JP2009543405A

JP2009543405A - 帯域幅非対称通信システム

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Publication number: JP2009543405A
Application number: JP2009517526A
Authority: JP
Inventors: ヨンガンデュ
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2006-07-05
Filing date: 2007-06-21
Publication date: 2009-12-03
Also published as: CN101485117A; KR20090064359A; EP2041892A2; US20090201984A1; TW200814582A; WO2008004154A2; WO2008004154A3; EP1876729A1

Abstract

本発明は、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニット1を持つ少なくとも１つの端末、及び前記無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニット4を持つアクセスポイントを有する帯域幅非対称通信システムに関し、前記OFDM信号は、直交周波数分割多重（OFDM）変調される。実装複雑度及び同期要求を低減するために、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅より小さい通信システムが提案される。さらに、アクセスポイントのダウンリンク送信ユニット7の帯域幅が、少なくとも１つの端末のダウンリンク受信ユニット11の帯域幅より大きく、ダウンリンク送信ユニットが、ダウンリンク送信ユニットの帯域幅より小さく且つダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信するように適応される、通信システムが提案される。またさらに、本発明は、通信方法、並びにそのような通信システム用の端末及びアクセスポイントに関する。

Description

本発明は通信システムに関し、当該通信システムは、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ少なくとも１つの端末、及び前記無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex：OFDM）変調される。さらに、本発明は対応する通信方法に並びにそのような通信システムに用いられる端末及びアクセスポイントに関する。

これまでに知られている全ての無線通信システムは、アクセスポイント（モバイル遠距離通信システムにおける基地局）及び端末（モバイル遠距離通信システムにおける移動局/端末）の両方が同じ帯域幅で動作することを必要とする。これは、高速エアーインタフェースが低電力かつ低コストな端末によってコスト及び電力消費の点で効率的に用いられることができないという経済的にネガティブな結果を伴う。この従来の設計のために、異なる帯域幅、消費電力、ビットレート及びコスト要求に対処するために、異なるエアーインタフェースが、端末の異なる電力及びコスト種別に対して用いられなければならない。例えばZigbee（登録商標）は、無線センサ、無線パーソナルエリアネットワーク（WPAN）アプリケーションのためのBluetooth（登録商標）、及び無線ローカルエリアネットワーク（WLAN）アプリケーションのための802.11b/g/aのような、非常に低電力、低コスト及び低速の装置のために用いられる。

直交周波数分割多重（OFDM）システムは、従来、送信機における逆離散フーリエ変換（IDFT）及び受信機における離散フーリエ変換（DFT）に基づき、IDFT及びDFTのサイズは同じである。これは、アクセスポイント（AP）がNポイントのDFT/IDFT（すなわちN個の副搬送波によるOFDM）を用いている場合、移動端末（MT）も同様にNポイントのDFT/IDFTを用いなければならないことを意味する。さらにマルチレートシステムにおいて、データ変調された副搬送波がアプリケーションの即時のデータレートに従ってMTに動的に割り当てられる場合、MT側のDFT/IDFTのサイズはやはりAP側のIDFT/DFTのサイズに固定される。これは、MTが単位時間あたりに送信するためのユーザデータをごく僅かしか持たない場合であっても、RFフロントエンドの帯域幅、ADC/DAC（アナログデジテルコンバータ/デジタルアナログコンバータ）及びベースバンドサンプリングレートが、AP及びMTで常に同じであるという結果となる。これは、実際問題として、高いスループットのAP/基地局が非常に低電力、低コスト及び小型の装置をサポートすることを不可能にする。

本発明の目的は、通信システム、対応する通信方法、それで用いられる端末及びアクセスポイントを提供することであり、それによって実現複雑性は低減されることができる。

この目的は、アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅がアップリンク受信ユニットの帯域幅より小さいことを特徴とする請求項１に記載の通信システムにより、並びに、ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、ダウンリンク送信ユニットが、ダウンリンク送信ユニットの帯域幅より小さく、ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波数OFDM信号を生成及び送信するように適応されることを特徴とする請求項２に記載の通信システムにより、本発明によって達成される。

本発明による端末、アクセスポイント及び通信方法は、請求項6〜30において規定される。端末及びアクセスポイントの好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。通信システム及び方法が、端末及びアクセスポイントの従属請求項において規定されるのと同一又は同様に開発されることができることが、理解されるべきである。

既知の通信システム設計と比較して、提案された通信システム設計においてパラダイムシフトが起こされる。OFDMの固有の特性を利用して、OFDMを他の技術と組み合わせることによって、大きな帯域幅のアクセスポイント（基地局）が、異なる帯域幅クラスの（移動）端末をサポートできることが、初めて可能になる。例えば、1000US$の1Gbps@100 MHzアクセスポイントが、200US$の500Mbps@50MHzマルチメディア装置及び1US$の64kbps@10kHz無線センサと並列に通信することができる。

従来のOFDMシステム設計と異なり、AP及びMTがアップリンク送信ユニット及びアップリンク受信ユニットで同じ帯域幅を用いる場合、特に前記ユニットにおいて同じサイズのDFT/IDFTを用いる場合、本発明によって提案される新たな設計によって、MTは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つことができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを用いることができる。同様に、ダウンリンクについて、本発明によって、APは、APと同じか又はAPより小さい帯域幅を持つMTと通信することができ、特に、APと同じか又はAPより小さいサイズのDFT/IDFTを持つMTと通信することができる。

これを説明するために、NポイントのDFTは、-N/(2T_s)からN/(2T_s)-1（T_s：OFDMシンボルレート，N：DFT/IDFTのサイズ）の副搬送波間で離散スペクトラムを生成することが、最初に思い出されなければならない。DFTは周期的なスペクトラムを示すので、正の最高周波の副搬送波N/(2T_s)は含まれない。しかしながら、破壊的な新たなOFDMシステムを生み出すためのDFT/IDFTの新たな特性の利用に関する調査を通して、DFT/IDFTの新たな特性が見いだされ、それは次に以下の２つのテーマによって要約される。

テーマ1：X_tx(k)及びX_rx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅F_tx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートF_txでN_txポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートF_rxでN_rxポイントのDFTを用いる。N_tx=F_tx/f_Δ=2^t、N_rx=F_rx/f_Δ=2^r、r>t及びL= N_rx/N_tx≧1の場合、0≦k≦N_tx-1に対してX_rx(k) = L X_tx(k)、N_tx≦k≦N_rx-1に対してX_rx(k) = 0である。f_Δは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ1はアップリンク帯域幅非対称性に対する理論的な基礎である。

テーマ2：X_tx(k)及びX_rx(k)がそれぞれ送信機及び受信機のDFTスペクトル係数を示すとして、送信機は、帯域幅F_rx/2のOFDM信号x(t)を生成するためにサンプリングレートF_txでN_txポイントのIDFTを用い、そして受信機は、受信信号x(t)を復調するためにサンプリングレートF_rxでN_rxポイントのDFTを用いる。N_tx=F_tx/f_Δ=2^t、N_rx=F_rx/f_Δ=2^r、t>r及びL= N_tx/N_rx≧1の場合、0≦k≦N_rx-1に対してX_rx(k) = X_tx(k)/Lである。f_Δは副搬送波間隔であり、送信機及び受信機の両方に対して同じに設定される。ここで、テーマ2はダウンリンク帯域幅非対称性のための理論的な基礎である。

テーマ1によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なるMTにおいてN_{tx_i}ポイント（iはMTのインデックスである）のIDFT又はIFFTでOFDM変調された異なる帯域幅のOFDM信号を復調するために一つのN_rxポイントのDFT又はFFTを用いる。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔f_ΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、N_{tx_i}=2^t_i，N_rx=2^r及びr≧t_iであることである。

テーマ2によって、新たなタイプのOFDMシステムが創造されることができ、そのAPは、異なる帯域幅のOFDM信号を変調するために一つのN_txポイントのIDFT又はIFFTを用いることができる。これらの信号は、N_{rx_i}ポイント（iはMTのインデックスである）のDFT又はFFTを用いて異なる帯域幅のMTによって復調される。唯一の好ましい制約は、副搬送波間隔f_ΔがAP及びMTの両方に対して同じであり、N_tx=2^t，N_{rx_i}=2^r_i及びt≧r_iであることである。

証明の簡潔さのために、上記のテーマ1及び2に従来のDFTインデックス付けルールは用いられておらず、インデックスkは最も負の周波数（k=0）から最も正の周波数（k=N_tx又はN_rx）まで続くことがむしろ仮定されることに留意されたい。しかしながら、以下の説明において、従来のDFTインデックス付けルールが再び用いられる。

より小さいDFTサイズ（一般により狭い帯域幅）は、より狭いベースバンド及びRFフロントエンド帯域幅を意味し、それは同様に、より低いベースバンド複雑度、低い消費電力及びより小さい端末サイズを意味する。極端な場合として、MTは、APの２つの最低周波の副搬送波f_o及びf₁のみを用い、したがって非常に低消費電力で安価であることができる。そして帯域幅非対称通信システムは、特に全ての多帯域幅端末に対して１つのDFT又はFFT動作を共有することによって、アクセスポイントにおいて実現が容易な新たなOFDMシステム設計に基づく。

本発明の好ましい実施の形態は、従属請求項において規定される。請求項3及び27は、帯域幅、シンボル長及びガードインターバルに関する通信システムの実施の形態を規定する。請求項9〜11は、端末のアップリンク送信ユニットの実施の形態を規定し、請求項17〜21は、アクセスポイントのアップリンク受信ユニットの実施の形態を規定し、請求項12〜15及び22〜26は、ダウンリンク送信ユニット及びダウンリンク受信ユニットのための対応する実施の形態を規定する。

請求項4及び5で請求される有利な実施の形態によって提案されるように、アクセスポイントがそれぞれの移動端末との間で定期的に又は要求に応じてプリアンブルを送受信する場合、新たなシステムの性能は改善されることができる。この実施例において、一般的なダウンリンク及びアップリンクプリアンブルデザイン要求が導入され、異なる帯域幅のMTのためのこの要求を満たす一組の特定のプリアンブルシーケンスが提案される。

本発明によって提案される帯域幅非対称OFDMシステムが（例えば5GHz帯域に）実際に導入される場合、それは、同じ帯域で既に実際に用いられている可能性がある既知のレガシーOFDMシステム（例えばIEEE802.11a及びIEEE802.11nシステム）と共存しなければならない。さらに、APが、新たなOFDMシステム及び既に存在しているレガシーシステムの両方のユーザ端末をサポートすることができなければならないという強い要求が存在するかもしれない。したがって、本発明によるアクセスポイントの更なる実施の形態が、請求項28〜30において提案され、それらは、APが、システムモードのうちの一つにおいて交互に動作すること、又は、同じ周波数帯域においても両方のシステムモードで並行して動作することを可能にする。好ましくは、上記で規定されるような送信機及び受信機アーキテクチャの機能ブロックは、新たな帯域幅非対称OFDMシステムのユーザ端末に加えて、レガシーOFDMシステムのユーザ端末（MT）をサポートするためにAPによって再利用される。

本発明は次に図面を参照してより詳しく説明される。

アップリンク送信機の一般的なレイアウト
アップリンク同期はいかなるOFDMシステムにとっても非常に難しいことが知られている。帯域幅非対称OFDMに関しては、アクセスポイント及びそれぞれの端末におけるサンプリングレート及びローパスフィルタ間のミスマッチが、実際の実施において非同期の程度をさらに増大させるので、この問題はさらに悪化する。OFDMシステムにおいて、用語「同期」は、クロック同期、周波数同期、位相同期及びタイミング同期に及ぶ。一般に、タイミング同期を参照するときに、OFDMシンボル及びフレーム同期の両方が考慮されなければならない。技術の革新的な組み合わせによって、以下で説明される実施の形態から明らかになるように、本発明による通信システムは、周波数、位相、クロック及びタイミングにおける実際的なジッタに強い。従来のMC-CDMAシステムは、副搬送波にわたる拡散を行い、拡散符号間の直交性を維持するために、優れた周波数、クロック及びタイミング同期並びに非常に小さなドップラーシフトを必要とする。拡散が副搬送波全体にではなく各々の副搬送波に沿って実行される場合、ICIは拡散符号間の直交性に違反しないことが知られるが、異なる端末からのチャネル符号化シンボル間のタイミング同期は、一般に、異なる端末からの拡散符号間の直交性を保証するためにAPにおいてやはり必要とされる。

一般的に、本発明は、少なくとも１つのアクセスポイント（例えば遠隔通信ネットワーク中の基地局）及び少なくとも１つの端末（例えば遠隔通信ネットワーク中の少なくとも１つの移動電話）を含む通信システムに関する。一般に、既知の通信システム中のアクセスポイントに関連する端末は、もちろん互いに通信することができるために同一の帯域幅を持つことを必要とするが、これは本発明によるシステムにおいて必要とされない。端末のk番目の帯域幅クラスが端末のクラスとして規定され、そのFFT/IFFTが2^k個の係数だけを持ち、そのベースバンドサンプリングレートが2_k f_Δ（f_Δは副搬送波間隔）であるとすると、アップリンクに対してL= N_rx/N_tx≧1（N_tx=2^k）である。

図1は、アップリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による特定の帯域幅クラスのユーザ端末（MT）のアップリンク送信ユニット1の模式的なレイアウトを示す。アプリケーションデータを受信すると、チャネル符号器及びインターリーバ10（一般にアップリンクシンボル生成手段と呼ばれる）は、複素数（I/Q）値チャネル符号化データを生成する。実数値のシンボルはここでは、複素数値データシンボルの虚部であるQ成分がゼロである特別なケースとみなされることに留意すべきである。副搬送波マッパー11は、チャネル符号器及びインターリーバ10からm個のチャネル符号化データシンボルを得る。ここでmは、端末の帯域幅クラス固有のIFFTのサイズであるN_{u_tx}以下である。

A1は、その成分としてm個のシンボルを含む副搬送波マッパー11への入力ベクトルを示す。端末は、IFFTのN_{u_tx}個の副搬送波の中のm個上へのA1のm個のデータシンボルのマッピングを変更するために、一般的な疑似ランダムシーケンスに関してアクセスユニット（図示せず）と合意することができる。ダイバーシティー利得と演算要求との間のトレードオフとして、副搬送波マッピングの変更は、OFDMシンボルごとではなく、むしろタイムスロットごとに実行される。各々のタイムスロット内で、N_{u_tx}個の副搬送波の中の同じm個が、各々の入力ベクトルA1のために用いられる。

従来のOFDMシステムのように、全N_{u_tx}個の副搬送波のうち、IFFTのN_u-tx/2番目の係数周辺に存在してOFDMシンボル中の最高周波の副搬送波を表すわずかな副搬送波は、通信に用いられないことが必要とされる。これは、この対策がとられない場合、時間領域のパワー波形整形フィルタが変調された信号スペクトラムの拡張をもたらし、ICIを発生させるからである。さらに、直流副搬送波もしばしば送信されない。したがって、これらの未使用の副搬送波のためのFFT係数はゼロに設定される。

そのように構成されたN_{u_tx}個のFFT係数は、副搬送波マッパー11の出力B1であり、それは、最大帯域幅N_{u_tx}f_ΔのOFDMシンボルを生成するためにIFFTユニット12中でN_{u_tx}ポイントのIFFTを受ける。オプションとして、プリエンファシスが、チャネル（例えばTDDチャネル）の相互関係のためにダウンリンクチャネル推定を利用することによってIFFTの前に実行されることができる。

ガード期間（GP）が、OFDMシンボルの部分的循環拡張によって、IFFTの後にガード期間挿入ユニット13において挿入される。全ての異なる端末帯域幅クラスに対して統一されたOFDM復調アーキテクチャを達成するために、ガード期間は、好ましくは全ての端末に対して同じである。

GP挿入ユニット13の後に、帯域外の送信パワーを制限するためのパワー波形整形フィルタ14、従来のD/Aコンバータ（DAC）15及びRFフロントエンド（RF送信ユニット）16が続き、それらは帯域幅N_{u_tx}f_Δに対して最適化される。

チャネル符号器及びインターリーバ10並びに副搬送波マッパー11は一般に、OFDM符号化手段とも呼ばれ、OFDM符号化手段及びIFFTユニット12は一般に、OFDM変調手段とも呼ばれる。

上記のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号器及びインターリーバ10の出力データシーケンスが、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5), …,であると仮定される。ここで、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ..., a_m(k))^Tは、m個の複素数成分をもつベクトルである。各々の成分a_i(k)の実部及び虚部は、それぞれ、チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分を表す。シーケンスA(k)は、好ましくは、チャネル符号器及びインターリーバ10の出力FIFOキュー中に記憶され、要求に応じて副搬送波マッパー11によって読み出される。

チャネル符号器及びインターリーバ10の各々の出力ベクトルA(k)に対して、副搬送波マッパー11は、考慮されている端末中の送信機のN_{u_tx}個の副搬送波の中のm個の上へ、そのm個の成分a_i(k)（i=1, ..m）をマップする。直流副搬送波並びに正及び負の符号を持ついくつかの最高周波の副搬送波は用いられない。m=10に対する副搬送波マッパー11における可能なマッピングが、図2に図示される。

各々のそのように構成された出力データシンボルB(k)は、周波数領域のOFDMシンボルである。N_{u_tx}ポイントのIFFTトランスフォーマ12は、周波数領域のOFDMシンボルを時間領域のOFDMシンボルに変換する。GP挿入器14は、時間領域OFDMシンボルの最後のN_{u_tx_gp}個のサンプル又はN_{u_tx_gp}個のゼロ値サンプルから取られる循環プレフィックスを時間領域OFDMシンボルに加える。図3は、時間領域OFDMシンボルへの循環プレフィクスの追加を図示する。

ガード期間を有するそのように構成されたOFDMシンボルは、パワー波形整形のためのデジタルローパスフィルタリングを受ける。このパワー波形整形LPF14は、時間領域OFDMシンボルのサンプリングレートよりも高いサンプリングレートでサンプリングされてもされなくてもよい。

アップリンク受信機の一般的なレイアウト
図4は、アップリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイント（AP）のアップリンク受信ユニット4の模式的なレイアウトを示す。最大帯域幅N_{u_rx}f_Δに必要な大きさにされた従来のRFフロントエンド40及びアナログ-デジタル変換器（ADC）41は、端末の帯域幅クラスから独立して、特定の帯域幅クラスの端末からRF OFDM信号を受信する。ここで図示された実施例に対して、同じ又は異なる帯域幅のそれぞれの端末は、衝突なしでアクセスポイントと同時に通信することができないと仮定する。

ADC41は、後続のデジタルローパスフィルタ（LPF）22をサポートするためにオーバーサンプリングを行ってもよく、そのエッジ周波数は、端末固有の帯域幅N_{u_tx}f_Δではなく、最大帯域幅N_{u_rx}f_Δに対して必要な大きさにされる。時間領域のデジタルLPF42は、全ての帯域幅クラスに対して共通である。ADC41がデジタルLPF42をサポートするためにオーバーサンプリングを行っている場合、デジタルLPFは、必要とされる共通の（最大）受信機サンプリングレートN_{u_rx}f_Δを回復するために、逆のダウンサンプリングを行う。

デジタルLPF42の後、GPブロックを含む正しいOFDMシンボルが、シンボル時間同期の仮定の下で、入力ビットストリーム（すなわちベースバンドOFDM信号）から抽出される。端末固有の時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は、プリアンブル中の特定のビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得及びトラッキングを実行する。送信機と受信機との間の疑似同期が他の手段によって維持されるならば、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は除去されてもよい。

時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43のあとで、ガード期間はGP除去器44によって除去されて、残りのN_{u_rx}個のサンプルは、周波数領域OFDM信号を得るために、N_{u_rx}ポイントFFTユニット45による帯域幅クラスから独立したFFTを受ける。

帯域幅クラス独立FFTのあとで、帯域幅クラス及び端末固有の動作が実行される。まず、端末固有の副搬送波がN_{u_rx}個のFFT係数から抽出され、これは（一般にアップリンク再構成ユニットと呼ばれる）ウィンドウ処理及びミキシングユニット46において行われる。送信機1中のパワー波形整形フィルタ14が理想的であるならば、受信機4におけるISI（シンボル間干渉）の無い受信が保証され、N_{u_rx}ポイントFFTの最初のN_{u_tx}/2個の係数は、正の符号（直流を含む）を有するN_{u_tx}/2個の最低周波の副搬送波を正確に表し、N_{u_rx}ポイントFFTの最後のN_{u_tx}/2個の係数は、OFDM信号中の負の符号を有するN_{u_tx}/2個の最低周波の副搬送波を表す。これは、以下のウィンドウ処理操作のみで、考慮される帯域幅クラスのために全てのN_{u_rx}個のFFT係数からN_{u_tx}個の副搬送波を抽出することができることを意味する（MTは端末、APはアクセスポイントを意味する）。
E4_MT(i)= F4_AP(i) (0≦i≦N_{u_tx}/2-1の場合）
E4_MT(i) = F4_AP(N_{u_rx}-N_{u_tx} + i) (N_{u_tx}/2≦i≦N_{u_tx}-1の場合)

このマッピングは図6に図示される。

ここで、F_4AP(i)はN_{u_rx}ポイントFFTのあとでアクセスポイントにおいて得られるi番目のFFT係数を示し、E4_MT(i)は考慮される帯域幅クラスの端末で生成されたi番目のFFT係数を示す。

しかしながら、実用的なシステムにおいて、送信機中のパワー波形整形フィルタ14（図1を参照）は理想的ではない。通常、RRC(Root Raised Cosine)フィルタ又はRC(Raised Cosine)フィルタが適用され、それらは、使用された副搬送波の元のOFDMスペクトラムを隣接した帯域に広げ、図6中の最初のN_{u_tx}/2個及び最後のN_{u_tx}/2個の副搬送波以外の他の副搬送波への有用な受信信号エネルギーの拡散をもたらす。したがって、一般に、論じられた理想的なケースのための上記の単純なウィンドウ処理操作の代わりに、ウィンドウ処理及びミキシング操作が適用されることを必要とする。

したがって、好ましい実施の形態中の帯域幅クラス固有のウィンドウ処理及びミキシングユニット26が、図4中のN_{u_rx}ポイントFFTユニット45からのN_{u_rx}個のFFT係数F4_APから、K/2個の最初のFFT係数及びK/2個の最後のFFT係数を選択する。ここでN_{u_tx}≦K≦N_{u_rx}である。考慮される端末からの送信されたOFDMシンボルのi番目のFFT係数E4_MT(i)は、受信機におけるこれらのK個のFFT係数についての線形又は非線形フィルタ操作によって再構成される。一般にこの操作は、
E4_MT(i) =function(F4_AP(m), F4_AP(n))
（全てのm, nについて、0≦m≦K/2-1, N_{u_rx}-K/2≦n≦N_{u_rx}-1）
として表現されることができる。

端末がプリアンブル及び/又はパイロットトーンを送信する場合、端末固有の周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47が、周波数領域における他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行するために提供される。周波数領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器47は同様に、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域の周波数/位相/タイミングオフセット推定器43からの結果を利用する。さらに、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48が提供され、E4_MT(i)の変調副搬送波に関するオフセットを補償するために、考慮される端末に対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。さらに、アクセスポイントは、ダウンリンクチャネルにおいて伝達される制御情報を介して端末に最終的な周波数/位相/タイミング推定結果をフィードバックしてもよい。

端末固有のチャネル等化は、その結果がE4_MT(i)よりむしろD4に信頼がおけるので、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃されたあとに、周波数/位相/タイミングオフセット補償器48の出力ベクトルD4に関してチャネルイコライザ49において実行される。チャネルイコライザ49は、端末の全ての可能な副搬送波を含む出力ベクトルC4を供給する。チャネルイコライザ49の後のデータC4は依然として雑音及び干渉によって影響を受けているので、一般に、端末固有のデータ検出器50（例えばMLSE）が、各々の使用された副搬送波に対する復調結果を統計的に最適化するために適用されることができる。統計的に最適化された検出結果B4は副搬送波デマッパー51に供給され、副搬送波デマッパー51は、考慮される端末のA4の成分としてm個のデータシンボル（すなわち複素数値のチャネル符号化シンボル）を再構成する。最後に、データシンボルは、元の上位レイヤデータ信号を得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ52において、デインターリーブ及びチャネル復号される。

再構成ユニット46、副搬送波デマッパー51並びにチャネル復号器及びデインターリーバ52は一般に、アップリンクOFDM復号化手段とも呼ばれ、そしてFFTユニット55及びOFDM復号化手段は一般に、アップリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。

次に、上記のスキームにおける信号フローが説明される。アクセスポイントでは、端末中の送信機よりも、受信機40がより大きな帯域幅を持ち、ベースバンドがより高いサンプリングレートを持つので、ガード期間を有する受信された時間領域OFDMシンボルは、一般に、N_{u_rx}+N_{u_rx_gp}個のサンプリングポイント(N_{u_rx}/N_{u_tx} = N_{u_rx_gp}/N_{u_tx_gp} = 2^k)を含む。しかしながら、受信機が2k倍高いレートでサンプリングされているので、時間領域OFDMシンボル及びそのガード期間の絶対的な継続期間は、端末中の送信機によって生成されたものと同じである。

GP除去器44は、図5に図示するように、ガードインターバルを伴う各々の時間領域OFDMシンボルからN_{u_rx_gp}個の先行するサンプルを除去する。

N_{u_rx}ポイントFFTトランスフォーマ45は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。端末によって送信された元のN_{u_tx}OFDM副搬送波は、図6に図示するように、N_{u_rx}ポイントFFTのN_{u_rx}個のスペクトル係数から最初のN_{u_tx}/2個のサンプル及び最後のN_{u_tx}/2個のサンプルを取得することによって、又はより洗練された周波数領域フィルタリング操作によって、再構成される。

そのように再構成されたMT送信機FFTウィンドウベースのOFDMシンボルは、まず周波数/位相/タイミングオフセット補正、チャネル等化及びデータ検出の処理を受ける。そして、副搬送波デマッパー51は、チャネル復号器及びデインターリーバ52による更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルB(k)のm個の再構成されたデータ副搬送波を、m個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k), ...a_m(k)にマップする。

ダウンリンク送信機の一般的なレイアウト
次に、ダウンリンクのための送信機及び受信機アーキテクチャの実施の形態が説明される。端末のk番目の帯域幅クラスが端末のクラスとして定められ、そのFFT/IFFTがN_{d_rx}=2^k個の係数だけを持ち、そのベースバンドサンプリングレートがN_{d_rx}f_Δであるとする。アクセスポイントにおけるOFDMサンプリングレートがN_{d_tx}f_Δ（N_{d_tx}はOFDM変調のためのFFTエンジンのサイズ）であるとすると、ダウンリンクについてL= N_{d_tx}/N_{d_rx}≧1である。

図7は、ダウンリンクのための送信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明によるアクセスポイントのダウンリンク送信ユニット7の模式的なレイアウトを示し、図1に示されるアップリンク送信機ブロック図に非常に似ている。図7のブロック7'は、端末固有の（したがって帯域幅固有の）動作のみを含む。

最初の２つのブロック、チャネル符号器及びインターリーバ70（一般にダウンリンクシンボル生成手段と呼ばれる）及び副搬送波マッパー71は、図1中の対応するブロック10及び11と同じである。固有の帯域幅N_{d_rx}f_Δの各々の受信端末に対して、副搬送波マッパーは、周波数領域OFDMソース信号B7を得るために、チャネル符号器及びインターリーバ70からのm個のチャネル符号化（複素数値OFDM）データシンボルA7を、最大αN_{d_rx}個のOFDM副搬送波にマップする。ここで、0<α<1は、正及び負の両方の符号を有する最高周波の副搬送波のうちのわずかな割合並びにおそらく直流副搬送波は、送信機及び/又は受信機において起こりうる非線形性によって引き起こされるICIを回避するために、用いられるべきでないことを反映している。

加えて、出力C7を得るために、考慮されている端末に対して推定されたチャネルの送信帯域幅固有のOFDM信号のスペクトル特性をさらに改善するために、オプションとしてLPFユニット72における帯域幅クラス固有のパワー波形整形フィルタリング及びプリエンファシス操作が、副搬送波マッパー71の出力B7にFFTスペクトル領域において適用されることができる。

図7において、N_{d_tx}ポイントFFTのための従来のFFT係数インデックス付けルールが全ての端末に対してそれらの帯域幅とは無関係に用いられるので、全ての帯域幅クラス用の共通のIFFTのための拡張されたFFTウィンドウにおける周波数対応を満たすために、一般に、端末固有の副搬送波マッパーユニット71から生じる帯域幅固有FFTインデックスは並べ替えられる必要がある。したがって、図4のユニット46によって実行されるような及び図6に示されるような副搬送波並べ替えプロセスが、インデックスシフト装置73（一般に構成ユニットとも呼ばれる）によって実行されるが、アップリンク送信について上記で説明された再構成プロセスと比較して逆方向に実行される。

この並べ替えプロセスの後、Nd_tx次元のFFTベクトルが、考慮される端末のためにIFFTユニット74において生成され、多くとも最初のN_{d_rx}/2個及び最後のN_{d_rx}/2個の、端末によって受信されるべき非ゼロスペクトル係数のみを含む。この実施例において、中間のFFT係数は一般にゼロに設定される。

インデックスシフト装置73の後の操作は、帯域幅クラスに依存しない。図7中の全てのこれらの共通ユニット74〜78は、ちょうどN_{d_tx}ポイントIFFTのために従来の態様で必要な大きさにされ、それは最大システム帯域幅N_{d_tx}f_Δに対応する。

チャネル符号器及びインターリーバ70、副搬送波マッパー71並びにインデックスシフト装置73は、一般にダウンリンクOFDM符号化手段とも呼ばれ、そして、ダウンリンクOFDM符号化手段及びIFFTユニット74は、一般にOFDM変調手段とも呼ばれる。

図1と同様に、図7のスキームにおける信号フローを説明するために、チャネル符号器及びインターリーバ70における出力データシーケンスは、A(1), A(2), A(3), A(4), A(5)...であると仮定され、A(k)=(a_1(k), a_2(k), ...a_m(k))^Tは、m個の複素数成分を有するベクトルである。各々の成分a_i(k)の実部及び虚部は、それぞれ、チャネル符号化データシンボルのI成分及びQ成分を表す。シーケンスA(k)は、チャネル符号器及びインターリーバ70の出力FIFOキュー中に好ましくは記憶されて、要求に応じて副搬送波マッパー71によって読み出される。

チャネル符号器及びインターリーバ70の各々の出力ベクトルA(k)に対して、副搬送波マッパー71は、そのm個の成分a_i(k)（i=1,..m)を、考慮されるMT受信機のN_{d_rx}個の副搬送波のうちのm個の上へマップする。直流副搬送波並びに正及び負の符号を有するいくつかの最高周波の副搬送波は用いられてはならない。m=10に対する副搬送波マッパー71における可能なマッピングが図8に示される。

副搬送波マッパー71の各々のそのように構成された出力データシンボルは、考慮中のMT受信機に基づくFFTインデックスに対する周波数領域OFDMシンボルである。この帯域幅クラス固有OFDMシンボルのスペクトラムは実際の送信の間に広がる可能性があるので、予防的なパワー波形整形LPF 72が、OFDMシンボルスペクトラムの端のパワーを徐々に低減するために適用されることができる。可能なパワー波形整形LPF関数が図9に示される。

パワー波形整形LPF72の後、インデックスシフト装置73が、MT受信機ベースのFFTインデックスを、そのFFTサイズN_{d_tx}がMT受信機のFFTサイズN_{d_rx}よりも大きいAP送信機ベースのFFTインデックスにリマップする。リマッピングは、MT受信機ベースのFFTウィンドウの最初のN_{d_rx}/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最初のN_{d_rx}/2個のインデックスに割り当てることによって、及びMT受信機ベースのFFTウィンドウの最後のN_{d_rx}/2個の副搬送波をAP送信機ベースのFFTウィンドウの最後のN_{d_rx}/2個のインデックスに割り当てることによって、行われる。この操作は図10に示される。

ダウンリンク受信機の一般的なレイアウト
図11は、ダウンリンクのための受信機アーキテクチャのブロック図、すなわち基本的な非対称OFDM通信システムに用いられる本発明による特定の帯域幅クラスのユーザ端末のダウンリンク受信ユニット11の模式的なレイアウトを示す。

従来のRFフロントエンド110、従来のADC 111及び従来のデジタルローパスフィルタ112（それらは端末固有の帯域幅N_{d_rx}f_Δのために必要な大きさにされる）は、アクセスポイントからの混合RF OFDM信号を受信し、信号をデジタルフォーマットに変換し、そして帯域外の不必要な信号をフィルタ除去する。デジタルLPF 112の後のデジタル信号は、考慮されている端末の帯域幅である帯域幅N_{d_rx}f_Δ以下の最小帯域幅のチャネル符号化シンボルのみを含む。プリアンブルが考慮中の端末に送信される場合、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113は、プリアンブル中の特別なビットパターンに基づいて、周波数、位相及びタイミング取得並びにトラッキングを実行する。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113の後、ガード期間はGP除去器114において除去されて、残りのN_{d_rx}個のサンプルが、FFTユニット115における従来のN_{d_rx}ポイントFFTを受ける。N_{d_rx}ポイントFFTユニット115の出力ベクトルE11（周波数領域OFDM信号）は、考慮されている端末の帯域幅までの副搬送波を含む。

アクセスポイントが共通の又は端末固有のパイロットトーンを送信する場合、周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、周波数領域での他の周波数/位相/タイミングオフセット推定を実行することができる。プリアンブルは、チャネル推定及び周波数領域における追加の周波数/位相/タイミングトラッキングのためのパイロットトーンも伝達するように構成されることができる。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116は、また、推定の精度及び確実性を高めるために、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113からの結果を利用する。周波数/位相/タイミングオフセット補償器117は、周波数領域OFDM信号E11中の変調された副搬送波のオフセットを補償するために、考慮されている端末に対する最終的な周波数/位相/タイミング推定結果を利用する。

その後で、チャネル等化は、その結果がE11よりむしろD11に信頼がおけるので、周波数/位相/タイミングオフセットが一掃されたあとで、チャネルイコライザ118中で周波数/位相/タイミングオフセット補償器117の出力ベクトルD5について実行される。チャネルイコライザ118は、端末の全ての可能な副搬送波を含むその出力ベクトルC11を供給する。チャネルイコライザ118の出力ベクトルC11は依然として雑音及び干渉に影響を受けているので、一般に、データ検出器119（例えばMLSE）が、用いられる副搬送波に関する各々の通信に対する復調結果を統計的に最適化するために適用されることができる。

統計学的に最適化された検出結果は副搬送波デマッパー120に供給され、デマッパー120は、考慮されている端末に対するA11の成分としてm個の複素数値チャネル符号化シンボルを再構成する。最後に、チャネル符号化シンボルは、元の上位レイヤのデータを得るために、チャネル復号器及びデインターリーバ121において、デインターリーブされてチャネル復号される。

副搬送波デマッパー120、並びにチャネル復号器及びデインターリーバ121は一般に、ダウンリンクOFDM復号化手段とも呼ばれ、FFTユニット115及びOFDM復号化手段は一般に、ダウンリンクOFDM復調手段とも呼ばれる。

MT受信機は従来のOFDM受信機である。BW=N_{d_rx}f_Δより高いレートのクロックで動作することができるADC111の後、デジタルローパスフィルタリング112が実行される。ADC111がオーバーサンプリングする場合、デジタルLPF112に続いて必要な帯域幅N_{d_rx}f_Δへのダウンサンプリングが行われる。

GP除去器54は、図12に図示するように、ガード期間を有する各々の時間領域OFDMシンボルからN_{d_rx_gp}個の先行するサンプルを除去する。

Nd_rxポイントFFTトランスフォーマ115は、ガード期間のない時間領域OFDMシンボルを周波数領域のOFDMシンボルに変換する。周波数/位相/タイミングオフセット補正、チャネル等化及びデータ検出の後、副搬送波デマッパー120は、チャネル復号器及びデインターリーバ121による更なる処理のために、各々の周波数領域OFDMシンボルB(k)のm個の再構成されて用いられている副搬送波を、m個のチャネル符号化データシンボルa_1(k), a_2(k), ...a_m(k)にマップする。

以下では、上記で詳細に説明されたような本発明による一般的な通信システムの更なる実施の形態が説明される。

プリアンブルデザイン
最初に、APから特定の帯域幅クラスに属するMTへのダウンリンク送信における、及び／又は特定の帯域幅クラスに属するMTからAPへのアップリンク送信における、プリアンブルを用いる実施の形態が説明される。

OFDMシステムは、送信機と受信機との間の周波数/クロック、位相及びタイミング同期を可能にするためにプリアンブルを必要とし、それは良好な性能のために非常に重要であることが良く知られている。プリアンブルの処理は、アップリンク並びにダウンリンク受信機の時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器において、行われる。様々なタイプの同期のためにプリアンブルを利用するための多くの異なる方法が存在する。

APは、本発明による上述の帯域幅非対称OFDMシステムにおいて、異なる帯域幅のMTをサポートしなければならないので、従来のプリアンブルデザイン方法を率直に適用すると、それぞれの帯域幅クラスに対してプリアンブルを独立して生成及び処理することにつながるだろう。これは、オーバーヘッドであるシステム制御データ量の増加、及び更なるベースバンド処理を意味する。以下では、統合的なプリアンブルデザインへのアプローチが説明され、それによって、これらの不利な点は回避されることができる。

提案された帯域幅非対称OFDMシステム中のAPは、異なる帯域幅のMTをサポートする。MTのk番目の帯域幅クラスがMTのクラスとして定められ、そのFFT/IFFTが2^k個の係数だけを持ち、そのFFT/IFFTサンプリングレートが2^kf_Δであるとする。f_Δは副搬送波間隔であり、AP及びMTの両方に対して等しく設定される。一般性を失うことなく、APのFFT/IFFTサンプリングレートは、最大帯域幅クラスに属するMTのサンプリングレートに等しい。

パーセバルの定理に関して、

である。周波数領域における良好な自己相関特性を有するOFDMプリアンブルは、同様に時間領域における良好な自己相関特性を持つ。こういった理由で、ほとんどの実用的な実装において同期動作自体は時間領域で行われるが、IEEE802.11aシステム用のプリアンブルは、周波数領域における良好な自己相関特性を有する長短の同期シーケンスに基づく。

AP中のFFTユニットのサイズがN=2^kmaxであるとする。これらのN個のスペクトル係数は、物理的に、-N f_Δ/2からN f_Δ/2-1までの（周期的な）スペクトラムを表す。異なる帯域幅クラスのMTは、このスペクトラム全体にわたるFFT係数を異なって用いる。図13は、異なる帯域幅クラスがどのように異なるスペクトル係数を共有するのかを示す。より低い周波のスペクトル係数であるほど、より多く帯域幅クラスがそれらを用いる。

異なる帯域幅のMT達がそれらの重なり合うスペクトラム内の副搬送波を用いているので、異なる帯域幅のMTによって用いられる統合的なフレームワーク構造を有する一セットのプリアンブルシーケンスPr(i)を設計することが可能である。シングルユーザアクセスの場合は、プリアンブルの帯域幅は、そのユーザの帯域幅に適合しなければならない。もちろん、その帯域幅が受信ユーザの帯域幅よりも大きいダウンリンクプリアンブルを送信することができる。しかし、受信ユーザの帯域幅の外側のエネルギーは無駄になり、送信パワーの非効率的な使用をもたらす。したがって、上記のシングルユーザケースに対して、以下に示されるような統合的なフレームワーク構造の一セットのプリアンブルを用いることが好ましくは提案され、各々のプリアンブルの帯域幅は、対応する帯域幅クラスの帯域幅に適合する。

一般に、統合的なフレームワーク構造を持つ一セットのプリアンブルシーケンスを得るために、以下の要求が満たされる。
a) セット中のk番目のプリアンブルのM_k個のサンプル（しばしばチップと呼ばれる）の各々Pr_k(i)（i=0,..M_k-1）は、k番目の帯域幅クラスから１つの固有の副搬送波に割り当てられる。セット中の異なるプリアンブルのチップ総数の間には関連がある。2^k個の副搬送波を有するk番目の帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_k(i)がM_k個のチップを含む場合、2^k+1個の副搬送波を有するk+1番目の帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_k+1(i)は、2M_k個のチップを含む（すなわちM_k+1=2M_k）。Pr_k+1(i)の最初のMk個のチップは、Pr_k(i)のM_k個のチップと同じ副搬送波に割り当てられる。
b) N_min=2^kmin個の最低周波のFFT係数を含む、考慮される最小の帯域幅クラスに対して、最小帯域幅クラスの帯域幅中のPr_kmin(i)のチップは、良好な自己相関特性を持つ。これは、最小帯域幅クラス中に十分なチップ（例えば>4）が存在することを意味する。
c) それぞれ2^k1及び2^k2個（k₁>k₂>k_min）のFFT係数を含む２つの帯域幅クラスk₁及びk₂に対して、k₁番目の帯域幅クラス中のPr_k1(i)のチップの自己相関特性は、k₂番目の帯域幅クラス中のPr_k2(i)のチップの自己相関特性に等しいか、又はそれより良好である。これは、k₁番目の帯域幅クラスのためのPr_k1(i)が、k₂番目の帯域幅クラスのためのPr_k2(i)よりも多くのチップを含むためである。
d) 同じ帯域幅クラス中にある任意の２つの異なるプリアンブルPr₁(i)及びPr₂(i)のサンプルは、互いに直交でなければならない。

これらのデザイン要求に従い、最も低い帯域幅クラスが十分なFFT係数（例えばN_min=16）を含むと仮定して、k番目の帯域幅クラスのための専用のプリアンブルとして、長さM_kの直交Gold符号を用いることが好ましくは提案される。そのような直交Gold符号は、例えば書籍"OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting" by L. Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller, John Wiley & Sons, June 2004において説明される。しかしながら、良好な自己相関特性及び2kの可能な長さを有する任意の他の符号系統が同様に、異なる帯域幅クラスのためのプリアンブルとして用いられることができる。各々のGoldシーケンスのサンプルがどのように対応する帯域幅クラスの選択された副搬送波に割り当てられるのかを示す、異なる長さの一セットのGold符号の例を以下に挙げる。

k_maxが最大帯域幅クラスのインデックスであり、N_maxが最大帯域幅クラス中の副搬送波の数であるとする。最大帯域幅クラスのためのGoldシーケンスがPr_kmax(i)であり、それは一般に長さM_kmax=2^m_max（M_kmax≦N_max）を持つとする。異なる帯域幅クラスの数がQ=2^q（q<m）であり、k_minは最小帯域幅クラスのためのインデックスであるとする。最小帯域幅クラスから始めて、以下の連続的なデザインルールが適用される。
a) 最小帯域幅クラスは、GoldシーケンスPr_kmax(i)の最初のM_kmin= M_kmax/Q個のサンプルを含む。これらのM_kmin個のサンプルは、所望の個々のシステム設計に従って選択されることができる最小帯域幅クラスのN_min=2^kmin個の副搬送波に、等距離で割り当てられても等距離で割り当てられなくてもよい。
b) Mk個のサンプルがk番目の帯域幅クラスに割り当てられると仮定すると、k+1番目の帯域幅クラスは、GoldシーケンスPr_kmax(i)の最初の2M_k個のサンプルを含む。これらの2M_k個のサンプルのうちの最初の半分は、k番目の帯域幅クラスのサンプルと同じである。つまり、k番目の帯域幅クラスが、副搬送波へのそれらの割当てを決定する。これらの2M_k個のサンプルの後半は、k+1番目の帯域幅クラスの周波数中ではあるがk番目の帯域幅クラスの周波数中ではない副搬送波に割り当てられる。また、これらの2M_k個のサンプルの後半が割り当てられる副搬送波の位置は、自由に選択されることができる。

M_k個のサンプルを含むそのように生成されたGoldシーケンスPr_k(i)は、k番目の帯域幅クラスの帯域幅に帯域幅が限定され、したがって、k番目の帯域幅クラスに属する任意のMTのためのダウンリンク及び／又はアップリンクプリアンブルとして用いられることができる。異なる帯域幅クラスの２つのプリアンブルがそれらの占有周波数帯域幅において重なり合っている場合、重なり合う周波数帯域幅中のそれらのサンプルは、常に同じ副搬送波に割り当てられる。

一例として、３つの異なる帯域幅クラスを仮定する。最大の帯域幅クラスは64個のFFT係数を持ち、二番目に大きな帯域幅クラスは32個のFFT係数、そして最小の帯域幅クラスは16個のFFT係数を持つ。これはk_max=6及びk_min=4を意味する。最大の帯域幅クラスのためのGoldシーケンスは、12個のサンプルPr_6(i)（i=1,.., 12）を持つ。図14は、最大の帯域幅クラスのためのこのGoldシーケンス及び選択された12個の副搬送波4、8、12、19、23、27、35、39、43、48、53、58へのその割り当てから始めて、どのように他の帯域幅クラスのためのプリアンブルシーケンス及び副搬送波へのそれらの割当てが上記のデザインルールに従って決定されるのかを示す。図14Aは、最大の帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_6(i)及び12個の副搬送波への可能な割当てを示す。図14Bは、二番目に大きな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_5(i)及び6個の副搬送波への派生割当てを示す。図14Cは、最も小さな帯域幅クラスのためのプリアンブルPr_4(i)及び3個の副搬送波への派生割当てを示す。

図15は、図1に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するアップリンク送信機1Aのレイアウトを示す。スイッチ18は、プリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらがMTによるアップリンクにおいて送信されるのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器17は、時間領域で直接的にプリアンブルを生成することができ、又は、デザインルールに従って周波数領域で一時的なプリアンブルを最初に生成し、そしてこの一時的なプリアンブルを、N_{u_tx}ポイントIFFTを通して最終的な時間領域プリアンブルに変換することができる。時間領域プリアンブルは、メモリ（図示せず）中に好ましくは記憶される。スイッチ18が上の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出され、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。

（図4に一般的に示されるような）アップリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47によって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43のみがプリアンブルシーケンスを利用する場合は、図4に示されるアップリンク受信機4のRFフロントエンド40、ADC41、デジタルLPF42及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47もプリアンブルシーケンスを利用する場合には、アップリンク受信機4の共通のNu_rxポイントFFTユニット45、ウィンドウ処理及びミキシングユニット46、並びに周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器47もまた、プリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器44は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。

図16は、図7に示されるレイアウトに基づく、プリアンブル挿入のための手段を有するダウンリンク送信機7Aのレイアウトを示す。スイッチ80は、APがダウンリンクにおいてプリアンブルシーケンス又はOFDMユーザーデータブロックのどちらを送信するのかを決定する。時間領域プリアンブル発生器79は、直接的に時間領域においてプリアンブルを生成することができ、又は、最初に、考慮中である帯域幅クラスの従来のFFTインデックス番号付けシステムのためのデザインルールに従って周波数領域において一時的なプリアンブルを生成する。そして一時的なプリアンブルは、共通のFFTユニットのFFTインデックス番号付けシステムにインデックスシフトされることを必要とし、そして最終的に、全ての帯域幅クラスのための共通のN_{d_tx}ポイントIFFTで、時間領域プリアンブルに変換される。時間領域プリアンブルは、メモリ中に好ましくは記憶される。スイッチが下の位置にある場合、時間領域プリアンブルが正しいクロックレートで読み出されて、OFDMユーザーデータブロックの送信は一時停止される。

（図11に一般的に示されるような）ダウンリンク受信機において、プリアンブルシーケンスは、時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113及び／又は周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116によって利用される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけがプリアンブルシーケンスを利用する場合、図11に示されるダウンリンク受信機11中のRFフロントエンド110、ADC111、デジタルLPF112及び時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器113だけが、プリアンブルシーケンスを処理する。周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もプリアンブルシーケンスを利用する場合、N_{d_rx}ポイントFFTユニット115及び周波数領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器116もまたプリアンブルシーケンスを処理する。GP除去器144は、プリアンブルの実際のデザインによっては、無効にされることができる。

定期的に又は要求に応じて、APによって異なるMTとプリアンブルを送受信するという上記の提案は、本発明によって提案される通信システムを補う。それは、MTのコスト、サイズ及び消費電力をスケーラブルにして、したがって、任意の一つの既知の無線システムよりも非常に大きな潜在的アプリケーション領域を対象とする。

既知の通信システムと新たな通信システムとの間の共存
次に、実施の形態は、同じ周波数帯域での既知のOFDM通信システムと本発明のOFDM通信システムとの間の共存について説明される。

最大ハードウェアコンポーネント共有並びに新たなOFDMシステム及びレガシーOFDMシステムの両方のMTとの可能な並列通信の基本的な要求をはじめとして、この要求にとって、新たなOFDMシステムの副搬送波間隔f_ΔがレガシーOFDMシステムの副搬送波間隔に設定されることが重要である。IEEE802.11a/nでは、副搬送波間隔は20MHz/64=312.5kHzである。新たなOFDMシステムのアップリンクガード期間は、レガシーOFDMシステムのアップリンクガード期間と同じであるか又はそれより長いと仮定され、ダウンリンクガード期間は両方のシステムで同じであると仮定される。

新たなOFDMシステムのMTにレガシーOFDMシステムの活動を通知するために、APは、APがレガシーシステムモードである場合、たとえAPがまた同時に新たなシステムモードであるとしても、f_Δ/4の周波数で連続的なコサイン波形を送信する。つまり、APが新たなシステムモードのみである場合に限り、連続的なコサイン波形は不在である。コサイン波形の周波数は、チャネル符号化シンボルのDC副搬送波の近くに選択される。DC副搬送波は、レガシーOFDMシステムによっても、又は新たなOFDMシステムによっても用いられていないからである。新たなOFDMシステムのMTは、レガシーOFDMシステムの存在を通知されるために、所与の周波数でコサイン波形を検出する。コサイン波形の周波数、位相又は振幅変調は、APから新たな帯域幅非対称OFDMシステムの全てのMTまで、非常に低速の信号メッセージを伝達することが可能である。これらのメッセージは、例えば、レガシーシステムのパラメータを含むことができる。

共存のための交互モードの実施例
レガシーOFDMシステムとの共存のための交互モードの実施例によれば、APは、一旦レガシーシステムモードにおけるユーザ活動を検出すると、新たなシステムモードとレガシーシステムモードとの間でその動作を交替で行う。レガシーシステムのユーザを検出するために、APは、一時的に連続的なコサイン波形を送信することによって新たなシステムでの全ての送信を一時停止することができ、レガシーシステムのユーザ局によるキャリア検知のために共用スペクトラムを開放し、そしてレガシーシステムのユーザ局はレガシーシステムモードのAPとの関連付け（association）プロセスを始める。ある時間内に関連付け要求が受信されない場合、APは連続的なコサイン波形の送信を終了して、新たなシステムのための通常モードに復帰する。

少なくとも１つのレガシーシステムのユーザがAPに関連付けられる場合、APは、連続的なコサイン波形をオン／オフすることによって、２つのモードの間でその動作を交互に行わなければならない。各々のモードの継続期間は、各々のシステムにおけるトラフィック負荷又は他の優先度ポリシーに関して決定される。レガシーシステムでの活動が所与の期間の間に検出されなかった後に、レガシーシステムモードにおける最小の継続期間に達する。

以下で、APにおいて、新たな帯域幅非対称OFDMシステムの送信機及び受信機コンポーネントが、レガシーOFDMシステムにどのように再利用されることができるのかが議論される。議論は、上述されて図4に示されたアップリンク受信機アーキテクチャ及び上述されて図7に示されたダウンリンク送信機アーキテクチャに基づく。

図4に示されるアップリンク受信機アーキテクチャを参照して、APがレガシーシステム802.11a/nをサポートするために新たなRFフロントエンドを追加する必要はない。アップリンクガード期間がそれぞれのシステムで異なる場合、図4中のGP除去器44は、実際のシステムモードにとって正しいガード期間サンプルを除去する。レガシーシステムの帯域幅が、サポートされる帯域幅クラスの一つの帯域幅と一致するので、共通のN_{u_rx}ポイントFFT45並びにウィンドウ処理及びミキシングユニット46は、レガシーシステムのために再利用されることができる。

ウィンドウ処理及びミキシングは、レガシーOFDMシステムのN_L個のFFT係数を供給し、レガシーシステムのための専用のベースバンド処理がそのあとに続くことができる。つまり、図4中のウィンドウ処理及びミキシングユニット46後のユニットは、変更なしで再利用されることができない。したがって、（図4のレイアウトに基づく）アップリンク受信機4Aの変更されたレイアウトが、図17に示すように提供される。時間領域周波数/位相/タイミングオフセット推定器43は、新たなOFDMシステムのために設計されるので、専用のマッチフィルタ53が、レガシーOFDMシステムのために時間領域において追加され、周波数及びタイミング取得を行うために、それはレガシーOFDMシステムの長短のプリアンブルに適合される。さらに、従来のデザインのFFTに従うレガシーアップリンク受信機ベースバンドサブシステム54が提供される。

ブロック53及び54はAPがレガシーシステムモードである場合にのみ有効であり、ブロック43、47〜52はAPが新たなシステムモードである場合にのみ有効であり、残りのブロック40〜42及び44〜46は両方のモードに共通のブロックであることに留意すべきである。

図7に示されるダウンリンク送信機アーキテクチャを参照すると、レガシーOFDMシステムは、周波数領域におけるパワー波形整形LPF72までの専用のベースバンド機能ブロックを必要とする。つまり再利用はパワー波形整形LPF72から始まる。したがって、（図7のレイアウトに基づく）ダウンリンク送信機7Bの変更されたレイアウトは、図18に示すように提供される。レガシーダウンリンク送信機ベースバンドサブシステム81の専用の機能ブロックは、レガシーシステムのN_L個のFFT係数を含むE7_{MT_u}(i)ベクトルを生成する。IEEE802.11aでは、N_L=64である。オプションのデジタル波形整形操作が、よりよくチャネル特性に適合させるためにパワー波形整形LPF72の手段によってE7_{MT_u}(i)に関して実行されることができる。レガシーシステムの帯域幅が、サポートされる帯域幅クラスの一つの帯域幅と一致するので、その帯域幅クラス用のインデックスシフト装置は、共通のIFFTユニット74のN_{d_tx}ポイントウィンドウ内の正しい位置にレガシーシステムのN_L個のスペクトル係数をシフトするために再利用されることができる。IFFTユニット74の後、GP挿入器75は、システムモードから独立した共通のガード期間を挿入する。そして図7中のDAC77及びRFフロントエンド78は、レガシーシステムのために完全に再利用されることができる。

ブロック81はAPがレガシーシステムモードである場合にのみ有効であり、ブロック70〜72はAPが新たなシステムモードである場合にのみ有効であり、残りのブロック73〜78は両モードに共通のブロックであることに留意すべきである。さらに、新たなシステムのために生成される図18中の代表ベクトルE7_MTは、２つのシステムの周波数分割を確実にするために、レガシーサブシステム81の周波数帯域内の副搬送波を含んではならない。

共存のための並列モードの実施例
上で説明された共存のための交互モードの実施例には、レガシーシステムモードにおいて、新たなシステムのための帯域幅全体のうちの一部のみが用いられるという欠点がある。以下の共存のための並列モードの実施例は、少なくとも１つのレガシーシステムのユーザがAPに関連付けられる場合、新たなOFDMシステムの全てのMTが、レガシーシステムの周波数帯域の外側にあるそれらの帯域幅クラス内の副搬送波を通してAPと通信することを可能にすることによって、この不利な点を解決する。つまり、連続的なコサイン波形が送信される限り、新たなシステムの全てのMT及びAPは、レガシーシステムによって占有される周波数帯域内の副搬送波を用いることを控える。これは、新たなシステムにおいて用いられるプリアンブル及びパイロットトーンにも当てはまる。

レガシーシステムのチャネル符号化シンボルが、新たなシステムのOFDMシンボルタイミングから独立してAPに到達するので、アップリンク受信機における新たなシステム及びレガシーシステムの両方からのチャネル符号化シンボルの並列したFFTは難しい。したがって、図4に示されるアーキテクチャのRFフロントエンド40だけが２つのシステムによって同時に用いられるべきであり、それは、２つのシステムが周波数分割するので（すなわち副搬送波を共用しないので）可能である。したがって、（図4のレイアウトに基づいた）アップリンク受信機4Bの変更されたレイアウトが図19に示すように提供される。共通のADCブロック41の後、レガシーシステムの全ての残りの必要なベースバンド機能のためのアップリンク受信機ベースバンドサブシステム55を含む追加の独立ベースバンド分岐が用いられ、それは、新たなOFDMシステムのためのベースバンド分岐用のハードウェアクロックと異なるハードウェアクロックで動作することができる。

新たなシステムのためのFFTユニット45に続くウィンドウ処理及びミキシングユニット46は、レガシーシステムの周波数帯域外の並べ替えられた副搬送波のみを供給する。レガシーシステムのための独立ベースバンドサブシステム55中の（通常はADC41の直後に続く）デジタルLPFフィルタ（図示せず）は、レガシーシステムの関連する帯域幅だけがフィルタリングされるように取り計らう。

並列モードにおいて、図19に示される全てのブロックは一般に有効であることに留意すべきである。さらに、並列モードのためのAP中のダウンリンク送信機は、図18に示される交互モードのためのAP中のダウンリンク送信機アーキテクチャと同じアーキテクチャを持つことに留意する必要がある。唯一の違いは、並列モードにおいて全てのブロックが一般に有効であり、すなわちブロック70〜72及び81が同時に有効であることである。

図20は、本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図を示す。図20は特に、アップリンク受信ユニット4及びダウンリンク送信ユニット7を持っているアクセスポイントAP、並びにアップリンク送信ユニット1及びダウンリンク受信ユニット11を含む２つの端末MT1, MT2を示す。そのような通信システムは、例えば遠距離通信システムであることができ、アクセスポイントAPは複数の基地局のうちの一つに相当し、端末MT1、MT2は移動局又は他のモバイル装置に相当する。しかしながら、通信システムはまた、任意の他の種類であり及び／又は任意の他の目的のためであることができる。

既知のOFDMシステムと新たなOFDMシステムとの間の共存を可能にするという上記の提案は、本発明によって提案される通信システムを補う。それは、MTのコスト、サイズ及び消費電力をスケーラブルにして、したがって、任意の一つの既知の無線システムよりも非常に大きな潜在的アプリケーション領域を対象とする。特に、以下の新たな機能が可能になる。
a) APは、新たな帯域幅非対称OFDMシステムのMTに、レガシーOFDMシステムが有効になったこと、及びレガシーOFDMシステムによって必要とされる全てのスペクトラムリソースが、新たな帯域幅非対称OFDMシステムによって用いられるためにブロックされることを、教えることができる。
b) APは、２つのシステムモードを切り替えるか、又は２つの異なるOFDMシステムのMTと並行して通信することができる。

さらに、レガシーOFDMシステムのために、新たなOFDMシステムの全てのRFコンポーネント及びベースバンドユニットの一部（例えばソフトウェアモジュール）が再利用可能であることが示された。

要約すると、本発明による通信システムの新たなデザインから生じる主要な技術的なチャレンジは次の通りである。
-異なる帯域幅のMTは、異なる時刻で（例えばTDMA, FDMA, CSMAベース）、又は同じ時刻で（例えばCDMAベース）、APと通信することができる。
-所与の帯域幅クラスのMTは、異なるビットレートの並列接続（各々の端末クラス内のマルチレート）をさらに持つことができる。
-異なる帯域幅のMTからのチャネル符号化シンボル間のアップリンク同期
-異なる帯域幅の全てのMTのための一つのFFT/IFFTエンジンによる共通のOFDM変調及び復調アーキテクチャによるAP実装の低複雑度
-異なる帯域幅の全てのMTのためにAP中の共通のRFチャネル選択フィルタを用いることによるRFフロントエンド実装の低複雑度
-チャネル等化のための効果的なサポート
-干渉軽減のための効果的なサポート
-事前変形又はプリエンファシスのための効果的なサポート
-キャリア間干渉（ICI）、シンボル間干渉（ISI）及びドップラーシフトに対するロバストネス
-タイミング、周波数、位相及びクロックオフセットに対する低い感度
-効率的なMAC
-レガシー無線システムとのスペクトラム共存

本発明は、いかなる上述された実施例（例えば移動電話及び基点局を含む遠距離通信ネットワーク又はIEEE802.11aシステム）にも限られないことに留意すべきである。本発明は、任意の種類の内容を送信するために、任意の既存の又は将来の通信システムに、並びにそのような通信システムの端末及びアクセスポイントに、一般に適用可能である。本発明はまた、いかなる特定の周波数範囲又は変調技術にも限られない。

本発明が図面及び前述の説明において図示されて詳細に説明されたが、そのような図示及び説明は、説明又は例示のためであって制限的ではないものと考えられ、本発明は開示された実施例に限られない。図面、開示及び添付の請求の範囲の検討から、請求された発明を実施する際に、開示された実施例に対する他のバリエーションが当業者によって理解され及び達成されることができる。

請求の範囲において、「有する，含む」等の言葉は、他の要素又はステップを除外せず、単数形は複数の意味を含む。単一の素子又は他のユニットは、請求項に列挙されるいくつかのアイテムの機能を成し遂げることができる。ある手段が相互に異なる従属請求項に列挙されているとしても、これらの手段の組み合わせを有利に用いることができないことを示すものではない。請求の範囲中の任意の参照符号は、範囲を制限するものとして解釈されてはならない。

アップリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。アップリンク用の送信機における信号フロー。アップリンク用の送信機における信号フロー。アップリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。アップリンク用の受信機における信号フロー。アップリンク用の受信機における信号フロー。ダウンリンク用の送信機アーキテクチャのブロック図。ダウンリンク用の送信機における信号フロー。ダウンリンク用の送信機における信号フロー。ダウンリンク用の送信機における信号フロー。ダウンリンク用の受信機アーキテクチャのブロック図。ダウンリンク用の受信機における信号フロー。異なる帯域幅クラスが異なるスペクトル係数を共有する方法を説明する図。（12個のサンプルを有する最大の帯域幅クラスのGoldシーケンスから始まる）プリアンブルデザインの例。プリアンブル挿入を伴うアップリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。プリアンブル挿入を伴うダウンリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。既存の通信システムとの交互の使用を可能にするアップリンクのための受信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。既存の通信システムとの交互の使用を可能にするダウンリンクのための送信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。既存の通信システムとの並行した使用を可能にするアップリンクのための受信機アーキテクチャの実施の形態のブロック図。本発明が用いられることができる通信システムの単純なブロック図。

Claims

無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ少なくとも一つの端末、及び前記無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調されている通信システムであって、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする通信システム。
前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも一つの端末が、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅より小さく、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信する、請求項１に記載の通信システム。
前記アップリンク送信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、等しいOFDMシンボル長及び前記OFDMシンボル間の等しいガードインターバルを持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
前記アップリンク送信ユニット及び／又は前記ダウンリンク送信ユニットが、プリアンブルを生成して送信される無線周波OFDM信号に追加するためのプリアンブル追加手段及びプリアンブルを有し、前記アップリンク受信ユニット及び／又は前記ダウンリンク受信ユニットが、受信される無線周波OFDM信号中のプリアンブルを検出及び評価するプリアンブル評価手段を有することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の通信システム。
前記プリアンブル追加手段がGold符号によってプリアンブルを追加することを特徴とする、請求項４に記載の通信システム。
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ少なくとも一つの端末、及び前記無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントを有し、前記OFDM信号が直交周波数分割多重（OFDM）変調され、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける通信方法。
請求項２に記載の通信システムにおける通信のための、請求項６に記載の通信方法であって、前記アクセスポイントが、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持ち、前記少なくとも一つの端末が、前記無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持ち、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅より小さく、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信する通信方法。
請求項１に記載の通信システムに用いられる端末であって、無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニットを持つアクセスポイントによる受信のために、無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを有し、前記OFDM信号は、直交周波数分割多重（OFDM）変調されており、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする端末。
前記アップリンク送信ユニットが、
入力データ信号を、副搬送波間隔（f_Δ）でN_{u_tx}個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、N_{u_tx}×f_Δの帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンクRF送信手段を有し、
前記アップリンクOFDM変調手段及び前記アップリンクRF送信手段が、N_{u_tx}×f_Δの帯域幅を持つ、請求項８に記載の端末。
前記アップリンクOFDM変調手段が、
N_{u_tx}個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDMソース信号を前記データ信号から得るアップリンク符号化手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、前記周波数領域OFDMソース信号にN_{u_tx}ポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクIFFT手段、
を有する請求項９に記載の端末。
前記アップリンク符号化手段が、
複素数値チャネル符号化シンボル上に前記データ信号のビットをマッピングするアップリンクシンボル生成手段、及び
前記周波数領域OFDMソース信号を得るために、N_{u_tx}個のOFDM副搬送波上に前記複素数値チャネル符号化シンボルをマッピングするためのアップリンク副搬送波マッピング手段、
を有する請求項１０に記載の端末。
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを持つアクセスポイントによって送信される無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを有し、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅よりも小さく、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項２に記載の通信システムに用いられる請求項８に記載の端末。
前記ダウンリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのダウンリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を出力データ信号に復調するダウンリンクOFDM復調手段、
を有し、
前記ダウンリンクRF受信手段及び前記ダウンリンクOFDM復調手段が、N_{d_rx}×副搬送波間隔（f_Δ）（N_{d_rx}≦N_{d_tx}）の帯域幅を持つ、
ことを特徴とする、請求項１２に記載の端末。
前記ダウンリンクOFDM復調手段が、
N_{d_rx}個の周波数の副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、ベースバンドOFDM信号にN_{d_rx}ポイント高速フーリエ変換演算を実行するダウンリンクFFT手段、及び
前記周波数領域OFDM信号から出力データ信号を得るためのダウンリンク復号手段、
を有することを特徴とする、請求項１３に記載の端末。
前記ダウンリンク復号手段が、
周波数領域OFDM信号の前記N_{d_rx}個の周波数の副搬送波を複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのダウンリンク副搬送波デマップ手段、及び
前記出力データ信号のビット上に前記複素数値チャネル符号化シンボルをデマップするためのダウンリンクシンボルデマップ手段、
有することを特徴とする、請求項１４に記載の端末。
無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのアップリンク送信ユニットを持つ端末によって送信される無線周波OFDM信号を受信するためのアップリンク受信ユニットを有し、前記OFDM信号は直交周波数分割多重（OFDM）変調され、前記アップリンク送信ユニット及び送信される無線周波OFDM信号の帯域幅が、前記アップリンク受信ユニットの帯域幅よりも小さいことを特徴とする、請求項１に記載の通信システムにおいて用いられるアクセスポイント。
前記アップリンク受信ユニットが、
無線周波OFDM信号を受信し、受信された無線周波OFDM信号をベースバンドOFDM信号に変換するためのアップリンクRF受信手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号をデータ信号に復調するためのアップリンクOFDM復調手段を有し、
前記アップリンクRF受信手段及び前記アップリンクOFDM復調手段が、N_{u_rx}×副搬送波間隔（f_Δ）（N_{u_rx}≧N_{u_tx}）の帯域幅を持つことを特徴とする請求項１６に記載のアクセスポイント。
前記アップリンクOFDM復調手段が、N_{u_rx}個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDM信号を得るために、前記ベースバンドOFDM信号にN_{u_rx}ポイント高速フーリエ変換演算を実行するアップリンクFFT手段、及び前記周波数領域OFDM信号からデータ信号を得るためのアップリンク復号化手段を有することを特徴とする、請求項１７に記載のアクセスポイント。
前記アップリンク復号化手段が、
前記周波数領域OFDM信号の受信されたN_{u_rx}個のOFDM副搬送波から、送信されたN_{u_tx}個のOFDM副搬送波を再構成し、N_{u_tx}個の周波数の副搬送波が前記少なくとも一つの端末から送信される無線周波OFDM信号を表す、アップリンク再構成手段、
周波数領域OFDM信号の再構成されたN_{u_tx}個の周波数の副搬送波を、複素数値チャネル符号化シンボル上にデマップするためのアップリンク副搬送波デマップ手段、及び
前記複素数値チャネル符号化シンボルを前記データ信号のビット上にデマップするためのアップリンクシンボル生成手段を有することを特徴とする、請求項１８に記載のアクセスポイント。
前記アップリンク再構成手段が、周波数領域のN_{u_rx}ポイントOFDM信号のうちの最初のN_{u_tx}/2個の副搬送波及び最後のN_{u_tx}/2個の副搬送波を原則的に選択することによって、周波数領域OFDM信号のN_{u_rx}個の周波数の副搬送波からN_{u_tx}個の周波数の副搬送波を再構成することを特徴とする、請求項１９に記載のアクセスポイント。
前記アップリンク再構成手段が、Nu_txの値の情報を、当該値を示す受信される無線周波OFDM信号に含まれる情報から、又は受信される無線周波OFDM信号の帯域幅を分析することによって得ることを特徴とする、請求項２０に記載のアクセスポイント。
無線周波OFDM信号を受信するためのダウンリンク受信ユニットを持つ前記少なくとも一つの端末による受信のために無線周波数で無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンク送信ユニットを有し、
前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅が、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅より大きく、前記ダウンリンク送信ユニットが、前記ダウンリンク送信ユニットの帯域幅より小さく、前記ダウンリンク受信ユニットの帯域幅に等しい帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を生成及び送信することを特徴とする、請求項２に記載の通信システムに用いられる、請求項１６に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンク送信ユニットが、
入力データ信号を副搬送波間隔（f_Δ）のN_{d_tx}個の周波数の副搬送波を持つベースバンドOFDM信号に変換し、前記入力データ信号の変調のために前記N_{d_tx}個の周波数の副搬送波のうちのN_{d_rx}個（N_{d_rx}≦N_{d_tx}）を用いる、ダウンリンクOFDM変調手段、及び
前記ベースバンドOFDM信号を無線周波OFDM信号に変換し、N_{d_tx}×f_Δの帯域幅を持つ前記無線周波OFDM信号を送信するためのダウンリンクRF送信手段を有し、
前記ダウンリンクOFDM変調手段及び前記ダウンリンクRF送信手段が、N_{d_tx}×f_Δの帯域幅を持つことを特徴とする、請求項２２に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンクOFDM変調手段が、
前記入力データ信号から、N_{d_rx}個のOFDM副搬送波を有する周波数領域OFDMソース信号を得るためのダウンリンク符号化手段、及び、
前記ベースバンドOFDM信号を得るために、前記周波数領域OFDMソース信号にN_{d_tx}ポイント逆高速フーリエ変換演算を実行するためのダウンリンクIFFT手段を有し、
N_{d_rx}×f_Δが前記少なくとも一つの端末の帯域幅であることを特徴とする、請求項２３に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンク符号化手段が、
前記入力データ信号のビットを複素数値チャネル符号化シンボル上にマップするためのダウンリンクシンボル生成手段、
周波数領域OFDMソース信号を得るために、前記複素数値チャネル符号化シンボルをN_{d_rx}個のOFDM副搬送波上にマップするためのダウンリンク副搬送波マッピング手段、及び、
前記周波数領域OFDM信号のN_{d_rx}個の周波数の副搬送波からN_{d_tx}個の周波数の副搬送波を得るためのダウンリンク構成手段、
を有することを特徴とする、請求項２３に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンク構成手段が、原則的に、最初のN_{d_rx}/2個の副搬送波を、N_{d_tx}ポイントの周波数領域OFDM信号の最初のN_{d_rx}/2個の副搬送波にマップし、最後のN_{d_rx}/2個の副搬送波を、N_{d_tx}ポイントの周波数領域OFDM信号の最後のN_{d_rx}/2個の副搬送波にマップし、残りのN_{d_tx}-N_{d_rx}個の不使用の副搬送波をゼロに設定することを特徴とする、請求項２５に記載のアクセスポイント。
アクセスポイントの前記アップリンク受信ユニット及び前記ダウンリンク送信ユニットが、それぞれ、異なる帯域幅を持つ無線周波OFDM信号を送受信することを特徴とする、請求項１６から請求項２２のいずれか一項に記載のアクセスポイント。
前記アップリンク受信ユニットが、
第１通信システムの端末から受信される周波数領域OFDM信号から第１データ信号を得るための第１アップリンク復号化手段、及び
第１通信システムとは異なる第２通信システムの端末から受信される周波数領域OFDM信号から第２データ信号を得るための第２アップリンク復号化手段、を有することを特徴とする、請求項１６に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンク送信ユニットが、
第１通信システムの端末に送信するためのデータ信号から第１周波数領域OFDMソース信号を得るための第１ダウンリンク符号化手段、及び
第１通信システムとは異なる第２通信システムの端末に送信するためのデータ信号から第２周波数領域OFDMソース信号を得るための第２ダウンリンク符号化手段、
を有することを特徴とする、請求項２２に記載のアクセスポイント。
前記ダウンリンク送信ユニットが、第２通信システム、特にレガシーOFDM通信システムの存在又は不存在を示すインジケータ信号、特にDC副搬送波に近い周波数を持つ連続的なコサイン波形を、前記インジケータ信号を受信及び評価するインジケータ受信手段を有するダウンリンク受信ユニットによる受信及び評価のために、送信するためのインジケータ送信手段を有することを特徴とする、請求項１６から請求項２２のいずれか一項に記載のアクセスポイント。