JP5059864B2 - Ｃｂｏｃまたはｔｍｂｏｃ拡散波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信する方法および受信機 - Google Patents

Description

本発明は、ＣＢＯＣ（複合二進オフセットキャリア）またはＴＭＢＯＣ（時間多重化２進オフセットキャリア）拡散波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信する方法および受信機に関する。

衛星測位システム、例えばＧＰＳ（全地球測位システム）、ガリレオ、ＧＬＯＮＡＳＳ、ＱＺＳＳ、Ｃｏｍｐａｓｓ，ＩＲＮＳＳおよびその他のシステムは、スペクトル拡散変調されたナビゲーション信号を利用している。これら信号は、基本的には周期的に繰り返される数値シーケンスから構成された疑似ランダム符号を搬送しており、この数値シーケンスの主な機能は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）および衛星が送信した信号に対する伝搬時間を正確に測定することを可能にすることにある。衛星測位信号は、付随的に有効データを搬送することもできる。

ＧＰＳの場合、１５７５.４２ＭＨｚを中心とするＬ１周波数バンドおよび１２２７.６ＭＨｚを中心とするＬ２周波数バンドでナビゲーション信号が送信される。ＧＰＳを近代化するにあたって、１１７６.４５ＭＨｚを中心とするＬ５バンドが追加されることになっている。ガリレオコンステレーションの衛星は、次のバンド：Ｅ２−Ｌ１−Ｅ１（ＧＰＳの中心バンドと同じ中心バンドＬ１部分）、Ｅ５ａ（ガリレオ用語集によれば、ＧＰＳ用のＬ５バンド）、Ｅ５ｂ（１２０７.１４ＭＨｚを中心とするバンド）およびＥ６（１２７８.７５ＭＨｚを中心とするバンド）で送信を行うことになっている。

中心（キャリア）周波数を変調することにより、複数のナビゲーション信号が形成されている。これまで既に種々の変調方式が設定されているか、またはナビゲーション信号を形成するために少なくとも検討中である。ＧＰＳとガリレオシステムとの間の相互運用性および適合性を保証するために、米国および欧州共同体（ＥＵ）は、双方のシステムによって使用されているＬ１バンドにおける信号変調方式に関する所定の点については既に同意している。提案されている変調方式に関する詳細については、ハイン氏外著刊行物、「ＭＢＯＣ：ガリレオＬ１ ＯＳおよびＧＰＳ Ｌ１Ｃに推奨される新しい最適拡散変調方法」InsideGNSS、2006年5/6月号、５７〜６５ページから得ることができよう。

ガリレオＯＳＬ１信号を変調するための候補方式として選択された変調方式のうちの１つは、「ＴＭＢＯＣ変調」なる名称で知られている。このタイプの変調は、Ｌ１Ｃ ＧＰＳ信号のために既に選択されている。キャリアを変調するこのＴＭＢＯＣ拡散波形は、第１波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）のセグメントと、第２波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）（ここで、ｎ_１＞ｎ_２）の交番連続信号として記述できる。「ＢＯＣ」は、二重オフセットキャリア変調を示し、「二進オフセットキャリア」の略語であり、一般にＢＯＣ（ｎ、ｍ）は次の式で記載される時間関数ｔである。

ここで、Ｃ_ｍ（ｔ）は、値＋１または−１をとるチップレートｍ×１.０２３Ｍｃｐｓの疑似ランダム符号であり、ｆ_ｓｃはｎ×１.０２３ＭＨｚの周波数である。ｎおよびｍに対して適用される条件は、２ｎ／ｍの比を整数とすることである。ＴＭＢＯＣ_ｍ（ｎ_１、ｎ_２）拡散波形は、次の式によって記載される。

ここで、ｆ_ｎ１＝ｎ_１×１.０２３ＭＨｚであり、ｆ_ｎ２＝ｎ_１×１.０２３ＭＨｚであり、Ｓ１は「ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）」の集合であり、Ｓ２は、「ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）」セグメントの集合であり、Ｓ１とＳ２とは時間軸上で補数であり、Ｃ_ｍ（ｔ）は、値＋１または−１をとるチップレートｍ×１.０２３Ｍｃｐｓの疑似ランダム符号である。ＧＰＳＬ１ＣおよびガリレオＯＳＬ１信号に対する適当な値は、ｍ＝１，ｎ_２＝１およびｎ_１＝６である。ＢＯＣ（１，１）セグメントの長さとＢＯＣ（６，１）セグメントの長さとの比は、２つの成分の間に信号電力がどのように分布するかを決定する。

ガリレオＯＳＬ１信号を変調するための候補として選択された別の変調方式は、ＣＢＯＣ変調なる名称で知られている。キャリア（搬送波）を変調するＣＢＯＣ拡散波形は、第１のＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）波形と第２のＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）波形とのリニアな組み合わせであり、この場合、ＣＢＯＣｍ（ｎ_１，ｎ_２）波形は、次のように記載できる。

ここで、ＶおよびＷは、ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）およびＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）の成分の相対的な重みを定める実数の係数である。ＣＢＯＣ波形の場合、これら２つのＢＯＣ成分が同一の疑似ランダム符号を搬送する。ガリレオＯＳＬ１に対してこの変調方式が選択されている場合、ｍ＝１、ｎ_１＝６およびｎ_２＝１が適用される。図１にはＣＢＯＣ（６、１）変調波形１０が示されている。

衛星によって受信機に送信される信号の伝搬時間（疑似距離）を決定するために、この信号を受信する方法は、相関化ステージを含む。この技術分野では、無線ナビゲーション信号を変調する波形と、この変調波形のローカルレプリカを相関化することが周知である。この変調波形は、第１のサイトで受信機の位置を計算するのに決定しなければならない未知の位相を有する。この方法は、通常繰り返すように進行し、変調波形の未知のフェーズの初期推定値と共にスタートする。次に受信機内で変調波形のプロンプトローカルレプリカ、すなわち変調波形のコピーを発生する。この変調波形の位相は推定値に対応し、この推定値は次に変調波形と相関化される。これと平行して、変調波形の１つ以上のオフセットローカルレプリカが発生される。すなわち位相が推定値に対して初期または後期にある変調波形の１つ以上のコピーを発生する。このオフセットローカルレプリカまたはこれらオフセットローカルレプリカも、変調波形と相関化され、次に変調波形の位相の推定値を改良するためにこれら相関化の結果が使用される。次に、十分な精度で位相が決定されるまでこの方法が再び繰り返される。

欧州特許出願第EP1681773号は、ＣＢＯＣタイプの変調波形の場合のこの受信方法について述べている。ＣＢＯＣ波形によって変調された着信信号とこのＣＢＯＣ波形のローカルレプリカとが、このように相関化される。この解決方法では、受信機でレプリカＣＢＯＣを発生させる必要がある。従って、相関器の入力で４レベルの量子化を実行しなければならないので、少なくとも２ビットの論理的機能が必要である。上記欧州特許出願は、着信信号と第１ＢＯＣ成分のローカルレプリカとの間の相関化、更に着信信号と第２ＢＯＣ成分との間の別の相関化を実行する第２の方法についても述べている。これら２つの相関化の結果は組み合わされる。この第２の方法では、ローカルレプリカは１ビットであるので、第１の解決方法よりも有利であると考えることができる。必要となる手間は、第１解決方法を比較して相関化の演算の回数が２倍となることであり、他のすべての点は同じである。

フランス特許出願第0605551号は、信号成分ＢＯＣ（ｎ_１，ｍ）および信号成分ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）（ｎ_２＜ｎ_１）を有するＣＢＯＣ信号を受信するための改良された方法および改良された受信機を開示している。時間インターバルＴにわたりローカル波形と衛星が放送したＣＢＯＣ波形との間の相関化を実行するために、このフランス特許出願は、αＴ（ここで、αは厳密に０と１の間である）の全時間長さを有する、波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）１４の少なくとも１つのセグメントと、波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）の少なくとも１つのセグメントを含む交番連続信号の前記時間インターバルにわたって形成される二進波形（図２における参照符号１２）としてローカル波形を発生することを提案しており、少なくとも１つのセグメントＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）１６は、全時間長さ（１−α）Ｔを有する。特にこの方法は、３つ以上のレベルの波形を必要とせず、更により多くの数の相関器も必要としない。

図３は、フランス特許出願第FR0605551号に記載された方法を実行できる受信機の受信チャンネルの略図を示す。種々の相関化を実行するのに、同じローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣが使用されることが理解できよう。

上記フランス特許出願第FR0605551号に記載の方法を実施する際に、特にｍ＝１、ｎ_１＝６およびｎ２＝１のときに、αが増加すれば、すなわち成分ＢＯＣ（６、１）の比率がローカル波形ｓ_ＬＯＣ内の成分ＢＯＣ（１、１）の比率まで増加した場合、比Ｃ／Ｎ_０（スペクトルノイズ密度Ｎ_０に対するキャリアのパワーＣの比）の劣化は、かなり大きくなるので、信号受信がより困難となる。図４にはＢＯＣ変調波形の２つのタイプ（一方のタイプは成分ＢＯＣ（６、１）における全パワーの１１分の１を有するタイプ、他のタイプは全パワーの１１分の２を有するタイプであり、このパワー分布は例として説明する）に対するパラメータの値αを関数とするＣ／Ｎ_０比の劣化が示されている。他方、αが増加した場合、同期性能（トラッキング性能）が増加すること、およびマルチパス効果に対する抵抗力が良好となることも観察される。

本発明の目的は、拡散波形によって変調された無線ナビゲーション信号を受信するための新規な方法を提案することにある。

ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは厳密に異なる）を含む変調波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信するために、プロンプトローカル波形と前記変調波形との間、および（前方または後方にシフトされた）オフセットローカル波形と前記変調波形との間の相関化を、時間インターバルＴにわたって実行する。本発明によれば、前記時間インターバルにわたる（１−α_Ａ）Ｔの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）（α_Ａは、０以上であって、厳密に１未満のパラメータである）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む二進波形として前記プロンプトローカル波形を発生する。更に本発明によれば、前記時間インターバルにわたるα_ＢＴの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）（α_Ｂは、０より大きく、厳密に１以下のパラメータであり、前記パラメータα_Ａとα_Ｂとは異なる）の少なくとも１つのセグメントを全時間インターバルにわたって含む二進波形として前記オフセットローカル波形を発生する。α_Ａ＝０である場合を除き、前記プロンプトローカル波形は、波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む。少なくとも１つのセグメントの全時間はα_ＡＴである。α_Ｂ＝１である場合を除き、前記オフセットローカル波形は、前記時間インターバルにわたる（１−α_Ｂ）Ｔ（α_Ｂは厳密に０と１の間にある）の波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む。少なくとも１つのセグメントの全時間は（１−α_Ｂ）Ｔである。α_Ａとα_Ｂとは異なるので、プロンプトローカル波形とオフセットローカル波形とはセグメントＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）の比率が異なるだけである。従って、本発明によれば、無線ナビゲーション信号の受信を改善するためにプロンプト波形をオフセット波形を別々に調節することが可能であり、これによってローカル二進波形の利点を維持しながら、同期性能における改善とＣ／Ｎ_０比の劣化とを、ある程度無関係にすることができる。

α_Ａ＝０となっている特殊なケースでは、プロンプトローカル波形は前記相関化インターバルにわたる複合波形の成分ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）のローカルレプリカであり、α_Ｂの値は原則として上記指定レンジ内で自由に選択できるが、このレンジの上部部分、例えば０.８〜１となるように選択することが好ましい。

α_Ｂ＝１となっている特殊なケースでは、プロンプトローカル波形は前記相関化インターバルにわたる複合波形の成分ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）のローカルレプリカであり、α_Ａの値は原則として上記指定レンジ内で自由に選択できるが、このレンジの下部部分、例えば０〜０.２となるように選択することが好ましい。

パラメータα_Ａの値を、実質的にパラメータα_Ｂの値より小さくすることが好ましい。２つの条件、すなわちα_Ａ＝０とα_Ｂ＝１が満たされる条件は特に有利であると見なされる。

前記オフセットローカル波形は、早期ローカル波形および／または後期ローカル波形、および／または早期ローカル波形と後期ローカル波形との差を含むことができる。本発明の好ましい一実施形態によれば、（着信変調波形とプロンプトローカル二進波形との間の）相関化を受信機のプロンプトチャンネル上で実行し、（着信変調波形と後期ローカル二進波形との間の）相関化を受信機の後期チャンネルで実行し、（着信変調波形と早期ローカル二進波形との間の）相関化を受信機の早期チャンネルで実行する。本発明の別の好ましい実施形態によれば、着信変調波形とプロンプトローカル二進波形との間の相関化を第１チャンネルで実行し、早期ローカル二進波形と後期ローカル二進波形との差と着信変調波形との間の相関化を第２チャンネルで実行する。

本発明は、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分の実数パラメータのリニアな組み合わせを含む、ＣＢＯＣ方式の変調波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信するのに特に適すと理解すべきである。しかしながら、この方法は、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分のセグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分のセグメントの交番連続信号を含む、ＴＭＢＯＣ方式の変調波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信するのにも適すと理解すべきである。従って、この方法を実施できる受信機は、ＣＢＯＣ方式に従って変調された信号をＴＭＢＯＣ方式に従って変調された信号として、等しく受信できるので、このことはガリレオＯＳＬ１に対してＣＢＯＣ変調方式が選択されていても、ＧＰＳ Ｌ１ＣとガリレオＯＳＬ１との相互運用を保証できる。

本方法を好ましく発生できる受信機は、プロンプトローカル波形およびオフセットローカル波形を発生するためのローカル波形発生器と、前記プロンプトローカル波形と前記変調波形との間の相関化、および前記オフセットローカル波形と前記変調波形との間の相関化を時間インターバルＴにわたって実行するための相関器とを備え、これらローカル波形発生器は、前記時間インターバルにわたる（１−α_Ａ）Ｔの波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）（α_Ａは厳密に０以上であって、１未満のパラメータである）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む二進波形として前記プロンプトローカル波形を発生し、前記時間インターバルにわたるα_ＢＴの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）（α_Ｂは、パラメータα_Ａとは異なるパラメータであり、厳密に０以上であって、１未満である）の少なくとも１つのセグメントを全時間インターバルにわたって含む二進波形として前記オフセットローカル波形を発生するようになっている。

好ましくは、受信機は、プロンプトローカル波形発生器と、オフセットローカル波形発生器と、前記変調波形とプロンプトローカル波形発生器から発生する前記プロンプトローカル波形とを混合するための混合器が設けられた第１相関器と、前記変調波形とオフセットローカル波形発生器から発生する前記オフセットローカル波形とを混合するための混合器が設けられた第２相関器とを含む。
添付図面を参照し、図に示した有利な実施形態の詳細な説明から、本発明の上記以外の細部および特徴が明らかとなろう。

ＣＢＯＣ（６.１）波形の時間表示である。 ＢＯＣ（６.１）セグメントとＢＯＣ（１.１）セグメントのシーケンスから形成されたローカル二進波形の時間表示である。 プロンプト相関器およびオフセット相関器において、同じローカル二進波形を使用する受信機の略図である。 図３の受信機におけるパラメータαを関数とするＣ／Ｎ_０比の劣化を示す図である。 図３の受信機におけるＣ／Ｎ_０比を関数とする符号トラッキング誤りの図である。 新しい方法を実施できる受信機の略図である。 新しい方法を実施できる別の受信機の略図である。 １つの比較例に対する、条件α_Ａ＝０およびα_Ｂの異なる値に対する新しい方法のＣ／Ｎ０比を関数とする符号トラッキング誤りの図である。 １つの比較例に対する、条件α_Ａ＝０およびα_Ｂの異なる値に対する新しい方法における着信信号の符号とローカル符号との間の時間差を関数とする弁別器の出力の図である。

図１は、次の式（４）によって記載されるＣＢＯＣ（６、１）波形１０を示す。

ここで、ＶおよびＷは重みづけファクターであり、本明細書では、以下、疑似ランダム符号のチップレートを１にセットするので、式（１）〜（３）によって導入された表記におけるインデックス「ｍ」を省略できる。

ガリレオＯＳＬ１信号に対し、この信号の多重化方式に応じ、ＶおよびＷの異なる値が検討されている。例えばＣＢＯＣ（６、１、１／１１）、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）なる表記を使用する。インデックス「１／１１」および「２／１１」は、無線ナビゲーション信号に対して使用される多重化方式を示し、ＢＯＣ（１、１）およびＢＯＣ（６、１）成分の所定の重みづけを参照する。ＣＢＯＣ（（６、１、１／１１）に対しては、Ｖ＝０.３８３９９８であり、Ｗ＝０.１２１４３１であり、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）に対しては、Ｖ＝０.３５８２３５であり、Ｗ＝０.１６８８７４である。式（４）では、係数Ｗに対して「＋」または「−」が先行するかどうかを示すために、ときどき「＋」または「−」を使用する。すなわちＣＢＯＣ（６、１、１／１１、−）またはＣＢＯＣ（６、１、１／１１、＋）のように記載する。

本発明の利点を良好に示すために、まずプロンプト相関チャンネルおよびオフセット相関チャンネルで同じローカル二進波形１２を使用する無線ナビゲーション信号を受信する方法の場合に、Ｃ／Ｎ_０比、同期化性能およびマルチパス抵抗性の劣化について検討する。ここで、前記波形は波形ＢＯＣ（６、１）１４の少なくとも１つのセグメントと、波形ＢＯＣ（１、１）１６の少なくとも１つのセグメントとを含む交番連続信号によって、相関化インターバル（時間長さＴ）にわたって形成される。少なくとも１つのセグメントＢＯＣ（６、１）１４は、αＴの全時間長さを有し、ここで、αは厳密に０と１との間であり、少なくとも１つのセグメントＢＯＣ（１、１）１６は、全時間長さ（１−α）Ｔを有し、β＝１−αおよびｓ_ＬＯＣ（α）をローカル二進波形として認識する。

図３に示された受信機は、相関器１８.１〜１８.６を備え、各相関器は着信ＣＢＯＣタイプの信号と図２に示されたタイプのローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣのコピーとを混合する混合器２０.１〜２０.６と、これら混合された信号を積分し、出力信号を発生する積分器２２.１〜２２.６とを有する。第１の早期相関器１８.１は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣの早期コピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）との合相部分の相関値Ｉ_{Ｅ，ＳＬＯＣ}（α）を供給する（ここで、Ｔは受信した信号の疑似ランダム符号の位相であり、^τ＾は、Ｔの推定値であり、Δはチップの時間長さであり、ｎはローカル二進波形のコピーが推定値^τ＾に対して早期となっているチップ時間長さの比率を決定する）。第２相関器１８.２は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾）との合相部分の相関値Ｉ_{Ｐ，ＳＬＯＣ}（α）を供給するプロンプト相関器である。第３相関器１８.３は、後期相関器であり、この後期相関器は、着信信号（ｔ-^τ＾）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣの後期コピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）との合相部分の相関値Ｉ_{Ｌ，ＳＬＯＣ}（α）を供給する。相関器１８.４は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣの早期コピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）との直交部分の相関値Ｑ_{Ｅ，ＳＬＯＣ}（α）を供給する。相関器１８.５は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-^τ＾）とローカル二進波形のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾）との直交部分の相関値Ｑ_{Ｐ，ＳＬＯＣ}（α）を供給する。相関器１８.６は着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣの後期コピーＳ_ＬＯＣ（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）との直交部分の相関値Ｑ_{Ｌ，ＳＬＯＣ}（α）を供給する。

従って、次のような相関器の出力が得られる。

ここで、Ｘは検討中の相関チャンネルを示し、Ｘ＝Ｌは後期相関チャンネルを示し、Ｘ＝Ｐはプロンプト相関チャンネルを示し、Ｘ＝Ｅは早期相関チャンネルを示し、ＲＢＯＣ（６、１）は波形ＢＯＣ（１、１）の自己相関化関数を示し、ＲＢＯＣ（６、１）は波形ＢＯＣ（６、１）の自己相関化関数を示し、Ｒ_{ＢＯＣ（１、１）／ＢＯＣ（６、１）}は波形ＢＯＣ（１、１）と波形ＢＯＣ（６、１）との間の相関化関数を示し、ε_Ｔはローカル疑似ランダム符号の位相^τ＾と着信信号の疑似ランダム符号の位相Ｔの推定値と位相Ｔの推定値との差を示し、ε_ψはローカル信号のキャリアの位相^ψ＾の推定値ψと着信信号のキャリアの位相ψと位相ψの推定値との差を示し、Ｘ＝Ｅに対してδ_Ｘ＝１Δ／ｎであり、Ｘ＝Ｐに対してδ_Ｘ＝０であり、Ｘ＝Ｅに対してδ_Ｘ＝＋Δ／ｎであり、ｒは相関器の出力ノイズを示す。

次に、式（４）で定められたＣＢＯＣ波形とローカル二進波形ｓ_ＬＯＣ（α）の相関値Ｒ_{ＣＢＯＣ／ｓＬＯＣ（α）}について検討する。

ローカル二進波形ｓ_ＬＯＣ（α）の自己相関関数Ｒ_{ＳＬＯＣ（α）}を次のように近似できる。

ＣＢＯＣ関数の自己相関関数ＲＣＢＯＣは次のように記載される。

Ｃ／Ｎ_０の劣化を次のように記載できる。

この式はαの値が大きくなればなるほどローカル波形としてＣＢＯＣレプリカを使用している場合相関化信号の損失も大きくなることを意味している。ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）（曲線２４）およびＣＢＯＣ（６、１、２／１１）（曲線２６）信号を受信した場合のＣ／Ｎ_０比の劣化が図４に示されている。３ｄＢ_Ｓ未満のＣ／Ｎ０比の劣化を得るには、αを０〜０.４の範囲内に選択しなければならないことが理解できよう。

ε_Ｔの値を最小にするために、ループ内では相関器の出力の値を使用する。例えばスカラーＤ積弁別子（ドット積弁別子）を計算することが可能である。

その結果得られる理論的符号トラッキング誤りは次のように表記できる。

ここで、フィルタにかけられた自己相関化関数を次の式で示す。

更に、フィルタにかけられた相互相関化関数を次の式で示す。

上記式（１１）〜（１１”）では、ＢはヘッドフィルタＨＦ（このフィルタは矩形であると見なす）のバンド幅を示し、Ｂ_ＬはＤＬＬループフィルタのバンドを示し、Ｔは相関化のために使用される積分時間を示し、Ｐは使用される着信信号のパワーを示し、ｄは早期ローカル波形と後期ローカル波形との間のスペースを示し、Ｎ_０はスペクトル熱ノイズ密度のレベルを示し、Ｇ_Ｘは波形Ｘのフーリエ変換を示す。

図５では、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）信号をトラッキングし、早期ローカル二進波形と後期ローカル二進波形との間のスペースが０.１チップであり、１２ＭＨｚの入力フィルタ（片側）を使用し、（相関化のための）積分時間が４ｍｓとした場合のαの異なる値に対する、Ｃ／Ｎ_０比を関数とする符号トラッキングエラーが示されている。αが増加する場合、エラーは減少することが理解できよう。従って、同期化性能に関しては、１に近いαを選択すると有利であり、上記ではαのこれら値に対し、Ｃ／Ｎ_０比の劣化がかなりであることが実際に分かっている。

α＝０.２の場合、マルチパスエンベロープはローカル波形としてＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）を使用したときに得られるエンベロープと均等であることも理解できよう。

本発明によれば、異なるプロンプトローカル波形と異なるオフセットローカル波形を使用する。これによってプロンプトローカル波形とは別個に、オフセットローカル波形を最適化することが可能となる。図６は、この方法を実施できる第１受信機６０の図を示す。この受信機は相関器６２.１〜６２.６を備え、各相関器は着信ＣＢＯＣタイプの信号とローカル二進波形のコピーとを混合する混合器６４.１〜６４.６と、混合した信号を積分し、出力信号を発生する積分器６６.１〜６６.６とを有する。

受信機はローカル二進波形発生器６８.１〜６８.３の一組を有し、発生器６８.１はローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）を発生する。この波形Ｓ_ＬＯＣ２は、α_ＢＴの全時間長さの波形ＢＯＣ（６、１）のセグメントと、α_Ｂ≠１の場合の（１−α_Ｂ）Ｔの時間長さの波形ＢＯＣ（１、１）のセグメントを相関インターバルにわたって含む。以下、半オープンインターバル］０、１］内にα_Ｂが位置すると仮定し、これによって他のケースと同時にα_Ｂ＝１の特殊なケースを解決することが可能となる。α_Ｂ＝１の場合、波形Ｓ_ＬＯＣ２は純粋なＢＯＣ（６、１）波形であり、厳密に１未満のα_Ｂの値に対し、Ｓ_ＬＯＣ２はＢＯＣ（１、１）セグメントも含み、例えば図２の波形１２の外観を有することができる。発生器６８.３はローカル二進波形ｓ_ＬＯＣ２の後期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）を発生する。発生器６８.２は、ローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ１のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ1（ｔ-^τ＾）を発生する。波形Ｓ_ＬＯＣ１は、（１−α_Ａ）Ｔの全時間長さの波形ＢＯＣ（１、１）のセグメントとα_Ａ≠０の場合のα_ＡＴの時間長さの波形ＢＯＣ（６、１）のセグメントとを相関インターバルにわたって含む。以下、α_Ａは半オープンインターバル［０、１［内に位置すると仮定する。α_Ａ＝０の場合、波形Ｓ_ＬＯＣ１は純粋なＢＯＣ（１、１）波形であり、厳密に０より大きいα_Ａの値に対し、Ｓ_ＬＯＣ２はＢＯＣ（６、１）のセグメントも含み、波形１２の外観を有することもできる。

相関器６２.１は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）と、ローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）の合相部分の相関度の値Ｉ_{Ｅ，ＳＬＯＣ２}（ｔ-Ｔ）を供給する。（以前と同じように、Ｔは受信した信号の疑似ランダム符号の位相であり、^τ＾は、Ｔの推定値であり、Δはチップの時間長さであり、ｎは推定値^τ＾に対してローカル二進波形のコピーが早くなっているチップ長さの比率を決定する。相関器６２.２はプロンプト相関器であり、この相関器は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ１のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ１（ｔ-^τ＾）の合相部分の相関値Ｉ_{Ｐ，ＳＬＯＣ１（αＡ）}を供給する。相関器６２.３は後期相関器であり、この相関器は着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の後期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）の合相部分の相関値Ｉ_{Ｌ，ＳＬＯＣ２（αＢ）}を供給する。相関器６２.４は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）の直交部分の相関値Ｑ_{Ｅ，ＳＬＯＣ２（αＢ）}を供給する。相関器６２.５は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ１のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ１（ｔ-^τ＾）の直交部分の相関値Ｑ_{Ｐ，ＳＬＯＣ１（αＡ）}を供給する。相関器６２.６は、着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の後期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）の直交部分の相関値Ｑ_{Ｌ，ＳＬＯＣ２（αＢ）}を供給する。明瞭にするために、図６は発生器６８.１、６８.２および６８.３から混合器、６４.４、６４.５、６４.６までそれぞれ続く接続しか示していない。混合器６４.１、６４.２および６４.３までの接続は図には記載されていない。

図７は、新しい方法を実行できる別の受信機７０の略図を示す。この受信機７０は、相関器７２.１〜７２.４を備え、各相関器は着信するＣＢＯＣタイプの信号とローカル二進波形のコピーとを混合する混合器７４.１〜７４.４と、混合した信号を積分し、出力信号を発生する積分器７６.１〜７６.４とを有する。

この受信機は、ローカル二進波形発生器７８.１〜７８.３の一組を有する。発生器７８.１はローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）を発生し、発生器７８.３はローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の後期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）を発生し、発生器７８.２はローカルに二進波形Ｓ_ＬＯＣ１のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ１（ｔ-^τ＾）を発生する。図６には波形Ｓ_ＬＯＣ１およびＳ_ＬＯＣ２が示されている。加算器７７は、この加算器が発生器７８.１および７８.３から受信したローカル波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾-Δ/ｎ）と後期コピーＳ_ＬＯＣ２（ｔ-^τ＾+Δ/ｎ）との差を発生する。この差は、混合器７４.１および７４.３に入力され、相関器７２.３は着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ２の早期コピーとの差の直交部分の相関値Ｑ_{Ｅ,ＳＬＯＣ２（αＢ）}-Ｑ_{Ｌ,ＳＬＯＣ２（αＢ）}を供給する。相関器７２.４は着信信号ＣＢＯＣ（ｔ-Ｔ）とローカル二進波形Ｓ_ＬＯＣ１のプロンプトコピーＳ_ＬＯＣ1（ｔ-^τ＾）との直交部分の相関値Ｑ_{Ｐ，ＳＬＯＣ1（αA）}を供給する。

新しい方法が作動する双方のモードでは、次に記載されるように、スカラー積弁別子を計算する。

ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）またはＣＢＯＣ（６、１、２／１１）を受信するためにプロンプトチャンネルおよびオフセットチャンネルで同じローカル二進波形を使用する手法の最も重要な欠点は、相関性が失われることであった。本発明によれば、このような損失を生じることなく、ＢＯＣ（１、１）の大きい比率を有するプロンプトローカル波形を選択でき、よって早期または後期のローカル波形におけるＢＯＣ（６、１）の比率を低減し、同期化を改善できる。

以下、α_Ａ＝０の特殊なケース、すなわちプロンプトローカル波形がＢＯＣ（１、１）波形となっているケースについて検討する。最初の結果は（プロンプト相関器だけを使用している）位相トラッキングにおける相関性の損失（Ｃ／Ｎ_０比の劣化）が最小となることである（図４から分かるように、ＣＢＯＣ（６、１、２／１１）信号に対しては、約０.９ｄＢ_Ｓであり、ＣＢＯＣ（６、１、１／１１）信号に対しては約０.５ｄＢ_Ｓである。

α_Ａ＝０であり、次のようなスカラー積弁別子により理論的な符号トラッキング誤りが得られる。

式（１１）に存在するローカル二進波形とＢＯＣ（６、１）変調波形との間の二乗相関項は、ここでは大きい値である平方項Ｒ^〜２ _{ＣＢＯＣ/ＢＯＣ（１，１）}（０）に置換されている。従って、α_Ａが減少するとき、矩形トラッキングエラーも減少する。

ＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）変調波形では、パラメータα_Ｂの値が増加する（α_Ａ＝０）場合、符号トラッキング誤りの標準偏差はすべてのＣ／Ｎ_０比に対して減少することが分かる。α_Ｂ＝１（早期および後期ローカル波形として純粋なＢＯＣ（６、１））の極端なケースにおいて、最良のトラッキング性能が得られる。

次の設定値を有するシミュレータの支援により、理論的な予測が証明された。
＋ ４０ｓの時間長さのＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）信号の受信
＋ ４０ｍｓの積分時間
＋ キャリアの支援があり、１Ｈｚのバンド幅を利用するＤＬＬループ
＋ １０Ｈｚのバンド幅を有するＰＬＬループであり、弁別子は直交部分のみに基づく
＋ １０ＭＨｚ（片側）の入力バンド幅

図８および次の表にシミュレーションの結果が示されている。

図９は、α_Ｂの異なる値に対するＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）信号を受信するための（Ｉ_{Ｐ，ＳＬＯＣ（αＡ）} ^２＋Ｑ_{Ｐ，ＳＬＯＣ（αＡ）} ^２＝Ｉ_{Ｐ，ＢＯＣ（１，１）} ^２＋Ｑ_{Ｐ，ＢＯＣ（１，１）} ^２）による）正規化されたスカラー積弁別子を示す。ＣＢＯＣ（６、１、２／１１、’−’）ローカル波形で得られる曲線も比較のため示されている。α_Ｂの大きい値に対し、疑似トラッキングポイントがより顕著となる。従って、不明瞭でないトラッキング方法を実行しなければならない。次のパラメータ：すなわち早期ローカル二進波形と後期ローカル二進波形との間のスペースが０.１チップ、１５ＭＨｚの入力フィルタ（片側）および（相関化のための）積分時間が４ｍｓのパラメータで、図９の曲線が得られた。

マルチパスに関してはローカル二進波形におけるＢＯＣ（６、１）の比率が大きくなればなるほど、この結果生じるマルチパス誤りエンベロープはローカルＢＯＣ（６、１）波形のマルチパス誤りエンベロープに、より近似する。値α_Ｂ≧０.３に対して、マルチパスに関して性能がどれだけ影響されるかを予測することは困難である。しかしながら、この性能はほぼ同じであると仮定する。この場合、上記分析に鑑み、１に近いか、または０に等しい大きな値を使用することが恐らく有利である。

新しい方法の働きを詳細に分析する際に、α_Ａ＝０であると仮定した。０に近いが、０とは異なるα_Ａの値に対して同じような性能を得ることができることは明らかである。更に、α_Ａおよびα_Ｂの最適な選択は、実質的に無線ナビゲーション信号の変調波形に応じて決まることも理解できる。この変調波形は、詳細な説明に述べたように、ＣＢＯＣ波形でもよいし、または繰り返すが、Ｌ１Ｃ ＧＰＳ信号のための信号用となっているＣＭＢＯＣタイプの波形でもよい。

分析では、スカラー積弁別子しか検討しなかった。しかしながら、本発明を実施するには他の弁別子も使用できること、特に例えば着信信号の位相を検出するために「早期マイナス後期」または「プロンプト」弁別子も使用できると理解すべきである。

衛星が送信する数個の信号を受信するには、受信機は複数の受信チャンネルを必要とすることについても指摘しなければならない。受信機の各受信チャンネルに対し、本明細書の詳細な説明に述べたように、一組の相関器が設けられ、これら相関器の出力信号は信号取得モードでは受信した信号のエネルギーの推定値を形成するように結合され、信号トラッキングモードでは疑似ランダム符号の弁別子を形成するように結合される。

１８.１〜１８.６、６２.１〜６２.６、７２.１〜７２.４−−−相関器
６８.１〜６８.３、７８.１〜７８.３−−−ローカル波形発生器
２０.２、２０.５、６４.２、６４.５、７４.２、７４.４−−−混合器
６０、７０−−−受信器

Claims (12)

1. ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分（ｎ_１とｎ_２とは異なる）を含む変調波形により変調された無線ナビゲーション信号を受信する方法であって、
   プロンプトローカル波形と前記変調波形との間、およびオフセットローカル波形と前記変調波形との間の相関化を、時間インターバルＴにわたって実行する方法において、
   前記時間インターバルにわたる（１−α_Ａ）Ｔの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）（α_Ａは、厳密に０以上であって、１未満のパラメータである）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む二進波形として前記プロンプトローカル波形を発生し、
   前記時間インターバルにわたるα_ＢＴの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）（α_Ｂは、厳密に０より大きく、１以下のパラメータであり、前記パラメータα_Ａと異なる）の少なくとも１つのセグメントを全時間インターバルにわたって含む二進波形として前記オフセットローカル波形を発生することを特徴とする、無線ナビゲーション信号を受信する方法。
2. α_Ａは、０に等しい、請求項１に記載の方法。
3. α_Ｂは、１に等しい、請求項１又は２に記載の方法。
4. α_Ａは、α_Ｂより小さい、請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載の方法。
5. 前記プロンプトローカル波形は、前記時間インターバルにわたるα_ＡＴ（α_Ａは、厳密に０と１の間にある）の全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む、請求項１、３および４のうちのいずれか１項に記載の方法。
6. 前記オフセットローカル波形は、前記時間インターバルにわたる（１−α_Ｂ）Ｔ（α_Ｂは厳密に０と１の間にある）の全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む、請求項１，２，４および５のうちのいずれか１項に記載の方法。
7. 前記オフセットローカル波形は、早期ローカル波形または後期ローカル波形、もしくは早期ローカル波形と後期ローカル波形との差を含む、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載の方法。
8. 前記無線ナビゲーション信号を変調する前記変調波形は、ＣＢＯＣタイプの変調波形であり、前記ＣＢＯＣタイプの変調波形は、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分およびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分の実数パラメータのリニアな組み合わせを含む、請求項１〜７のうちのいずれか１項に記載の方法。
9. 前記無線ナビゲーション信号を変調する前記変調波形は、ＴＭＢＯＣタイプの変調波形であり、前記ＴＭＢＯＣタイプの変調波形は、ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）成分のセグメントおよびＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）成分のセグメントの交番連続信号含む、請求項１〜７のうちのいずれか１項に記載の方法。
10. 請求項１〜９のうちのいずれか１項に記載の方法を実施するための手段（６８.１〜６８.３、７８.１〜７８.３、１８.１〜１８.６、６２.１〜６２.６、７２.１〜７２.４、２０.１〜２０.６、６４.１〜６４.６、７４.１〜７４.４、２２.１〜２２.６、６６.１〜６６.６、７６.１〜７６.４、７７を含む受信機（６０、７０）。
11. プロンプトローカル波形およびオフセットローカル波形を発生するためのローカル波形発生器（６８.１〜６８.３、７８.１〜７８.３）と、
    前記プロンプトローカル波形と前記変調波形との間の相関化、および前記オフセットローカル波形と前記変調波形との間の相関化を時間インターバルＴにわたって実行するための相関器（１８.１〜１８.６、６２.１〜６２.６、７２.１〜７２.４）とを備え、
    前記ローカル波形発生器（６８.１〜６８.３、７８.１〜７８.３）は、前記時間インターバルにわたる（１−α_Ａ）Ｔの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_２、ｍ）（α_Ａは０以上であって、厳密に１未満のパラメータである）の少なくとも１つのセグメントを前記時間インターバルにわたって含む二進波形として前記プロンプトローカル波形を発生し、前記時間インターバルにわたるα_ＢＴの全時間の波形ＢＯＣ（ｎ_１、ｍ）（α_Ｂはパラメータα_Ａと異なるパラメータであり、厳密に０より大きく、かつ１以下である）の少なくとも１つのセグメントを全時間インターバルにわたって含む二進波形として前記オフセットローカル波形を発生するようになっている請求項１０記載の受信機（６０、７０）。
12. プロンプトローカル波形発生器と、オフセットローカル波形発生器（６８.１〜６８.３、７８.１〜７８.３）と、前記変調波形と前記プロンプトローカル波形とを混合するための混合器（２０.２、２０.５、６４.２、６４.５、７４.２、７４.４）が設けられた第１相関器（１８.２、１８.５、６２.２、６２.５、７２.２、７２.５）と、前記変調波形と前記オフセットローカル波形とを混合するための混合器（２０.１、２０.３、２０.４、２０.６、６４.１、６４.３、６４.４、６４.６、７４.１、７４.３）が設けられた第２相関器（１８.１、１８.３、１８.４、１８.６、６２.１、６２.３、６２.４、６２.６、７２.１、７２.３）とを含む、請求項１１に記載の受信機（６０、７０）。

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