JP2009530913A - ベースバンドパイロット注入キャリア（ｂｐｉｃ）および入力データの選択的な変調を行う通信システムならびに関連する方法 - Google Patents

Abstract

通信システム（３０）は、第１および第２の入力データに基づいて変調信号を送信する送信装置（３１）を含んでよい。送信装置（３１）は、第１の入力データに応じてベースバンド注入型パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成するＢＰＩＣ生成器（３３）と、ＢＰＩＣデータを第２の入力データにインターリーブするインターリーバ（３４）と、インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して、変調信号を提供する変調器（３５）とを含んでよい。通信システム（３０）は、送信装置（３１）から変調信号を受信する受信装置（３２）をさらに含んでよい。受信装置（３２）は、ＢＰＩＣ検出器（４０）と、ＢＰＩＣ検出器と協働して送信装置（３１）からの変調信号をＢＰＩＣデータに基づいて復調して第１および第２の入力データを生成する復調器（４１）とを含んでよい。
【選択図】 図１

Description

本発明は、通信システム分野に関し、より詳しくは、信号の変復調技術および関連する方法に関する。

衛星通信システムのプロバイダとユーザの双方にとって重大な関心事は、システム資源をいかに最大限に利用するかである。特に、トランスポンダ帯域幅と実効等方放射電力（ＥＩＲＰ）は共に重要であるが、これは、トランスポンダを経由して送られるあらゆる信号がトランスポンダ帯域幅および実効等方放射電力の一部を使用するからである。衛星資源は高価なので、衛星の電力が乏しい資源である場合は、各信号に要求される電力量を最小化することによって、より多くの信号をトランスポンダ経由で送ることができ、その結果リース料金が下がる。別の応用例では、同じトランスポンダ電力で、受信機アンテナの開口サイズを小さくしている。小さな開口アンテナを採用した比較的廉価ないくつかの先行技術システムは、より低いＧ／Ｔ値を有するために電力が限られがちであり、従って衛星からより多くの電力を必要とする。

このような通信システムにおいて電力と帯域幅利用を改善するために特に有利な手法の１つが、コッブ（Cobb）らに対する米国特許第６，６０６，３５７号に開示されている。同特許は、本発明の譲受人に譲渡されており、引用することにより全体としてここに組み込まれているものとする。この特許は、ＱＡＭまたはＭ相位相偏移変調（ＭＰＳＫ）波形（例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫなど）のような波形に所定量のキャリアエネルギーを注入する技術を開示している。このベースバンドパイロット注入キャリア（ＢＰＩＣ）成分により、受信機において、キャリアの非線形再生ではなく、キャリアの検出および回復が可能になる。

また、ＢＰＩＣ変調手法は、例えばターボ符号といった新しい前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化方式の高い性能を利用するのにもよく適しており、それにより、比較的低いビット誤り率を達成するために必要な信号電力を著しく低減する。すなわち、所定のＢＰＩＣ波形を高度な符号化技術と組み合わせて用いることにより、衛星トランスポンダの小型端末のユーザ数を場合によっては２倍にすることができ、従ってユーザの賃借費用を事実上半減することになる。逆に、ＢＰＩＣ波形によって、より小さなアンテナを用いて配置の融通性および/または機動性を高めてもよい。

ＢＰＩＣ変調手法により著しい効果が得られるが、いくつかの用途においては、著しい省電力を引き続き享受しつつ依然として付随するオーバーヘッドをさらに減らすために、さらなる技術が望まれる場合がある。

本発明の目的は、上記背景に鑑みて、ベースバンドパイロット注入キャリア（ＢＰＩＣ）変復調機能を強化した通信システムおよび関連する方法を提供することである。

本発明にかかる上記目的、他の目的、特徴、および効果は、第１および第２の入力データに基づいて変調信号を送信する送信装置を含み得る通信システムによって提供される。さらに詳しくは、送信装置は、第１の入力データに応じてベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成するＢＰＩＣ生成器と、ＢＰＩＣデータを第２の入力データにインターリーブ（差し込み、interleave）するインターリーバと、変調器とを含んでよい。変調器は、インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して、変調信号を提供するものであってよい。通信システムは、送信装置から変調信号を受信する受信装置をさらに含んでよい。受信装置は、ＢＰＩＣ検出器と、ＢＰＩＣ検出器と協働して送信装置からの変調信号をＢＰＩＣデータに基づいて復調して第１および第２の入力データを生成する復調器とを含んでよい。

さらに詳しくは、第１の変調形式は、第２の変調形式より低い位相数を有してよい。例として、第１の変調形式は、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）であってよく、第２の変調形式は、２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）であってよい。復調器は、位相ロックループ（ＰＬＬ）を含んでよい。

さらに、送信装置は、変調器の上流に、第１および第２の入力データを符号化する前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号生成器を含んでよい。特に、ＦＥＣ符号生成器は、例えばターボ符号生成器であってよい。インターリーバは、ＢＰＩＣデータの間に単一形式のデータ部分をインターリーブしてもよい。

本発明の通信方法の態様は、第１の入力データに応じてベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成し、ＢＰＩＣデータを第２の入力データにインターリーブすることを含んでよい。本方法は、インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して、変調信号を提供して、変調信号を送信することをさらに含んでよい。さらに、本方法は、変調信号を受信して、変調信号をＢＰＩＣデータに基づいて復調して第１および第２の入力データを生成することも含んでよい。

以下、本発明の好ましい実施の形態が示される添付の図面を参照して、本発明についてさらに十分に説明する。ただし、本発明は、さまざまな形態で実施されてよく、ここで述べる実施の形態に限定されるものと解釈すべきではない。むしろそれらの実施の形態は、本開示が網羅的で完全なものとなるように、そして本開示によって本発明の範囲を当業者に十分に伝えるために、提供するものである。同じ数字は、全体を通じて同じ要素を表し、またプライム記号の表記を用いて、代替となる実施の形態における類似要素を示す。

まず図１から図３を参照すると、通信システム３０は、変調信号を第１および第２の入力データに基づいて送信する送信装置３１と、送信装置から変調信号を受信する受信装置３２とを図示のように含んでいる。第２の入力データストリームは、受信機へ送信される情報内容を含み、例えば音声、映像、および／または他の種類のデータを含んでよい。

送信装置は、第１の入力データに応じてベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成するＢＰＩＣ生成器３３と、ＢＰＩＣデータを第２の入力データにインターリーブするインターリーバ（interleaver）３４と、変調器３５と、変調器３５に接続されたアンテナ４６とを図示のように含む。具体的には、ＢＰＩＣ生成器３３は、有利には、例えば２値の０または１というように複数の異なるデータ値のうちの１つをとり得るＢＰＩＣデータを生成する。このように、データストリームの所与の位置に挿入されたＢＰＩＣデータは、第１の入力データに対応し得る。

参考として、先述した米国特許第６，６０６，３５７号で示されたＢＰＩＣ手法では、あらかじめ定められた位置に挿入される一定のオフセットレベルを利用して復調のための基準を有利に与えている。ＢＰＩＣ生成器３３は、有利な点として、転送すべき次の第１の入力データ部分に対応するＢＰＩＣデータを生成し、これにより一定のオフセット基準レベルを用いずに実データを送ることができるので、帯域幅が拡大する。

例として、第１の入力データは、単に第２の入力データであってよく、このデータはさもなければ上記のＢＰＩＣ手法ではＢＰＩＣオフセット基準と置き換えられてしまう（または廃棄される）ものである。すなわち、第１の入力データストリームは、単に、ＢＰＩＣデータが挿入されるＢＰＩＣ期間またはＢＰＩＣインターバルにおける第２の入力データのビットまたはシンボルであってよい。もちろん、第１の入力データは、必ずしも第２の入力データの部分集合である必要はない。例えば、当業者に理解されるように、第１の入力データはオーダーワイヤデータであってよい。さらに、いくつかの実施の形態においては、第１の入力データは、必要に応じて第２の入力データから完全に独立していてもよい。第１および第２の入力データの他のさまざまな組み合わせが可能であり、これもまたまた当業者に理解されるであろう。

もちろん、ＢＰＩＣデータのレベルまたは値を変更することにより、上記のＢＰＩＣ手法では受信機すなわち復調側にて課題が生じる。これは、オフセット基準がもはや一定ではなくなるからである。しかしながら、復調のために識別可能なＢＰＩＣ基準を引き続き提供するために、変調器３５が、有利な変調として、インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、第２の入力データを第１の変調形式とは異なる第２の変調形式に基づいて変調して、変調信号を提供する。

図２に示す例をさらに詳しく参照すると、変調器３５は、ＢＰＩＣデータを変調するために第１の変調形式としてＢＰＳＫを用い、また第２の入力データを変調するために用いられる第２の変調形式はＱＰＳＫである。従って、本例において、各ＢＰＩＣシンボルが２つのデータ値、すなわち０または１のうちの１つに対応してよく、その一方で第２の入力データシンボルが４つの異なる値（すなわち００、０１、１０、１１）のうちの１つに対応してよいことは、当業者に理解されるであろう。それでもなお、ＢＰＩＣデータのＢＰＳＫ変調によって生成されるシンボルは、ＱＰＳＫ変調を用いて生成される第２の入力データのシンボルと区別可能なので、復調時に容易に特定され得るものであり、これは当業者に理解されるであろう。

なお、上記の変調形式の他に、他の変調形式が用いられてよいことは留意されるであろう。概して言えば、使用する変調形式を選択するための一手法は、第２の入力データよりも低い位相数の変調形式を用いてＢＰＩＣデータを変調することである。上記の例では、ＱＰＳＫはＢＰＳＫよりも高い位相数（すなわち４位相（quadrupling）対２位相（squaring））であるが、いくつかの実施の形態においては、例えば、ＱＰＳＫを第１の変調形式とし、８ＰＳＫを第２の変調形式として用いることも可能である。もちろん、ＱＡＭのような他の形式の変調も同様に用いられてよい。目的は、第２の変調形式を用いて変調された第２の入力データに対して復調時に識別可能なシンボル（または複数のシンボル）を第１の変調形式が生成する、ということである。

インターリーバ３４は、第２の入力データストリームを受け取る前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器３６を図示のように含む。第２の入力データストリームは、図示の例においては、シリアルデータストリームである。以下にさらに詳しく論じるように、本ＢＰＩＣ変調技術では、有利にはターボ符号で達成可能な比較的高い符号化利得を復調器が利用できるが、さまざまなＦＥＣ形式が用いられてよい。シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器３７は、符号化された第２の入力データストリームを複数のパラレル出力（０）〜（ｍ）へと変換する。もちろん、いくつかの実施の形態においては、入力がパラレルでよく、またＳ／Ｐ変換器３７が含まれなくてよいことは留意されるであろう。

ＢＰＩＣ生成器３３は、スイッチ３８で示すように、インターリーバ３４に、ＢＰＩＣデータを符号化された第２の入力データストリームにあらかじめ定められたＢＰＩＣインターバルでインターリーブさせる。さらに詳しくは、ＢＰＩＣインターバル時に（例えばｎ番目のシンボルごとに）、変調器３５の入力がＢＰＩＣ生成器の出力（または複数の出力）へ切り替えられ、さもなければ存在していたであろう第２の入力データの代わりに、所与のＢＰＩＣデータが変調される。例として、ＢＰＳＫ変調の場合は、所望のデータ値（０または１）が変調器３５の第１の入力へ与えられてよく、その一方で変調器の残りの入力には０値または既知のパターンが与えられる。さらに、ＢＰＩＣインターバル時に変調器３５を第１の変調形式に切り替え、その後第２の入力データを変調するために第２の変調形式へ戻すようにするＢＰＩＣ生成器からの制御信号が、変調器３５へ与えられてもよい。

説明を明確にするために図２では変調器３５を単一部品として示したが、変調動作が別々の変調器によって行われてもよいことは留意されるであろう。もちろん、送信装置３１および受信装置３２の構成要素のさまざまな機能が多数の方法で実装されてよいことは、当業者に理解されるであろう。方法としては、別々の回路、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）による方法、および／または、マイクロプロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等といった１つ以上の処理装置および適切なソフトウエアモジュール等を用いる方法などがある。

受信装置３２は、ＢＰＩＣ検出器４０と、ＢＰＩＣ検出器と協働して送信装置３１からの変調信号をＢＰＩＣデータ（ＢＰＩＣデータは、変調時にはＢＰＩＣシンボルを提供する）に基づいて復調して第１および第２の入力データを生成する復調器４１とを図示のように含む。アンテナ４７が、復調器４１へ図示のように接続されている。図３をさらに詳しく参照すると、ＢＰＩＣ検出器４０は、変調信号内でＢＰＩＣシンボルの位置を検出し、それにより変調信号を、ＢＰＩＣインターバル時は第１の（例えばＢＰＳＫ）復調段４４へ、そうでない時は第２の（例えばＱＰＳＫ）復調段４５へと、（図ではスイッチ４３で表されているように）選択的に切り替える。ＢＰＩＣ変復調技術についてのさらなる詳細は、前述の米国特許第６，６０６，３５７号に見いだせるであろう。

ここでさらに図４を参照すると、本発明の通信方法の態様は、ブロック５０で図示のように開始し、ブロック５２で第１の入力データに応じてＢＰＩＣデータを選択的に生成し、ブロック５４でＢＰＩＣデータを第２の入力データにインターリーブする。本方法は、先に論じたように、ブロック５６で、インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して変調信号を提供し、変調信号を送信することをさらに含んでよい。さらにまた、本方法は、ブロック５８でＢＰＩＣデータに基づいて変調信号を受信して復調して、第１および第２の入力データを生成することも含んでよく、そしてこの例示された方法は終了する（ブロック６０）。

ＢＰＩＣデータにＢＰＳＫ変調を用いることは、いくつかの実施の形態において特に効果的な場合がある。何故なら、ＢＰＩＣ検出器４０において、ＢＰＩＣ追跡は、例えばＱＰＳＫに関連する４倍損失（quadrupling loss）の代わりに２乗損失（squaring loss）を被るだけであり、依然として所望の信号属性を維持するからである。さらに、符号化された実際のユーザデータや、オーダーワイヤデータなどをＢＰＩＣシンボルとして送ることができるが、その理由は、これらのシンボルがＢＰＩＣ検出のために受信装置３２において既知または一定のシンボルパターンである必要がないためである。これにより、有利な点として、オーバーヘッドが減って通信リンクのスループットが向上する。

さらに、これにより、回復されたＢＰＩＣシンボル（または複数のＢＰＩＣシンボル）のスペクトル線が減少する場合もある。これは、当業者に理解されるように、スペクトルマスクが厳しく規定されている衛星通信用途にとって特に重要となる場合がある。さらに、上記の手法では、第２の入力データおよびＢＰＩＣデータの両方に対し、より高い位相数の変調を用いるのと比べて、比較的低いＥｓ／Ｎｏで復調器４１が追跡して所望の性能を発揮できる場合もある。

上記のように、本手法によって、ターボ符号をよりよく活用することもできるし、またドップラー追跡が著しく向上する場合もある。さらに詳しくは、ハードウエア（ＨＷ）およびソフトウエア（ＳＷ）の両方で利用できる繰り返しターボ符号化・復号方式が数種類ある。一般に、ターボ符号によって、従来の連接畳み込み／リード・ソロモン復号方式と比べて２ｄＢから３ｄＢ良好な符号化利得を得ることが可能になる。この付加的な利得を利用するための方法は多数あるが、この改良は、概して３つのカテゴリー、すなわち帯域幅とスループットと電力とのうちの１つに優位性を与える。ターボ符号を実装しているモデム製造業者の多くは最初の２つだけに取り組んでいるが、これは、通常、３番目（電力）は非常に低いＥｓ／Ｎｏで動作できる受信機を必要とするからである。

帯域幅に関しては、ターボ符号は概してより高いビット当たり符号化利得を有するので、オーバーヘッドがより少ない符号で同等の性能を生むことができる。一定のスループットおよび電力を維持しつつ帯域幅を減らすために、より高い符号化利得を利用することができる。より低いオーバーヘッドと合わせて一定のキャリア対雑音比（Ｃ／Ｎ）を維持することによって、より少ない帯域幅を用いてリンクを確立することができる。復調器の追跡性能はＣ／Ｎに基づいているので、帯域幅を節約することが目的であれば、連接符号で動作した復調器が、ターボ符号でも動作することになる。弊害は、アンテナの大きさやドップラー追跡または捕捉における向上が実現しないということであり、要するに、結果としては既に得ることができているのと同じ捕捉および追跡の性能ということになる。

スループットについても同様に、一定の帯域幅および電力を維持しつつスループットを増やすために、より高い符号化利得を利用することができる。ターボ符号では、同じ符号化利得のために必要なオーバーヘッドが少なくて済むので、より低いオーバーヘッドを適用して同じ帯域幅を提供しながらも、増加したユーザデータレートで、ユーザの情報レートを増加させることができる。ここでもまた、一定のＣ／Ｎを維持することによって、連接符号化方式を用いてキャリアを追跡した復調器が用いられ得る。

電力に関しては、いくつかの用途では、十分な帯域幅があり、中ぐらいから高いデータレートを要求されるが、システムが小開口に限られるという場合があり、これは、例えば船上や携帯端末などに見られる。帯域幅を犠牲にしてより低いＣ／Ｎｏを用いることによって、ターボ符号の付加的な符号化性能を利用することができる。このようにして、システムは、より小さな開口の恩恵にあずかることができ、衛星トランスポンダ電力を１リンク当たり２ｄＢから３ｄＢ下げることができる。ＢＰＩＣ手法により、端末はこの電力の低減を利用することができる。さらに、ＢＰＩＣ手法は、従来の再生型復調器と比べて捕捉および追跡の性能を著しく改善する。

従来の復調器は、再生ループを用いてキャリアを回復し、この複製されたキャリアを用いて、ＰＳＫのほぼ理論的な性能を達成する。この種の受信機が抱える問題の一つは、Ｓ／Ｎが低下するにつれて再生処理が雑音を指数関数的に増やしてしまう、ということである。前述のように、ＢＰＳＫには２乗損失があり、ＱＰＳＫには４倍損失があるが、これは図５に見られる通りである。

従って、この信号対雑音の損失を補償するために、追跡ループのループ帯域幅を大幅に減らさなければならない。３ｄＢまたは４ｄＢほどのＥｓ／Ｎｏにおいてはこの損失はそれほど厳しいものではなく、従来の受信機はそこそこの性能で追跡を行うことができる。しかし、不利な条件の端末にとってターボ符号化が大いに役立ち得る０ｄＢのＥｓ／Ｎｏにおいては、４倍損失が非常に大きくなる。

この点をさらに説明する前に、いくつか定義を与えることが有用である。Ｅｂ／Ｎｏは、情報ビット当たりエネルギーと定義される。Ｅｃ／Ｎｏは、符号化および他のオーバーヘッド後のチャネルビット当たりエネルギーである。Ｅｓ／Ｎｏは、すべての符号化および他のオーバーヘッド後の送信シンボル当たりエネルギーである。ここで、
Ｅｃ／Ｎｏ＝（Ｅｂ／Ｎｏ）＊（符号レート）
Ｅｓ／Ｎｏ＝（Ｅｃ／Ｎｏ）／ｌｏｇ_２（Ｍ）
である。従って、情報レートがレート１／２で符号化された場合、チャネルレートは情報ビットレートの２倍になる。同様に、シンボルレートはチャネルレートをｌｏｇ_２（Ｍ）で割ったものである。ただし、Ｍは変調の位相数である（ＱＰＳＫではＭ＝４）。上記の定義に基づくと、情報ビットレートが１ｂｐｓの、レート１／３で符号化されたＱＰＳＫキャリアでは、チャネルレートが３ｂｐｓ、シンボルレートが１．５ｂｐｓとなる（１０ｌｏｇ_１０［１．５］＝１．８ｄＢ）。このような場合には、Ｅｓ／Ｎｏ＝（Ｅｂ／Ｎｏ−１．８ｄＢ）となる。

ここで図６を参照して、追跡ループの一般的な例を次に説明する。この例では、理論上１ｄＢ以内の性能を発揮する小開口端末に対してレート１／３のターボ符号を用いた５１２ＫＢＰＳの情報ビットレートをもつＱＰＳＫ信号を想定している。入力信号Ｃ／Ｎが、シンボルレート整合フィルタ７０でフィルタ処理されて、実装損失（１ｄＢ未満と想定される）を差し引いたＥｓ／Ｎｏが得られる。ＱＰＳＫ復調器７１の４倍損失により、Ｓ／Ｎ比がさらに劣化する。従って、規定性能に対して妥当な余裕以内にキャリアロックを維持するため、キャリア追跡ループフィルタ７２で、Ｓ／Ｎを改善して、追跡ループにおいて良好なＳ／Ｎ比を与えなければならない。ループは、６ｄＢより下ではロックを維持しないであろう。１０ｄＢより上の他の値であれば、所与の実装において、所与のジッタおよび位相雑音の性能要件等に基づいて用いることができる。ループにおいてＳ／Ｎを高めようとすると、必然的にループ帯域幅がさらに狭くなってしまう。

以上から、
Es／No−IL−Quad Loss−Margin＋10log(SR／2B_L) ＞ 10dB
ということになる。ただし、Ｅｓ／Ｎｏは、すべての符号化および他のオーバーヘッド後の送信シンボル当たりエネルギーであり、ＩＬ＝実装損失（１ｄＢと想定される）、Ｍａｒｇｉｎ＝基準に対して１ｄＢ、Ｑｕａｄ Ｌｏｓｓ＝再生型受信機による４倍損失、ＳＲ＝受信符号化シンボルレート（Ｅｓ／Ｎｏの根拠）、Ｂ_Ｌ＝Ｈｚで表した片側追跡ループ帯域幅である。従来の市販の復調器は、典型的にはおよそ３ｄＢまたは４ｄＢより下のＥｂ／Ｎｏではロックを維持できない。これは概して、捕捉と、追跡と、動的性能との間のトレードオフである。上記の式を用いると、レート１／３の符号化で４ｄＢのＥｂ／Ｎｏを想定した５１２ＫＢＰＳのリンクでは、片側ループ帯域幅（Ｂ_Ｌ）が約１９７Ｈｚという結果になる。ところが、レート１／３の符号化で０ｄＢのＥｂ／Ｎｏを想定した５１２ＫＢＰＳのリンクでは、片側ループ帯域幅（Ｂ_Ｌ）が約１６Ｈｚという結果になる。これにより、ループ帯域幅の縮小が１０倍を超えてしまう。キャリアが４位相化されているため、この追跡ループは課されたドップラーの４倍を追跡しなければならず、またドップラーを追跡する能力は、ループ帯域幅の縮小の２乗に比例して低下する、ということが留意されるであろう。

さらに図７および図８を参照すると、２０：１のＢＰＩＣ波形（すなわち、ＢＰＩＣインターバルが２０シンボルごと）では、Ｑｕａｄ Ｌｏｓｓは、ほぼ一定の１３ｄＢの損失（１０ｌｏｇ［２０／１］）に、付加的なオーバーヘッドによる約０．３ｄＢの実装損失をさらに加えたものと置き換えられる。従って、レート１／３で符号化されたＢＰＩＣ型ＱＰＳＫの０ｄＢのＥｂ／Ｎｏでのループ帯域幅は約５００Ｈｚとなり、また、ループはドップラーの１倍を追跡するだけでよく、従来のループのように４倍を追跡する必要はない。これらの帯域幅は、データレートと共に増減する。Ｅｂ／Ｎｏが増加するにつれて改善の度合いは幾分減少するものの、たいていの場合は再生ループより悪化せず、低いＥｂ／Ｎｏにおいては、けた違いの改善を示す場合がある。一例として、−６ｄＢのＥｓ／Ｎｏまで下がる追跡を、３：１から６３：１までのＢＰＩＣレートについて施してもよい。これにより、有利には、非常に低いＥｂ／Ｎｏにおいて、フェーディング時にロックを失わずに追跡できるようになる。

ＢＰＩＣ手法が著しい効果を有する特定用途の１つは、ドップラー追跡または船体運動追跡である。４位相化ループが、実際にキャリアの第４高調波を追跡しているためドップラーの４倍を追跡しなければならないのに対して、ＢＰＩＣは、従来の位相ロックループ（ＰＬＬ）を用いて実装された場合、ドップラーの１倍を追跡するだけでよい。ドップラー追跡または船体運動追跡は、ループ帯域幅の２乗に比例して改善する。図７および図８から分かるように、図示された例のＢＰＩＣループでは、低い信号対雑音比で追跡した場合、再生型受信機に対してドップラー追跡で４０：１を超える改善を得ることができる。

次に、以下の表１に示したドップラー変化率を用いて、従来の再生型キャリア追跡方式およびＢＰＩＣ型キャリア追跡方式の両方について、同等の符号化および変調を想定してドップラー追跡の結果を評価する。

図７および図８に見られるように、レート１／３のターボ符号で０ｄＢのＥｂ／Ｎｏを与えるＣ／Ｎｏにおいて、閾値で追跡しつつなおＫａバンドドップラーを満足する最低データレートが約４７００ＫＢＰＳである一方、ＢＰＩＣでは、同等の追跡性能を約９０ＫＢＰＳで発揮することが可能である。

従って、ＢＰＩＣ波形では、低い信号対雑音比においては特に、従来の復調器に対して大幅な、定量化できる性能優位性が得られる、ということが認められるであろう。ＢＰＩＣ波形によって、比較的微小な付加的実装損失（すなわち約０．３ｄＢ未満）でけた違いの追跡性能改善を示すことができ、従って、いくつかの実装では低いＳ／Ｎ比かつ中ぐらいのデータレートにおいて、外部補償無しに船体運動ドップラーを処理できる場合がある。ところが、船体ドップラーを追跡するのに十分なほどループが最終的に広くなるように従来のモデムを用いてデータレートが上げられた場合は、従来のモデムはその実装のためにまだ４倍の追跡を行わなければならず、厳しいフェーディングにおいてはロックを維持しないであろう。従来の受信機は、同等のビット誤り率（ＢＥＲ）でリンクを閉じるためには２ｄＢから３ｄＢ高いＣ／Ｎを必要とし、仮にロックを維持したとしても、ＢＰＩＣと比べてけた違いに悪い追跡性能を有するかもしれない。

次に、ＢＰＩＣ追跡のもう１つの潜在的効果は、データフレーム回復に利用できるということである。さらに詳しくは、当業者に理解されるように、多くの通信システムは、フレーム化されたデータパターンを用いてタイミングまたは経路制御情報を提供する。そのようなシステムは、ルータと、多重化装置と、ＦＥＣ符号化器とを含んでよい。しかしながら、データフレームが用いられた場合、フレーム間、フレームグループ（すなわちスーパーフレーム）間、またはコードブロック間のプリアンブルまたはユニークワードという形で何らかの付加的なフレーム化オーバーヘッドが個々を区別するために必要となり、このためスループットが低下する。

図９から図１２を見ると、通信システム３０’は、入力データに基づいて変調信号を送信する送信装置３１’と、送信装置から変調信号を受信する受信装置３２’とを図示のように含んでいる。さらに詳しくは、送信装置３１’は、図示のように変調器３５’と、ＢＰＩＣデータを生成するＢＰＩＣ生成器３３’と、ＢＰＩＣデータを入力データにインターリーブして、変調器に入力されるデータフレームを定義するフレーマ（フレーム化器、framer）４８’とを含む。第１および第２の変調形式を用いる上述の技術は、ここで例示された実施の形態において用いられてよいが、すべての実施の形態において用いられる必要はない、ということが留意されるであろう。

受信装置３２’は、図示のように復調器４１’と、フレーム回復器（frame recoverer）４９’と、復調器と協働して送信装置３１’からの変調信号をＢＰＩＣデータに基づいて復調し、フレーム回復器と協働してデータフレームもＢＰＩＣデータに基づいて回復するＢＰＩＣ検出器４０’とを含む。特に、フレーム期間と一致（調和、consistent）する周期的な形でＢＰＩＣシンボルパターンが生じるようにＢＰＩＣデータが入力データとインターリーブされるので、プリアンブルまたはユニークワードの代わりにＢＰＩＣデータがフレームを区別するために用いられ得る。

例として、フレーマ４８’は、フレーム期間の整数倍の期間にてＢＰＩＣデータの繰り返しパターンを入力データにインターリーブしてよい。図１１に示す例では、各フレームはａ個のデータ部分（ここでは８個）を含む。データ部分は空のブロックで表されている。典型的には隣接するデータフレームの開始データ部分と終了データ部分との間には間隔または遅延がないが、説明を分かりやすくするためにフレームどうしは間隔を開けて分離してある。さらに、ｎ番目のデータ部分（ここではｎ＝１０）ごとの位置で入力データストリームにＢＰＩＣデータ（ＢＰＩＣデータは１個以上のシンボルに対応してよい）が注入される。ＢＰＩＣデータは中実ブロックで表されている。すなわち、各ＢＰＩＣデータの位置の間には一定数ｂ個の入力データ部分（ここでは９個）が存在する。

結果として、ＢＰＩＣデータシンボルのパターンが整数ｃ個のフレーム（ここでは５個）で繰り返して、スーパーフレームを定義する。従って、注入ＢＰＩＣデータの繰り返しパターンがフレーム期間の整数倍の期間で繰り返され、フレーム同期と位相のあいまいさの解決とのためにＢＰＩＣシンボル追跡が有利に用いられてよく、これは当業者に理解されるであろう。もちろん、ＢＰＩＣパターンは、フレームの境界、スーパーフレームの境界、あるいは符号ブロックの境界において繰り返されてよい。

フレーマ４８’は、ＦＥＣ生成器（例えばターボ符号化器）７３’と、スイッチ７４’で例示されるようにフレーマに入力データストリームへＢＰＩＣデータをインターリーブさせるＢＰＩＣ生成器とを図示のように含む。変調器３５’は、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫなどの変調器といったＭＰＳＫ変調器や、ＱＡＭ変調器などであってよい。

復調器４１’は、図１２に示す例においてはＱＰＳＫ復調器であるが、２乗段（squaring stage）７６’を含む。２乗段７６’は、ＢＰＩＣ検出器４０’と同様に変調信号を受け取る。復調器４１’は、ＢＰＩＣ検出器４０’の下流に位相追跡器７７’をさらに含み、位相追跡器の出力も２乗段７６’に接続される。２乗段７６’の出力は、入力データの元のフレームを回復するためにフレーム回復器４９’へ入力され、フレーム回復器は、図示のようにＢＰＩＣ検出器４０’から制御入力を受け取る。当業者に理解されるように、いくつかの実施の形態では帯域通過フィルタがＰＬＬの代わりに用いられてよいことが留意されるであろう。

関連する通信方法の態様について、図１３を参照して次に説明する。先に論じたように、ブロック８０で開始する本方法は、ＢＰＩＣデータを生成し（ブロック８１）、ＢＰＩＣデータに入力データをインターリーブしてデータフレームを定義し（ブロック８２）、データフレームを変調して変調信号を生成して、変調信号を送信する（ブロック８３）ことを図示のように含む。本方法は、ブロック８４でＢＰＩＣデータに基づいて変調信号を受信して復調し、ブロック８５でデータフレームもＢＰＩＣデータに基づいて回復することをさらに含んでよく、そしてこの例示された方法は終了する。

本発明に係る通信システムのブロック図である。 送信装置のブロック図である。 受信装置のブロック図である。 本発明に係る通信方法の流れ図である。 ２条損失と４倍損失のグラフを示す図である。 追跡ループのブロック図である。 データレートのグラフを示す図である。 ビットレートのグラフを示す図である。 本発明に係る通信システムのブロック図である。 送信装置のブロック図である。 データフレームを示す図である。 受信装置のブロック図である。 本発明に係る通信方法の流れ図である。

Claims (10)

1. 第１および第２の入力データに基づいて変調信号を送信する送信装置と、前記送信装置から前記変調信号を受信する受信装置とを備える通信システムであって、
   前記送信装置は、
   前記第１の入力データに応じてベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成するＢＰＩＣ生成器と、
   前記ＢＰＩＣデータを前記第２の入力データにインターリーブするインターリーバと、
   前記インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、前記第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して、前記変調信号を提供する変調器と
   を備え、
   前記受信装置は、
   ＢＰＩＣ検出器と、
   前記ＢＰＩＣ検出器と協働して前記送信装置からの前記変調信号を前記ＢＰＩＣデータに基づいて復調して前記第１および第２の入力データを生成する復調器と、
   を備えることを特徴とする通信システム。
2. 前記第１の変調形式は、前記第２の変調形式より低い位相数を有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
3. 前記送信装置は、前記変調器の上流に、前記第１および第２の入力データを符号化する前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号生成器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
4. 前記第１の変調形式は、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）を含むことを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
5. 前記第２の変調形式は、２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を含むことを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
6. 第１の入力データに応じてベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＰＩＣ）データを選択的に生成し、
   前記ＢＰＩＣデータを前記第２の入力データにインターリーブし、
   前記インターリーブされたＢＰＩＣデータを第１の変調形式に基づいて変調し、前記第２の入力データを第２の変調形式に基づいて変調して、変調信号を提供して、前記変調信号を送信し、
   前記変調信号を受信して、前記変調信号を前記ＢＰＩＣデータに基づいて復調して前記第１および第２の入力データを生成することを特徴とする通信方法。
7. 前記第１の変調形式は、前記第２の変調形式より低い位相数を有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号を用いて前記第１および第２の入力データを符号化することを特徴とする請求項６に記載の方法。
9. 前記第１の変調形式は、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
10. 前記第２の変調形式は、２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。