CN101479623B - Cboc扩展波形调制的无线电导航信号的接收方法和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于接收由复合波形调制的无线电导航信号的方法，该复合波形包括带有实系数的分量BOC(n₁，m)和分量BOC(n₂，m)的线性组合，n₁与n₂不同，对本地波形和该复合波形在持续时间T的时间间隔上执行相关。本地波形是在该时间间隔上由包括来自BOC(n₁，m)的至少一段波形和来自BOC(n₂，m)的至少一段波形的交替连接来形成的二进制波形，该至少一段BOC(n₁，m)具有总持续时间αT，α严格地介于0和1之间，该至少一段BOC(n₂，m)具有总持续时间(1-α)T。

Description

CBOC扩展波形调制的无线电导航信号的接收方法和接收机

技术领域

本发明涉及用于由CBOC扩展波形调制的无线电导航信号的接收方法和接收机。

背景技术

诸如GPS(全球定位系统)、Galileo、GLONASS、QZSS等的卫星定位系统均使用“扩展频谱”调制的导航信号。这些信号必须具有由周期性重复的数字序列组成的伪随机码，该伪随机码的主要功能在于允许码分多址(CDMA)以及提供对由卫星传送的信号的传播时间的精确测量。卫星定位信号也可以附带的携带有用数据。

在GPS情况下，这些导航信号在中心频率为1575.42MHz的L1频带以及中心频率为1227.6MHz的L2频带中传送。在GPS的现代化进程中，将会增加中心频率为1176.45MHz的L5频带。Galileo星座的卫星将会在以下的频带中进行传送：E2-L1-E1(与GPS相同的中间频带L1的部分)、E5a(根据Galileo命名，其为用于GPS的L5频带)、E5b(中心频率为1207.14MHz)以及E6(中心频率为1278.75MHz)。

通过对这些中心(载波)频率进行调制来形成这些导航信号。为了建立这些导航信号，已经确立了或者至少是考虑了多种调制方案。为确保GPS和Galileo系统的互操作性和兼容性，美国和欧盟在涉及两个系统均使用到的L1频带中的信号调制方案的一些方面达成一致。从Hein等人在2006年5/6月的InsideGNSS第57-65页上发表的“MBOC：推荐用于GALILEO L1 OS和GPS L1C的新最优化扩展调制(MBOC：The New Optimized Spreading ModulationRecommended for GALILEO L1 OS and GPS L1C)”中可以得到所提出的调制方案的更多细节。

已知被选作调制Galileo OS L1信号的候选方案的调制方案之一称为“CBOC调制”(来自“复合二进制偏移载波(CompositeBinary Offset Carrier)”)。调制载波的CBOC扩展波形是第一BOC(1，1)波形和第二BOC(m，1)波形的线性组合。BOC是“二进制偏移载波(Binary Offset Carrier)”的缩写。通常，BOC(n，m)是由下式定义的时间t的函数：

BOC(n，m)(t)＝C_m(t)·sign[sin(2π f_sct)]

其中，C_m(t)是在取值为+1或-1的条件下的码片速率为m×1.023Mcps的伪随机码，以及f_sc是频率n×1.023MHz。施加给n和m的一个条件是比例2n/m为整数。在Galileo开放式服务(OS)的情况下，码片速率被设置为1.023Mcps(兆码片每秒)。在这种情况下，CBOC波形可以被写为：

CBOC(n₁，1)(t)＝V·BOC(1，1)(t)+W·BOC(n₁，1)(t)

其中，V和W是用于定义BOC(1，1)和BOC(m，1)分量的相对权重的实系数。在CBOC波形的情况下，两个BOC分量具有相同的伪随机码。

CBOC波形可以被认为是例如在第05 290 083.4号欧洲专利申请中描述的复合波形族中的特殊成员。该文件还描述了用于接收由复合波形调制的信号的方法。根据描述的第一种方法，对由CBOC波形调制的输入信号和该CBOC波形的本地复本进行相关。该解决方案意味着在接收机处产生复本的CBOC。因此，在相关器的输入端实施四级量化是必要的，四级量化需要至少2位的结构。根据描述的第二种方法，分别在输入信号和第一BOC分量的本地复本之间、以及在输入信号和第二BOC分量的本地复本之间进行相关。然后，对两次相关的结果进行组合。在这种解决方案中，这些本地复本是1位的，这相对于第一种解决方案来说，可以认为是有利的。与第一种解决方案相比，在其它所有条件相等的情况下，要付出的代价是两倍的相关操作数量。

发明内容

本发明的一个目的是提出一种用于接收由复合扩展波形调制的无线电导航信号的新方法。

通过根据权利要求1的方法来实现该目的。

为接收由复合波形调制的无线电导航信号，提出对本地波形和复合波形在持续时间T的时间间隔上执行相关，其中，所述复合波形包括带有实系数的BOC(n₁，m)分量和BOC(n₂，m)分量的线性组合，n₁与n₂不同。根据本发明的重要方面，本地波形是在该时间间隔上由包括至少一段BOC(n₁，m)波形和至少一段BOC(n₂，m)波形的交替连接来形成的二进制波形，该至少一段BOC(n₁，m)具有总持续时间αT，α严格地介于0和1之间，该至少一段BOC(n₂，m)具有总持续时间(1-α)T。与上述接收方法不同，根据本发明的方法不涉及超过两级的波形，并且不需要大量的相关器。

在本发明的优选实施例中，BOC(n₁，m)和BOC(n₂，m)分量具有相同的伪随机码，以及本地波形具有所述伪随机码的至少一个预定部分。使用在卫星无线电导航中的伪随机码完全是预定码(在导频信道的情况下)或是包括预定部分和“数据”部分的码(在数据信道的情况下)。“数据”部分以明显低于预定部分的码片速率的符号速率传送。

其中，n₂＝1以及m＝1，线性组合是由下式定义的CBOC(n₁，1)波形：

CBOC(n₁，1)＝V·BOC(1，1)+W·BOC(n₁，1)

其中，V和W是实值权重系数。考虑到CBOC是未来Galileo OSL1信号的候选，另外议定n₁＝6。在一些情况下，对于接收CBOC(n₁，1)信号，可以证明，α至少近似地等于参考值W/(V+W)是有利的。在另外一些情况下，α小于或大于该参考值是更加适当的。

本地波形可以包括交替连接，该交替连接包括单段BOC(n₁，m)波形和单段BOC(n₂，m)波形。在本发明的另一实施例中，该交替连接包括总持续时间为αT的多段BOC(n₁，m)波形和/或总持续时间为(1-α)T的多段BOC(n₂，m)波形。

为实现根据本发明的方法，提出了一种能够接收由复合波形调制的无线电导航信号的接收机，该复合波形包括BOC(n₁，m)分量和BOC(n₂，m)分量的实值系数的线性组合，n₁与n₂不同，该接收机包括一组本地波形发生器和用于对本地波形和复合波形在持续时间T的时间间隔上执行相关的相关器。具体地，本地波形发生器被配置为产生本地二进制波形，该本地二进制波形是在所述时间间隔上由包括至少一段BOC(n₁，m)波形和至少一段BOC(n₂，m)波形的交替连接来形成的二进制波形，该至少一段BOC(n₁，m)具有总持续时间αT，α严格地介于0和1之间，该至少一段BOC(n₂，m)具有总持续时间(1-α)T。

根据一个优选实施例，接收机包括控制单元，该控制单元作用于该本地波形发生器以影响(a)一段或多段BOC(n₁，m)和一段或多段BOC(n₂，m)的时序(temporal order)和/或(b)一段或多段BOC(n₁，m)和一段或多段BOC(n₂，m)的持续时间。该实施例对适用于未来GalileoOS L1和GPS L1C信号的接收机特别有利。事实上，为GPS L1C信号准备的调制是时间复用的BOC调制(TMBOC，时间复用的BOC)，这种调制具有BOC(1，1)分量和BOC(6，1)分量。如果为GalileoOS L1选择的是CBOC(6，1)调制，则以同一个接收机接收两种信号是可能的。通过作用于多段BOC(1，1)和BOC(6，1)的时序和/或作用于其持续时间，控制单元能够使从GPS接收TMBOC或者从Galileo接收CBOC的本地波形最佳化。

附图说明

下面将参照附图，通过非限制性实例对本发明的优选实施例进行描述，其中：

图1是CBOC(6，1)波形的时间示意图；

图2是BOC(1，1)波形和BOC(6，1)波形之间的相关性的示意图；

图3是具有不同权重因子的两个CBOC(6，1)波形的自相关示意图；

图4是可以被用在根据本发明的方法中的本地二进制波形的时间示意图；

图5示出了CBOC(6，1，1/11)的自相关函数和CBOC(6，1，1/11)与如图4所示的本地二进制波形之间的相关函数之间的对比；

图6示出了CBOC(6，1，2/11)和本地二进制波形之间的不同相关函数；

图7是在CBOC(6，1，1/11)和CBOC(6，1，2/11)的情况下作为参数α的函数的C/N₀比率的衰减示意图；

图8示出了在本地波形是CBOC(6，1)复合波形的情况下由多径引起的误差包络和在本地波形是如图4中所示的二进制波形的情况下由多径引起的误差包络的对比；以及

图9是能够接收复合信号的接收机示意图。

具体实施方式

图1示出了由下式定义的CBOC(6，1)波形10：

CBOC(6，1)＝V·BOC(1，1)(t)-W·BOC(6，1)(t)

其中，V和W是权重因子。下文中将用到下列标记法：

BOC(1，1)(t)＝C_P(t)·x(t)以及

BOC(6，1)(t)＝C_P(t)·y(t)

其中，C_P(t)表示两个分量所共有的伪随机码。

对于Galileo OS L1信号，取决于该信号的复用方案而考虑了V和W的不同值。更多细节能够在Hein等人的InsideGNSS中的文章中找到，所有的参考文献均在导言中有所介绍。

为了介绍某些标记法并更好的解释本发明的优点，下面将讨论一种跟踪CBOC 10信号的方法，在第05 290 083.4号欧洲专利申请中描述了该方法的原理。在该方法中，将并列执行两种相关：一种是与本地复本BOC(1，1)以及一种是与本地复本BOC(6，1)。这些本地复本为：

$s_{I1}\left(t\right)=C_P\left(t\right)x\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})$

$s_{Q1}\left(t\right)=C_P\left(t\right)x\left(t\right)\sin (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})$

$s_{I2}\left(t\right)=C_P\left(t\right)y\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})$

$s_{Q2}\left(t\right)=C_P\left(t\right)y\left(t\right)\sin (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})$

其中，脚标I和Q表示本地副本的“同相(In-phase)”和“正交(Quadrature)”分量，f₀是载波频率，以及

是相位。

当CBOC信号与s₁₁相关时，可以得到下式：

$I_1=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{S}_{I1}(t-\widehat{\mathrm{\τ}})\mathrm{CBOC}(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt},$

$I_1=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{C}_P(t-\widehat{\mathrm{\τ}})x(t-\widehat{\mathrm{\τ}})\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\widehat{\mathrm{\φ}})C_P(t-\mathrm{\τ})\{\mathrm{Vx}(t-\mathrm{\τ})-\mathrm{Wy}(t-\mathrm{\τ})\}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\φ})\mathrm{dt}$

I₁＝(VR_BOC(1，1)(ε_τ)-WR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))cos(ε_φ)，

其中，

是本地副本信号的伪随机码的相位，根据接收到的信号的伪随机码的相位τ来对其进行估计，

是本地副本信号的载波相位，根据接收到的信号的载波的相位φ来对其进行估计，T是积分间隔持续时间，R_BOC(1，1)是BOC(1，1)波形的自相关函数，R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}是BOC(1，1)波形和BOC(6，1)波形之间的相关函数， ${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\τ}}=\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}$ 以及 ${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\φ}}=\widehat{\mathrm{\φ}}-\mathrm{\φ}.$

以相同的方式，可以写为：

Q1＝(VR_BOC(1，1)(ε_τ)-WR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))sin(ε_φ)，

I₂＝(VR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)-WR_BOC(6，1)(ε_τ))cos(ε_φ)，

Q₂＝(VR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)-WR_BOC(6，1)(ε_τ))sin(ε_φ)，

其中，R_BOC(6，1)是BOC(6，1)波形的自相关函数。

通过对这些相关进行组合以及对如图2所示的BOC(1，1)波形和BOC(6，1)波形之间的相关是对称的这样一个事实的利用，得到了CBOC波形的自相关函数：

I＝VI₁-WI₂＝(V²R_BOC(1，1)(ε_τ)+W²R_BOC(6，1)(ε_τ)-2VWR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))cos(ε_φ)

以及

Q＝VQ₁-WQ₂＝(V²R_BOC(1，1)(ε_τ)+W²R_BOC(6，1)(ε_τ)-2VWR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))sin(ε_φ)

图3中示出了两个CBOC波形的自相关12、14。假设数据信道和导频信道各具有50％的信号功率，分数(indices)1/11和2/11表示用于无线电导航信号的复用方案并参照BOC(1，1)和BOC(6，1)分量的确定权重。对于CBOC(6，1，1/11)，V＝0.383998以及W＝0.121431，同时对于CBOC(6，1，2/22)，V＝0.358235以及W＝0.168874。参考标号12表示在CBOC(6，1，1/11)情况下的自相关函数，以及参考标号14表示在CBOC(6，1，2/11)情况下的自相关函数。

上述方法的缺点在于执行该方法所需要的相关器的数量。为了接收上面定义的CBOC(6，1)波形10，本发明提出对输入信号与包括一段或多段纯BOC(1，1)和一段或多段纯BOC(6，1)的本地时间复用信号16进行相关。图4示出了本地波形S_LOC(t)的时间示意图，该本地波形在积分间隔的开始具有一段BOC(6，1)波形18，并在积分间隔的结尾具有一段BOC(1，1)波形20。本地波形16仅有两个值(二进制波形)并因此能够在一个位上进行编码。本地波形16具有对CBOC(6，1)信号进行调制的伪随机码的已知部分。伪随机码的值的跃迁能够在图4的横坐标4.07和4.11处看出。应当注意，本地波形16与调制输入无线电导航信号10的复合波形明显不同。

以T表示积分间隔持续时间，αT表示一段或多段纯BOC(6，1)18的总持续时间，其中，0<α<1，以及βT表示一段或多段纯BOC(1，1)20的总持续时间，其中，β＝1-α。为分析由CBOC(6，1)波形10调制的无线电导航信号和二进制本地波形16之间的相关结果，该相关可以被分解为：

$\underset{0}{\overset{T}{\&Integral;}}{S}_{\mathrm{LOC}}(t-\widehat{\mathrm{\&tau;}})\mathrm{CBOC}(t-\mathrm{\&tau;})\mathrm{dt}=\underset{0}{\overset{\mathrm{\&alpha;T}}{\&Integral;}}{S}_{\mathrm{LOC}}(t-\widehat{\mathrm{\&tau;}})\mathrm{CBOC}(t-\mathrm{\&tau;})\mathrm{dt}+\underset{\mathrm{\&alpha;T}}{\overset{T}{\&Integral;}}{S}_{\mathrm{LOC}}(t-\widehat{\mathrm{\&tau;}})\mathrm{CBOC}(t-\mathrm{\&tau;})\mathrm{dt}$

再次利用在前述实例中所见到的，并假设对应于间隔[0，αT]和[αT，T]的伪随机码的序列是向伪随机码的近似，则能够做出以下近似：

I_BOC(6，1)＝α(VR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)-WR_BOC(6，1)(ε_τ))cos(ε_φ)，

Q_BOC(6，1)＝α(VR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)-WR_BOC(6，1)(ε_τ))sin(ε_φ)，

I_BOC(1，1)＝β(VR_BOC(1，1)(ε_τ)-WR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))cos(ε_φ)，以及

Q_BOC(1，1)＝β(VR_BOC(1，1)(ε_τ)-WR_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ))sin(ε_φ)。

从而，相关变为：

I＝I_BOC(1，1)-I_BOC(6，1)

＝(βVR_BOC(1，1)(ε_τ)-(βW+αV)R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)+αWR_BOC(6，1)(ε_τ))cos(ε_φ)

Q＝Q_BOC(1，1)-Q_BOC(6，1)

＝(βVR_BOC(1，1)(ε_τ)-(βW+αV)R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}(ε_τ)+αWR_BOC(6，1)(ε_τ))sin(ε_φ)

可以看出，对于相近的乘法因子，为了得到与在CBOC自相关函数12或14中相同的BOC(1，1)波形和BOC(6，1)波形的自相关函数的相对贡献，α＝W/(V+W)以及β＝V/(V+W)是必要的。

在CBOC(6，1，1/11)方案的情况下，优选地选择α＝0.2403以及β＝0.7597。图5一方面示出了已经在图2中示出了的CBOC(6，1，1/11)的自相关函数12，并且另一方面示出了CBOC(6，1，1/11)和本地二进制波形16之间的相关函数22，其中α＝0.2403以及β＝0.7597。由于考虑到本地二进制波形16的特征，这意味着在伪随机码的4096个码片中，大约984个形成一段或多段BOC(6，1)波形以及3112个形成一段或多段BOC(1，1)波形。

在CBOC(6，1，2/11)的情况下，α＝W/(V+W)使得α＝0.3204以及β＝0.6796。在这种情况下，在伪随机码的4096个码片中，大约1312个形成一段或多段BOC(6，1)波形，以及2784个形成一段或多段BOC(1，1)波形。

图6示出了在使用CBOC(6，1，2/11)方案10调制的无线电导航信号和本地时间复用二进制波形16之间根据参数α的不同值获得的相关函数24、26、28和30的族。可以看出，α的值能够对相关函数的形状起作用。当选择α＝0，能够获得曲线24，当选择α＝0.1时，得到曲线26，当选择α＝0.2时，得到曲线28以及当α＝0.3时，得到曲线30。根据α的值，中央峰32和副峰34均或多或少的变得更明显。

图7示出了C/N₀比率的衰减，C/N₀比率即接收到的信号比上噪声频谱密度。因为R_{BOC(1，1)/BOC(6，1)}是对称的并在0处具有值0，所以C/N₀的衰减可以由以下公式来计算：

${\mathrm{deg}}_{C/N_0}=\frac{\mathrm{Peak}\_{\mathrm{Corr}}^2}{\mathrm{Peak}\_{\mathrm{Autocorr}}^2}=\frac{{(\mathrm{\&beta;V}+\mathrm{\&alpha;W})}^2}{{(V^2+W^2)}^2},$

可替换地，其可以被写作：

${\mathrm{deg}}_{C/N_0}=\frac{{(V+\mathrm{\&alpha;}(W-V))}^2}{{(V^2+W^2)}^2}$

图7示出了在CBOC(6，1，1/11)(曲线36)和CBOC(6，1，2/11)(曲线38)的情况下C/N₀的衰减。可以看出，对于对应于本地波形是纯BOC(1，1)的情况的α＝0的情况，与分配给BOC(6，1)(分别分配给1/11和2/11)的信号功率部分相关联的衰减确实发生了。在CBOC(6，1，1/11)的情况下，当α＝0.2403时，C/N₀比率发生了1.97dB的衰减。在CBOC(6，1，2/11)的情况下，当α＝0.3204时，C/N₀比率发生了2.56dB的衰减。

图8示出了CBOC(6，1，1/11)的实例，左边的是在本地波形是相应的复合CBOC(6，1)波形的情况下的多径误差包络40，以及在右边的是在本地波形是α＝0.2403的时间复用二进制波形的情况下的多径误差包络42。应当注意，多径误差包络40、42在本质上是相同的。

仍然应当注意，获得与CBOC自相关函数类似的具有一个比例因子的相关函数不是使α的值最优的唯一标准。这是因为本地二进制波形也可以特别地基于以下标准来选择：(a)使C/N₀比率的衰减最小化，(b)使由于高斯白噪声造成的跟踪误差最小化，(c)使输入信号和本地波形之间的相关函数的形状最优，以及(d)减少多径误差。因此，对于选择α的值，有了一定的自由度。

图9示出了用于接收例如CBOC信号的复合信号的接收机44的接收信道的简化示意图。为了示出的目的，采用基带处理信号而不考虑本地载波。接收机44包括相关器组46，以举例的方式示出了三个。每个信道还可以有这些相关器46.1、46.2、46.3中的两个或甚至一个，但也可以有更多的相关器以减少例如采集时间和/或多径误差。每个相关器均分别包括用于对输入CBOC信号与本地二进制波形S_LOC的复本进行混频的混频器48.1、48.2、和48.3，并分别包括对混频信号进行积分以产生输出信号的积分器50.1、50.2、和50.3。应当注意，为接收由卫星发送的多个信号，接收机需要多个接收信道。对于接收机的每个接收信道，均具有这样的相关器组，该相关器组的输出信号被组合以便在信号采集模式下形成接收到的信号的能量的估计值，以及在信号跟踪的模式下形成伪随机码的鉴别器。

第一相关器46.1即“提前”相关器提供了输入CBOC(t-τ)信号和本地二进制

波形的“提前”复本的相关值。应当记得，τ是接收到的信号的伪随机码的相位，以及是τ的估计值。Δ是码片的持续时间，以及n确定码片持续时间的分数，在该持续时间上，本地二进制波形的复本相对于估计值“提前”。第二相关器46.2即“同相”相关器提供了输入CBOC(t-τ)信号和本地二进制

波形的“同相”复本波形的相关值。第三相关器46.3，即“延迟”相关器提供了输入CBOC(t-τ)信号和本地二进制

波形的“延迟”复本的相关值。

为产生

和

信号，接收机44包括发生器组。为了清楚的目的，仅示出提供本地波形的

复本波形的发生器52。发生器52由控制单元54控制。发生器52可以包括例如数字受控振荡器(NCO)。在这种情况下，NCO接收对应于用于多普勒效应的校正码片速率规定的振荡频率作为输入，以及确定NCO是输出BOC(n₂，m)波形还是输出BOC(n₁，m)波形的二进制值作为输入。二进制值由控制单元根据接收机的工作模式来提供，即，根据接收机是工作在采集模式还是跟踪模式，或其接收的是CBOC信号还是TMBOC信号来提供。尤其，控制单元确定一段或多段BOC(n₁，m)和一段或多段BOC(n₂，m)的时序，以及一段或多段BOC(n₁，m)和一段或多段BOC(n₂，m)的持续时间。

Claims (10)

1.一种用于接收由复合波形调制的无线电导航信号的方法，所述复合波形包括带有实系数的BOC(n₁，m)分量和BOC(n₂，m)分量的线性组合，n₁与n₂不同；

其中，对本地波形和所述复合波形在持续时间T的时间间隔上进行相关，

其特征在于，所述本地波形是在所述时间间隔上由包括至少一段BOC (n₁，m)波形和至少一段BOC(n₂，m)波形的交替连接来形成的二进制波形，所述至少一段BOC(n₁，m)具有总持续时间αT，α严格地介于0和1之间，所述至少一段BOC(n₂，m)具有总持续时间(1-α)T。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述BOC(n₁，m)分量和所述BOC(n₂，m)分量具有相同的伪随机码，并且其中，所述本地波形具有所述伪随机码的至少一个预定部分。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，n₂＝1并且m＝1，因此所述线性组合是由下式表示的CBOC(n₁，1)波形：

CBOC(n₁，1)＝V·BOC(1，1)+W·BOC(n₁，1)

其中，V和W是实权重系数。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，n₁＝6。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，α近似地等于W/(V+W)。 

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述交替连接包括总持续时间为αT的多段BOC(n₁，m)波形和总持续时间为(1-α)T的多段BOC(n₂，m)波形。

7.一种能够接收由复合波形调制的无线电导航信号的接收机，所述复合波形包括带有实系数的BOC(n₁，m)分量和BOC(n₂，m)分量的线性组合，n₁与n₂不同，

所述接收机包括本地波形发生器组和用于对本地波形和

所述复合波形在持续时间T的时间间隔上执行相关的多个相关器，

所述接收机的特征在于，所述本地波形发生器被配置用于产生本地二进制波形作为所述本地波形，所述本地二进制波形是在所述时间间隔上由包括至少一段BOC(n₁，m)波形和至少一段BOC(n₂，m)波形的交替连接来形成的二进制波形，所述至少一段BOC(n₁，m)具有总持续时间αT，α严格地介于0和1之间，所述至少一段BOC(n₂，m)具有总持续时间(1-α)T。

8.根据权利要求7所述的接收机，包括控制单元，所述控制单元作用于所述本地波形发生器以影响

所述一段或多段BOC(n₁，m)和所述一段或多段BOC(n₂，m)的时序，

和/或所述一段或多段BOC(n₁，m)和所述一段或多段BOC(n₂，m)的持续时间。

9.根据权利要求7所述的接收机，其中，n₁＝6、n₂＝1以及m＝1。

10.一种使用根据权利要求7至9中的任一项所述的接收机的方法，用于接收由复合波形调制的无线电导航信号，所述复合波形包括带有实系数的BOC(n₁，m)分量和BOC(n₂，m)分量的线性组合，n₁与n₂不同。 

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