JP2009542065A - Ｃｂｏｃ拡散波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信する方法および受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＧＰＳとガリレオシステムとの間の相互運用性および適合性を保証すること
【解決手段】ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）の実数値の係数のリニアな組み合わせを含む複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するために、長さＴの時間インターバルにわたり、ローカル波形と前記複合波形との間の相関化を実行する。前記ローカル波形は少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む、交番系列波形により前記時間インターバルにわたって形成される二進波形であり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントは、αｔの全時間長さを有し、αは厳密に０と１との間にあり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントは、（１−α）Ｔの全時間長さを有する。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＣＢＯＣ拡散波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信する方法および受信機に関する。

衛星測位システム、例えばＧＰＳ（全地球測位システム）、ガリレオ、ＧＬＯＮＡＳＳ、ＱＺＳＳおよびその他のシステムは、スペクトル拡散変調されたナビゲーション信号を利用している。これら信号は、基本的には周期的に繰り返される数値シーケンスから構成された疑似ランダム符号を搬送しており、この数値シーケンスの主な機能は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）および衛星が送信した信号に対する伝搬時間を正確に測定することを可能にすることにある。衛星測位信号は、付随的に有効データを搬送することもできる。

ＧＰＳの場合、１５７５.４２ＭＨｚを中心とするＬ１周波数バンドおよび１２２７.６ＭＨｚを中心とするＬ２周波数バンドでナビゲーション信号が送信される。ＧＰＳを改良するにあたって、１１７６.４５ＭＨｚを中心とするＬ５バンドが追加されることになっている。ガリレオコンステレーションの衛星は、次のバンド：Ｅ２−Ｌ１−Ｅ１（ＧＰＳの中心バンドと同じ中心バンドＬ１部分）、Ｅ５ａ（ガリレオ用語集によれば、ＧＰＳ用のＬ５バンド）、Ｅ５ｂ（１２０７.１４ＭＨｚを中心とするバンド）およびＥ６（１２７８.７５ＭＨｚを中心とするバンド）で送信を行うことになっている。

中心（キャリア）周波数を変調することにより、複数のナビゲーション信号が形成され、これまで既に種々の変調方式が設定されているか、またはナビゲーション信号を形成するために少なくとも検討中である。ＧＰＳとガリレオシステムとの間の相互運用性および適合性を保証するために、米国および欧州共同体（ＥＵ）は、双方のシステムによって使用されているＬ１バンドにおける信号変調方式に関する所定の点については既に同意している。提案されている変調方式に関する詳細については、刊行物、ＭＢＯＣ：ハイン氏外著「ガリレオＬ１ ＯＳおよびＧＰＳ Ｌ１Ｃに推奨される最適な新しい拡散変調方法」InsideGNSS、2006年5/6月号、５７〜６５ページから得ることができよう。

ガリレオＯＳ Ｌ１信号を変調するための候補として選択された変調方式のうちの１つは、ＣＢＯＣ（複合二進オフセットキャリアの略）変調なる名称で知られているものである。キャリア（搬送波）を変調するＣＢＯＣ拡散波形は、第１のＢＯＣ（１、１波形）と第２のＢＯＣ（ｍ、１）波形とのリニアな組み合わせであり、ＢＯＣは、二進オフセットキャリア（Binary Offset Carrier）の略であり、一般にＢＯＣ（ｎ、ｍ）は次の式によって定められる時間ｔの関数となっている。

ここで、Ｃ_ｍ（ｔ）は、値＋１または−１となるチップレートｍ×１.０２３Ｍｃｐｓの疑似ランダム符号であり、ｆ_ｓｃは周波数ｎ×１.０２３ＭＨｚである。ｎおよびｍに適用される１つの条件は、２ｎ／ｍの比を整数とすることである。ガリレオのオープンサービス（ＯＳ）の場合、チップレートは１.０２３Ｍｃｐｓ（１秒当たりのメガチップス）に設定されている。この場合、ＣＢＯＣ波形を次のように記載できる。

ここで、ＶおよびＷは、ＢＯＣ（１、１）およびＢＯＣ（ｍ、１）の成分の相対的な重み付けを定める実数の係数である。ＣＢＯＣ波形の場合、これら２つのＢＯＣ成分が同一の疑似ランダム符号を搬送する。

ＣＢＯＣ波形は、例えば欧州特許出願第05290083.4に記載されている複合波形のファミリーに属す特定の波形と見なすことができる。上記同じ欧州特許出願明細書には、複合波形によって変調された信号を受信するための方法も記載されている。記載されている第１の方法によれば、ＣＢＯＣ波形によって変調された着信信号とこのＣＢＯＣ波形のローカルレプリカと間の相関化を実行する。しかしながら、この解決方法は、受信機においてレプリカＣＢＯＣを発生しなければならない。従って、少なくとも２ビットのアーキテクチャを必要とする相関器の入力において、４レベルの量子化を実施しなければならない。記載されている第２の方法によれば、着信信号と第１ＢＯＣ成分のローカルレプリカとの間、および着信信号と第２ＢＯＣ成分のローカルレプリカとの間で、それぞれ相関化が実行され、これら２つの相関化の結果を組み合わせる。この解決方法では、ローカルレプリカは１ビットであり、このことは第１の解決方法よりも好ましいと見なすことができる。生じる負担は第１の解決方法と比較して相関化の演算回数が２倍となることであり、その他のすべての点は同じである。

本発明の目的は、複合拡散波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するための新規な方法を提案することにある。

この課題は、請求項１に記載の方法によって達成される。

ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）の実数値の係数のリニアな組み合わせを含む複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するために、長さＴの時間インターバルにわたり、ローカル波形と前記複合波形との間の相関化を実行することが提案される。本発明の重要な特徴によれば、前記ローカル波形は少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む、交番系列波形により前記時間インターバルにわたって形成される二進波形であり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントは、αｔの全時間長さを有し、αは厳密に０と１との間にあり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントは、（１−α）Ｔの全時間長さを有する。これまで説明した受信方法とは異なり、本発明にかかわる方法は、３つ以上のレベルを有する波形を必要とせず、かつより多い数の相関器を必要としない。

本発明の好ましい実施例では、前記ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分は、同一の疑似ランダム符号を搬送し、前記ローカル波形はこのランダム符号の少なくとも１つの所定の部分を搬送する。衛星無線ナビゲーションで使用される疑似ランダム符号は、全体が所定の符号（パイロットチャンネルの場合）または所定の部分およびデータ部分（データチャンネルの場合）を含む符号のいずれかである。データ部分は所定部分のチップレートよりも著しく低いシンボルレートとして送信される。

ｎ_２＝１およびｍ＝１である場合、リニアな組み合わせは次の式

によって定められるＣＢＯＣ（ｎ_１、１）波形であり、
ここで、ＶとＷとは実数値の重み付け係数である。将来のガリレオＯＳ Ｌ１信号に対するＣＢＯＣ候補に関して、ｎ_１＝６であることが更に同意されている。所定のケースでは、ＣＢＯＣ（ｎ_１、１）信号を受信するためにはαを基準値Ｗ／（Ｖ＋Ｗ）に少なくともほぼ等しくすることが望ましいと証明できる。別のケースでは、αをこの基準値より小さいかまたは大きくすることが適当である場合がある。

ローカル波形は単一のＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと、単一のＢＯＣ（ｎ_２，ｍ）波形セグメントとを含む交番系列波形を含むことができる。本発明の別の実施例では、交番系列波形は、全時間長さαＴの複数のＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントおよび／または全時間長さ（１−α）Ｔの複数のＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む。

本発明に係わる方法を実施するために、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）の実数値の係数のリニアな組み合わせを含む複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信できる受信機であって、ローカル波形発生器と長さＴの時間インターバルにわたり、ローカル波形と前記複合波形との間の相関化を実行するための相関器の１組を備える受信機が提供される。前記ローカル波形発生器は少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む、交番系列波形の前記時間インターバルにわたって形成されるローカル二進波形を発生するようになっており、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントは、αｔの全時間長さを有し、αは厳密に０と１との間であり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントは、（１−α）Ｔの全時間長さを有する。

好ましい実施形態によれば、受信機は、（ａ）ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間的順序、および／または（ｂ）ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間長さに影響するように、ローカル波形発生器に作用する制御ユニットを含む。この実施形態は将来のガリレオＯＳ Ｌ１信号およびＧＰＳ Ｌ１Ｃ信号に適した受信機に対して特に好ましい。その理由は、後者のＧＰＳ Ｌ１Ｃ信号用の変調は、ＢＯＣ（１、１）成分とＢＯＣ（６、１）成分を有する時間多重化されたＢＯＣ変調（ＴＭＢＯＣ、時間多重化されたＢＯＣ）信号であるからである。ガリレオＯＳ Ｌ１用に選択される変調方式が、ＣＢＯＣ（６、１）変調である場合、同じ受信機で双方の信号を受信することが可能となる。ＢＯＣ（１、１）セグメントおよびＢＯＣ（６、１）セグメントの時間的順序および／またはそれらセグメントの時間長さに作用することにより、制御ユニットはＧＰＳからのＴＭＢＯＣまたはガリレオからのＣＢＯＣの双方を受信できるように、ローカル波形を最適化できる。

以下、添付図面を参照し、非限定的な例により、本発明の好ましい実施形態について説明する。

ＣＢＯＣ（６、１）波形の時間表示である。 ＢＯＣ（１、１）波形とＢＯＣ（６、１）波形との間の相関性の表示である。 異なる重み付けファクターを有する２つのＣＢＯＣ（６、１）波形の自己相関性の表示である。 本発明に係わる方法で使用できるローカル二進波形の時間表示である。 ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）の自己相関関数と、図４に示されるようなＣＢＯＣ（６、１、１／１１）とローカル二進波形との間の相関関数との間の比較を示す。 ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）とローカル二進波形との間の異なる相関関数を示す。 ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）およびＣＢＯＣ（６、１、２／１１）の場合のパラメータαの関数としてのＣ／Ｎ_０比の劣化の表示である。 ローカル波形が複合ＣＢＯＣ（６、１）波形である場合の、マルチエラーエンベロープと、ローカル波形が図４に示されるような二進波形である場合のマルチエラーエンベロープとの比較を示す。 複合信号を受信できる受信機のブロック図である。

図１は、次の式によって定められるＣＢＯＣ（６.１）の波形１０を示す。

ここで、ＶおよびＷは重み付けファクターであり、以下、次の表記を使用する。

ここで、ＣＰ（ｔ）は２つの成分に共通する疑似ランダム符号を示す。

ＶおよびＷの異なる値は、ガリレオＯＳ Ｌ１信号の多重化方式に応じて決まるこの信号のための値と見なされる。更なる細部については、本明細書の導入部に述べた完全な参考文献であるInsidGNSSに記載されているハイン氏外による論文に見ることができる。

所定の表記を導入し、本発明の利点を良好に説明するために、以下、欧州特許出願第05290083.4号に原理が記載されている、ＣＢＯＣ１０信号をトラッキングする方法について検討する。この方法では、パラレルに実行すべき２つの相関化、すなわちローカルレプリカＢＯＣ（１、１）との相関化と、ローカルレプリカＢＯＣ（６、１）との相関化がある。ローカルレプリカは次のとおりである。

ここで、インデックスＩおよびＱはローカルレプリカの合相成分および直交成分をそれぞれ示し、ｆ_０はキャリア周波数であり、φ＾は位相である。
ＣＢＯＣ信号をｓ_Ｉ１と相関化すると、次の式が得られる。

ここで、τ＾は受信された信号の疑似ランダム符号の位相τから推定されるローカルレプリカ信号の疑似ランダム符号の位相であり、φ＾は受信した信号のキャリアの位相φから推定されるローカルレプリカ信号のキャリアの位相であり、Ｔは積分インターバルの時間であり、Ｒ_{ＢＯＣ（１、１）}はＢＯＣ（１、１）波形の自己相関関数であり、Ｒ_{ＢＯＣ（１、１）／ＢＯＣ（６、１）}はＢＯＣ（１、１）波形とＢＯＣ（６、１）波形との間の相関関数であり、ε_τ＝τ＾-τおよびε_φ＝φ＾-φである。
同じように、次の式を記載できる。

ここで、Ｒ_ＢＯＣ（６、１）はＢＯＣ（６、１）波形の自己相関関数である。

相関性を再び組み合わせ、ＢＯＣ（１、１）波形とＢＯＣ（６、１）波形との間の相関性が図２に示されるように対称的であるという事実を利用することにより、次のようにＣＢＯＣ波形の自己相関関数を見つける。

図３には、２つのＣＢＯＣ波形の自己相関関数１２、１４が示されている。データチャンネルとパイロットチャンネルの各々が信号のパワーの５０％を搬送すると仮定した場合、インデックス１／１１および２／１１は、無線ナビゲーション信号に対して使用される多重化方式を示し、ＢＯＣ（１、１）とＢＯＣ（６、１）成分の所定の重み付けを参照する。ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）に対してＶ＝０.３８３９９８であり、Ｗ＝０.１２１４３１であり、他方、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）に対してＶ＝０.３５８２３５であり、Ｗ＝０.１６８８７４である。参照符号１２は、ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）の場合の自己相関関数を示し、参照符号１４はＣＢＯＣ（６、１、２／１１）の場合の自己相関関数を示す。

上記の方法の欠点は、この方法を実施するのに必要な相関器の数にある。本発明は、上記ＣＢＯＣ（６、１）波形１０を受信するのに着信信号と時間多重化されたローカル信号１６との相関化を実施することを提案し、時間多重化されたローカル信号１６は、純粋なＢＯＣ（１、１）のあるセグメントまたはいくつかのセグメント、および純粋なＢＯＣ（６、１）の１つのセグメントまたはいくつかのセグメントを含む。図４は、ローカル波形ｓ_ＬＯＣ（ｔ）の時間表示を示し、このローカル波形は、積分インターバルのスタート時のＢＯＣ（６、１）波形セグメント１８と、積分インターバルの終了時のＢＯＣ（１、１）波形セグメント２０を有する。ローカル波形１６は、２つの値（受信波形）しか有しないので、１ビットで符号化できる。ローカル波形１６は、ＣＢＯＣ（６、１）信号を変調する疑似ランダム符号の既知の部分を搬送する。疑似ランダム符号の値の変化は、図４のｘ座標４.０７および４.１１で識別できる。ローカル波形１６は着信無線ナビゲーション信号１０を変調する複合波形と著しく異なることが理解できよう。

Ｔは積分インターバルの期間を示し、αＴは純粋なＢＯＣ（６、１）のセグメントの全期間（この場合、０＜α＜１である）を示し、βＴは純粋なＢＯＣ（１、１）のセグメント２０の全期間（この場合、β＝１−αである）を示す。ＣＢＯＣ（６、１）波形１０によって変調されるナビゲーション信号と、二進ローカル波形１６によって変調される無線ナビゲーション信号との間の相関化の結果を分析するために、相関性を次のように分解できる。

前の例において示されているものを別の見方で見ると、更にインターバル［０、αＴ］および［αＴ、Ｔ］に対応する疑似ランダム符号のシーケンスは、自ら疑似ランダム符号の近似であると仮定した場合、次の近似を行うことができる。

従って、相関関数は次のようになる。

ＣＢＯＣ自己相関関数１２または１４におけるＢＯＣ（１、１）波形、およびＢＯＣ（６、１）の自己相関関数の同じ相対的寄与分の、ある乗算ファクターまで生じさせるには、α＝Ｗ／（Ｖ＋Ｗ）であり、β＝Ｖ／（Ｖ＋Ｗ）であることが必要であると理解できよう。

従って、ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）方式の場合、α＝０.２４０３およびβ＝０.７５９７を選択することが好ましい。図５は、一方で既に図２に示されているＣＢＯＣ（６、１、１／１１）の自己相関関数１２を示し、他方、ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）とα＝０.２４０３およびβ＝０.７５９７である場合のローカル二進波形１６との間の自己相関関数２２も示している。ローカル二進波形１６の外観に関して、このことは疑似ランダム符号の４０９６個のチップのうち、約９８４個のチップがＢＯＣ（６、１）波形セグメントを形成し、３１１２個のチップがＢＯＣ（１、１）波形セグメントを形成することを意味している。

ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）の場合、α＝Ｗ／（Ｖ＋Ｗ）であれば、α＝０.３２０４およびβ＝０.６７９６となり、この場合、疑似ランダム符号の４０９６個のチップのうちで、約１３１２個のチップがＢＯＣ（６、１）波形セグメントを形成し、２７８４個のチップがＢＯＣ（１、１）波形セグメントを形成する。

図６は、パラメータαの異なる値に対して得られる、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）方式１０を使用して変調された無線ナビゲーション信号と時間多重化されたローカル二進波形１６との間の相関関数２４、２６、２８および３０のファミリーを示す。αの値は相関関数の形状に作用できることが理解できよう。α＝０を選択した場合、曲線２４が得られ、α＝０.１を選択した場合、曲線２６が得られ、α＝０.２を選択した場合、曲線２８が得られ、α＝０.３を選択したした場合、曲線３０が得られる。αの値に応じて中心ピーク３２および二次ピーク３４は多少とも顕著になる。

図７は、Ｃ／Ｎ_０比、すなわちスペクトルノイズ密度に対する受信信号の比の劣化を示す。Ｒ_{ＢＯＣ（１、１）／ＢＯＣ（６、１）}は対称的であり、０にて値０を有するので、Ｃ／Ｎ_０の劣化は次の式によって計算できる。

上記式とは異なり、次のようにも表記できる。

図７は、ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）（曲線３６）およびＣＢＯＣ（６、１、２／１１）（曲線３８）の場合のＣ／Ｎ_０の劣化を示す。ローカル波形が純粋なＢＯＣ（１、１）となっている場合に対応するα＝０の場合における、ＢＯＣ（６、１）（１／１１および２／１１）にそれぞれ割り当てられている信号のパワー部分に関連する劣化は生じないことが理解できよう。α＝０.２４０３であるＣＢＯＣ（６、１、１／１１）の場合に、１.９７ｄＢｓのＣ／Ｎ_０比の劣化が生じる。α＝０.３２０４となっているＣＢＯＣ（６、１、２／１１）の場合に、２.５６ｄＢｓのＣ／Ｎ_０比の劣化が生じる。

ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）の場合において、図８はローカル波形が対応する複合ＣＢＯＣ（６、１）波形となっている場合のマルチパスエラーエンベロープ４０を左側に示し、ローカル波形がα＝０.２４０３における時間多重化された二進波形である場合のマルチパスエラーエンベロープ４２を右側に示す。マルチパスエラーエンベロープ４０と４２とは、基本的には同一であることが理解できよう。

ある比例ファクター内で、ＣＢＯＣ自己相関関数に類似する相関関数を得るだけが、αの値を最適にする上での基準ではないことにも留意すべきである。その理由は、特に（ａ）Ｃ／Ｎ_０比の劣化を最小にすること、（ｂ）ガウス白色ノイズに起因するトラッキングエラーを最小にすること、（ｃ）着信信号とローカル波形との間の相関関数の形状を最適にすること、および（ｄ）マルチパスエラーを低減することの基準に基づき、ローカル二進波形を選択することもできるからである。従って、αの値を選択するためにある程度の自由度を得ることができる。

図９は、複合信号、例えばＣＢＯＣ信号を受信できる受信機４４の受信チャンネルの略図を示す。説明のために、ローカルキャリアを無視した、ベースバンド処理された信号が仮定されている。受信機４４は、相関器の一組４６を示し、これら相関器のうちの３つが例として示されている。チャンネルごとにこれら相関器４６.１、４６.２、４６.３のうちの２つを設けてもよいし、１つを設けてもよいが、例えば取得時間を短縮し、および／またはマルチパスエラーを低減するために、これよりも多くすることもできる。各相関器は、着信ＣＢＯＣ信号とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣのコピーとを混合するミキサー４８.１、４８.２および４８.３と、混合された信号を積分し、出力信号を発生する積分回路５０.１、５０.２および５０.３を備える。衛星が送信するいくつかの信号を受信するためには、１台の受信機は複数の受信チャンネルを必要とする。受信機の各受信チャンネルに対し、かかる相関器の一組が設けられ、これら相関器の出力信号は、合波され、信号取得モードでは受信した信号のエネルギーの推定値を形成し、信号トラッキングモードでは疑似ランダム符号の識別信号を形成する。

第１の「早期」相関器４６.１は、着信ＣＢＯＣ（ｔ−τ）信号と、ローカル二進Ｓ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）波形の早期コピーの相関性の値を発生する。ここで、τは受信した信号の疑似ランダム符号の位相であり、^τ＾はτの推定値であることを思い出すべきである。Δは１つのチップの時間であり、ｎはローカル二進波形のコピーの推定値^τ＾の早期に対する時間長さの割合を決定する。第２の「合相」相関器４６.２は、着信ＣＢＯＣ（ｔ−τ）信号とローカル二進Ｓ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾）波形の合相コピーとの相関性の値を発生する。第３の「後期」相関器４６.３は、着信ＣＢＯＣ（ｔ−τ）信号とローカル二進Ｓ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾＋Δ/ｎ）波形の後期コピーとの相関性の値を発生する。

Ｓ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）信号、Ｓ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾）信号およびＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾＋Δ/ｎ）信号を発生するために、受信機４４は一組の発生器を備える。明瞭にするために、ローカル波形のＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾＋Δ/ｎ）コピーを発生する発生器５２しか示されていない。この発生器５２は制御ユニット５４によって制御される。発生器５２は、例えば数値制御された発振器（ＮＣＯ）を含むことができる。この場合、ＮＣＯは、ＮＣＯがＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形を出力するのか、またはＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形を出力するのかを決定する二進値と共に、ドップラー補正されたチップレートに対応する設定ポイントの発振周波数を入力信号として受信する。二進値は受信機の作動モードに応じ、すなわち受信機が取得モードであるのか、トラッキングモードであるのかに応じ、または受信機がＣＢＯＣ信号を受信するのか、ＴＭＢＯＣ信号を受信するのかに応じ、制御ユニットによって供給される。この制御ユニットは、特にＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間長さと共に、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間的順序を決定する。

４４−−−受信機
４６−−−相関器
４８．１〜４８．３−−−ミキサー
５０．１〜５０．３−−−積分器
５２−−−発生器
５４−−−制御ユニット

Claims (10)

1. ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）の実数値の係数のリニアな組み合わせを含む複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するための方法であって、長さＴの時間インターバルにわたり、ローカル波形と前記複合波形との間の相関化を実行する方法において、
   前記ローカル波形は少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む、交番系列波形により前記時間インターバルにわたって形成される二進波形であり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントは、αｔの全時間長さを有し、αは厳密に０と１との間にあり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントは、（１−α）Ｔの全時間長さを有することを特徴とする、無線ナビゲーション信号を受信するための方法。
2. 前記ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分は、同一の疑似ランダム符号を搬送し、前記ローカル波形はこのランダム符号の少なくとも１つの所定の部分を搬送する、請求項１に記載の方法。
3. ｎ_２＝１およびｍ＝１であり、従ってリニアな組み合わせは次の式
   

   

   によって定められるＣＢＯＣ（ｎ_１、１）波形であり、
   ここで、ＶとＷとは実数値の重み付け係数である、請求項１または請求項２に記載の方法。
4. ｎ_１＝６である、請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載の方法。
5. αは、少なくともＷ／（Ｖ＋Ｗ）にほぼ等しい、請求項３または４に記載の方法。
6. 全時間長さαＴの複数のＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと、全時間長さ（１−α）Ｔの複数のＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む交番系列波形の全時間インターバルにわたって全ローカル波形を形成する、請求項１〜５のうちのいずれか１項に記載の方法。
7. ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）の実数値の係数のリニアな組み合わせを含む複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信できる受信機であって、ローカル波形発生器と長さＴの時間インターバルにわたり、ローカル波形と前記複合波形との間の相関化を実行するための相関器の１組を備える受信機において、
   前記受信機は、前記ローカル波形発生器が少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形セグメントと少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形セグメントとを含む、交番系列波形の前記時間インターバルにわたって形成されるローカル二進波形を発生するようになっており、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントは、αｔの全時間長さを有し、αは厳密に０と１との間であり、前記少なくとも１つのＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントは、（１−α）Ｔの全時間長さを有することを特徴とする、無線ナビゲーション信号を受信するための受信機。
8. ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間的順序、
   および／またはＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）セグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）セグメントの時間長さに影響するように、ローカル波形発生器に作用する制御ユニットを含むことを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
9. ｎ_１＝６、ｎ_２＝１およびｍ＝１である、請求項７または８に記載の受信機。
10. ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ここでｎ_１とｎ_２とは異なる）の実係数のリニアな組み合わせを含む、複合波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するための、請求項７〜９のうちのいずれか１項に記載の受信機の使用法。

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