差がゼロになるようにＰＩ制御部１５５でＰＩ制御を行い、制御量Δθを出力する。
また、微分器１５６は、このようにして演算した位相差θｅを微分して回転速度ωｅを演算して出力する。
さらに、Ｌｄ乗算部１５７は、回転速度ωｅとｄ軸インダクタンスＬｄを乗算して出力する。

一方、二乗和演算器１６４は、δ軸誘起電圧推定部１５１が出力するδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧推定部１５０が出力するγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）を演算して出力する。
回転数演算部１５８は、二乗和演算器１６４から出力される値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）の平方根（√（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）＝Ｅｅｘ）、つまり誘起電圧の値を予め記憶してある誘起電圧定数ｋｅで割る事により、推定回転数ωｒを演算して出力する。
さらに、積分器１５９は、停止時推定器９６ａから出力される初期回転角θ０に基づき、推定回転数ωｒを積分して回転角（実回転角）θを演算して出力する。
また、乗算器１６０は、回転速度ωｅとｄ軸インダクタンスＬｄとの乗算値（ωｅ・Ｌｄ）とδ軸電流Ｉδとを乗算して得た値（ωｅ・Ｌｄ・Ｉδ）出力する。

乗算器１６１は、回転速度ωｅとｄ軸インダクタンスＬｄとの乗算値（ωｅ・Ｌｄ）とγ軸電流Ｉγとを乗算して得た値（−ωｅ・Ｌｄ・Ｉγ）を出力する。
加算器１６２は、制御量Δθと回転角θを加算し、これを回転時推定回転角θｒとして出力する。
以降、回転時推定回転角θｒおよび推定回転数ωｒを用いて、位相差θｅがゼロに収束するように図１４に示すブロック図のベクトル制御を行う。

図１４および図１５においては、制御量Δθを回転角θに加算し、これを回転時推定回転角θｒとして出力してベクトル制御を行うことにより、位相差θｅをゼロに収束させる例を示したが、これに限定されず例えば図２５に示す様に、制御量Δθを用いてγ軸誘起電圧推定器１５０およびδ軸誘起電圧推定器１５１の特性を変更することにより、位相差θｅをゼロに収束させてもよい。

たとえば図２６に示す様に、γ軸誘起電圧推定器１５０と、δ軸誘起電圧推定部１５１中の抵抗値Ｒとｄ軸インダクタンスＬｄの一方もしくは双方を、制御量Δθによって変更する。具体的には、制御量Δθに対する抵抗値Ｒおよびｄ軸インダクタンスＬｄのマップを予め準備し、このマップを検索することにより抵抗値Ｒおよびｄ軸インダクタンスＬｄを変更する。

なお、図１４および図１５中、さらに図２５および図２６中の値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）、つまりδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和は、（ｓｉｎ^２θｅ＋ｃｏｓ^２θｅ＝１）であることから、例えば図１６に示すように、位相角θｅに関わらずにモータ３１の誘起電圧Ｅｅｘの二乗値を示す。
停止判定器１６３は、例えば図１７（ａ）に示すように、値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）と予め記憶している所定値Ｃ１とを比較し、値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）が所定値Ｃ１未満である場合には、モータ３１が停止していると判定する。
また、停止判定器１６３は、例えば図１７（ｂ）に示すように、値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）の平方根と予め記憶している所定値Ｃ２とを比較し、値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）の平方根が所定値Ｃ２未満である場合には、モータ３１が停止していると判定する。
停止判定器１６３は、モータ３１が停止していると判定した場合には、切換部９７に切換信号Ｖｃを出力する。

この実施の形態による電動ステアリング装置１は上記構成を備えており、次に、この電動ステアリング装置１の動作、特に、回転角推定器９６および切換部９７の動作について説明する。
先ず、例えば図１８に示すステップＳ０１においては、車両のイグニッションスイッチがオン（ＩＧ ＯＮ）とされているか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０２に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、処理は進行しない。

そして、ステップＳ０２においては、各検出電流（つまり、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδ）、および各電圧指令値（つまり、γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδ）を取得する。
そして、ステップＳ０３においては、取得したγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδおよびγ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδより、γ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅを演算する。
そして、ステップＳ０４においては、δ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）を演算し、この値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）に基づいて、モータ３１が停止状態であるか否かを判定する。
これは例えば図１７（ａ），（ｂ）に示すように、値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）が所定値Ｃ１（＝（Ｃ２）^２）よりも小さい時には、モータ３１が回転することによる誘起電圧が発生しておらず、モータ３１が停止していると判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ２４に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０５に進む。
そして、ステップＳ０５においては、モータ３１の相端子間（例えば、Ｕ相−Ｖ相端子間等）に所定矩形波の交流電圧の印加を開始し、停止時回転角θｓの推定処理を開始する。
そして、ステップＳ０６においては、各電圧センサ７７により検出された各相電圧Ｖｕ，Ｖｖおよび中点電圧Ｖｎに基づき算出されるＵ相間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）およびＶ相間電圧Ｖｖｎ（＝Ｖｖ−Ｖｎ）を取得する。

そして、ステップＳ０７においては、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎを算出する。
そして、ステップＳ０８においては、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づく第１マップに対するマップ検索により、停止時回転角θｓの４つの値θ１，…，θ４を取得する。
そして、ステップＳ０９においては、Ｖ相間電圧Ｖｖｎに基づく第２マップに対するマップ検索により、停止時回転角θｓの４つの値φ１，…，φ４を取得する。
そして、ステップＳ１０においては、４つの値θ１，…，θ４のうちから、４つの値φ１，…，φ４の何れかと同等の２つの値を推定値候補として選択する。

そして、ステップＳ１１においては、所定矩形波の交流電圧の印加を終了する。
そして、図１９に示すステップＳ１２においては、停止時回転角θｓの２つの推定値候補のうち何れか一方を仮推定値として選択する。
そして、ステップＳ１３においては、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルクＴｑがゼロよりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、このステップＳ１３の判定処理を繰り返し実行する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合、つまり運転者の操舵入力が開始された場合には、ステップＳ１４に進む。

そして、ステップＳ１４においては、操舵トルクＴｑが、補助下限トルクよりも小さい所定の設定トルク（＜補助下限トルク）であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１５に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、このステップＳ１４の判定処理を繰り返し実行する。
そして、ステップＳ１５においては、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルクＴｑおよび停止時回転角θｓの仮推定値に応じて、運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用するようにして、ＦＥＴブリッジ７２を介してモータ３１を所定微小電流により駆動制御する。

そして、ステップＳ１６においては、モータ３１に所定微小電流が通電されたことに起因して、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルクＴｑの増大速度が低下したか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ１８に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、停止時回転角θｓの仮推定値の設定が適正であると判断してステップＳ１７に進み、このステップＳ１７においては、停止時回転角θｓの仮推定値を、所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定し、後述するステップＳ２０に進む。

また、ステップＳ１８においては、モータ３１に所定微小電流が通電されたことに起因して、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルクＴｑの増大速度が増大したか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、上述したステップＳ１６に戻る。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、停止時回転角θｓの仮推定値の設定が適正ではないと判断してステップＳ１９に進み、このステップＳ１９においては、２つの推定値候補のうち何れか他方を、所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定する。これは、前述の駆動方向反転フラグに相当する。
そして、ステップＳ２０においては、所定微小電流によるモータ１３の駆動制御の実行を終了し、停止時回転角θｓの推定値を回転角θｍとして設定し、停止時回転角θｓの推定処理を終了する。

そして、図２０に示すステップＳ２１においては、再び各検出電流（つまり、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδ）、および各電圧指令値（つまり、γ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδ）を取得する。
そして、ステップＳ２２においては、取得した取得したγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδおよびγ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδ、予め既知とされる、モータ抵抗Ｒと、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および後述の位相差速度（回転速度）ωｅより、γ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅを演算する。
そして、ステップＳ２３においては、δ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの二乗とγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅの二乗との和（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）を演算し、この値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）に基づいて、モータ３１の回転状態であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、エンドに進み、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ２４に進む。

そして、ステップＳ２４においては、得られたγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの比（ｔａｎθｅ）を求めて、この結果の比（ｔａｎθｅ）の値の逆正接値ｔａｎ^−１を求める事により位相差θｅを演算し、さらに位相差θｅを微分して位相差速度（回転速度）ωｅを演算する。
そして、ステップＳ２５においては、位相差θｅと位相差θｅの収束目標であるゼロの偏差を演算し、ＰＩ制御器１５５を介して、制御量Δθを演算する。
そして、ステップＳ２６においては、δ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅを予め既知の誘起電圧定数ｋｅで割る事によって推定回転数ωｒを演算し、さらに、この推定回転数ωｒを積分して回転角（実回転角）θを求める。
ステップＳ２７においては、前述の回転角θと制御量Δθを加算して、回転時推定回転角θｒを演算する。そして、この回転時推定回転角θｒを用いて、位相差θｅがゼロになるようにブラシレスモータ駆動制御を行う。

そして、ステップＳ２８においては、モータ３１の起動直後か否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ３０に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ２９に進む。
そして、ステップＳ２９においては、停止時回転角θｓと回転時推定回転角θｒとの間に所定値を超える差が存在するか否かを判定することによって、停止時回転角θｓと回転時推定回転角θｒとがほぼ等しいか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３０に進み、このステップＳ３０においては、通常時制御として、回転時推定回転角θｒに基づくモータ３１の駆動制御を実行し、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ３１に進み、このステップＳ３１においては、所定の異常時制御として、例えば回転駆動されるモータ３１の停止を指示力したり、例えば回転時推定回転角θｒの推定値を回転角θｍとして出力することを禁止するとともに、電流センサ７６から出力される検出信号（例えば、Ｕ相検出電流Ｉｕｓ，Ｗ相検出電流Ｉｗｓ等）には拘らずに電圧センサ７７から出力される検出信号に基づき回転角θｍを推定する他の公知の推定処理の実行を指示して、一連の処理を終了する。
モータ３１をベクトル制御する制御ループのなかで、ステップＳ０１〜ステップＳ３１の一連の処理を繰り返してモータ３１の回転角θｍを推定し、モータ３１の制御を行う。

上述したように、本実施の形態によるブラシレスモータの制御装置７０によれば、回転角θｍの推定演算の実行途中で位相差θｅがゼロに収束していない場合（特に、モータ３１が発生する誘起電圧が小さく位相差θｅがゼロに収束し難い場合など）であっても、モータ３１が発生する誘起電圧を位相差θｅに関わらずに精度よく検出することができ、この誘起電圧が所定値より小さい場合にはモータ３１が停止していると適切に判定することができる。

詳細には、γ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｓｉｎθｅ）の二乗とδ軸に発生する誘起電圧（Ｅｅｘ×ｃｏｓθｅ）の二乗との和を観測することにより、位相差θｅに関わらずに、誘起電圧を精度よく検出することができ、モータ３１の回転および停止を適切に判定することができる。そして、この判定結果に応じて、精度のよい回転角θｍの推定値を得ることができ、モータ３１を脱調させたり、トルク変動を生じさせたりすること無しに、滑らかに駆動制御することができる。

また、本実施の形態による電動ステアリング装置１によれば、例えばレゾルバ等の回転角度センサを備える必要無しに、装置構成の簡略化および装置の小型化を図ることができ、車両搭載性を向上させることができると共に、例えばモータ３１が脱調してトルク変動が生じ、操舵フィーリングが低下してしまうことや、例えばモータ３１が脱調して停止してしまうなどの不具合が生じることを防止し、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することができると共に、車両の走行挙動が不安定となることを抑制することができる。

なお、上述した実施の形態では、回転時推定器９６ｂは、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδおよびγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδと、予め既知とされる、モータ抵抗Ｒと、ｄ軸インダクタンスＬｄと、ｑ軸インダクタンスＬｑと、に基づき、位相差θｅを算出し、位相差θｅがゼロとなるように収束制御を実行して、回転時推定回転角θｒを推定するとしたが、これに限定されず、例えば図２１に示す第１変形例に係る電動ステアリング装置１のブラシレスモータの制御装置７０ように、作動アンプを具備する第１相間電圧算出部９５ａにより算出されるＵ−Ｎ相線間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）と、電流センサ７６から出力されるＵ相検出電流Ｉｕｓと、予め既知とされるＵ−Ｎ相インダクタンスＬｕｎ、および抵抗Ｒｕｎとに基づき、下記数式（６）により、誘起電圧Ｖｅを算出し、誘起電圧Ｖｅがモータ３１の回転速度に比例することを利用して、誘起電圧Ｖｅより回転速度ωｒを推定し、これを時間積分して得た値を、回転時推定回転角θｒの推定値としてもよい。そして、推定した回転時推定回転角θｒを用いて図２１に示すようにｄ−ｑ軸での制御を行う。

この第１変形例において、上述した実施の形態と異なる主要な点として、目標電流設定部８２はｑ軸目標電流Ｉｑｃを出力する。そして、電流制御部９０は、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値ΔＶｄを算出するｄ軸電流ＰＩ制御器９０ｃと、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値ΔＶｑを算出するｑ軸電流ＰＩ制御器９０ｅとを備えている。そして、γδ−３相変換部９３に換わるｄｑ−３相変換部９３Ａは、ｄ−ｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換して出力する。また、３相−γδ変換部９８に換わる３相−γδ変換部９８Ａは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をｄ−ｑ座標上に変換してｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを演算して出力する。また、回転時推定器９６ｂに換わる回転時推定器９６ｃは、例えば、第１相間電圧算出部９５ａから出力されるＵ相間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）と電流センサ７６から出力されるＵ相検出電流Ｉｕｓに基づき、推定回転数ωｒおよび回転時推定回転角θｒを演算して出力する。

なお、上述した実施の形態では、停止時推定器９６ａは、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づき停止時回転角θｓの２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）を推定するとしたが、これに限定されず、例えば線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕに基づき停止時回転角θｓの２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）を推定してもよい。
この第２変形例に係るブラシレスモータの制御装置７０では、例えば図２２に示すように、停止時推定器９６ａには、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する電圧センサ７７から出力される検出信号が入力されている。

そして、停止時推定器９６ａは、各線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ），Ｖｗｕ（＝Ｖｗ−Ｖｕ）を算出すると共に、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕは線間インダクタンス比Ｌｕｖ／Ｌｗｕにほぼ等しくなることを利用して、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示す第３マップに対するマップ検索により停止時回転角θｓを取得する。
なお、この第３マップは、例えば線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示すマップであって、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から３６０°の範囲内において、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕの適宜の単一の値に対して、停止時回転角θｓの４つの値α１，…，α４が対応するようになっている。つまり、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕの２周期が電気角（ｅｄｅｇ）での３６０°となっている。
そして、停止時推定器９６ａは、第３マップにより検索された停止時回転角θｓの４つの値α１，…，α４のうちの何れか２つを選択するために、線間電圧Ｖｗｕと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示す第４マップに対するマップ検索により停止時回転角θｓを取得する。
この第４マップは、例えば線間電圧Ｖｗｕと、停止時回転角θｓとの所定の対応関係を示すマップであって、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から３６０°の範囲内において、線間電圧Ｖｗｕの適宜の単一の値に対して、停止時回転角θｓの４つの値β１，…，β４が対応するようになっている。つまり、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｕの２周期が電気角（ｅｄｅｇ）での３６０°となっている。
そして、第３マップにより検索された停止時回転角θｓの４つの値α１，…，α４のうち、線間電圧Ｖｗｕに対応する停止時回転角θｓの４つの値β１，…，β４の何れか２つと同等の２つの値を停止時回転角θｓの推定値候補として選択する。
なお、バッテリ電圧（つまりＦＥＴブリッジ７２の電源電圧）が変動しても正確な停止時回転角θｓを得るために、バッテリ電圧Ｖｂを検出して、この値を用いて検出した線間電圧Ｖｗｕを補正し、補正後の線間電圧Ｖｗｕを用いて第４マップを検索し、停止時回転角θｓの４つの値β１，…，β４を得ている。このため、停止時推定器９６ａとバッテリ７１（＋Ｂ）との間には、例えば図２２に示すように、作動アンプを備えるボルテージフォロア回路７１ａが設けられ、このボルテージフォロア回路７１ａの出力が停止時推定器９６ａに入力されている。

なお、この第２変形例に係る各線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ），Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ），Ｖｗｕ（＝Ｖｗ−Ｖｕ）は、例えば下記数式（７）に示すように、上述した実施の形態での各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎに対して、大きさが√３倍されて、位相が（π／６）だけ遅れる。

なお、上述した実施の形態において、停止時推定器９６ａはモータ３１に所定微小電流が通電された際に停止時回転角θｓの仮推定値（例えば、θ１）の設定が適正ではないと判断したときに、駆動方向反転フラグのフラグ値に「１」を設定し、第２マップに基づき選択された停止時回転角θｓの２つの推定値候補（例えば、θ１，θ３）のうち何れか他方（例えば、θ３）を、所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定するとしたが、これに限定されず、例えば停止時回転角θｓの仮推定値（例えば、θ１）の設定が適正ではないと判断した場合であっても、この仮推定値を所定微小電流の通電前のモータ３１の停止状態での停止時回転角θｓの推定値として設定し、図１０および図１１に示すように駆動方向反転フラグのフラグ値に「１」を設定し、操舵トルクセンサ４０により検出される操舵トルクＴｑが所定の補助下限トルク以上となった時刻以降において操舵トルクＴｑに応じてモータ３１から補助トルクを発生させる際に、補助トルクの大きさは変更せずに補助トルクの発生方向のみを反転させてもよい。

本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の構成図である。 本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の操舵補助機構の構成図である。 図２に示すＡ−Ａ線断面図である。 本発明の一実施形態に係るブラシレスモータの制御装置の構成図である。 図４に示すＦＥＴブリッジの構成図である。 図４に示すＦＥＴブリッジの各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を示す図である。 本発明の一実施形態に係る相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態に係る相間電圧Ｖｖｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態に係る各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態に係る操舵トルクＴｑとモータ電流と駆動方向反転フラグのフラグ値との変化の一例を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態に係る操舵トルクＴｑとモータ電流と駆動方向反転フラグのフラグ値との変化の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に対する比較例として従来技術の一例に係るモータ制御ブロックの構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係るｄ−ｑ軸とγ−δ軸との対応関係の一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るモータ制御ブロックの構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係る回転時推定器のブロック構成図である。 本発明の一実施形態に係るδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅとγ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｓｉｎθｅとの一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るモータ回転数（回転速度）と、二乗和演算器から出力される値（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）および平方根（√（Ｅｅｘ^２・ｃｏｓ^２θｅ＋Ｅｅｘ^２・ｓｉｎ^２θｅ）＝Ｅｅｘ）との対応関係の一例を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の動作、特に、回転角推定器および切換部の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の動作、特に、回転角推定器および切換部の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の動作、特に、回転角推定器および切換部の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態の第１変形例に係るブラシレスモータの制御装置の構成図である。 本発明の一実施形態の第２変形例に係るブラシレスモータの制御装置の構成図である。 本発明の実施形態に係る位相差θｅおよびδ軸誘起電圧Ｅｅｘ・ｃｏｓθｅの収束状態の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータ回転数（回転速度）と位相差θｅとの対応関係の一例を示すグラフ図である。 本発明の一実施形態の変形例に係るモータ制御ブロックの構成を示す図である。 本発明の一実施形態の変形例に係る回転時推定器のブロック構成図である。

符号の説明

１ 電動ステアリング装置
３１ モータ
４０ 操舵トルクセンサ（操舵トルク検出手段）
６３ ロータ
６４ ステータ
６４ａ ステータ巻線
７０ ブラシレスモータの制御装置
７２ ＦＥＴブリッジ（通電切換手段）
７３ 制御部（電流制御手段、操舵制御手段、駆動制御手段）
７６ 電流センサ
７７ 電圧センサ
９４ ＰＷＭ信号生成部（通電切換手段）
９６ａ 停止時推定器（停止時回転角推定手段、駆動制御手段）
９６ｂ 回転時推定器（回転角推定手段）
１６３ 停止判定器（判定手段）

Claims (5)

1. ロータおよび複数相のステータ巻線を有するステータを具備するブラシレスモータと、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、
   ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、
   γ軸に発生する誘起電圧成分の二乗とδ軸に発生する誘起電圧成分の二乗との和に基づき、前記ブラシレスモータの回転および停止を判定する判定手段
   を備えることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
2. 前記ブラシレスモータが回転している時の回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段を有し、
   前記判定手段により前記ブラシレスモータが停止していると判定された場合には、前記回転角推定手段とは異なる処理により前記回転角を推定して前記ブラシレスモータを駆動制御する駆動制御手段
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
3. ロータおよび複数相のステータ巻線を有するステータを具備するブラシレスモータと、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、
   ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記位相差をゼロに収束させる収束演算に基づき、前記ブラシレスモータの回転角を推定して推定回転角信号を出力する回転角推定手段と、
   前記回転角推定手段から出力される前記推定回転角信号に基づき、前記γδ座標系を用いたベクトル制御により通電を制御する電流制御手段と、
   γ軸に発生する誘起電圧成分の二乗とδ軸に発生する誘起電圧成分の二乗との和に基づき、前記ブラシレスモータの回転および停止を判定する判定手段と
   を備えることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
4. 前記判定手段により前記ブラシレスモータが停止していると判定された場合に、前記回転角推定手段とは異なる処理により前記回転角を推定して停止時推定回転角信号を出力する停止時回転角推定手段を備えることを特徴とする請求項３に記載のブラシレスモータの制御装置。
5. 請求項１から請求項４の何れか１つに記載のブラシレスモータの制御装置と、
   操舵トルクを検出して操舵トルク信号を出力する操舵トルク検出手段と、
   前記操舵トルク検出手段から出力される前記操舵トルク信号と、前記制御装置から出力される前記推定回転角信号または前記停止時推定回転角信号とに応じて、前記ブラシレスモータを駆動制御し、前記操舵トルクを補助する補助トルクを前記ブラシレスモータから発生させる操舵制御手段とを備えることを特徴とする電動ステアリング装置。

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