JP2009522907A - セルラシステムおよびその方法 - Google Patents

Abstract

他の基地局から発する干渉を有するセルラ無線システムにおいて、干渉を低減するシステムは、ａ．ＳＳにおいて、ｋ台のＢＳのうちの１つまたは複数の信号を除去する手段と、ｂ．各ＢＳにおいて、所望のＢＳからの伝送を建設的に合成し、その他のＢＳからの伝送を破壊的に合成することができるように、二相符号を用いて符号化され、時間的に同期された同じデータを、反復してｋ＋１回送信することとを備える。隣接するＢＳからの干渉を低減しながら、第１の基地局（ＢＳ）から加入者局（ＳＳ）に信号を送信する方法は、Ａ．関連する通信路の伝達関数が変化しないものと仮定して、経時的変化を許容しないこと、Ｂ．関連するＢＳから送信されるデータを一定に保ち、または逆／負の信号を送信すること、およびＣ．受信信号を合成することによって各ＢＳのデータを検出することを備える。

Description

本発明は、セルラ無線システムにおける干渉を低減するシステムおよび方法に関し、より詳細には、隣接する基地局による干渉を低減することに関する。

ＳＳが２つ以上のＢＳの有効範囲内にあるとき、そのＳＳは、これらのＢＳから同時に受信し、各ＢＳのデータを識別し、または１つまたは複数のＢＳの影響を除去／低減する必要が生じる。

８０２．１６規格では、ＦＣＨの場合のように、複数の信号を使用し、約４ｄＢで誤り訂正技術を使ってＳＮＲを改善するために、６反復を定義することができる。これは、ＦＵＳＣが使用され、従って、ＢＳが共通の通信路／周波数を共用する場合には特に重要であり、必要とされ得る反復回数が多いために容量が低減される。

新規の方法またはシステムは、有限数の時間ステップおよび／または間隔および／またはフレーム内で、ｋ台のＢＳのうちの１つまたは複数の信号を識別し、かつ／または除去することを可能にする。

各ＵＬおよび／またはＤＬ伝送内に既知のパイロット信号がある場合、これらのパイロットが、ほぼその時刻における通信路の伝達関数ｈまたは通信路インパルス応答を知ることを可能にし、従って、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使ったり、ｈの共役複素数ｈ’を掛けて正規化したりするなど、信号をより十分に認識することが可能となり得る。本目的は、通信路のひずみを可能な限り除去し、元の信号を復元することである。

パイロットが知られていない場合、または時間的に、かつ／または周波数的に、かつ／または間隔と間隔の間にあまり変化しない場合、通信路の挙動がさほど変化しなかったという事実または仮定を使って、他のＢＳの影響を除去または低減することも可能となる。

８０２．１６規格では、各ＢＳのパイロットが、フレームのプリアンブル部分において一意である。本発明は、ＬＯＳ（見通し内）でのＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）システムおよびＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多元接続）システムと、ＮＬＯＳ（見通し外）システムに有益とすることができる。

達成され得る利益は以下の通りである。
１．同じ信号を送信する。ＭＬＤを使った検出を改善し得る。
２．規格と互換性を有する。通信路および／またはユーザへの帯域幅割り振りを変更し、かつ／または非標準信号を送信する必要がない。
３．各ＢＳの信号を識別し、検出する。
４．６サイクルを使用するのではなく、２サイクルだけを使用し、リソースを節約する。
５．２つ以上のＢＳの存在下で使用するのに有効である。
６．ＰＵＳＣではなくＦＵＳＣの使用を助長し、従って、帯域幅／通信路容量が増大し得る。
７．ＭＡＣレベルで実施され得る。

次に、本発明を例として添付の図面を参照して詳細に説明する。図１に、Ｔ１において２つの基地局１および２の信号を受信する加入者局を示す。加入者局ＳＳが基地局ＢＳの近くにない場合には、ＢＳがある特定のＢＳと通信するのがより困難になり得る。

加入者局１１ ＳＳ１が基地局１ ＢＳ＃１と通信しようとし、同時に加入者局１２ ＳＳ＃２が、ＳＳ１によって使用されるリソースの一部または全部を使って、基地局２ ＢＳ＃２と通信しようとし、または通信するということが起こり得る。ＳＳ１とＳＳ２は、同じ周波数および／または時間リソースを使用し、従って、相互に干渉し合い、リソース使用の効率を低減する可能性がある。

８０２．１６規格に関連する実施形態では、ＰＵＳＣまたはＦＵＳＣが使用され得る。サブチャネル一部使用では、サブチャネルの一部だけが割り振られる。これは、干渉を低減し得るが、帯域幅の使用もまた制限することになる。サブチャネル全使用（ＦＵＳＣ）は、すべてのサブチャネルの使用をサポートし得るが、やはり、１つまたは複数のＢＳの不要な信号を処理するという問題に直面する。ＳＳは、移動局とすることができ、従って、移動中のこともあり、不特定の地点で停止することもある。

あるＢＳに言及するとき、このＢＳは、以下のいずれかとすることもできる。

近隣のＢＳ：任意のＭＳにとって、近隣のＢＳとは、そのダウンリンク伝送がこのＭＳによって復調され得る（サービスＢＳ以外の）ＢＳである。

サービスＢＳ：任意の移動局（ＭＳ）にとって、サービスＢＳとは、そのＭＳがごく最近、初期ネットワーク参入時に、またはＨＯ時に登録を完了しているＢＳである。

目標ＢＳ：ＭＳが、ＨＯの終わりに登録されることを意図するＢＳである。

アクティブセット：アクティブセットは、ＳＨＯとＦＢＳＳとに適用できる。アクティブセットは、ＭＳに対してアクティブなＢＳのリストを含む。アクティブセットは、ＭＳとＢＳによって管理される。

アクティブＢＳ：アクティブＢＳには、ＭＳの機能、セキュリティパラメータ、サービスフローおよび全ＭＡＣ内容情報が与えられる。ＳＨＯでは、ＭＳは、アクティブセット中のすべてのアクティブＢＳとの間でデータを送信／受信する。

アンカＢＳ：ＭＳをサポートするＳＨＯまたはＦＢＳＳでは、これは、ＭＳが登録されており、同期しており、これとの間で測距を実行し、制御情報を求めてそのＤＬを監視するＢＳである。ＭＳをサポートするＦＢＳＳでは、これは、所与のフレームにおいてＭＳとの間でデータを送信／受信するように指定されるサービスＢＳである。

システムによっては、ハンドオーバを使用するなどによって、他のＢＳに切り換えることも可能である。ハンドオーバ（ＨＯ）は、ＭＳが、あるＢＳによって提供されるエアインターフェースから別のＢＳによって提供されるエアインターフェースに移行するためのプロセスである。ブレークビフォアメークＨＯとは、目標ＢＳとのサービスが、前のサービスＢＳとのサービスの切断後に開始するＨＯである。メークビフォアブレークＨＯとは、目標ＢＳとのサービスが、前のサービスＢＳとのサービスの切断前に開始するＨＯである。

スキャン間隔は、ＭＳが近隣のＢＳを監視して、各ＢＳのＨＯの目標としての適合性を判定するための期間であり、ＳＳがＢＳへの接続にリソースを正しく使用するための重要な時間となり得る。

ソフトハンドオーバ（ＳＨＯ）は、ＭＳが１つまたは複数のＢＳによって提供されるエアインターフェースから別の１つまたは複数のＢＳによって提供されるエアインターフェースに移行するためのプロセスである。本プロセスは、ＤＬでは、２つ以上のＢＳに、ＭＳに同じＭＡＣ／ＰＨＹ ＰＤＵを送信させて、ＭＳがダイバーシチ合成を行うことができるようにすることによって達成される。ＵＬでは、これは、２つ以上のＢＳに、ＭＳＳからの同じＰＤＵを受信させて（復調、復号させて）、これらのＢＳの間で受信ＰＤＵのダイバーシチ合成が行われ得るようにすることによって達成される。

本発明のいくつかの実施形態では、各ＢＳとの通信が、各ＢＳの認識を用いてより適切に処理される。この図では、Ｔ１において、ＢＳ＃１からＳＳ１への伝達関数はｈ３であり、ＢＳ＃２からＳＳ１への伝達関数はｈ１である。関連するリソース上で、ＢＳ＃１がＳＳ１と通信し、ＢＳ＃２がＳＳ２と通信することも起こり得る。ＳＳ１がＢＳ＃２を無視しようとし、ＢＳ＃２を雑音として処理する場合、ＳＳ１との通信は不良になり得る。ＳＮＲを改善し、複数伝送の信号を使ってデータを検出するために、データを複数回反復することが可能である。

好ましい実施形態は、２回の反復だけで、Ｔ１におけるＢＳ＃１のデータであるＤ１１と、Ｔ１におけるＢＳ＃２のデータであるＤ２１を検出することを可能にする。同時に、ＢＳ＃２がＳＳ２と通信することも可能となり得る。

従って、Ｔ１においてＳＳ１によって受け取られる信号は、Ｙ（１）＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３＋Ｄ_２１ ^＊ｈ_１である。実際の場合と同様に、雑音も含まれ得る。新規の方法またはシステムは、ｋ台のＢＳのそれぞれの信号を、ｋ＋１時間ステップ（またはフレーム）内に識別することを可能にする。

好ましい実施形態では、アップリンク（ＵＬ）および／またはダウンリンク（ＤＬ）伝送内に既知のパイロット信号がある。アップリンクとはＳＳからＢＳへの伝送を指し、ダウンリンクとはＢＳからＳＳへの伝送を指す。パイロット信号は、その時刻における通信路の伝達関数ｈを知ることを可能にし、従って、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使ったり、ｈの共役複素数ｈ’を掛けて正規化したりするなど、信号をより十分に認識することが可能になり得る。本目的は、通信路のひずみを可能な限り除去し、元の信号を検出することである。

８０２．１６によれば、各ＢＳのパイロット信号は、フレームのプリアンブル部分において一意の周波数とすることができる。伝送は、その開始時にプリアンブルを有するフレームで構成することができる。

ダウンリンクマップ（ＤＬ−ＭＡＰ）は、ＢＳからのフレームの伝送に関する情報を含み得る。従って、ＳＳは、ＤＬ−ＭＡＰから、ＢＳが何を送信しようとしているか、およびどのようにして通信すべきかを知り、プリアンブルから、通信路特性および追加情報を知ることができる。

パイロットは、異なる周波数／通信路上で送信される。各ＢＳのパイロットを検出することができ、それらのパイロットから、関連するデータについてＢＳとＳＳの間のｈを計算することができる。従って、ｈ１・・ｈ４が分かる。本目的は、ＢＳのＤ１１……Ｄ２２のデータを識別することである。

一実施形態では、各ＢＳの４つのパイロットを使うことにより、これらを識別し、データを訂正する目的で、残りのパイロットを評価することが可能である。

図２に、Ｔ２において２つの基地局の信号を受信する図１の同じ加入者局を示す。Ｔ２では、ＢＳ＃１からＳＳ１への伝達関数はｈ４であり、ＢＳ＃２からＳＳ１への伝達関数はｈ２である。

８０２．１６では、２つの信号が同じ通信路上にある。ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭでも実施され得る。Ｔ２においてＳＳ１によって受け取られる信号は、Ｙ（２）＝Ｄ_１２ ^＊ｈ_４＋Ｄ_２２ ^＊ｈ_２である。

ｈ１の共役複素数は、ｈ１’とマークされるはずであり、従って、ｈ_１’^＊ｈ_１＝｜ｈ_１｜^２であり、ｈ_２’^＊ｈ_２＝｜ｈ_２｜^２である。

既知の関数を使った乗算を行い、正規化することによって、以下の式が得られる。
Ｙ（１）^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３ ^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２＋Ｄ_２１
Ｙ（２）^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２＝Ｄ_１２ ^＊ｈ_４ ^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２＋Ｄ_２２
ＢＳ＃１からのデータ＾ ＾ＢＳ＃２からのデータ→除去される

好ましい実施形態では、第２の間隔において、以下を送信するよう選択することが可能である。
Ｄ１１＝Ｄ１２（ＢＳ＃１が同じ信号を保持する）
Ｄ２１＝−Ｄ２２（ＢＳ＃２が逆の信号を送信する）
このようにすることにより、データの反復が実施されるため、ＢＳ＃２は、ＳＳ２と通信し続けることができ、ＳＳ２とのＳＮＲを改善することさえもできる。３ｄＢの改善が達成され得る。

ＢＳ＃２のデータは除去されるため、ＳＳ１は、本方法を使ってＢＳ＃１のデータをより効率よく検出することができる。

２つの信号Ｙ（１）とＹ（２）を加算した結果は以下の通りである。
Ｙ＝Ｙ（１）＋Ｙ（２）＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３ ^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２＋Ｄ_１２ ^＊ｈ_４ ^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２
Ｙ＝Ｙ（１）＋Ｙ（２）＝Ｄ_１１ ^＊（ｈ_３ ^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２＋ｈ_４ ^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２）＝Ｄ_１１ ^＊ｈ^〜
式中、ｈ^〜が分かっている場合、次に、以下のようにＤ１１を検出することができる。
Ｄ_１１＝Ｙ^＊（ｈ^〜）’／（ｈ^〜）^２

ｈ〜が分かっており、Ｄ１１が検出されているため、ＢＳ＃２からのデータも、以下のように、例えば、Ｙ（１）とＹ（２）を加算するのではなく差し引きして、ＢＳ＃１からの既知の信号を低減し、ＢＳ＃２の信号だけを残すなどによって検出することができる。
Ｙ（１）^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２−Ｙ（２）^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３ ^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２＋Ｄ_２１−Ｄ_１２ ^＊ｈ_４ ^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２−Ｄ_２２

以下が分かっている。
Ｄ_１１＝Ｄ_１２（ＢＳ＃１が同じ信号を保持する）であり、Ｄ１１が検出されている。
Ｄ_２１＝Ｄ_２２（ＢＳ＃２が逆の信号を送信する）

これにより、以下がもたらされる。
Ｙ（１）^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２−Ｙ（２）^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２＋Ｄ_１１ ^＊（ｈ_３ ^＊ｈ_１’／｜ｈ_１｜^２−ｈ_４ ^＊ｈ_２’／｜ｈ_２｜^２）＝−２^＊Ｄ_２２

従って、ＢＳ＃２のデータも検出することができる。

１つまたは複数の信号を、計算に使用するために記録することが可能である。

別の実施形態では、データが、１つまたは複数のＢＳから、他のｋ台のＢＳの伝送を除去するためにｋ＋１回送信される。これは、８０２．１６などの場合には、近隣のＢＳの信号を除去するのに有効となり得る。

別の好ましい実施形態では、同じ結果を得る、すなわち、１つまたは複数のＢＳの影響を除去するのに別の数学的処理を行うことができる。実際には、その結果は完全な除去ではないが、それでもなお、ＢＥＲおよび通信効率を改善するのに役立つ。

図３に、Ｔ１とＴ２において２つの基地局ＢＳ＃１およびＢＳ＃２から受け取られる、フレーム内のプリアンブル情報などの初期情報を有する信号を示す。○印は、異なるサブチャネルのパイロットを表す。例えば８０２．１６では、プリアンブルにはパイロットのために１４のサブチャネルがある。図から分かるように、パイロットは２つの間隔を置いて配置されており、これが、異なるＢＳのパイロットが同じサブチャネル上に配置されるのを防ぎ、これらのパイロットの効率的な受信と、各サンプルＴ１またはＴ２における各通信路のｈの検出を可能にする。これは、２つより多いのＢＳに対して、Ｔ３、Ｔ４など、より多くの時点において実施することができる。

Ｔ１とＴ２は、２つの時間フレームとすることもでき、周波数領域における別種の間隔を表すこともできる。一実施形態では、ＳＳ１によって、２つの信号またはフレーム、すなわち、ＢＳ１からのフレーム３３とＢＳ＃２からのフレーム３１が受け取られる。これを、ＢＳが同期されていて、プリアンブルパイロットを同じ領域で受け取ることができ、相互に干渉し合わないように実施することができる。

従って、ｈ３をフレーム３３に定義することができ、ｈ１をフレーム３１に定義することができる。受信信号Ｙ（１）はこれらの和である。同様に、Ｔ２において、ＳＳ１によって、２つのフレーム、すなわち、ＢＳ１からのフレーム３４とＢＳ＃２からのフレーム３２が受け取られる。これを、各ＢＳが同期されていて、プリアンブルパイロットを同じ領域で受け取ることができ、相互に干渉し合わないように実施することができる。同様に、ｈ４をフレーム３４に定義することができ、ｈ２をフレーム３２に定義することができる。

すべてのフレームのデータは、さらに、追加のパイロットを含むことができ、これらを使って、データをよりよく受信することができる。しかしながら、これらのパイロットは、他のＢＳの他のパイロットと同じ周波数および／またはサブチャネルであってもよい。符号＋または−は、ＢＳからのデータが同じであるか、それともその符号が反転され、従ってデータの負の値が送信されたかを示す。さらに別の実施形態では、この指示は、それらが正であるか、それとも負であるかを、パイロットから知ることができる。

２つ以上のＢＳの存在下で、あるＢＳからＳＳへの信号を受信する方法は、以下を含む。
１．関連するＢＳを、ｋが除去すべきＢＳの数であるｋ＋１回、おそらくそのうちの何回かは負の信号として、同じデータを送信するよう設定する。データは、２つ以上のＢＳによって、同じフレームおよび／または時間および周波数領域において送信される。
２．各ＢＳは、フレームまたはその他の時間間隔の最初にパイロットまたはその他の指示信号を送信し、各ＢＳとＳＳの間の通信路の挙動に関する情報を検出し、または収集することを可能にする。
３．ＢＳの間では、各信号が、おそらくはより高いＰＧと直交し、各ＢＳのパイロットが、フレームまたは間隔の初期においてその他のパイロットに干渉しないように、信号およびフレームの同期が行われ得る。
４．ＳＳに向けられるＢＳ１のデータと関連して、その他のＢＳが、それらのデータを、ＳＳによって受け取られる信号が正規化され、ＢＳ１の信号と合成されるときに、その他のＢＳのデータを除去することが可能になるような方法で送信するようにプログラムされ、定義され、または別の方法で設定される。
５．近隣または他のＢＳを知っており、またはこれらをどのようにして除去すべきか知らされているＳＳがデータを受信する。
６．他のＢＳの信号を除去または低減することと同一または等価である数学的演算を実行する。ｋ＋１個の式を使って、他のｋ台のＢＳを除去し、ＢＳ１の所望のデータを残すことが可能となり得る。
７．他のＢＳもこれを実行することができ、従って、各ＢＳがこのリソースをより適切に使用し、同じリソースを使用する他のＢＳに過度に干渉しないことが可能となる。
８．通信路の新しい伝達関数ｈ^〜を検出することが可能である。これらの伝達関数を用いれば、他のＢＳの信号を除去または低減すると同時に、異なる時間間隔および／またはフレーム内のＢＳ１の信号をコヒーレントに合算することが可能になる。

備考：
１．反復の回数ｋは、所望により設定され得るパラメータとすることができる。ＳＮＲをさらに改善するために（ＢＳの数＋１）を上回る反復が行われてもよい。
２．８０２．１６を使用するとき、各ＢＳの一意のパイロットをフレームのプリアンブル部分に配置し、ＳＳが各ＢＳを認識することができるようにしてもよい。
３．反復は、本方法を実施することが決定されたサブチャネルおよび／またはフレームおよび／または時間／周波数領域でのみ行われてもよい。
４．８０２．１６では、ＰＵＳＣではなくＦＵＳＣを使用することができる。加えて、ただ１つのＢＳを除去すると決定される場合、８０２．１６に従って使用され得る４または６回の反復ではなく、１回の反復で十分である。
５．新規の本発明は、どんなハードウェアの物理的変更も必要とせずにソフトウェアとして完全に実施することができる。８０２．１６と互換性を有するシステムでは、これは、ＭＡＣ層において、かつ／または他の層でも使用され得る。
６．フレームまたは時間間隔の最初のパイロットに加えて、データ領域でのパイロットまたはその他の信号があってもよい。これらのパイロットは、さらに、データを回復し、通信路挙動を識別するのに役立つことができる。
７．一実施形態では、各ＢＳの４つのパイロットを使用することにより、残りのパイロットを識別し、データを訂正する目的で残りのパイロットを評価することが可能である。

別の実施形態では、各ＢＳは、データを同時に送信し、ＳＳに、８０２．１６のフレームのプリアンブル部分でパイロットを受信するなど、期待される時間領域においてデータとパイロットを適正に受信させるために、相互に同期される。本実施形態では、ＢＳは、同じデータを送信し、またはデータの負の値を送信する。これは、第２、第３、第４などのＢＳに従って式を正規化し、これらの影響を除去または低減することを可能にする。例えば、以下の通りである。
Ｙ（１）＝Ｙ_１，１＋Ｙ_２，１＋Ｙ_３，１＋・・＋Ｙ_{（ｋ＋１），１}
・・・
Ｙ（ｋ＋１）＝Ｙ_{１，（ｋ＋１）}＋Ｙ_{２，（ｋ＋１）}＋Ｙ_{３，（ｋ＋１）}＋・・＋Ｙ_{（ｋ＋１），（ｋ＋１）}

ＳＳはｋ＋１個の信号、Ｙ（１）・・Ｙ（ｋ＋１）だけを受信する。式中、各Ｙ_ｉ，ｊは、あるＢＳからの指定の周波数における期間および／またはフレームおよび／またはサブチャネルの範囲にわたる信号を表す。

従って、この式のセットは時間的な信号を表し、従って、各時間における各信号の符号は（正であれ負であれ）、慎重に調べる必要がある。例えば、２つの信号がある場合、一方は＋＋（同符号）、他方は＋−（第２の間隔および／またはフレームが逆符号）とすべきであり、これは、正規化を可能にするはずであり、２つの式を加算または減算することによって、他方の信号を除去することが可能である。

正規化手段は、任意の加算が適用されるときに、異なるフレームまたは間隔の信号が同じ重みを有するように適用され得る。これは、前述のように、各Ｙ（ｍ）とそのｈ（ｍ）の共役複素数であるｈ（ｍ）’を掛け合わせ、その絶対値の二乗である｜ｈ（ｍ）｜^２で割ることによって行うことができる。

そのようにすることにより、Ｄ_２１、・・、Ｄ_２ｍなどのデータ信号の和を得ることができる。データの符号を設定することにより、他のＢＳの影響を除去することが可能である。従って、データを正規化し、設定することによって、データをどのように合計し、または除去するかを制御することができる。

結果として生じる信号は、非常に改善されたＳＮＲを有する。なぜならば、他のＢＳの信号を、事実上（これらの不規則雑音を除いて）除去され得る既知の信号として扱うことができ、対象とする信号をはるかに良好なＳＮＲで検出することができるからである。

本発明の一部は、８０２．１６規格に、もしくはエアインターフェースに合わせて調整されるシステムまたは装置に関する。これらは、複数のサービスを提供する固定式ポイントツーマルチポイントブロードバンド無線接続システム（ＦＢＷＡ）の媒体接続制御（ＭＡＣ）および／または物理層（ＰＨＹ）を含み得る。

図４に、Ｔ１とＴ２において２つの基地局から受け取られる初期情報なしの信号を示す。２つの時刻Ｔ１とＴ２において、データが、ＢＳ１、ＢＳ２から受け取られる。データ内にはパイロットがあってもなくてもよいが、プリアンブルも、通信路の挙動を記述する正確な更新された情報もない。

ＢＳ１の通信路は、Ｔ１とＴ２の間であまり変化しなかったものと仮定し、Ｔ１におけるＢＳ１からのｈ３を介したデータ３３Ｄ１１と、Ｔ２におけるＢＳ１からのｈ４を介したデータ３４Ｄ１２が、同じデータを配信したものと仮定し、ＢＳ２の通信路は、Ｔ１とＴ２の間であまり変化しなかったものと仮定し、Ｔ１におけるＢＳ２からのｈ１を介したデータ３１Ｄ、２１と、Ｔ２におけるＢＳ２からのｈ２を介したデータ３２ Ｄ２２が、同じデータの負を配信したものと仮定すると、以下の手法を使って、ＢＳ＃２の信号を除去し、ＢＳ＃１の信号を検出することが可能である。
Ｔ１において受け取られる信号：Ｙ（１）＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３ ^＊Ｄ_２１ ^＊ｈ_１
Ｔ２において受け取られる信号：Ｙ（２）＝Ｄ_１２ ^＊ｈ_４＋Ｄ_２２ ^＊ｈ_２

経時的変化はなく、従って、ｈ_１＝ｈ_２、およびｈ_３＝ｈ_４であり（これは仮定であり、実際には正確ではないが、それでもなお有用である）、従って、
Ｙ（１）＝Ｄ_１１ ^＊ｈ_３＋Ｄ_２１ ^＊ｈ_１
Ｙ（２）＝Ｄ_１２ ^＊ｈ_３＋Ｄ_２２ ^＊ｈ_１
である。

以下が分かっている。
Ｄ_１１＝Ｄ_１２（ＢＳ＃１は同じ信号を保持する）
Ｄ_２１＝−Ｄ_２２（ＢＳ＃２は逆の信号を送信する）
このため、
Ｙ＝Ｙ（１）＋Ｙ（２）＝２^＊Ｄ_１１ ^＊ｈ_３
Ｙ＝Ｙ（１）−Ｙ（２）＝−２^＊Ｄ_２２ ^＊ｈ_１
である。

従って、ＢＳ＃１とＢＳ＃２のデータ、Ｄ_１１とＤ_２２をそれぞれ検出することができる。

ＭＡＣは、用途の周波数帯域のために最適化された複数のＰＨＹ仕様をサポートすることができる。規格は、１０〜６６ＧＨｚの間のシステムに対する特定のＰＨＹ層を含む。

本発明は、２〜１１ＧＨｚのＭＡＣおよびＰＨＹのための改訂を有する８０２．１６ ２００４と共に使用され得る。本発明は、８０２．１６ａと共に使用され得る。本発明は、許可帯域における固定式とモバイルの組み合わせなどで、８０２．１６ｅと共に使用され得る。ＷＭＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｍｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ａｃｃｅｓｓ）技術では、その実現形態は、ＳＭＥおよび住宅顧客の必要、すなわち、データ、音声、映像配信およびリアルタイムのテレビ会議、ならびにネットワーク事業者の要求、すなわち、ユビキタスなカバレージ（農村地域、ホットスポットへの無線バックホール）、「オンデマンド」帯域幅および費用効果的解決法を含み得る。

８０２．１６用のＷＭＡＮのモデルは、公衆網に接続されており、音声、映像、データおよび端末（ＰＤＡ、ＷＬＡＮ ＡＰへのバックホールなど）などの複数のサービスのための加入者ＳＳ接続を可能にする１つまたは複数の基地局ＢＳを含んでもよい。これは、比較的大規模な範囲とユーザ数において使用され得る。

８０２．１６用のＷＭＡＮは、フレキシブルチャネル、許可と無許可の両方、ＴＤＤ／ＦＤＤ／ＨＦＤＤ、Ｏｕｔｄｏｏｒ、見通し内（ＬＯＳ）および見通し外（ＮＬＯＳ）システム、Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｎｔｅｎｎａ、適応型符号化および変調およびメッシュトポロジをサポートし得る。８０２．１６用のＷＭＡＮは、１通信路当たり何百人ものユーザに対して実施され得る。

本発明は、他の無線ネットワークにおいて、他のＢＳを除去しながら、ＳＳの関連データのみを受信するのに使用することができる。ＳＳは、ＢＳ１に反復を求めることができ、次いで、ＢＳ１は、他の関連するＢＳに、どの周波数またはサブチャネルで、どのようにして反復を使用するかを知らせることができる。

別の実施形態では、容量の問題があり、従って、ＢＳ間のセクタを使用することを必要とせず、多くの誤りを生じない場合には、ＰＵＳＣを使用しないことが必要とされる。ＦＵＳＣを、最小限の反復回数で使用することも可能である。ＨＯ動作をより適切に行うことができ、他のＢＳのデータを、既知のデータとして処理することができ、除去することができる。

データ中にあり、データを搬送しないパイロットは、通信路の挙動がｈ^〜を用いて見つかったと仮定すると、さらに、通信路を検索し、データを検出するのに役立つことができる。白色雑音Ｎ_０などの存在下では、ＳＮＲを改善するためにパイロットを平均することが可能である。信号が相互にコヒーレントである場合、２つのデータ信号を加算すると、６ｄＢのＳＮＲの改善を達成することができる。そのようでない場合には、３ｄＢのみの改善が達成され得る。

本発明全体を通して、ＭＳにおいて２つ以上のアンテナを使用することが有効である。これは、より幅広いプロトコルを使って、かつ／または別種のＯＦＤＭＡ信号を使って、対象とする信号の方向を決定し、他の信号を除去し、または減衰させ、より多くのデータを受信し、かつ／またはより大きな帯域幅を使用するのに寄与し得る。

本出願で提示するいくつかのシステムおよび／または方法は、５１２から４０９６のＦＦＴサイズを有するなどのＯＦＤＭおよび／またはＯＦＤＭＡシステムと共に使用することができる。このような方法および／またはシステムは、スケーラブルＯＦＤＭＡシステムおよび／または方法を使用してもよく、あるいはスケーラブルＯＦＤＭＡシステムおよび／または方法と呼ばれ得る。

８０２．１６システムは、任意選択でＭＡＣを備え、音声、映像およびデータをサポートし得る。ＭＡＣは、業務用と、住宅顧客向けの改善されたサービスのために、Ｔ１として差別化されたサービスレベルをサポートしてもよい。

いくつかの実施形態は、ＩＥＥＥ８０２．１６規格と同様の特性をサポートする規格および／またはシステムに関連し、かつ／またはこのような規格および／またはシステムと共に使用され得る。これらの特性には、以下のいずれか、またはこれらの組み合わせが含まれ得る。
広帯域幅（２０、２５および２８ＭＨｚ）。
２８ＭＨｚの通信路、６４ＱＡＭで最大毎秒１３４メガビット。
十分なＱｏＳで同時に複数のサービスをサポート。
ＩＰｖ４、ＩＰｖ６、ＡＴＭ、イーサネットなどで効率よく搬送。
要求に応じた帯域幅（フレームごとに）。
スペクトルの効率的使用のために設計されたＭＡＣ。
包括的で、最新の、拡張可能なセキュリティ。
１１ＧＨｚ未満から最大６６ＧＨｚまでの複数の周波数割り振りをサポート。
ＮＬＯＳ用途でのＯＦＤＭおよびＯＦＤＭＡ。
最大５０Ｋｍまでのセル半径。
ＴＤＤおよび／またはＦＤＤおよび／またはＨ−ＦＤＤを含む二重互換性システムの使用。
加入者ごと、バーストごと、アップリンクとダウンリンクなどの、適応型変調および符号化を含むリンク適応。
メッシュ拡張ありまたはなしの、ポイントツーマルチポイントトポロジ。
適応型アンテナのサポート。
時空間符号化およびＭＩＭＯ方式。
固定式およびモバイル展開シナリオのための最適化。

時分割複信（ＴＤＤ）をサポートするシステムは、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせを含み得る。
ＤＬおよびＵＬが同じＲＦ通信路を時分割方式で使用する。
動的非対称性。
半二重、すなわち、ＳＳが同時に送信／受信を行わないことが、コスト低減に寄与し得る。

周波数分割複信（ＦＤＤ）をサポートするシステムは、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせを含み得る。
別個のＲＦ通信路上のダウンリンクおよびアップリンク。
静的非対称性。
半二重ＦＤＤのサポート。

移動度に関連する特性には、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
切れ目のないカバレージ：セルラインフラストラクチャ、ハンドオーバ、ローミングおよびターボ符号化。
動的通信路推定：移動するパイロットおよびミッドアンブル。
低電力：ページング、休眠／ページング。

ＣＡＰＥＸ／ＯＰＥＸに関連する特性には、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
セル半径の増大：１０〜２０ｕＳｅｃなどの長遅延拡散、ＡＡＳ、サブチャネル。
スペクトル効率：周波数再利用、最大６４ＱＡＭ、直交変調。

適応ＰＨＹ変調を可能にする特性は、リンクのロバスト性と容量の間のトレードオフを可能にし得る。リアルタイムのリンク条件に応答して、信号対雑音比（ＳＮＲ）が必要なレベルにあるときに、より高次の変調を使用することができ、または、本出願で説明するいくつかの実施形態を使ってリンク性能が改善され得る。変調は、ＱＰＳＫ、１６または６４ＱＡＭとすることができる。

変調は、加入者ごとや、バーストごとなど、状況に合わせて適合されてもよい。

無線ＭＡＮ−ＳＣに関連する特性には、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
単一搬送波。
見通し内（ＬＯＳ）での１０〜６６ＧＨｚの許可帯域を使用。
屋外およびＢＳ間で使用され得る。

無線ＭＡＮ−ＳＣａに関連する特性には、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
単一搬送波および／またはサブチャネルを使用。
２〜１１ＧＨｚ許可帯域、見通し外（ＮＬＯＳ）を使用。

無線ＭＡＮ−ＯＦＤＭに関連する特性には、以下のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
２５６副搬送波を用いるものなど、直交周波数分割多重を使用。
２〜１１ＧＨｚ許可帯域、見通し外（ＮＬＯＳ）を使用。
固定式の屋内用途。

無線ＭＡＮ−ＯＦＤＡＭに関連する特性には、以下の特性のいずれかまたはこれらの組み合わせが含まれ得る。
２０４８副搬送波を用いるものなど、直交周波数分割多元接続を使用。
２〜１１ＧＨｚＮＬＯＳ、許可帯域を使用。
モバイル用途。

図１４に、より幅広いスペクトルを使って２つのアンテナ５１と５２の信号を受信するシステムを示す。一実施形態では、Ａｎｔ．１およびＡｎｔ．２としても示される２つのアンテナ５１および５２は、同じ中心周波数および／または通信路および／またはフレームで２つの信号を受信することを可能にする。２つのアンテナ５１および５２は、１つの受信機フロントエンドを備える適応型アンテナアレイとして使用され得る。受信機フロントエンドＲｘ−ＦＥ５３は、信号をダウンコンバートすることのできる、ＬＯ １００など、１つまたは複数の局部発振器を含み得る。ＲＸ−ＦＥにおいて使用される１台の標準ユニット５３を、アンテナを内蔵して、または外部接続して使用することが可能である。

適応型アンテナシステム（ＡＡＳ）とは、複数のアンテナを使ってカバレージとシステム容量を改善するシステムを指す。２つのアンテナを使用することは、３つの信号を送信することと等価であり、従って、容量を改善し得る。本明細書で提示する実装形態のいずれかを使用すれば、追加手段ありまたはなしで、ＡＡＳを使用し、かつ／または提示することができる。

同期を使って、２つ以上の信号が同じスペクトル上に配置され、１つの信号として扱われるようにすることができる。２つ以上の同期機構を、例えば、２つのアンテナからの２つの信号上で同期を取るのに使用することもできる。また、例えば、２つ以上の信号が時間的に相互に十分に近く、かつ／または１つのサンプリング機構を使用することが可能であり、かつ／または信号が反復を含む場合などには、１つの組み合わさった同期機構を使用することも可能である。

ダイバーシチを使って、受信信号品質を改善するために２つ以上の受信信号を合成することができる。これは、複数のアンテナを使用し、かつ／または時間的反復および／または異なる周波数および／または異なるサブチャネルおよび／または異なる通信路および／または異なるフレームなどを使用して、異なるＢＳから入ってくる信号を識別することを含み得る。信号間の相関は、最小限またはゼロであることが好ましい。しかしながら、実施形態によっては、１つのＢＳの方向から受信するのに２つ以上のアンテナを使用することなどにより、受信信号間に相関が生じてもよい。

空間ダイバーシチ
複数のアンテナを使用することなどによる空間ダイバーシチが使用されてもよい。最小限の相関で信号を受信するなどのために、アンテナの配置と種類が考慮され得る。

偏波ダイバーシチ
２つ以上のアンテナを使って偏波ダイバーシチが実施されてもよい。

周波数ダイバーシチ
１つまたは複数のＢＳからの１つまたは複数の信号が異なる周波数で送信されてもよい。

時間ダイバーシチ
信号が時間的に異なる点において、例えば、異なるフレームにおいて送信されてもよい。

スケーラブルＯＦＤＭＡ
ＯＦＤＭＡおよび／またはＯＦＤＭシステムの既存のリソースを使って、２つ以上の信号を１つの信号に合成することも可能である。例えば、８０２．１６ｅ規格では、同じハードウェアリソースを使って、２つ、４つなどのより狭い帯域の信号を１つの合成信号に合成することも可能である。これは、例えば、規格の一部とすることのできない、５１２、１０２４、２０４８および４０９６のサイズの信号などに有効であり得るが、このようなハードウェアリソースを、さらに、例えば、２つの２０４８信号を合成するのに使用することもできる。加えて、複数のシステムを組み合わせ、２つ以上の信号の同時受信を可能にすることもできる。

これらの技術を１つまたは複数のアンテナと組み合わせることができ、従って、１つのシステムおよび／または既存のハードウェアを使って複数の信号を受信するのに、複数のアンテナおよび／または複数のフロントエンドおよび／または受信手段を使用することが可能である。

ＰＮオフセット
擬似雑音符号オフセットは、ＢＳにおいて乱数列に適用される遅延を指し得る。各ＢＳは、ＳＳが異なるＢＳの信号を異なる遅延で受信することを可能にする異なるＰＮを有する。これは、他のＢＳの信号を排除するのに役立ち得る。

本発明では、ＰＮ信号を、絶対基準に基づくものとすることができ、好ましくは、不規則なものとすべきではない。従って、このような信号をより適切に合成し、ＢＳ間で同期を取ることが可能であり、これはよりよい結果を達成するのに役立ち得る。

当分野で知られているように、イメージ除去フィルタを使って、可能なイメージ信号が防止され、減衰されてもよい。追加のフィルタ、増幅器およびＬＮＡ部品を使って、雑音が低減され、必要に応じて信号が調整されてもよい。これらのフィルタおよび追加部品は、ＲＸ−ＦＥにおいて、かつ／または、ＩＦなどのシステムの異なる場所において使用され得る。

一実施形態では、局部発振器１００は、２つのアンテナからの信号の周波数をＩＦにシフトする。好ましくは、Ａｎｔ．１を介して受け取られる対象となる信号の帯域幅は、２×ΔＦ_ＬＯ以下である。Ａｎｔ．１のＩとＱを、ほぼΔＦ_ＬＯの中心周波数に設定するために、ＩＦ−ΔＦ_ＬＯの中心周波数に同調されている局部発振器１０１ ＬＯ１が９０度シフトされ、Ａｎｔ．１のＩＦ信号と掛け合わされる。例えば、本実施形態では、ΔＦ_ＬＯ＝５ＭＨｚであり、ＬＯ１の中心周波数は、ＩＦ−５ＭＨｚである。Ｉ１とＱ１とで示す信号は、それぞれ、Ａｎｔ．１の信号のＩ成分とＱ成分を表す。

ゼロＩＦの成分のみを取ることが可能であり、従って、信号Ｉ１ １０７とＱ１ １０８は、ほぼΔＦ_ＬＯの中心周波数とすることができる。これは、例えば、ＬＯ１の信号を有する２つの乗算器のそれぞれの後に配置された２×ΔＦ_ＬＯのカットオフ周波数を有するＬＰＦなどを使って実施され得る。

従って、Ａｎｔ．１の信号のＩ成分である信号Ｉ１ １０７は、０÷２×ΔＦ_ＬＯの周波数範囲に配置することができ、これは、この例では、０÷１０ＭＨｚである。Ａｎｔ．１の信号のＱ成分である信号Ｑ１ １０８も、同様に、０÷２×ΔＦ_ＬＯの同じ範囲に配置することができ、これは、この例では、０÷１０ＭＨｚである。

Ａｎｔ．２のＩとＱをほぼ−ΔＦ_ＬＯの中心周波数に設定するために、ＩＦ＋ΔＦ_ＬＯの中心周波数に同調されている第２の局部発振器１０２ ＬＯ２が９０度シフトされ、Ａｎｔ．２のＩＦ信号と掛け合わされる。例えば、本実施形態では、ΔＦ_ＬＯ＝５ＭＨｚであり、ＬＯ２の中心周波数はＩＦ＋５ＭＨｚである。Ｉ２とＱ２で示す信号は、それぞれ、Ａｎｔ．２の信号のＩ成分とＱ成分を表す。

ゼロＩＦの成分のみを取ることが可能であり、従って、信号Ｉ２ １０５とＱ２ １０６は、ほぼ−ΔＦ_ＬＯの中心周波数とすることができる。これは、例えば、ＬＯ２の信号を有する２つの乗算器のそれぞれの後に配置された２×ΔＦ_ＬＯのカットオフ周波数を有するＬＰＦなどを使って実施され得る。

従って、Ａｎｔ．２のＩ成分である信号Ｉ２ １０５は、−２×ΔＦ_ＬＯ÷０の周波数範囲に配置することができ、これは、この例では、−１０÷０ＭＨｚである。Ａｎｔ．２の信号のＱ成分である信号Ｑ２ １０６も、同様に、−２×ΔＦ_ＬＯ÷０の範囲に配置することができ、これは、この例では、−１０÷０ＭＨｚである。

Ｉ１とＩ２は、スペクトルの異なる領域上にあるため、１つの新しい信号Ｉを生成するように加算され得る。Ｑ１とＱ２は、スペクトルの異なる領域上にあるため、１つの新しい信号Ｑを生成するように加算され得る。

２つのアンテナから発する、同じ周波数の信号を配置するのに使用され得るユニット１０００を、これらの信号のＩ成分とＱ成分を検出し、これらを併せて１つのスペクトル上に配置するために実施することができる。

ユニット１０００は、２つのＩＦ信号入力を含んでもよく、ＩとＱの出力にゼロＩＦで送ることもできる。Ｒｘ−ＦＥおよび／またはアンテナは、ユニット１０００と組み合わされて、２つのアンテナのための受信ユニットを形成し得る。

ユニット１０００の出力における新しい信号ＩとＱは、非常に有効なものとなり得る。２つの入力を有し、または２つのアンテナからの信号に２つの入力だけを使用することが求められるシステムを、例えば、新しいＩとＱをその入力に使用して、Ａｎｔ．１とＡｎｔ．２に接続することができる。

好ましい実施形態では、ＯＦＤＭＡおよび／またはＯＦＤＭおよび／または８０２．１６互換システムにおいて、新しいＩ成分とＱ成分を含む新しい信号を、２倍の帯域幅を有する１つの信号として扱うことによって、システムを新しいＩとＱの値を受け取るのに使用することが可能になる。

図１５に、Ａｎｔ．１とＡｎｔ．２からの信号のスペクトルが１つのスペクトル上に配置された、図１４のシステムの信号の周波数スペクトルを示す。ＩとＱは、等価の方法を使って作成される。出力信号は、入力におけるどちらかの信号の２倍の帯域幅を有する。

好ましい実施形態では、２つの新しいＩ信号とＱ信号を受信するのに、より大きいＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴパラメータと互換性を有するシステムを使用することが可能となり得る。従って、それぞれΔＦ_ＬＯの帯域幅によって表される２つの信号から、Ｉ成分とＱ成分が検出され、シフトされ、１つのスペクトルに合成される。形成される２つの新しいスペクトルＩとＱは、それぞれ、２×ΔＦ_ＬＯの帯域幅を有する。これは、一実施形態では、５１２のＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴの２つの信号を受信し、これらの合成した後、１０２４のサイズのＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴを有する信号を読み取るのと同様にＩとＱを読み取るのと等価とすることができる。

８０２．１６規格およびその他の規格は、２０４８のＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴを有する信号をサポートし、これは、１０２４の２つの信号、５１２の４つの信号などを読み取ることができる。しかしながら、４０９６のＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴをサポートするシステムを提示することが可能であり、これが、最大２０４８までのＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴと互換性を有すると定義されている規格をサポートしていなかったとしても、このようなシステムは、本発明で説明する実施形態を使用することなどによって、やはり使用することができる。

従って、４０９６のＦＦＴサイズおよび／またはＮＦＦＴと互換性を有するシステムは、２０４８の２つの信号、１０２４の４つの信号などを受信することができる。

図１６に、同じＩＦ周波数でより幅広いスペクトルを使って、４つのアンテナＡ１〜Ａ４から信号を受信するシステムを示す。一実施形態では、図１４に示したのと同様の２つのＲｘ−ＦＥ５３ユニットを使用することが可能である。１つのユニットを使用すれば、コストが低減され、かつ／またはその実施が簡略化され得る。

４つのアンテナＡ１〜Ａ４、５１５〜５１８は、それぞれ、２つのアンテナの影響をさらに増大させるのに使用することができる。１つのアンテナではなく２つのアンテナを使用するのと同様の考慮事項を、２つまたは１つのアンテナではなく４つのアンテナを使用する際にも適用することができる。

４つのアンテナ５１５〜５１８のアレイは、５１５〜５１６と５１７〜５１８のような２対のアンテナを備えていてもよく、このような各対は、さらに、その独自のＲＦフロントエンド５３と共に使用され得る。標準のＲｘ−ＦＥユニットが使用されない場合、すべてのアンテナに１つのＬＯを使用することができる。局部発振器は、信号の周波数をＩＦまで低減する。

好ましい実施形態では、ＬＯ１ １０１が、Ａｎｔ．１のＩとＱを、例えば、ほぼ５ＭＨｚの中心周波数に、または、ＬＯ１とＩＦ周波数の差分周波数とすることのできる別の周波数ΔＦ_ＬＯの前後に設定するための局部発振器として使用される。図１４で生成したのと同様に形成される信号が、それぞれ、Ｉ１とＱ１で示されており、Ｉ１ １０７は、Ａ１の信号のＩ成分であり、Ｑ１ １０８は、Ａ１の信号のＱ成分である。

本実施形態では、ＬＯ２ １０２が、Ａ２のＩとＱを、例えば、ほぼ−５ＭＨｚの中心周波数に、またはＬＯ２とＩＦ周波数の差分周波数とすることのできる別の周波数−ΔＦ_ＬＯの前後に設定するための局部発振器として使用される。

図１４で生成したのと同様に形成される信号が、それぞれ、Ｉ２とＱ２として示されており、Ｉ２ １０５は、Ａ２の信号のＩ成分であり、Ｑ２ １０６は、Ａ２の信号のＱ成分である。

ＬＯ３ １０３は、Ａ３のＩとＱを、例えば、ほぼ１５ＭＨｚの中心周波数、すなわち、３×ΔＦＬＯに設定するのに使用される局部発振器である。ＬＯ３によって生成される信号は、それぞれ、Ｉ３とＱ３として示されており、Ｉ３ １１７は、Ａ３の信号のＩ成分であり、Ｑ３ １１８は、Ａ３の信号のＱ成分である。

ＬＯ４ １０４は、Ａ４のＩとＱを、例えば、ほぼ−１５ＭＨｚの中心周波数、すなわち、−３×ΔＦ_ＬＯに設定するのに使用される局部発振器である。ＬＯ４によって生成される信号は、それぞれ、Ｉ４とＱ４として示されており、Ｉ４ １１５は、Ａ４の信号のＩ成分であり、Ｑ４ １１６は、Ａ４の信号のＱ成分である。

Ｉ１とＩ２の和ＩＡ １１１は、例えば、−１０ＭＨｚ＜ｆ＜１０ＭＨｚにおける、または、より一般化された実施形態では、−２×ΔＦＬＯ＜ｆ＜２×ΔＦＬＯにおけるＩのスペクトルとして設定される。

Ｉ３とＩ４の和ＩＢ １１３は、例えば、−２０ＭＨｚ＜ｆ＜−１０ＭＨｚおよび１０ＭＨｚ＜ｆ＜２０ＭＨｚにおける、または、より一般化された実施形態では、−４×ΔＦＬＯ＜ｆ＜−２×ΔＦＬＯおよび２×ΔＦＬＯ＜ｆ＜４×ΔＦＬＯにおけるＩのスペクトルとして設定される。

Ｑ１とＱ２の和ＱＡ１１２は、例えば、−１０ＭＨｚ＜ｆ＜１０ＭＨｚにおける、または、より一般化された実施形態では、−２×ΔＦＬＯ＜ｆ＜２×ΔＦＬＯにおけるＱのスペクトルとして設定される。

Ｑ３とＱ４の和ＱＢ１１４は、例えば、−２０ＭＨｚ＜ｆ＜−１０ＭＨｚおよび１０ＭＨｚ＜ｆ＜２０ＭＨｚにおける、または、より一般化された実施形態では、−４×ΔＦＬＯ＜ｆ＜−２×ΔＦＬＯおよび２×ΔＦＬＯ＜ｆ＜４×ΔＦＬＯにおけるＱのスペクトルとして設定される。

Ｉ成分はＩＡとＩＢの和である。Ｑ成分はＱＡとＱＢの和である。

図１７に、同じＩＦモジュール１０００でより幅広いスペクトルを使って４つのアンテナＡ１〜Ａ４からの信号を受信するシステムを示す。

本実施形態では、それぞれが異なるＬＯ周波数を有する２つのＲｘ−ＦＥユニットが使用される。可能な４つのアンテナのアレイは、２対のアンテナ、Ａ１〜Ａ２ ５１５〜５１６とＡ３〜Ａ４ ５１７〜５１８を備えていてもよい。各アンテナ対ごとに同じＩＦモジュール１０００を使用することができるが、これは、異なるＩＦ周波数で動作するように同調される必要がある。別の実施形態では、可能なイメージ除去フィルタおよび／または同調を必要とする他のフィルタまたはハードウェア構成部品が使用されず、かつ／またはＩＦモジュール内に含まれず、従って、同じＩＦモジュール１０００を異なるＩＦ周波数に使用することができる。

本実施形態では、第１のアンテナ対が、これらのアンテナのＲＦ信号をダウンコンバートするＬＯ_Ａに接続されている。アンテナが含まれ、または外部で接続されている、Ｒｘ−ＦＥ１と呼ぶ、標準および／または同調ユニット５３１を使用することが可能である。

第２のアンテナ対は、このアンテナのＲＦ信号をダウンコンバートするＬＯ_Ｂに接続されている。アンテナが内蔵され、または外部で接続されている、Ｒｘ−ＦＥ２と呼ぶ、標準および／または同調ユニット５３２を使用することが可能である。

当分野で知られているように、イメージ除去フィルタを使って、可能なイメージ信号が防止され、または減衰されてもよい。追加のフィルタ、増幅器およびＬＮＡ部品を使って、雑音が低減され、必要に応じて信号が調整されてもよい。これらのフィルタおよび追加部品は、Ｒｘ−ＦＥにおいて、かつ／または、各ＩＦレベルなど、システムの異なる場所において使用されてもよく、従って、ＩＦ１とＩＦ２に同調され得る。

本実施形態において、局部発振器ＬＯ_ＡとＬＯ_Ｂは、それぞれ、２対のアンテナからの信号の周波数をＩＦ１とＩＦ２にシフトする。

２つのＩＦ周波数が異なるため、ユニット１０００の出力は、異なる周波数割り振りのものである。

好ましくは、アンテナを介して受け取られる対象となる各信号の帯域幅は２×ΔＦ_ＬＯ以下である。ＬＯ１ １０１とＬＯ３ １０１は、一般的にはＩＦ−ΔＦ_ＬＯの周波数で、または、例えば、ＩＦ−５ＭＨｚなどで動作するように設定される。従って、信号Ｉ１とＱ１の中心周波数は、ＩＦ１−ＩＦ＋ΔＦ_ＬＯとすることができる。従って、信号Ｉ３とＱ３の中心周波数は、ＩＦ２−ＩＦ＋ΔＦ_ＬＯとすることができる。

ＬＯ２ １０２とＬＯ４ １０２は、一般的にはＩＦ＋ΔＦ_ＬＯの周波数で、例えば、ＩＦ＋５ＭＨｚなどで動作するように設定される。従って、信号Ｉ２とＱ２の中心周波数は、ＩＦ１−ＩＦ−ΔＦ_ＬＯとすることができる。従って、信号Ｉ４とＱ４の中心周波数は、ＩＦ２−ＩＦ−ΔＦ_ＬＯとすることができる。

追加のフィルタを、Ｉ_ＡとＩ_Ｂを加算してＩを形成する前と、Ｑ_ＡとＱ_Ｂを加算してＱを形成する前に配置することができる。これは、ユニット１０００のＬＯによって生じるイメージ周波数を排除するのに有効である。

ＩＦ１とＩＦ２を設定することにより、第１と第２のアンテナ対の信号のスペクトルを配置することが可能である。好ましい実施形態では、｜ＩＦ１−ＩＦ２｜＝４×ΔＦ_ＬＯである。これは、各信号のスペクトルを周波数領域において相互の近くに配置すると同時に、各信号が相互に干渉し合うことを防ぐことを可能にする。

別の好ましい実施形態では、
ＩＦ１＝ＩＦ＋２×ΔＦ_ＬＯおよびＩＦ２＝ＩＦ−２×ΔＦ_ＬＯ または、
ＩＦ２＝ＩＦ＋２×ΔＦ_ＬＯおよびＩＦ１＝ＩＦ−２×ΔＦ_ＬＯ
のどちらかに設定することが可能である。

これは、さらに、信号のスペクトルを、ほぼゼロＩＦの中心周波数に配置することを可能にするはずである。

｜ＩＦ１−ＩＦ２｜＝４×ΔＦ_ＬＯである実施形態では、信号全体をゼロＩＦにダウンコンバータするために、１つまたは複数のフィルタおよび／または１つまたは複数のＬＯなどの追加手段を配置することも可能である。

図１８に、図１６および図１７のシステムの周波数スペクトルを示す。これらのスペクトルは、任意の周波数値で実施され得る追加の可能な方法およびシステムの例である。

第１の例では、図１６のシステムを使って、Ａ１からＡ４までの信号を１つのスペクトル上に配置することによって発する、出力におけるＩ信号とＱ信号のスペクトルが示されている。図１６の例で述べたように、各信号の中心周波数は以下のように要約される。

より一般的な場合には、Ａ１からＡ４における各信号の帯域幅は、好ましくは、ＢＷ≦２×ΔＦ_ＬＯであり、かつ／またはＢＷ≦２×ΔＦ_ＬＯに設定される必要がある。例では、各信号の帯域幅が１０ＭＨｚに制限され、ＩまたはＱの全帯域幅は４０ＭＨｚである。

一般的な場合には、ＩとＱが、等価の方法を使って生成される。出力信号は、入力における各信号の４倍の帯域幅を有する。

Ａ１とＡ２の信号は、ただ２つのアンテナだけを備えるシステムの場合と同様に配置され得ることが分かる。別の実施形態では、このスペクトルを生成するのに異なるハードウェアを使用することも可能である。

第２の例では、図１７のシステムを使って、Ａ１からＡ４までの信号を１つのスペクトル上に配置することによって発する、出力におけるＩ信号とＱ信号のスペクトルが示されている。図１７の例で述べたように、各信号の中心周波数は以下のように要約される。

より一般的な場合には、Ａ１からＡ４における各信号の帯域幅は、好ましくは、ＢＷ≦２×ΔＦ_ＬＯであり、かつ／またはＢＷ≦２×ΔＦ_ＬＯに設定される必要がある。例では、各信号の帯域幅が２×ΔＦ_ＬＯ＝１０ＭＨｚ、ＩＦ１＝ＩＦ＋２×ΔＦ_ＬＯおよびＩＦ２＝ＩＦ−２×ΔＦ_ＬＯに制限され、ＩまたはＱの全帯域幅は４×ΔＦ_ＬＯ＝４０ＭＨｚである。

一般的な場合には、ＩとＱが等価の方法で生成される。出力信号は、入力における各信号の４倍の帯域幅を有する。

Ａ１とＡ２の信号は、相互に近くに配置され得ることが分かる。別の実施形態では、このスペクトルを生成するのに異なるハードウェアを使用することも可能である。スペクトルの厳密な成形および各信号の配置は重要となり得る。例えば、ＦＦＴおよび／またはＩＦＦＴを適用するとき、アンテナの信号が別の方法で配置される場合、各信号は異なり、異なる特性を有することもある。新しい信号は、８０２．１６システムの場合と同様に、より大きい帯域幅を有する１つの信号として扱うことができる。

ＯＦＤＭＡシンボルパラメータの中には、好ましくは、提示する実施形態のいくつかまたはこれらの組み合わせを使用する間に、以下の値を有し得るものがある。

ＯＦＤＭＡデータ速度の中には、好ましくは、提示する実施形態のいくつかまたはこれらの組み合わせを使用する間に、以下のＭｂｐｓ単位の値を有するものがある。

この表では、ＭＡＣおよびプリアンブルオーバーヘッドが計算に含まれないこともある。加えて、ビット速度が、ＤＬおよび／またはＵＬおよび／またはＳＳの間で分配され得る。

ＯＦＤＭＡを使用した可能なシステムプロファイルは以下の通りである。

利用可能なＲＦ通信路は、すべての国際スペクトルセルセクタおよびセル容量の合計を指し得る。

実施形態によっては、セルセクタおよび／または異なる容量オプションをサポートするように調整されてもよい。ＯＦＤＭＡは、周波数再利用によるセルプランニングを可能にする。

ＯＦＤＭＡにおける周波数再利用は、好ましくは、以下の特性のいくつかまたはこれらの組み合わせを使用することを含み得る。
異なる１セル当たりのサブチャネルおよび／または副搬送波の順列。
ＰＵＳＣ−１セクタ当たりのサブチャネルの一部使用。
１セクタ当たりのパイロット割り振りおよびプリアンブル。
１セル当たりのプリアンブル変調シリーズ。

しかし、本開示は、本発明を実施するシステムおよび方法の実施形態の一例にすぎず、本開示および関連図面を読めば、当業者には、様々な改変が想起される。

図２３に、切り換え手段を使って複素信号をシフトするシステムを示す。２つのベースバンド信号を同じスペクトル上で受信すること、すなわち、２つの信号を同じ中心周波数および／または通信路および／またはフレームにおいて受信することが求められる。この機能を実施するシステムの一実施形態は、スイッチまたは等価の手段を含むハードウェア手段を含み得る。

動作方法：
例えば上記のシステムを使って、−ｆ_ｎ＜ｆ＜ｆ_ｎの範囲の周波数スペクトルを有する２つのソース信号のそれぞれを、ｆ_ｓ＞４ｆ_ｎの速度でサンプリングする必要がある。これは、各信号が離散スペクトルの最大半分までを捕らえ、従って、−π／２＜ω＜π／２の範囲のスペクトルを有する周波数領域の２つの離散信号、Ｘ_１（ｅ^ｊω）とＸ_２（ｅ^ｊω）を生じるはずである。

次いで、これらの信号を合算して１つのスペクトルにすることが可能になるように、信号の１つの中心周波数をΔω＝π／２にシフトすることが必要である。２つ以上のアナログ／ディジタル変換器Ａ／Ｄが配置されている実施形態を使用することも可能であるが、１つのＡ／ＤをＩ信号だけに、１つのＡ／ＤをＱ信号だけに使用することも望ましい。特に、これは、２つの信号のそれぞれのＩ成分とＱ成分に２つずつの、４つのＡ／Ｄではなく、２つのＡ／Ｄまたはその他のサンプリング機構を備える既存のハードウェアの、１つをＩ、１つをＱに使用することを可能とし得る。

同様に、１つのＡ／Ｄを使用することも可能であり、その場合、Ｉ成分とＱ成分への分離は後で行われ、または不要である。

信号Ｘの周波数を、Δωラジアン／秒の離れた、異なる、より高いラジアン周波数にシフトすることは、離散周波数領域において、Ｘ（ｅ^{ｊ（ω−Δω）}）として定義される。

離散時間領域において、信号Ｘをシフトすることは、ｎを離散時間（ｎは整数である）として、離散信号を逓倍することと等価であり、Ｘ_１［ｎ］^＊ｅ^ｊω＊ｎである。

信号は、以下のように、実成分と虚成分から構成される。
連続信号：ｘ（ｔ）＝ｘ_Ｒ（ｔ）＋ｊ^＊ｘ_Ｉ（ｔ）
離散信号：ｘ［ｎ］＝ｘ_Ｒ［ｎ］＋ｊ^＊ｘ_Ｉ［ｎ］

指数は、ｅ^{ｊΔω＊ｎ}＝ｅ^{ｊ（π／２）＊ｎ}＝ｃｏｓ（π^＊ｎ／２）＋ｊ^＊ｓｉｎ（π^＊ｎ／２）である。

従って、結果として生じる指数式ｅ^{ｊΔω＊ｎ}は、実部分と虚部分からなり、これは、−１、１または０の値だけを取ることができる。

以下の式を導出することが可能である。
Ｘ_１［ｎ］^＊ｅ^{ｊΔω＊ｎ}＝（ｘ_Ｒ［ｎ］＋ｊｘ_Ｉ［ｎ］）^＊（ｃｏｓ（π^＊ｎ／２）＋ｊ^＊ｓｉｎ（π^＊ｎ／２））＝
＝｛ｘ_Ｒ［ｎ］^＊ｃｏｓ（π^＊ｎ／２）−ｘ_Ｉ［ｎ］^＊ｓｉｎ（π^＊ｎ／２）｝＋
＋ｊ^＊｛ｘ_Ｒ［ｎ］^＊ｓｉｎ（π^＊ｎ／２）＋ｘ_Ｉ［ｎ］^＊ｃｏｓ（π^＊ｎ／２）｝≡ｘ_Ｒ’［ｎ］＋ｊ^＊ｘ_Ｉ’［ｎ］
式中、ｘ_Ｒ’［ｎ］とｘ_Ｉ’［ｎ］は、それぞれ、シフト信号の実成分と虚成分である。これらの成分は、離散周波数領域においてシフトされた新しい信号を表す。

角度成分Θが、Θ≡π^＊ｎ／２として定義される。Θは、ｓｉｎ（Θ）とｃｏｓ（Θ）の式で、４つの関連する値、すなわち、０度、９０度、１８０度および２７０度だけを有し得るため、以下の表にすべての可能な値を要約する。

従って、表１によれば、信号の周波数シフトを実施するためには、Θのこれら４つの値の１つに従って、Ｘ［ｎ］の元の成分、実部分ｘ_Ｒ［ｎ］と虚部分ｘ_Ｉ［ｎ］が交換される必要がある。

図２３に示すような実施形態は、前述の動作を実施することを可能にする。

Ｉ_ｐとＩ_ｎは、それぞれ、入力信号の虚成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｉ信号とすることができる。

Ｑ_ｐとＱ_ｎは、それぞれ、入力信号の実成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｒ信号とすることができる。

Ｉ_ｐｏとＩ_ｎｏは、それぞれ、シフトされた出力信号の虚成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｉ’信号とすることができる。Ｉ_ｐｏ’は、Ｉ_ｐｏ−Ｉ_ｎｏに等しいとすることができ、従ってこれは、トランスを使った関連する接地に対するＸ_Ｉ’信号である。

Ｑ_ｐｏとＱ_ｎｏは、それぞれ、シフトされた出力信号の実成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｒ’信号とすることができる。Ｑｐｏ’はＱ_ｐｏ−Ｑ_ｎｏに等しいとすることができ、従ってこれは、トランスを使った関連する接地に対するＸ_Ｒ’信号である。

スイッチを使えば、表１の動作にマッチする入力信号の任意の組み合わせを出力することが可能である。

各スイッチ対ごとに、第１レベルのただ１つのスイッチだけが閉じられ、これらの対は、Ｓ_１１−Ｓ_１２、Ｓ_１３−Ｓ_１４、Ｓ_１５−Ｓ_１６およびＳ_１７−Ｓ_１８である。各スイッチ対ごとに、第２レベルのただ１つのスイッチだけが閉じられ、これらの対は、Ｓ_２１−Ｓ_２２、Ｓ_２３−Ｓ_２４、Ｓ_２５−Ｓ_２６およびＳ_２７−Ｓ_２８である。

第１レベルのスイッチ、Ｓ_１１・・・Ｓ_１８は、成分が正であるかそれとも負であるか判定し、負である場合、その正ｐ成分端子がフィルタの下側入力の１つに接続され、負ｎ成分端子が、そのフィルタの上側入力に接続される。これは、関連する対のスイッチ、すなわち、−Ｉを設定するにはＳ_１２とＳ_１３、−Ｑを設定するにはＳ_１６とＳ_１７を閉じることによって実施される。

成分が正として取られる場合、その正ｐ成分端子がフィルタの上側入力の１つに接続され、負ｎ成分端子が、そのフィルタの下側入力に接続される。これは、関連する対のスイッチ、すなわち、＋１を設定するにはＳ_１１とＳ_１４、＋Ｑを設定するにはＳ_１５とＳ_１８を閉じることによって実施される。

第２レベルのスイッチＳ_２１・・・Ｓ_２８は、成分がＩであるかそれともＱであるか判定し、Ｉである場合、第２レベル対の上側スイッチ、すなわち、Ｓ_２１とＳ_２３またはＳ_２５とＳ_２７が閉じられる。成分がＱとして出力されるべきである場合、第２レベル対の下側スイッチ、すなわち、Ｓ_２２とＳ_２４またはＳ_２６とＳ_２８が閉じられる。

動作を離散信号上で実行することが望まれるが、代わりに、これらの動作を、時間的連続信号ｘ（ｔ）上で実行することも可能である。これらの動作を、Ａ／Ｄで信号をサンプリングする前に実行しても等価とすることができる。

従って、Ａ／Ｄを使って連続信号を離散信号までサンプリングし、次いで、表１に示す動作を実行するのではなく、サンプリング前に連続信号に対して操作を実行することが可能である。これは、２つの信号を加算し、次いで、２つの信号ではなく１つの信号をサンプリングすることを可能にする。従って、図２３の入力信号は、ｘ_Ｒ＝ｘ_Ｒ（ｔ）およびｘ_Ｉ＝ｘ_Ｉ（ｔ）とすることができる。

Ａ／Ｄは、量子化誤りを無視すると、サンプリングと保持の組み合わせとみなされ得る。サンプラが、サンプリング速度をｆ_ｓ＝１／Ｔとして、ある時点ｔ＝ｎ^＊Ｔにおける連続信号をサンプリングする。保持動作は、単に、期間ｎ^＊Ｔ＜ｔ≦ｎ^＊（Ｔ＋１）の間に、Ａ／Ｄ出力において、サンプリングされた信号ｘ（ｔ＝ｎ^＊Ｔ）に等しいＤＣ信号を提供するだけである。

結果として生じる離散信号ｘ［ｎ］は離散値を有し、ｎは整数である。従って、シフト操作が特定の時点において行われ、ｘ［ｎ］における離散信号を変更する。このため、Ａ／Ｄの後ではなくＡ／Ｄの前に信号をシフトするのと等価とすることができる。

シフト操作は、Ａ／Ｄによって信号をサンプリングする直前に行うことができる。これは、サンプリングされる信号が事前に確実にシフトされるようにする。従って、シフト^＊操作は、その入力における連続信号について、Ａ／Ｄまたは他のサンプリング機構と同期して、図２３の実施形態を使って実施することができる。

第１レベルのスイッチＳ_１１・・Ｓ_１８をあるクロックＣＬＫ１上で同期させ、第２レベルのスイッチＳ_２１・・Ｓ_２８を別のクロックＣＬＫ２上で同期させることも可能である。

これらのクロックは、入力または独立のクロックとすることができ、Ｄの前にスイッチを更新して、時刻ｔ＝ｎ^＊Ｔでのスイッチの新しい状態が、時間ｎ^＊Ｔ−Ｄにおいて設定され、Ａ／Ｄに第２の信号を用いてシフト信号を正しくサンプリングさせるようにする。

好ましい実施形態では、ＣＬＫ２＝ＣＬＫ１であり、すべてのスイッチが１つのクロックＣＬＫ１によって同期される。このクロックは、サンプリングと別のスイッチシステムを制御する、チップからなどの外部クロックに接続されていてもよい。

危険な競合、すなわち信号短縮を防ぐために、各スイッチを独立に制御し、まず、各対の閉じたスイッチを開かせ、その後にようやく、必要に応じて第２のスイッチを閉じさせることも可能である。

この場合、１６クロック、または別に定義されたクロック入力があってもよく、このクロック入力は、スイッチＳ_ｎｋのＣＬＫ_ｎｋとして定義され、ｎはレベル１または２を示し、ｋは１から８までの整数である。

一実施形態では、アナログ装置の低電圧４ΩクワッドＳＰＳＴスイッチが使用され得る。これには、ＡＤＧ７１１、ＡＤＧ７１２またはＡＤＧ７１３が含まれ得る。

ブレークビフォアメークスイッチングのＡＤＧ７１３の技術を使用すると、追加クロックを使用しなくても、信号の短縮が防止され得る。ブレークビフォアメークを用いた他の装置または類似のスイッチング技術も使用され得る。

フィルタ手段は、当分野で知られているように、本発明で説明する別の実施形態にも同様に使用され得る。トランス手段がフィルタ手段と組み合わされてもよい。

図２４Ａ〜２４Ｄに、１つのスペクトル上で２つの信号を合成する実施形態を示す。破線は、左側のアナログ部分と右側のディジタル離散部分を隔てるものである。左側で可能な限り多くの操作を実施して、リソースが限られており、一部の操作をサポートしない可能性もあるディジタル部分の要件を低減することが望ましい。

特に、このようなディジタル操作は、既存の一般的ＭＡＣ技術ハードウェアを使って実施することが難しく、または不可能であるとみなされ得る。これを実施することが可能である場合でさえも、より高くつき、限りがあるとみなされる多くの計算処理リソースを必要とし得る。

図２４Ａには、Ａ／Ｄを使って２つの信号がサンプリングされ、次いで、１つの信号が、その信号を異なる重なり合わない周波数範囲に移動させるために、離散信号Ｘ_１［ｎ］を複素指数と掛け合わせるなどによってシフトされる単純な実施形態が示されている。本実施形態は、大部分がディジタルであり、多くのディジタルリソースを消費する。

図２４Ｂには、図２４Ａのものと類似の実施形態が示されているが、本実施形態では、シフト操作が、Ａ／Ｄの前に配置されるアナログシフト^＊操作で置き換えられている。

これは、本発明で説明するスイッチを使って実施されてもよく、他の技術を使って実施されてもよい。それでも、結果の正確さは同じか、ほぼ同じであり、改善されることさえもある。

図２４Ｃには、図２４Ｂのものと類似の実施形態が示されているが、本実施形態では、加算操作が、アナログ手段を使って実施され、２つではなくただ１つのＡ／Ｄを使用することが可能になる。

これは、例えば、アナログ加算器を使って実施されてもよく、他の技術を使って実施されてもよい。それでも、結果の正確さは同じか、ほぼ同じであり、改善されることさえもある。なぜならば、生じ得るＡ／Ｄの量子化誤りがより小さいからである。加えて、その信号のために、２つではなくただ１つのＡ／Ｄを提供するハードウェア手段もサポートし得る。

シフト^＊操作は、Ａ／Ｄにおいて信号を正しくサンプリングするために、クロック信号ＣＬＫ１を使って同期され得る。

図２４Ｄには、Ａ／Ｄの動作の構造と方法が示されている。Ａ／Ｄは、サンプリング手段と保持手段とを有するものとして記述され得る。クロック信号ＣＬＫ３を使ってサンプリングを制御することも可能である。これは、完了すると、外部操作の直後に信号をサンプリングすることを可能にするはずである。Ａ／Ｄは、既存のハードウェア内の一部とすることができ、従って、他の手段と既に同期されていてもよく、その場合、ＣＬＫ１を制御しさえすればよいはずである。

図２５に、２つの信号を、それぞれＩとＱを用いて合成するシステムを示す。本実施形態は、図２３に示すシステムや、類似の操作を伴うがトランスを使用しないシステムなどを使って、トランス手段の配置の前に、２つの信号のＩ成分とＱ成分の加算をサポートし得る。

信号がフィルタの前に取られる類似のシステムを実施することも可能である。

Ｉ_ｐｏとＩ_ｎｏは、それぞれ、シフトされた出力信号の虚成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｉ’信号とすることができる。

Ｑ_ｐｏとＱ_ｎｏは、それぞれ、シフトされた出力信号の実成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｒ’信号とすることができる。

Ｉ_ｐ１とＩ_ｎ１は、それぞれ、第２の信号の虚成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｉ２信号とすることができる。

Ｑ_ｐ１とＱ_ｎ１は、それぞれ、第２の出力信号の実成分の正と負の端子である。例えばこれは、Ｘ_Ｒ２信号とすることができる。

成分Ｉと成分Ｑごとに、２つの信号の正成分が加算され、２つの信号の負成分が加算される。これにより、合計のＩとＱの新しい成分が生じ、これらは、図２５に示すように、ＩフィルタおよびＱフィルタとトランスを配置した後などにサンプリングされるはずである。ＩとＱのサンプリングは、後で同期され、配置されるＡ／Ｄ（不図示）を使って行うことができる。

図２６Ａ〜２６Ｅに、サンプリングする段と、１つの信号をシフトする段と、各信号を合算する段とにおける信号のスペクトルを示す。図２６Ａには、−ｆ_ｎ＜ｆ＜ｆ_ｎの範囲の周波数スペクトルを有する第１の連続信号ｘ_１（ｔ）と第２の連続信号ｘ_２（ｔ）のスペクトルが示されている。

連続信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）は、速度ｆ_ｓ＞４ｆ_ｎでサンプリングされ得る。２つの信号のそれぞれの実成分と虚成分が検出され、次いで、サンプリングされることが必要となり得る。

図２６Ｂには、連続信号のサンプリングから生じる、周波数領域の第１の離散信号Ｘ_１（ｅ^ｊω）のスペクトルが示されている。ｆ_ｓ＞４ｆ_ｎであるため、周波数領域の信号Ｘ_１（ｅ^ｊω）は、離散スペクトルの最大半分までを捕らえ、従って、その各成分は、−π／２＜ω＜π／２の範囲のスペクトルを有する。

図２６Ｃには、Δω＝π／２［ラジアン／秒］においてシフトされた第１の離散信号のスペクトルが示されている。

各信号を合算して１つのスペクトルにすることが可能になるように、信号の１つの中心周波数をΔω＝π／２にシフトすることが求められ得る。２つ以上のアナログ／ディジタルで、信号Ｘ_１（ｅ^ｊω）の周波数を、Δωラジアン／秒高く、間隔が置かれる異なるラジアン周波数にシフトし、新しい信号Ｘ_１’（ｅ^ｊω）＝Ｘ_Ｒ’（ｅ^ｊω）＋ｊ^＊Ｘ_Ｉ’（ｅ^ｊω）をもたらす実施形態を使用することが可能である。

図２６Ｄには、連続信号のサンプリングから生じる、周波数領域の第２の離散信号Ｘ_２（ｅ^ｊω）のスペクトルが示されている。ｆ_ｓ＞４ｆ_ｎであるため、周波数領域の信号Ｘ_２（ｅ^ｊω）は、離散スペクトルの最大半分までを捕らえ、その各成分は、−π／２＜ω＜π／２の範囲のスペクトルを有する。Ｘ_２（ｅ^ｊω）＝Ｘ_Ｒ２’（ｅ^ｊω）＋ｊ^＊Ｘ_Ｉ２’（ｅ^ｊω）である。

図２６Ｅには、２つの信号の和のスペクトルが示されている。従って、第１のシフト信号と第２の信号を加算することが可能であり、Ｙ（ｅ^ｊω）＝Ｘ_１’（ｅ^ｊω）＋Ｘ_２（ｅ^ｊω）である。実際には、実成分と虚成分を別々に加算し、かつ／またはサンプリングすることが必要とされ得る。

図５に、低ＳＮＲと高ＳＮＲを有する２つの通信路の信号空間を示す。加入局ＳＳが基地局ＢＳから信号を受信し、ＳＳとＢＳの間の伝達関数が、アップリンクＵＬおよび／またはＤＬダウンリンク伝送内で既知のパイロット信号を使用するなどによって知られている場合、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使用したり、ｈの共役複素数ｈ’と掛け合わせ正規化したりするなど、信号のより十分な認識が可能となり得る。本目的は、通信路のひずみを可能な限り除去し、元の信号を検出することである。好ましい実施形態では、前述の操作を実行した後で、受信信号の典型的なコンステレーションが、提示されるコンステレーションのどちらか１つとして現れる。例えば、検出されるべき信号Ｓ４１１は、雑音Ｎ４１２を含む可能性があり、従って、可能な受信信号値は、各可能なコンステレーション値と雑音との和に基づき、左上の円４１内、または他の可能な円４１内に含まれ得る。

最大（または有効）雑音振幅４１２が、正確なコンステレーションの信号振幅４１１との関連で比較的大きい場合、受信は、低ＳＮＲを有するとみなすことができ、従って、受信からデータを取り出すのがより難しい。

雑音がより小さい場合、受信信号の値はより小さい円４２内にあり、受信は、高ＳＮＲを有するとみなすことができ、従って、受信からデータを取り出すのがより容易である。同様に、コンステレーションの信号振幅４２１が、雑音の振幅より比較的大きい場合、受信は、高ＳＮＲを有するとみなされ得る。

従って、その後の決定では、通信路のＳＮＲを有効に推定することが比較的簡単になり得る。

図６に、１つまたは複数のひずみの影響を有する通信路の信号空間を示す。図５に示すシステムと類似のシステムは、追加のひずみの影響を受けることがある。これが生じるのは、同時に受け取られる追加信号、特に、１つまたは複数の別のＢＳからの信号がある場合である。従って、いくつかの操作が行われた後でさえも、コンステレーション４３１は、円４３の周りに現れるのではなく、円４４の周りに現れることになる。

ひずみは、比較的弱い振幅を有するＢＳ信号から発するものとみなされ得る。このような場合、より弱い信号は、第１のＢＳの強い信号を認識することを困難にし、加えて、弱い信号は、それが雑音として処理される場合などには、無駄になることもある。

図７に、信号空間における２つの通信路からの信号の和の受信を示す。好ましい実施形態では、ＱＰＳＫコンステレーション信号など、２つの信号が受け取られる。システムは、通信路１から、例えば４つのコンステレーション値４５と共に信号を受信するように調整されている。ＳＳとＢＳ２の間の通信路であるｈ２の特性が知られている場合には、通信路２のコンステレーション値もまた知られている。通信路２のコンステレーション値は、４つのＱＰＳＫコンステレーション値４７とすることができる。

ベクトル信号ｙ_１４６が受け取られる。この信号は、それぞれ、通信路１と通信路２からの２つの可能なコンステレーション値ｒ_１およびｒ_２と、雑音ｎとの和である。ベクトルｙ_１は、図７において、数学的、視覚的に定義されている。

次に、コンステレーション値を識別する方法を、一例として説明する。通信路１からの可能なコンステレーション値４５は、最大振幅を有し、従って、受信信号ｙ_１４６に最も近いコンステレーション値を見つけることが望ましいと仮定され、分かっているものとする。４つの可能な値４５のうち、選択されたコンステレーション値がｓ_１４５１とマークされている。これは、好ましくは、通信路１の可能なコンステレーション値４５のうちで、または、一般に任意の可能なコンステレーション値のうちで、４６に最も近いベクトルとすることができる。ｓ_１が求められた後、これがｙ_１から差し引かれ、ベクトル４６１で示される。次いで、通信路２から発する信号が何であるか突き止めるために、４つの可能な値４７のうちで、最も近いコンステレーション値を見つけることが求められる。この例では、選択された信号がｓ_２とマークされている。従って、この新規の方法を使用すれば、２つの通信路両方のコンステレーション信号が見つかる。ＢＳの信号の１つを雑音として処理するのではなく、データを取り出すことができ、従って、性能が向上する。

好ましくは、本方法が使用される。というのは、パイロット信号などに基づき、第１の通信路（通信路１など）が第２の通信路（通信路２など）よりずっと強く受け取られることが分かっているからである。同様に、本方法は、２つのＢＳの３つ以上の信号について実施することもできる。

次に、前述の方法を使用することが実際的であり、有利であるかどうか判定するための２つの基準を説明する。

図７に基準１として示す第１の基準では、ｓ_１とｓ_２が見つかった後で、これらがｙ_１から差し引かれ、その絶対値がｓ_２の値と比較される。減算の絶対値がｓ_２より小さい場合、これは、誤り（または雑音）が選択されたコンステレーション値ｓ_２より小さいことを意味し、従って、これは妥当な判断である。加えて、この関係に基づいて、誤りの可能性｜ｙ_１−ｓ_１−ｓ_２｜／｜ｓ_２｜を算出することもでき、従って、受け取られる信号に本方法を使用すべきか否か判断するのに役立つ品質の指標、すなわちｃ／ｎ（搬送波／雑音）も推定され得る。

図７の基準２として示す第２の基準は、ある程度の雑音ｎの特性があるときに使用され得る。誤りの可能性は、雑音の平均値または現在の絶対値｜ｎ｜（またはその分散、有効電力など）と、点４７の絶対値（または、他のコンステレーションの場合にはそれらの平均値など）と比較することによって算出され得る。この絶対値は、｜ｓ_２｜とマークされる。｜ｎ｜＜｜ｓ_２｜の場合、雑音が推定されるコンステレーション値より弱いため、前述の方法を使用した方が有利となり得る。受け取られる信号に本方法を使用すべきか否か判断するのに役立つ品質の指示｜ｓ_２｜／｜ｎ｜、またはｃ／ｎ（搬送波／雑音）も推定され得る。

別の基準には、ある信号が非常に強いかどうか評価するために｜ｓ_１｜／｜ｓ_２｜を測定し、かつ／または算出することが関与し、従って効率のよい減算を可能になる。

領域４７１には、コンステレーション値４７の周りの有効な判断領域が示されており、従って雑音ｎが円４７１の半径よりも強い場合には、通信路２の信号についての誤った判断が行われ得る。より適切な判断を得るためには、複数の基準または手法が使用され得ることに留意すべきである。また、これらの基準は、前述の方法を使用せず、本明細書で述べる従来の手法または別の手法を使用すべきであると判断するのにも使用され得る。

ＱＰＳＫが両方の通信路に使用される場合であり、ｓ_１とｓ_２が加法的であり、従って、これらの間の位相差が９０度より小さい（最大は１８０度である）とき、本方法は、少なくとも強い信号を見つけるのには極めて有益となり得る。

ＣＲＣおよび／またはディジタルデータ値の誤り訂正法は、信号をさらに突き止め、複数のＢＳの信号をより適切に識別するのに役立ち得る。

図８に、ＭＲＣ５０を用いて干渉を低減する、２つのアンテナ５１と５２を備えるシステムを示す。ＢＳの信号またはある方向からの干渉を阻止し、または減衰させることが望まれることがある。これは、干渉または不要な信号を減衰させるように設定された調整可能なアンテナパターン５４３を使って実施され得る。調整可能なアンテナパターンが指し向けられる方向は、受信機フロントエンド５３において、または追加ユニット５４において、もしくは任意のハードウェア手段内で設定することができる。例えば、これは、第１のアンテナ５２からの信号を、第２のアンテナ５１からの受信信号に加算される５４２、調整可能な遅延または別の制御可能な伝達関数または位相ひずみｗ５４１に入力することによって実施され得る。加算５４２は、アナログまたはディジタル手段で行うことができる。

結果は、ソフトウェアとして実施され得る最大比合成ＭＲＣ５０機構に挿入される。加えて、２つ以上の方法の結果も、ＭＲＣ機構に入力され得る。

方法１ ５４４や方法２ ５４５などの方法は、信号をより良好に受信し、識別するために、本明細書で述べるどのような技法を使用してもよく、特に、図７との関連で説明した技法のいずれかを使用し得る。ＭＲＣは、最適な結果、例えば、誤りが最小限であり、かつ／または、ディジタル誤り訂正および検出法などに基づいて検出されるディジタル誤りのより少ない、より低いＣＲＣ、より良好なＳＮＲ、より低い雑音パラメータなどの最適な結果を有する方法を選択するために、異なる方法を比較することができる。

加えて、ＭＲＣは、干渉に対してアンテナパターン５４３を適応させるために、ユニット５４１を制御してもよい。

このシステムは、どのＢＳも必要な信頼度で識別することができない場合に使用できる。従って、比較的強い干渉がある場合でさえも、本システムは、なお機能し、１つまたは複数のＢＳを識別し得る。この技法は、最尤検出法ＭＬＤよりよい結果を生じ得る。なぜならば、ＭＬＤは、干渉および雑音とみなされるものが、検出されるべき信号より強いときなどに、必ずしも信号を検出できるとは限らないからである。

図９に、強い信号の検出を弱い信号の除去と共に示す。通信路２からのＤ_２×ｈ_２とすることのできる、信号５２１などのより弱い信号を検出することも望ましいが、通信路１からのＤ_１×ｈ_１とすることのできる、比較的強い信号５１１のより適切な識別のためには、これを除去することが望まれ得る。これは、平均的振幅（または電力など）の雑音５１３の存在下で行われる。ｈ_１とｈ_２は分かっているため、雑音が強くないとき、２つの信号を検出し、これらを有効に分離することはより容易であり、従って、５２１の影響が除去され、さらなる誤り訂正のために、続けて５１１の値が取得されてもよい。本明細書で述べる技法を使って、通信路ｈ_１の信号が検出され、かつ／またはｈ_２の信号が減衰（または除去）されてもよい。除去は、任意の信号検出法によって通信路１の信号を検出し、ｈ_２の信号を差し引き、誤り検出と訂正などによってｈ_１の信号を最大化することよって行われ得る。

図１０に、ＦＦＴ６４機構を使って２つの通信路から信号を受信するシステムを示す。図８に示すような方向手段ありまたはなしの１つまたは複数のアンテナ５１を使って信号が受け取られ得る。

Ｒｘフロントエンド６１は、信号をＩＦに変換し得る。任意選択で、ゼロＩＦを実施することもでき、Ｉ、Ｑ信号が設定され得る。信号は、Ｒｘフロントエンドに同期手段を備えるなどによって、離散とすることができる。ＩＦＥ６３ＩＦフロントエンドを使用し、Δ時間ｄＴとΔ周波数ｄＦ間隔などを使って、信号上で同期を取るのを容易にすることができる。

信号上で行われるＦＦＴ６４高速フーリエ変換は、シンボルを時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴブロックは、１Ｋ基数４複素ＦＦＴを実施し得る。同期機構ｓｙｎｃ６５は、よりよい同期のために周波数および／または時間訂正ループを使用してもよい。

記録手段６２は、信号を記録して後で使用することを可能にする。好ましくは、信号は、離散時間で、適切な同期と共にディジタルメモリ手段を使って記録される。また、アナログ記録も実施され得る。記録された信号がメモリ６２から取られる場合、この信号から、ユニット６２１を使って通信路２で検出された信号を差し引くことが可能である。選択手段ＳＥＬ１Ｄは、受信信号または前述の結果として生じる信号、もしくは、ユニット６２１が使用可能でない場合にはメモリからの信号を接続する。記録手段７２は、記録手段６２と同一でもよく、記録手段６２と共に同じユニットで実施されてもよく、従って、これら２つの記録手段は、１つのメモリを使って実施することができる。

順列およびＯＦＤＭシンボルブロック６６は、搬送波の物理的位置を整理し、必要な乗算を行い得る。

サブチャネル編成モジュールは、ブロック６６に含まれていてもよく、通信路推定器６７に、スロット番号、シンボル番号、サブチャネル番号、選択されたＰＮ、およびＵＭＰＤＬ−ＵＬ−ＭＡＰパーサから受け取られる情報などのデータを送ることができる。好ましくは、このブロックは、フレームごとに動作する。各フレームの最初で、必要に応じてプリアンブルデータを送ってもよい。パイロットは、処理せずに送られてもよく、また、ＰＮシーケンスによって回転解除された後などに、推定器に送られてもよい。

サブチャネル編成および確立６７は、通信路ｈ_１に基づいて実施され、時間的にパイロット反復および訂正に合わせて調整され得る。受信シンボルは、ＯＦＤＭシンボルメモリに格納され得る。通信路推定は、このメモリに格納された搬送波のデータを、時間領域と周波数領域の両方で使用し得る。ブロック６７の通信路推定器は、パイロットのデータを使って通信路を反転させ、次いで、反復されたデータ搬送波がある場合には、それらのエネルギーを合成し得る。通信路推定器は、ＦＦＴシンボル間のｄＦを計算し、通信路１について、搬送波対雑音Ｃ／Ｎ_１６６１および干渉比を推定し得る。Ｃ／Ｎ_１データは、ブロック６６および／またはブロック６７から提供され得る。

ＬＬＲ６７１は、搬送波を逆マップし、コンステレーションマップからビット値の軟出力推定を生成するのに使用される。ＬＬＲ値の数は、搬送波に使用される変調に左右される（ＱＰＳＫでは２、１６ＱＡＭでは４、６４ＱＡＭでは６など）。ＬＬＲ値は、ターボ復号器に送られ得る。ＬＬＲブロックは、計算に、各搬送波の通信路を使用し得る。加えて、通信路１のＬＬＲデータも、その通信路２信号からの減算を可能にするためにＬＬＲ１Ｄに送られる。

ＳＮＲ６７２計算は、前述のように、所望の信号と雑音の関係に基づいて、または他の任意の方法で実施され得る。ＳＮＲ_１指示は、ＳＮＲブロック６７２から提供される。ＳＮＲ計算は、データが検出されるときに、通信路１の信号を検出するために通信路訂正が行われた後で実施される。

ＦＥＣ／ＣＲＣ６８ユニットは、元のデータを検出し、誤りを検出し、訂正するなどのために、前方誤り訂正ＦＥＣ、ＣＲＣおよび／またはデータ、プロトコルおよび復号に基づく他の操作を実行することができる。特に、ＦＥＣ／ＣＲＣ６８ユニットは、データブロックの終わりに添付されたバースト、Ｈ−ＡＲＱおよびＣＲＣ−１６フィールドを処理し、これらの妥当性を検証し、検査し得る。

通信路２信号にも同様のステップが実施され、次に、これについて説明する。

記録手段７２は、信号を記録して後で使用することを可能にする。記録手段７２は、記録手段６２と同一とすることもでき、記録手段６２と一緒に同じユニットで実施されてもよく、従って、これら２つの記録手段は、１つのメモリを使って実施することができる。選択手段ＳＥＬ２Ｄは、受信信号、または第２の信号を、ＳＥＬ１Ｄと同じ方法で接続する。記録された信号がメモリ７２から取られる場合、この信号から、ユニット７２１を使って、通信路１で検出された信号を差し引くことができる。

順列およびＯＦＤＭシンボルブロック７６は、ブロック６６と同様に、搬送波の物理的位置を整理し、必要な乗算を実行し得る。

サブチャネル編成および確立７７は、通信路２とｈ_２のパラメータに合わせて調整されること以外は、通信路ｈ_２に基づいて、ブロック６７と同様の方法で実施され得る。

通信路２推定器は、ＦＦＴシンボル間のｄＦを計算し、通信路２について、搬送波対雑音Ｃ／Ｎ_２７６１および干渉比を推定し得る。Ｃ／Ｎ_２データは、ブロック７６および／またはブロック７７から提供され得る。

ＬＬＲ７７１は、通信路１のＬＬＲ６７１と同様の方法で、通信路２に使用される。通信路２のＬＬＲデータは、その通信路１信号からの減算を可能にするために、ＬＬＲ２Ｄに送られる。

通信路２のＳＮＲ７７２計算は、通信路１のＳＮＲ６７２の計算と同様の方法で実施され得る。ＳＮＲ_２指示はＳＮＲブロック７７２から提供される。ＳＮＲ計算は、データが検出されるときに、通信路２の信号を検出するための通信路訂正が行われた後で実施される。
通信路２のＦＥＣ／ＣＲＣユニット７８は、通信路１のＦＥＣ／ＣＲＣユニット６８と同様の方法で実施され得る。

図１１に、図１０のシステムと共に使用される、類似のフィードバックサブシステム６２１と７２１を示す。

フィードバックサブシステム６２１と７２１は、それぞれ、通信路２と通信路１のＬＬＲユニット７７１と６７１から、それぞれ、ＬＬＲデータＬＬＲ２ＤとＬＬＲ１Ｄを受け取る。これらの値は、調整され次第、他方の通信路の信号を除去し、かつ／または低減し、従って、実際には他方の通信路からの信号であり得るが、雑音とみなされるものの一部を低減するために、メモリ内の信号から差し引かれる。本目的は、例えば、図７に示すように説明され得る。ユニット６７４〜６７７および７７４〜７７７の順序は、変更されてもよく、また、これらは、他の手段によって配置され、使用されてもよく、例えば、既に、前述の操作の一部を実行する機構（またはソフトウェアコード）があってもよい。

フィードバックサブシステム６２１と７２１は、それぞれ、受け取られた元の信号に基づいて振幅および／または回転を復元するために、それぞれ、ｈ_２とｈ_１のために調整された通信路シミュレーション機構７７４と６７４を含み得る。

サブシステム６２１と７２１の、任意選択のＯＦＤＭシンボル配置ユニット７７５と６７５は、差し引かれる信号をさらに整合させるのに使用される。各ユニットは、関連するＯＦＤＭシンボルを配置し、または雑音なしで受け取られているはずの、関連する通信路から発する信号を取り出すように操作を行い得る。行われる操作を示すこのようなＯＦＤＭデータと、生じるＯＦＤＭシンボルは、このユニットおよび／または他のユニットに保持することができる。

メモリユニット７７７と６７７は、可能な後刻の減算のために、続けてこの信号を保持し得る。ユニット６２１と７２１は、それぞれ、その出力に、図１０に示すように、差し引くための信号をメモリからいつ再生すべきか判断するスイッチ、または等価の手段を含み得る。

フィードバックサブシステムユニット６２１と７２１は、判断ユニット５０によって制御され得る。

図１０のシステムは、以下の方法に従って操作され得る。
１．信号が受け取られる。好ましくは、これは、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡフレームを含む信号である。信号は、ＲＦ、ＩＦまたはベースバンド信号として受け取られる。信号は、同期され、ＦＦＴ変換を通る。
２．信号および／または信号の関連する部分は、メモリ手段に記録され（好ましくはディジタル値）、保持される。
３．各通信路ごとに、好ましくは２つの通信路について、関連するデータが、既知の通信路特性に基づいて（パイロットデータを使用するなどによって）、受信信号を、メモリを介してではなく直接切り換えることによって検出される。信号の切り換えは、ユニット５０、制御スイッチＳＥＬ１ＤおよびＳＥＬ２Ｄによって処理することができる。
４．ユニット５０は、ＭＲＣ手段を含み、または任意のアルゴリズムを使ってもよく、Ｃ／Ｎデータ、ＳＮＲデータを取得することができ、また、次に何をすべきか決定するために、ＦＥＣ／ＣＲＣまたはその他の誤り検出／訂正手段を使って誤りを検出することもできる。
５．本明細書で述べるように、強／弱信号モデルがある場合には、ＳＥＬ１Ｄなどの関連するスイッチを切り換え、フィードバックサブシステムまたは等価の手段を使って既知の信号を提供することによって、記録から、検出された既知の信号を差し引くことが可能である。信号の１つが、高ＳＮＲや少数の誤りなどを伴ってより良好に検出された場合、この信号を、減算法を使って、第２の信号（または他の信号）から差し引くことができる。
６．概していえば、より良好な信号検出が達成され、受信信号から既知の信号が除去され、それらが他の通信路の干渉または雑音として無視される。

図１２に、２つのＦＦＴ機構６４、７４を使って２つの通信路から信号を受信するシステムを示す。２つの通信路には、２つのアンテナまたは入力ソースも使用され得る。

６３と同様の別のＩＦＥ７３ＩＦフロントエンドを使用し、各通信路ごとに独立に同期され得るΔ時間ｄＴ間隔とΔ周波数ｄＦ間隔などを使って、通信路の信号上で同期を取るのに役立つことができる。

ＦＦＴ６４、７４高速フーリエ変換が、それぞれ、通信路１と通信路２について実行され得る。同期機構ｓｙｎｃ１ ６５とｓｙｎｃ２ ７５は、各信号ごとのよりよい同期のために、周波数および／または時間訂正ループを使用してもよい。これは、２つのアンテナと共に使用され、それぞれにおける同期を制御してもよい。

順列およびＯＦＤＭシンボルブロック６６、７６は、搬送波の物理的位置を整理し、必要な乗算を実行し得る。これらは、関連するｓｙｎｃ１またはｓｙｎｃ２のｄＦを制御するなどによって、通信路の同期を改善し得る。

図１３に、図１２のシステムと共に使用される、類似のフィードバックサブシステム６２２と７２２を示す。フィードバックサブシステム６２２と７２２は、それぞれ、フィードバックサブシステム６２１と７２１と同一のものとすることができる。ユニット６７４〜６７７と７７４〜７７７の順序は変更されてもよく、また、これらは、他の手段によって配置され、使用されてもよく、例えば、既に、前述の操作のいくつかを実行する機構（またはソフトウェアコード）があってもよい。

図２０〜２２に、２つのアンテナを使用し、ＩとＱを分離する実施形態を示す。本出願で提示するいくつかのシステムおよび／または方法は、５１２から４０９６といったＦＦＴサイズを有するＯＦＤＭシステムおよび／またはＯＦＤＭＡシステムと共に使用することができる。このような方法および／またはシステムは、スケーラブルＯＦＤＭＡのシステムおよび／または方法を使用してもよく、あるいはスケーラブルＯＦＤＭＡのシステムおよび／または方法と呼ばれ得る。

図２０に、一緒にサンプリングされる２つの信号を合成するシステムが示されている。２つの信号は、それぞれ、２つのアンテナＡｎｔ．１とＡｎｔ．２で受け取られ得る。各信号は、受信機フロントエンド手段１０２０を使ってＩＱ信号に変換することができる。別の実施形態では、２つのＩＱ信号を有してもよく、従って、ユニット１０２０は必要であるとは限らない。

４つのＩ信号とＱ信号は、それぞれ、好ましくは、ベースバンド、ゼロＩＦ信号である。ＯＦＤＭＡシステムの好ましい実施形態では、サブチャネル間隔がΔＦ_ｉであり、各ベースバンド信号の最高周波数がＮ×ΔＦ_ｉである。

一実施形態では、Ａｎｔ．１からの第１の信号のＩ成分とＱ成分に、３Ｎ×ΔＦ_ｉが掛け合わされる。Ａｎｔ．２からの第２の信号のＩ成分とＱ成分にはＮ×ΔＦ_ｉが掛け合わされる。次いで、Ｉ成分が合算され、Ｑ成分も合算される。従って、両Ｉ成分を含む新しい信号と、両Ｑ成分を含む新しい信号が形成される。例えば、Ｎは５１２とすることができ、従って、それぞれについて、Ｎ＝５１２で、２つのＯＦＤＭＡ信号をサンプリングすることが求められる。

１つまたは２つのＡ／Ｄ１０２１と２倍のサイズのＦＦＴ １０２２を使用すれば、各信号ごとに別個のハードウェア手段を有するのではなく、１つのハードウェアメモリ１０２３などを使って新しいＩ成分とＱ成分をサンプリングし、次いで、すべてのデータに対して直接、ＭＲＣ１０２４などの次の操作を実行することが可能である。

１つの２Ｋ ＦＦＴ（Ｎ＝２０４８）を使って、それぞれがＮ＝１０２４を有するＩ成分とＱ成分の両方をサンプリングすることも可能である。これらの実現形態は、特に、２つ以上ではなく、ただ１つのチップまたはプロセッサを使用する場合に有効である。

また、類似の技法、または、図１９に示すシステムを使用するなど、別の方法を使って、４つのアンテナをサンプリングすることも可能である。従って、２倍サイズのＦＦＴ１０２２、４倍の大きさのＦＦＴ、または８倍の大きさのＦＦＴを使って、複数のアンテナおよび／またはＩとＱの両方を、より効率よくサンプリングすることができる。

図２１に、別々にサンプリングされる２つの信号を合成するシステムが示されている。２つの信号は、それぞれ、２つのアンテナＡｎｔ．１とＡｎｔ．２で受け取られ得る。各信号は、受信機フロントエンド手段１０２０を使ってＩＱ信号に変換され、それぞれ、別々のＡ／Ｄ変換器１０２１と、同期機構１０２５および１０２４を有する。各アンテナのデータは、異なるメモリ１０２６に保持され、ＩとＱを併せて、またはＩとＱを別々に、個々のＦＦＴ１０２２によってサンプリングされ、その結果を、ＭＲＣ１０２４などその後の操作のために、１つのメモリ１０２３で合成することができる。

図２２に、別々のサンプリングされる２つの信号を合成するシステムが示されている。２つの信号は、それぞれ、２つのアンテナＡｎｔ．１とＡｎｔ．２で受け取られ得る。各信号は、受信機フロントエンド１０２０を使ってＩＱ信号に変換することができる。次いで、Ｍｕｘ１０３０を使って、２倍のサンプリング速度２×Ｆ_ｓで各信号をサンプリングし、次いで、おそらくは、本出願の別の場所で説明しているシステムおよび／または方法を使って、ただ１つのＦＦＴ１０２２を使用することが可能である。

本開示は、本発明を実施するシステムおよび方法の実施形態の一例にすぎず、本開示と関連する図面を読めば、当業者には様々な改変形態が想起される。

Ｔ１において２つの基地局の信号を受信する加入者局を示す図である。 Ｔ２において２つの基地局の信号を受信する加入者局を示す図である。 Ｔ１とＴ２において２つの基地局から受け取られる初期情報ありの信号を示す図である。 Ｔ１とＴ２において２つの基地局から受け取られる初期情報なしの信号を示す図である。 異なるＳＮＲを有する２つの通信路の信号空間を示す図である。 １つまたは複数のひずみの影響を有する通信路の信号空間を示す図である。 信号空間における２つの通信路からの信号の和の受信を示す図である。 ＭＲＣを用いて干渉を低減させる、２つのアンテナを備えるシステムを示す図である。 強い信号の検出を弱い信号の除去と共に示す図である。 １つのＦＦＴ機構を使って２つの通信路からの信号を受信するシステムを示す図である。 図１０のシステムと共に使用されるフィードバックサブシステムを示す図である。 ２つのＦＦＴ機構を使って２つの通信路から信号を受信するシステムを示す図である。 図１２のシステムと共に使用されるフィードバックサブシステムを示す図である。 より幅広いスペクトルを使って２つのアンテナの信号を受信するシステムを示す図である。 図１４のシステムの信号の周波数スペクトルを示す図である。 同じＩＦ周波数でより幅広いスペクトルを使って４つのアンテナから信号を受信するシステムを示す図である。 同じＩＦモジュールでより幅広いスペクトルを使って４つのアンテナから信号を受信するシステムを示す図である。 図１６と図１７のシステムの周波数スペクトルを示す図である。 ４つのアンテナを使ったＭＵＸの用法を示す図である。 ２つのアンテナを使用し、ＩとＱを分離する実施形態を示す図である。 ２つのアンテナを使用し、ＩとＱを分離する実施形態を示す図である。 ２つのアンテナを使用し、ＩとＱを分離する実施形態を示す図である。 切り換え手段を使って複素信号をシフトするシステムを示す図である。 図２４Ａ−図２４Ｄは、１つのスペクトル上で２つの信号を合成する実施形態を示す図である。 ２つの信号を、それぞれＩとＱを用いて合成するシステムを示す図である。 図２６Ａ−図２６Ｅは、サンプリングする段と、１信号をシフトする段と、信号を合算する段における信号のスペクトルを示す図である。

Claims (30)

1. １つまたは複数の隣接する基地局から発する干渉を有するセルラ無線システムにおいて、前記干渉を低減するシステムであって、
   ａ．ＳＳにおいて、有限数の時間ステップおよび／または間隔および／またはフレーム内に、ｋ台のＢＳのうちの１つまたは複数の信号を識別し、かつ／または除去する手段と、
   ｂ．各ＢＳにおいて、所望のＢＳからの伝送を建設的に合成し、その他のＢＳからの伝送を破壊的に合成して、不要なＢＳからの前記干渉を低減することができるように、二相符号を用いて符号化され、時間的に同期された同じデータを反復してｋ＋１回送信する手段と
   を備えるシステム。
2. 各ＵＬおよび／またはＤＬ伝送内に既知のパイロット信号があり、これらのパイロットが、ほぼその時刻における通信路の伝達関数ｈまたは通信路インパルス応答について知ることを可能にし、従って、通信路のひずみを可能な限り除去または低減し、元の信号を復元するために、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使用したり、ｈの共役複素数ｈ’と掛け合わせ正規化したりするなど、前記信号のより十分な認識を可能とし得る、請求項１に記載のセルラ無線システム。
3. パイロットが知られており、または時間的に、かつ／または周波数的に、かつ／または間隔と間隔の間であまり変化せず、さらに、通信路の挙動がさほど変化しなかったという事実または仮定を使って、他のＢＳの影響を除去または低減する、請求項１に記載のセルラ無線システム。
4. ８０２．１６規格によるフレームのプリアンブル部分において一意である各ＢＳのパイロットを使用して隣接するＢＳからの干渉を低減する、請求項１に記載のセルラ無線システム。
5. ＬＯＳ（見通し内）で、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムまたは直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）互換システムにおいて、またはＮＬＯＳ（見通し外）システムに使用される、請求項１に記載のセルラ無線システム。
6. １つの隣接するＢＳからの干渉を低減するために、前記ＢＳの１つに、この同じデータ伝送を同じ極性で反復させ、別のＢＳに、この同じデータ伝送を交番極性で反復させ、次いで、前記ＳＳにおいて、前記反復信号を、同相で、または交互に反転する極性で加算し、所望の前記ＢＳ伝送のどちらか１つに同調する、請求項１に記載のセルラ無線システム。
7. より高い電力で受け取られるＢＳの信号を確実に検出し、次いで、受信信号から前記検出信号の再構築信号を差し引き、次いで、別のＢＳからの信号を検出する手段をさらに含む、請求項１に記載のセルラ無線システム。
8. その時点における通信路の伝達関数ｈを知るためのパイロット信号をさらに使って、信号のより十分な認識を獲得し、かつ／または通信路のひずみを低減する、請求項１に記載のセルラ無線システム。
9. 各ＢＳの前記パイロット信号は、フレームのプリアンブル部分において一意の周波数である、請求項８に記載のセルラ無線システム。
10. 移動局（ＭＳ）において２つ以上のアンテナを使用し、より幅広いプロトコルを使用して、かつ／または別種のＯＦＤＭＡ信号を使用して、対象とする信号の方向を検出し、他の信号を除去し、または減衰させ、より多くのデータを受信し、かつ／またはより大きな帯域幅を使用する、請求項１に記載のセルラ無線システム。
11. セルラ無線システムにおいて、隣接するＢＳからの干渉を低減しながら、第１の基地局（ＢＳ）から加入者局（ＳＳ）に信号を送信する方法であって、
    Ａ．各ＢＳを、この同じデータをｋ＋１回、おそらくそのうちの何回かは負の信号として送信するように設定することであり、ｋは除去すべきＢＳの数であり、データが同じフレームおよび／または時間および周波数領域で、２つ以上のＢＳによって送信されること、
    Ｂ．各ＢＳが、フレームまたはその他の時間間隔の最初にパイロットまたはその他の指示信号を送信し、各ＢＳとＳＳの間の通信路の挙動に関する情報を検出または収集できるようにすること、
    Ｃ．ＢＳ間で信号およびフレームの同期を行って、前記信号がおそらくはより高いＰＧと直交し、各ＢＳの前記パイロットが、前記フレームまたは間隔の初期においてその他のパイロットに干渉しないようにすること、
    Ｄ．前記ＳＳに向けられるＢＳ１のデータと関連して、その他のＢＳを、前記ＳＳによって受け取られる信号が正規化され、ＢＳ１の信号と合成されるときに、前記その他のＢＳのデータを除去することが可能になるような方法で送信するようにプログラムすること、
    Ｅ．近隣の、または他のＢＳをどのようにして除去するか知っており、または知らされているＳＳが前記データを受信すること、
    Ｆ．他のＢＳの信号を除去または低減することと同一または等価である数学的演算を実行し、ｋ＋１個の式を使って、他のｋ台のＢＳを除去し、所望のＢＳ１のデータを残すことが可能であること、
    Ｇ．前記動作を他のＢＳで実行して、各ＢＳが、このリソースをより適切に使用し、また、同じリソースを使用する他のＢＳに過度に干渉しないようにすること、
    Ｈ．他のＢＳの信号を除去または低減するために通信路の新しい伝達関数、ｈ〜を見つけると同時に、異なる時間間隔および／またはフレーム内のＢＳ１の信号をコヒーレントに合算すること
    を備える、方法。
12. 各ＵＬおよび／またはＤＬ伝送内に既知のパイロット信号があり、これらのパイロットが、ほぼその時刻における通信路の伝達関数ｈまたは通信路インパルス応答について知ることを可能にし、従って、通信路のひずみを可能な限り除去または低減し、元の信号を復元するために、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使用したり、ｈの共役複素数ｈ’と掛け合わせ正規化したりするなど、前記信号のより十分な認識を可能とし得る、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
13. 前記パイロットが知られず、または時間的に、かつ／または周波数的に、かつ／または間隔と間隔の間にあまり変化せず、さらに、前記通信路の挙動がさほど変化しなかったという事実または仮定を使って、他のＢＳの影響を除去または低減する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
14. ８０２．１６規格によるフレームのプリアンブル部分において一意である各ＢＳの前記パイロットを使用して隣接するＢＳからの干渉を低減する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
15. 前記システムを、ＬＯＳ（見通し内）で、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムまたは直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）互換システムにおいて、またはＮＬＯＳ（見通し外）システムに使用する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
16. １つの隣接するＢＳからの干渉を低減するために、前記ＢＳの１つに、この同じデータ伝送を同じ極性で反復させ、別のＢＳに、この同じデータ伝送を交番極性で反復させ、次いで、前記ＳＳにおいて、前記反復信号を、同相で、または交互に反転する極性で加算し、所望の前記ＢＳ伝送のどちらか１つに同調する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
17. より高い電力で受け取られるＢＳの信号を確実に検出し、次いで、受信信号から前記検出信号の再構築信号を差し引き、次いで、別のＢＳからの信号を検出する手段をさらに含む、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
18. その時点における通信路の伝達関数ｈを知るための前記パイロット信号をさらに使って、信号のより十分な認識を獲得し、かつ／または通信路のひずみを低減する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
19. 各ＢＳの前記パイロット信号は、フレームのプリアンブル部分において一意の周波数である、請求項１８に記載のセルラ無線の方法。
20. 移動局（ＭＳ）において２つ以上のアンテナを使用し、より幅広いプロトコルを使用して、かつ／または別種のＯＦＤＭＡ信号を使用して、対象とする信号の方向を検出し、他の信号を除去し、または減衰させ、より多くのデータを受信し、かつ／またはより大きな帯域幅を使用する、請求項１１に記載のセルラ無線の方法。
21. セルラ無線システムにおいて、隣接するＢＳからの干渉を低減しながら、第１の基地局（ＢＳ）から加入者局（ＳＳ）に信号を送信する方法であって、
    Ａ．関連する通信路の伝達関数ｈが時間的にあまり変化しないものと仮定するために、経時的変化を許容しないこと、
    Ｂ．関連するＢＳから送信されるデータを一定に保ち、または逆／負の信号を送信すると同時に、前記ＢＳ相互の同期を保持すること、
    Ｃ．受信信号を正しく合成することによって各ＢＳのデータを検出すること
    を備える、方法。
22. 各ＵＬおよび／またはＤＬ伝送内に既知のパイロット信号があり、これらのパイロットが、ほぼその時刻における通信路の伝達関数ｈまたは通信路インパルス応答について知ることを可能にし、従って、通信路のひずみを可能な限り除去または低減し、元の信号を復元するために、ｈの逆関数（ｈ＾−１）を使用したり、ｈの共役複素数ｈ’と掛け合わせ正規化したりするなど、前記信号のより十分な認識を可能とし得る、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
23. パイロットが知られず、または時間的に、かつ／または周波数的に、かつ／または間隔と間隔の間にあまり変化せず、さらに、前記通信路の挙動がさほど変化しなかったという事実または仮定を使って、他のＢＳの影響を除去または低減する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
24. ８０２．１６規格によるフレームのプリアンブル部分において一意である各ＢＳのパイロットを使用して隣接するＢＳからの干渉を低減する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
25. 前記システムを、ＬＯＳ（見通し内）で、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムまたは直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）互換システムにおいて、またはＮＬＯＳ（見通し外）システムに使用する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
26. １つの隣接するＢＳからの干渉を低減するために、前記ＢＳの１つに、この同じデータ伝送を同じ極性で反復させ、別のＢＳに、この同じデータ伝送を交番極性で反復させ、次いで、前記ＳＳにおいて、前記反復信号を、同相で、または交互に反転する極性で加算し、所望の前記ＢＳ伝送のどちらか１つに同調する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
27. より高い電力で受け取られるＢＳの信号を確実に検出し、次いで、受信信号から前記検出信号の再構築信号を差し引き、次いで、別のＢＳからの信号を検出する手段をさらに含む、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
28. その時点における通信路の伝達関数ｈを知るためのパイロット信号をさらに使って、信号のより十分な認識を獲得し、かつ／または通信路のひずみを低減する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。
29. 各ＢＳの前記パイロット信号は、フレームのプリアンブル部分において一意の周波数である、請求項２８に記載のセルラ無線の方法。
30. 移動局（ＭＳ）において２つ以上のアンテナを使用し、より幅広いプロトコルを使用して、かつ／または別種のＯＦＤＭＡ信号を使用して、対象とする信号の方向を検出し、他の信号を除去し、または減衰させ、より多くのデータを受信し、かつ／またはより大きな帯域幅を使用する、請求項２１に記載のセルラ無線の方法。

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