JP4767279B2 - 適応ベースバンド注入型パイロットキャリアシンボルを用いた通信システム及び関連する方法 - Google Patents

Description

本発明は通信システムに関し、特に、通信システムにおいて用いられるパイロットキャリアに関する。

ＩＥＥＥ８０２．１１システムのような適応レート通信システムにおいて、例えば受信ＳＮＲ（信号対雑音比）、ＢＥＲ（ビット誤り率）、ＰＥＲ（パケット誤り率）、又は類似の性能指標といった何らかの性能指標を監視することが標準的に行われている。これらの測定結果に基づいてシステムがシンボルレートを調整して、許容できる最低限の性能レベルを提供する。シンボルレートは典型的にはシステムの複雑さを最小化するために互いに合理的な関係を有する。レート適応を用いるいくつかのシステムでは、変調の種類又はモードを変更することによってレートの移行が急激なステップで実行される。

現状のあるシステムでは、性能指標を監視してその指標の派生形を上又は下の閾値と比較する。派生形が上の閾値を超えると、システムのシンボルレートを高めたり、変調の手法又はモードを変更したり、あるいはこれら２つを組み合わせたりすることによって、情報スループットが引き上げられる。一方、派生形が下の閾値より下へ低下すると、システムのシンボルレートを下げたり、変調の手法又はモードを変更したり、あるいはこれら２つを組み合わせることによって、情報スループットが引き下げられる。これらの現在の手法では、一つのモデムにおいて多数の変調器及び復調器を装備することが必要であり、また誤り指標値に応じた情報レートが不連続になってしまう。

適応レートモデムが一般に当業界で用いられており、適応レートモデムの一例がジェイコブスマイヤーに対する米国特許第５，５４１，９５５号に開示されている。このモデムは、軟判定指標を用いて信号対雑音比の評価を提供し、将来の信号対雑音比を予測してモデムにとって望ましいデータレートを決定する。

類似のシステムとしてはパイロットキャリアを用いることも可能である。例えばベースバンド注入パイロットキャリアが、高性能モデムで必要とされる動作の性能を高めるために通信システムにおいてしばしば用いられている。そのようなシステムの一例が、本発明の譲受人に譲渡された米国特許第６，６０６，３５７号（以下、’３５７特許という）に開示されており、その開示は、引用することにより全体としてここに組み込まれているものとする。’３５７特許はＱＰＳＫ変調手法を開示しており、この手法は、データ拡散の仕組みを用いて、利用可能な送信機電力のうちの比較的限られた部分を取り出し、所定量のキャリア信号電力をＱＰＳＫ波形に注入するものである。信号対雑音の劣化という不利益を被ることなく受信機でのキャリアの検出と非再生的抽出を実現できる。この注入型の、キャリアに基づく変調手法は、高性能の前方誤り訂正（forward error correction、ＦＥＣ）符号化を用いて、１ｄＢから０ｄＢくらいの低水準のビット当たりエネルギー対雑音密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）を実現するために必要とされる信号電力を低減することができる。このベースバンド注入パイロットキャリアシステムは適応型の技術を用いて性能強化を施すことが可能である。
米国特許第５，５４１，９５５号明細書 米国特許第６，６０６，３５７号明細書

本発明は、上記背景に鑑みており、その目的は、適応型ベースバンド注入パイロットキャリアシンボルを用いた通信システムを提供することである。

システム、方法、及び装置は送信機を含み、送信機は、ペイロードデータシンボルのシーケンスを通信用の信号配置になるように符号化し変調する符号化部及びベースバンド変調部を有する。アンブル生成部及びベースバンド変調部は、アンブルシンボルをＮシンボル時間ごとに長さＭシンボル時間の既知のシーケンスになるように生成する。多重化部は、通信チャネルで送信されるべき通信信号を生成するためにデータシンボルとアンブルシンボルとを多重化する。

受信機は通信信号を受信し、データシンボルとアンブルシンボルとを分離し、性能指標を決定して、送信機がアンブル長さ又はアンブル頻度の少なくとも１つを増加又は減少させてシンボルレートを変更することなく性能指標を閾値の上又は下へ導くようにする。

多重化部は、データシンボルとアンブルシンボルとを時間多重化する時分割多重化部として構成されてよい。アンブルシンボルは、データシンボルとは異なる変調形式かデータシンボルの部分集合かのいずれかで構成されてよい。アンブルシンボルの期間は、データシンボルと同じでよい。送信機は、Ｍシンボルシーケンスの送信開始時、最初のＮシンボルがアンブルシンボルとなり残りのＭ−Ｎシンボルがデータシンボルとなるように、通信信号を送信する動作をすることができる。

送信機と受信機との間には制御チャネルが存在することができ、制御チャネルは、通信チャネルと直交して構成されてよい。また、受信機は、通信チャネルの性能指標を決定するためにアンブルシンボルのローカルバージョンを生成して受信したアンブルシンボルと比較するためのアンブル生成部を含むこともできる。

装置及び方法についても同様に示されるものとする。

本発明の他の目的、特徴、及び効果は、以下の本発明の詳細な説明から、添付の図面に考慮して明らかになるであろう。

以下、添付の図面を参照してさまざまな実施の形態についてさらに十分に説明する。添付の図面には、好ましい実施の形態が示されている。多くの異なる形態が説明可能であり、説明された実施の形態は、ここに示された実施の形態に限定されると解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施の形態は、この開示が徹底的かつ完全となるように、そして、この開示によって本発明の範囲が当業者に十分に伝わるように、提供されている。なお、全体を通して、同一の番号は、同一の要素を指すものとする。

引用して組み込まれた’３５７特許に記載されているベースバンド注入パイロットキャリア（ＢＩＰＣ）シンボルは、適切なベースバンド注入パイロットキャリアアンブルへとグループ化される。それらシンボルは、Ｎシンボル時間ごとに送信される長さＭシンボル時間の既知のトレーニングシーケンスとみなすことができる。典型的な実装においてはＭ及びＮが一定である。

本発明の非限定例によれば、チャネル環境を変更する際に適応ベースバンド注入パイロットキャリアをシンボルへ適用することによって、レートを穏やかに（上品に、graceful）低下させたり、所与の変調の種類及び干渉環境においてデータレートを最大限にすることを容易にでき、そして複数のデータレートを可能にするための多数の変調種類の必要性を低減するといったことにも寄与できる。

従来のシステムのいくつかでは誤り性能指標の監視に基づいてシンボルレートを変更する必要があるが、それと同じようにこれらの同じ誤り指標を用いてベースバンド注入パイロットキャリアシンボルのアンブル特性を適応的に変更し、誤り関連性能及びスループットをよりいっそう段階的に変化させることにより、スループットの穏やかな低下を実現できる。

選択した性能指標を対象として、その指標が悪化すると、アンブルの長さ、アンブルの頻度、又はその両方が増やされて、性能指標が所定の閾値の上へ導かれる。性能指標がこの閾値の上まで増加する場合は、アンブルの長さ、アンブルの頻度、又はその両方が減らされて、性能指標が所定の閾値のすぐ上へ導かれる。最終的な結果として、シンボルレートを変更することなくスループットがより連続的に調整されることになる。

シンボルレートのネゴシエーションには、送信機と受信機とを相互動作させるために何らかのハンドシェークプロトコルが必要である。あるシンボルレートと別のシンボルレートとの間のシステム移行にはオーバーヘッドが必要であり、それによって実際の情報スループットは低下してしまう。適応アンブルベースバンド注入パイロットキャリアであれば、シンボルレート適応と複合して用いることも独立して用いることも可能であり、連続的に変化できてオーバーヘッドが小さいスループットレートを提供することができる。

複合型のシステムでは、アンブルを適応させる際に収穫逓減の状態に達したら、シンボルレートを変更しアンブルパラメータを再設定して新しい繰り返しを開始することができる。

背景説明のため、上述にて特定した’３５７特許に記載された従来技術のベースバンド注入パイロットキャリアシステムについて図１から図３を参照して説明し、それに続けて、本発明の非限定例による、ベースバンド注入パイロットキャリアシンボルの利用とそれによる穏やかな低下について図４及び図５を参照して詳しく説明する。

図１に示すように、従来のＱＰＳＫ変調処理は、結果として生じるＱＰＳＫ波形に所定量のキャリアエネルギーを注入し、これが受信機におけるキャリアの検出と回復（非線形再生ではなく）を容易にする働きをする。この注入型の、キャリアに基づく変調手法では、高性能の前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化手法を利用して、所望のビット誤り確率を達成するために必要な信号電力を著しく低減してもよい。

各地上局４０及び５０は、衛星トランスポンダ６０によって結合されている。地上局４０は送信局に相当し、地上局５０は受信局に相当する。

送信局４０では、符号化器４１にて同相（Ｉ）チャネル及び直交位相（Ｑ）チャネルのデータシンボルｄ_Ｉ、ｄ_Ｑが高性能符号（例えば、非限定例としてターボ）のような所定の前方誤り訂正符号で符号化されて、関連付けられた混合器４２Ｉ、４２Ｑへ送られる。混合器４２Ｉ、４２Ｑへは、キャリア信号ｆｃも加えられる。符号化されたデータシンボルストリームは、典型的には、＋１．０ボルトと−１．０ボルトといった正規化値のような所定の電圧レベル間の偏位として定義される。さらに、一方のチャネルのデータ信号経路が所定の直流電圧レベルと加算されて、理想的な正規化値からのオフセットが得られる。

同相データ信号経路には加算ユニット４３が設けられ、＋０．ｋボルトの電圧オフセットが印加される。この直流オフセット電圧の挿入により、符号化された同相データシンボルストリームの基準レベルが１．ｋボルト及び（−１．０＋０．ｋボルト）の値へシフトあるいはバイアスされる。そして、混合器４２Ｉ、４２Ｑにより生成された結果の４位相変調信号が加算ユニット４４において加算されて合成ＱＰＳＫ信号が生成され、この信号が、アンテナ４６に結合された増幅供給回路４５を介して送信される。

受信局５０では、アンテナ５２及びそれと関連付けられた低雑音増幅回路５３で信号が受信され、単一の復調器ループへと送られる。復調器ループは位相ロックループとして符号５８で示されている。データを復調するために、受信された信号がキャリア回復経路５５及びデータ回復経路５７へと送られる。送信されたＱＰＳＫ波形には所定量の離散的なキャリアエネルギーが含まれているので、信号対雑音を劣化させる上流の非線形キャリア再生回路を必要とせずに、位相ロックループ５８によってキャリアが容易に抽出され得る。データ回復経路５７は１対の位相検出器５９Ｉ／５９Ｑを含み、それらには、受信されたＩ／Ｑチャネルデータ及びキャリアと抽出されたキャリア信号とが供給される。位相検出器５９Ｉ／５９Ｑの出力は、符号化されたデータシンボルに相当するものであり、整合フィルタを用いて検出され、データ検出及び誤り訂正回復回路６１へかけられて、元データが回復される。

図２及び図３は「拡散」キャリアを示している。「拡散」キャリアは、直流オフセット又はバイアス電圧の直接挿入により実現されるものと機能的に等価である。加算ユニット４３への固定直流オフセット電圧供給を、チョップ又は拡散直流オフセット１０１と置き換えることによって、直流オフセット又はバイアス電圧がＱＰＳＫ波形に注入される。チョップ又は拡散直流オフセット１０１は、擬似ランダム雑音（ＰＮ）生成器１０３によって供給されるような「ランダム化」又は「拡散化」矩形波形を用いて加算ユニットへの＋０．ｋボルトオフセットのゲート制御を行うことによって生成される。

復調器でのＰＮタイミング回復を容易にするために、ＰＮシーケンスは比較的短くてよい。ＰＮシーケンスのマンチェスタ符号化又は二位相符号化によって、すなわち＋１ボルトと−１ボルトとに交互に変わる信号をシーケンス値に掛けることによって、各中間シンボルにおける遷移が保証される。これにより、キャリア信号とデータ信号とが確実に時間的に直交する。結果として、キャリアは、上記のわずかな電力損失を除いて、データ信号と干渉することがなく、データビットはキャリア回復ループにおいて位相ジッタを生じない。

ＱＰＳＫで受ける損失は「１」と「０」との間のレベル差に起因するので、送信されたキャリアを＋１及び−１の値を有する矩形波でチョッピングすることによって、１シンボル時間にわたる差の平均が０となるようにすることができる。例えばエッジが中間ビットで生じるようにして、キャリアがシンボルレートでチョッピングされれば、信号レベルは復調器の整合フィルタ内で平均化され、結果として劣化は発生しない。これにより、ＱＰＳＫの損失はＢＰＳＫの場合と同じところまで取り戻される。

図３の復調器の図に示すように、チョッピング又は拡散されたキャリアの回復には、やや複雑な復調器が必要である。これは、キャリアを回復するためにはキャリアを逆チョッピング又は逆拡散しなければならないからである。しかしながら、拡散演算はシンボルタイミングと同期しているので、同じ回路を両方に用いてよい。キャリアを送信するとキャリア回復ハードウェアがより単純で済むのと同様に、キャリアを拡散することによってより単純なシンボルタイミング回復ハードウェアで済ますことができる。図３の復調器の各所に時間（Ｔ）領域波形及び周波数（Ｆ）領域波形を示す。

受信信号は符号１１１Ｔ、１１１Ｆで示されており、帯域通過フィルタ１１３でフィルタにかけられ、Ｉ／Ｑダウンコンバータ１１５で複合ベースバンド信号へダウンコンバートされる。Ｉ／Ｑダウンコンバータ１１５は直交混合器とＡ／Ｄ変換器とを備えてよい。符号１１５Ｆで示される複合ベースバンド信号は逆拡散混合器１２１へ送られる。逆拡散混合器１２１へは、逆拡散ＰＮ波形が位相ロックループ１２３からシンボルレートに同調して供給されており、それによりキャリア信号スペクトラム１２１Ｆが生成される。このキャリアは位相ロックループ１２５を用いてフィルタにかけられ、位相ロックループ１２５はコヒーレントキャリア基準１２５Ｆを同相チャネル及び直交位相チャネル混合器１３１、１３３のそれぞれへ供給し、それらには複合ベースバンド信号１１５Ｆがかけられる。

混合器１３１、１３３の出力は、その一方が符号１３１Ｔで示されており、それら出力は従来の復調器の場合と同様に最適な検出のために１対の整合フィルタ１３５でフィルタにかけられる。非限定例として、整合フィルタの出力は、復号器の性能を向上させるために３ビット以上に量子化されてよい。復号器の最適性能には、正確な、量子化された識別レベルが必要である。コヒーレント自動利得制御（ＡＧＣ）回路、すなわち基準キャリアに由来するＡＧＣが含まれてもよく、この回路によって正確なＡＧＣを提供でき、よって正確な量子化レベルを提供できる。これは、非線形キャリア回復回路を除去することにより、比較的高い信号対雑音比が実現されるからである。

整合フィルタ１３５のシンボルタイミングは符号１２３Ｆで示されており、チョッピングされたスペクトラムのデータ構成要素を位相ロックループ１２３を用いてフィルタにかけることにより導出される。符号１３５Ｔで示される回復されたデータサンプルとシンボルクロック１２３Ｆとは、下流の復号器１４１へ送られる。

次に、図４及び図５を参照して、本発明の非限定例における穏やかな低下のためのベースバンド注入パイロットキャリアシンボルの利用について詳しく説明する。

図４は、本発明の非限定例に従って用いられ得る送信機２００を説明する図である。基本的な構成要素が図示されており、第１の処理回路部分には、ペイロードデータ生成回路２０２と、ソース符号化器２０４と、チャネル符号化器２０６と、バッファ回路２０８と、ベースバンド信号変調用のためのベースバンド変調回路２１０とを含む。この回路部分からの信号は、多重化器２１２において、別の処理回路部分から受信された信号と多重化される。この別の処理回路部分とは、アンブル制御回路２１４と、アンブルデータ生成回路２１６と、ベースバンド変調回路２１８と、時間／周波数演算回路２２０とを含む。また、多重化器２１２はアンブル制御回路２１４からも直接信号を受信する。

多重化器２１２からの信号は信号調整回路２２２そして周波数変換回路２２４へと出力され、信号はさらにダイプレクサ２２６へ出力され、ダイプレクサ２２６からアンテナ２２８を介して送信される。ダイプレクサ２２６は、アンブル制御回路２１４への制御信号を生成するために、もう１つの処理回路部分を通しても信号を出力する。その回路鎖は、制御チャネル周波数変換回路２３０と、制御信号調整及び検出回路２３２と、制御信号周波数及び時間追跡回路２３４と、ベースバンド復調回路２３６と、チャネル復号器２３８と、ソース復号器２４０とを含む。直列に接続されたこれらの構成要素から、制御データがアンブル制御回路２１４へ出力される。

図５は、本発明の非限定例による穏やかな低下のために適応型ベースバンド注入パイロットキャリアシンボルを用いるシステムに組み込まれ得る受信機２５０の上位レベルのブロック図である。

アンテナ２５２はダイプレクサ２５４への信号を受信する。周波数変換が回路２５６内で行われ、続けて信号の調整及び検出が回路２５８にて行われる。調整及び検出の後の信号が、アンブル制御生成回路２６２から受信された信号とともに多重分離器２６０で処理されて多重分離される。多重分離器２６０からの信号は、ペイロード信号周波数及び時間追跡回路２６４へ出力され、ベースバンド復調器２６６内で復調される。復調後にチャネル復号２６８が行われ、続けてソース復号２７０が行われて、ペイロードデータ２７２が出力される。

また、ダイプレクサ２５４は、フィードバックとして、アンブル制御生成回路２６２から出力された信号を受信する別の処理回路部分から信号を受信する。この回路部分は、チャネル符号化器２７４と、ベースバンド変調器２７６と、アンブル制御信号調整回路２７８と、周波数変換回路２８０とを含む。

アンブル生成器２８２はベースバンド復調器２８４及び誤り特性指標回路２８６へ信号を出力し、誤り特性指標回路２８６はアンブル制御生成回路２６２へ信号を出力する。また、アンブル生成器２８２は、アンブル信号初期取得回路２８８ならびにアンブル信号周波数及び時間追跡回路２９０へも信号を出力する。これらのさまざまな構成要素が、図示のように互いに動作する。

図４に示すように、ペイロードデータは、当業者に知られた技術を用いて生成及び変調されてよい。構成要素２０２から２１０といったペイロード信号処理用の回路部分にはバッファ２０８が含まれており、これによって、たとえペイロードシンボルがアンブルシンボルと散在していても、時間的に一様な形で入力データが受け付けられ得る。このバッファは、特定の具体的構成において信号処理用の回路部分をより効率的にできるように一部に配置され得るものであるということが理解されるであろう。さらに、ペイロードシンボルに対して周波数直交又は符号直交の形でアンブルが送信される場合にはバッファは不要であるということも理解されるであろう。

この実施の形態では、ペイロードシンボルとアンブルシンボルとは時間多重化されているとする。アンブルシンボルは、ペイロードシンボルとは異なる変調形式を有してよく、あるいはアンブルシンボル文字系はペイロードシンボル文字系の部分集合であってよい。ここで、説明のために変数を定義する。「Ｎ」でアンブルのシンボルにおける周期性を定義することができ、「Ｍ」でシンボルの数を定義することができる。これは、アンブルシンボルの期間（継続時間、duration）がペイロードシンボルと同じであることを想定している。Ｎシンボルシーケンスの送信が開始すると、最初のＭシンボルがアンブルシンボルであり、残りのＮ−Ｍシンボルがペイロードシンボルである。このシーケンスはＮシンボル時間ごとに繰り返され得る。

データ送信が開始されると、Ｍ及びＮはあらかじめ定められた値に設定される。これらの値は、送信機２００及び受信機２５０で同じである。初期信号取得は、当業者に知られた標準的な方法で実行され得る。

受信機２５０では、アンブルシンボルがペイロードシンボルから分離される。分離の方法は、アンブルシンボルとペイロードシンボルとが送信機２００において合成される方法と整合するものである。本実施の形態においては、ペイロードとアンブルとは時間多重化されているので、中間周波数（ＩＦ）において時間多重分離される。多重分離が信号処理の後の方で行われ得ることは当業者に明らかであろう。

本実施の形態では、まずアンブルシーケンスが取得及び同期される。アンブルは、単一シーケンスとして固定されてもよいし、アンブル時間ごとに変化してもよい。アンブルから抽出された情報はアンブルのローカルコピーと比較され、正確なタイミング、周波数及び位相追跡データとが抽出されて、図示したような回路構成に基づくアンブル及びペイロードデータ追跡ループが制御される。

この実施の形態では、受信されたアンブル信号をアンブルのローカル版と比較することによって、送信チャネルの動的設定を決定する。他の実施の形態では、ペイロードデータ上の特定の信号処理機能から情報を引き出して、アンブルから抽出した情報を補うということも可能である。チャネル性能特性指標を閾値及びアルゴリズムのセットと比較して、以下の１つの決定をすることができる。

（１）性能が公称値なので、Ｎ及びＭは変更しない。
（２）性能が低下していて許容できる動作ができないので、Ｍを増やすかＮを減らすべきである。
（３）性能が要求よりも高いので、Ｍを減らすかＮを増やしてペイロードスループットを増やすべきである。
（４）性能が低下していて許容できる動作ができず、かつＮ及びＭが極限の値に達しており、そこで変調を低いスループットになるように変更でき、それに応じてＮ及びＭを再設定する。
（５）性能が要求よりも高く、かつＮ及びＭが高性能側の極限に達しており、そこで変調を高いスループットになるように変更でき、それに応じてＮ及びＭを再設定する。

変更については、構成要素２３０から２４０及び２１４から２２０の回路部分により定義される制御チャネルを介して送信機２００へ伝達され、変更の同期が行われる。この制御チャネルはペイロードチャネルと直交する。ペイロードデータが単方向である実施の形態においては、独立した制御チャネルが用いられ得る。ペイロードデータが双方向である実施の形態においては、制御データは、独立した制御信号を介して送信されてもよいし、送信されるペイロードデータストリームにフィールドとして埋め込まれてもよい。制御データは、ペイロードデータと同じ変調形式を用いて送信されてもよいし、異なる変調形式を用いて送信されてもよい。アンブル制御データの変調及び復調は、当業者に知られた技術を用いて実現され得る。

アンブル特性の変更の同期が適度のシステム性能を得るために典型的に必要とされる。この同期はさまざまな技術を用いて具現されてよい。ある実施の形態では、送信機と受信機が同一のカウンタに依存し、時間を整数として計数する。受信側のカウンタは、回復されたシンボルタイミングに基づいて自身の計数を行う。アンブル更新情報は、カウンタ周期の間の任意の時点で伝えられ得るが、更新されるのは周期の境界においてのみである。カウンタは、送信の初めにプリアンブルによって初期化され、チャネル遅れなどといったタイミングオフセット源から独立して同期される。

初期同期を必要としない他の実施の形態では、アンブルの存在と検出により更新を開始する。アンブル更新情報は、アンブル間のどこで送信されてもよく、またアンブルと非同期であっても同期していてもよい。これは、前段落に記載した実施の形態でアンブル更新情報を送信する際にカウンタの何らかの計数標識に非同期であっても同期していてもよいのと同様である。更新情報が受信された後、次のアンブルの存在が確認されたら、アンブルパラメータが更新される。

さらに別の実施の形態では、実時間クロックの状態に基づき、そして送信機と受信機との間の時間遅れの決定に基づいてアンブルパラメータを更新することができる。

図４の回路の場合のようにアンブルデータがペイロードデータと時間多重化される場合は、受信機は、構成要素２６４から２７０で示されたペイロードデータ復調回路部分へペイロードタイムスロットの間にペイロードデータを送るように経路制御し、アンブル復調及び信号処理のためにそれらの構成要素へアンブルタイムスロットの間にアンブルを送るように経路制御する。また、時間多重化された実施の形態では、ペイロードデータの間隔を等しくするために、メモリバッファ（図示しない）を用いたペイロードデータ「非バッファ」演算が必要になる場合がある。

符号分割、位相オフセット、又は周波数分割多重化を用いた実施の形態においては、アンブルとペイロード信号の分離は、当業者に知られた適切な技術を用いて実現され得る。

最初のアンブルはアンブル取得回路２８８へ経路制御され、最初のアンブルの存在が特定されて、受信機２５０の関係パラメータを初期化するために必要な情報が抽出される。その後、アンブルは、例えば復調器２８４内で、アンブル制御データによって規定された間隔で検出及び復調される。

図１は、ＱＰＳＫによる衛星通信システムを示す従来技術のブロック図であって、上述にて特定した’３５７特許に開示されたキャリア注入型変調手法を用いるシステムを示す図である。 図２は、従来技術のＱＰＳＫによる衛星通信システムを示すブロック図であって、上述で特定した’３５７特許に記載された他の実施の形態によるキャリア注入型変調及び復調手法を用いるシステムを示す図である。 図３は、従来技術のＱＰＳＫによる衛星通信システムを示すブロック図であって、上述で特定した’３５７特許に記載された他の実施の形態によるキャリア注入型変調及び復調手法を用いるシステムを示す図である。 図４は、本発明の非限定例に係る適応ベースバンド注入パイロットキャリアシンボルを用いる送信機のブロック図である。 図５は、本発明の非限定例に係る適応ベースバンド注入パイロットキャリアシンボルを受信して処理する受信機のブロック図である。

符号の説明

２００ 送信機
２０２ ペイロードデータ生成回路
２０４ ソース符号化器
２０６ チャネル符号化器
２０８ バッファ回路
２１０ ベースバンド変調回路
２１２ 多重化器
２１４ アンブル制御回路
２１６ アンブルデータ生成回路
２１８ ベースバンド変調回路
２２０ 時間／周波数演算回路
２２２ 信号調整回路
２２４ 周波数変換回路
２２６ ダイプレクサ
２２８ アンテナ
２３０ 制御チャネル周波数変換回路
２３２ 制御信号調整及び検出回路
２３４ 制御信号周波数及び時間追跡回路
２３６ ベースバンド復調回路
２３８ チャネル復号器
２４０ ソース復号器
２５０ 受信機
２５２ アンテナ
２５４ ダイプレクサ
２５６ 周波数変換回路
２５８ 信号調整及び検出回路
２６０ 多重分離器
２６２ アンブル制御生成回路
２６４ ペイロード信号周波数及び時間追跡回路
２６６ ベースバンド復調器
２６８ チャネル復号
２７０ ソース復号
２７２ ペイロードデータ
２７４ チャネル符号化器
２７６ ベースバンド変調器
２７８ アンブル制御信号調整回路
２８０ 周波数変換回路
２８２ アンブル生成器
２８４ ベースバンド復調器
２８６ 誤り特性指標回路
２８８ アンブル信号初期取得回路
２９０ アンブル信号周波数及び時間追跡回路

Claims (8)

1. 送信機と受信機を備えた通信システムであって、
   前記送信機は、
   ペイロードデータシンボルのシーケンスを通信用の信号配置になるように符号化し変調する符号化部及びベースバンド変調部と、
   アンブルシンボルをＮシンボル時間ごとに長さＭシンボル時間の既知のシーケンスになるように生成するアンブル生成部及びベースバンド変調部と、
   通信チャネルで送信されるべき通信信号を生成するために前記データシンボルと前記アンブルシンボルとを多重化する多重化部と、
   を備え、
   前記受信機が前記通信信号を受信し、前記データシンボルと前記アンブルシンボルとを分離し、前記アンブルシンボルに基づいて性能指標を決定し、
   前記性能指標が悪化するときは、前記送信機が、シンボルレートを変更することなく前記性能指標が所定の閾値の上となるように前記アンブルシンボルの長さ又は前記アンブルシンボルの頻度の少なくとも一方を増大させ、
   前記性能指標が増加するときは、前記送信機が、前記シンボルレートを変更することなく前記性能指標が前記閾値の上となるように前記アンブルシンボルの長さ又は前記アンブルシンボルの頻度の少なくとも一方を減少させる
   ことを特徴とする通信システム。
2. 前記多重化部は、前記データシンボルと前記アンブルシンボルとを時間多重化する時分割多重化部を含むことを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
3. 前記アンブルシンボルは、前記データシンボルとは異なる変調形式か前記データシンボルの部分集合かのいずれかを有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
4. 前記送信機は、Ｎシンボルシーケンスの送信開始にて最初のＭシンボルがアンブルシンボルとなり残りのＮ−Ｍシンボルがデータシンボルとなるように前記通信信号を送信する動作をすることを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
5. 前記送信機と前記受信機との間に前記通信チャネルと直交する制御チャネルをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
6. ペイロードデータシンボルのエンコードシーケンスを通信用の信号配置になるように生成し、
   通信チャネルで送信されるべき通信信号を生成するために、Ｎシンボル時間ごとに長さＭシンボル時間の既知のトレーニングシーケンスとしてのアンブルシンボルを前記データシンボルと多重化し、
   前記通信チャネルの前記アンブルシンボルに基づいて性能指標を監視し、
   前記性能指標が悪化するときは、シンボルレートを変更することなく前記性能指標が所定の閾値の上となるように前記アンブルシンボルの長さ又は前記アンブルシンボルの頻度の少なくとも一方を増大させ、
   前記性能指標が増加するときは、前記シンボルレートを変更することなく前記性能指標が前記閾値の上となるように前記アンブルシンボルの長さ又は前記アンブルシンボルの頻度の少なくとも一方を減少させる
   ことを特徴とする通信方法。
7. 前記データシンボルのシーケンスと前記アンブルシンボルとを時間多重化することを特徴とする請求項６に記載の通信方法。
8. 前記データシンボルとは異なる変調形にて、又は前記データシンボルの部分集合として、アンブルシンボルを生成することを特徴とする請求項６に記載の通信方法。