JP2009519656A - 改善された低雑音増幅器 - Google Patents
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Abstract
高周波信号のための増幅器10は、周波数の第1の範囲内で信号を増幅するようにされている回路を含み、この回路はまた、同時に、周波数の第2の範囲内で信号を減衰させるようにされていることを特徴とする。
Description
本発明は、高周波(RF)信号のための増幅器に関し、より詳細には、いわゆる低雑音増幅器および対応する受信機に関する。
通常、RF信号は、いわゆるアナログフロントエンドを通じて受信されて処理され、この処理の一部には、低雑音増幅器によって信号を増幅することが含まれる。
しかし、周波数バンドは常に、より占有されており、信号は周波数が相互に、より近づく傾向がある。例えば、デジタルテレビジョン信号は750MHzまで拡張し、一方でGSM信号は900MHzで開始する。不可避な非線形性のために、受信機は期せずして、近くの周波数範囲から不要な信号を処理する。
これらの不要な信号は、通常、周波数の特定範囲を拒否するようになされているノッチフィルタの使用によって、拒否される。これらのフィルタは、通常、低雑音増幅器よりも下流に配置される。
したがって、不要な信号は、拒否される前に、さらに増幅される。これにより、これらの不要信号のエネルギーが増幅されると、最適でない増幅につながる。これにより、増幅器の飽和、したがって、システムに対してより高い雑音を避けるために、より低い信号増幅につながる。
これらの構成要素の順序を反転してノッチフィルタよりも下流に低雑音増幅器を配置することにより、雑音が同一レベルにある一方で有効信号がフィルタによって抑えられると、有効信号の損失につながることになろう。
したがって、従来の受信機は、有効信号の損失と最適でない増幅との平衡を保つように設計されなくてはならない。
文献EP1054510に記載されているデバイスなど、既存のデバイスの中には、特に増幅のために設計されており、何の選択性もなしに、副次影響として若干の減衰を有するものがある。
本発明の目的は、改善された低雑音増幅器および対応する受信機を提供することによって、この問題を解決することである。
この趣旨で、本発明は、請求項1に示す増幅器、および請求項8に示す受信機に関する。
周波数の決定範囲の増幅、および周波数の他の分離範囲の減衰が、同一の回路によって同時に行われるということによって、増幅されるべき信号は、決して減衰されない。同様に、減衰されるべき信号は、決して増幅されない。
本発明の別の特徴および利点は、図面によって例示される説明から明らかになろう。
図1は、アンテナ4を通じて、DVB‐HまたはDVB‐T送信におけるMPEG2形式を使用するデジタルテレビジョン信号のような高周波(RF)信号を受信するようにされている受信機2を示している。
アナログフロントエンド6が、アンテナ4の下流に接続されている。アナログフロントエンド6の出力は、受信機2が関連している他の処理回路に供給される情報信号Sを得るために、関連性のある復調または等化の処理を与える復調ユニット8に送られる。
他の構成要素と同様に、アナログフロントエンド6は、本発明による改善された低騒音増幅器10を含む。
この低騒音増幅器10は、周波数の決定範囲を増幅すると同時に周波数の他の分離範囲を減衰させるようにされた単一の回路である。これは、増幅器の入力INと、出力OUTと、接地GNDとの間に接続されている第1の入力ステージ12を含む。
入力ステージ12は、従来式であり、例えば、図1に示す入力と、出力と、接地との間に接続されている単一のCMOSまたはバイポーラトランジスタを含むことが可能である。入力ステージ12はまた、増幅トランジスタ、トランジスタに接続されたカスコードおよびインダクタもしくは他のバイアス回路または任意のよく知られている入力回路も含むことが可能である。
入力ステージ12の出力OUTは、出力信号に対して増幅を行い、かつ電流を供給する第2のステージ13を通じて、直流電圧源Vに接続されている。
第1の記載例では、第2のステージ13は、増幅を行うために直流路を備える2つの直列接続されたインダクタ14と16を含む。キャパシタ18が、電圧源Vに接続されているインダクタ16と並列接続されている。
他のキャパシタ19は、インダクタ14と16の双方と並列に、すなわち出力と直流電圧源との間に接続されている。
インダクタ16と19は決められた値を有するが、キャパシタ18と19は、双方とも調整可能な構成要素である。
この実施形態についての典型的な構成要素の値は、インダクタ14は10nH、インダクタ16は4nH、キャパシタ18は12pF、およびキャパシタ19は2pFである。
この回路10は、周波数の決定範囲の増幅および周波数の他の範囲の減衰を同時に行う。
より具体的には、インダクタ14とキャパシタ18は、信号を減衰するために直列共振する。同時に、インダクタ14と16によって形成される全インダクタならびにキャパシタ19は、信号を増幅するために並列共振する。
例では、キャパシタ19の値を調整することによって、周波数の増幅範囲の中心値を設定することが可能である。さらには、キャパシタ18の値を調整することによって、周波数の減衰範囲の中心値を設定することが可能である。
この改善された増幅器の伝達関数について、図2を参照して説明する。
この伝達関数は、この例で約650MHzに設定されている周波数の増幅範囲の中心値に対応するピークを有する。さらには、この伝達関数は、この例で850MHzに設定されている周波数の減衰範囲の中心値に対応するノッチを有する。
したがって、この改善された増幅器10は、750MHzまでの信号を受信して増幅させることを可能にし、その一方で同時に、それよりも上の周波数での信号、特に824MHzと915MHzの間でのGSM信号を減衰させる。
図3を参照すると、改善されたフィルタ10の他の実施形態が示されている。
この実施形態では、第2のステージ13は、図1に関して説明したものと対称をなしている。これは、直流電圧源Vと出力との間に直列接続されている2つのインダクタ20、22、出力に接続されているインダクタ20と並列接続されているキャパシタ24、および直流電圧源と出力との間に並列接続されている第2の調整可能なキャパシタ26含む。
この実施形態では、典型的な構成要素の値は次の通りであり、インダクタ20は4nH、インダクタ22は10nH、キャパシタ24は12pF、およびキャパシタ26は2pFである。
インダクタ22は、キャパシタ24と直列共振し、インダクタ22と20は、キャパシタ26と並列共振する。
この回路はまた、図2に示されているものと類似の伝達関数を示す。
先の実施形態と同様に、第1および第2の調整可能なキャパシタ24と26の値をそれぞれ設定することによって、周波数の増幅範囲の中心値と、周波数の減衰範囲の中心値とを個別に設定することが可能である。
図4に関して示す本発明の第3の実施形態では、第2のステージ13は、直流電圧源Vと出力との間に接続され、かつ、直流路を備えているインダクタ30を含んでいる。第2のステージ13はまた、直流電圧源と出力との間に直列接続されているインダクタ32と調整可能なキャパシタ34、および第1のインダクタ30と並列接続されている他の調整可能なキャパシタ36も含む。
この回路では、インダクタ32とキャパシタ34は直列共振し、一方、インダクタ30とキャパシタ36は並列共振する。この回路は、先に説明したものと同一の機能を実行するが、直流がインダクタ32を通過しないため、その設計上の制約は軽減されている。
この実施形態についての典型的な構成要素の値は、次の通りであり、インダクタ30は4nH、インダクタ32は7nH、キャパシタ34は5pF、およびキャパシタ36は2pFである。
先に述べた通り、この実施形態は、周波数の減衰および増幅範囲のそれぞれについて中心値を設定することが可能である。
図5に関して説明する第4の実施形態では、デバイスは平衡信号を使用する。
したがって、入力ステージ12は、正の入力IN+と負の入力IN−との間に接続されており、2つの信号を供給する。この入力ステージは、従来式であり、図1に関して説明したものと同一種類の回路を含む。
入力ステージ12のそれぞれの出力は、同一の直流電圧源Vに接続されているそれぞれの第2のステージ13に送られる。これらの第2のステージ13は同一であり、先に説明した回路のいずれであってもよい。記載例では、第2のステージは、図1に関して説明したものと類似している。第2のステージのそれぞれは、2つの直列接続されたインダクタ40と42を有する。調整可能なキャパシタ44が、直流電圧源に接続されているインダクタ42と並列接続されており、他の調整可能なキャパシタ48が、双方のインダクタと並列接続されている。
したがって、デバイスは、入力ステージと一方の第2のステージとの間に正の出力OUT+、および入力ステージと他方の第2のステージとの間に負の出力OUT−を有する。
インダクタ40のそれぞれが、対応するキャパシタ44と直列共振し、インダクタ40と42から形成される全インダクタのそれぞれが、対応するキャパシタ46と並列共振する。このデバイスはまた、図1に関して示されているものと類似の伝達関数を有する。しかし、平衡信号の使用により、正および負の信号の偶数次高調波が互いに補償し合うため、さらなる線形性が可能になる。
典型的な構成要素の値は、次の通りであり、インダクタ40は10nH、インダクタ42は4nH、キャパシタ44は12pF、およびキャパシタ46は2pFである。
すべての実施形態では、周波数の減衰範囲の中心と周波数の増幅範囲の中心との間の距離は、構成要素の値によって決定される。そして調整可能な構成要素の値を設定することによって、伝達関数全体をより高いまたはより低い周波数に変換することが可能である。
しかし、図1および5に関して説明した第2のステージにより、周波数の増幅および減衰の範囲の設定において、さらなる独立性が可能になり、それぞれの調整可能な構成要素は、1つの範囲にのみ作用する。
本発明の一態様は、インダクタ間およびキャパシタ間に所定の比率を使用することである。
直流路内の第1のインダクタの値と、回路の第2のインダクタの値とは、回路のこれらの構成要素と残りの構成要素との間で正確な共振を確実にするように設定される。
正確な所定の比率により、回路は、増幅のための並列共振、減衰のための直列共振の双方を有する。
第2のインダクタ、すなわち、インダクタ14、22、32および40のうちのいずれの値も、第1のインダクタ、すなわち、インダクタ16、20、30および42のうちのいずれの値の4倍以下であるように設定すると有利である。第2のインダクタの値が第1のインダクタの値の2.5倍を超えないことが、さらにいっそう好ましい。
2つのインダクタが直流路内にある場合、第1のインダクタの値は、10nHを超えるべきではない。図4に対応する実施形態では、直流路が第1のインダクタのみを含む場合、第1のインダクタ30は、0.3nHと30nHの間に設定されるべきである。第2のインダクタ32は、100nH未満の値に設定されるべきである。
同様に、キャパシタの値もまた、正確な共振を確実にするように設定される。有利には、直流電圧源と出力との間に並列接続されている第1のキャパシタ、すなわち、キャパシタ19、26、36および46のうちのいずれの値も、ならびに第2のキャパシタ、すなわち、キャパシタ18、24、34、および44うちのいずれの値も、最大で1から10とすべきである。したがって、第2のキャパシタの値は、第1のキャパシタの値の10倍を超えるべきではない。
さらにいっそう好ましくは、第2のキャパシタの値は、第1のキャパシタの値の6倍を超えるべきではない。
2つのインダクタが直流路内にある場合、第2のキャパシタの値は、20pFを超えるべきではない。図4に対応する実施形態では、直流路が第1のインダクタのみを含む場合、第1のキャパシタ36は、100pF未満であるべきであり、第2のキャパシタ34は、1pfと100pfの間であるべきである。
この種の所定の比率の使用により、増幅と減衰の双方において、若干の選択性を有することが可能になる。比率が合わないと、減衰または増幅のうちの一方が、副次的な悪影響を与え、または消失することにさえなり、いずれの場合でも、もはや微調整不可能である。
構成要素の値を設定する場合、はじめにインダクタまたはキャパシタを設定する必要がある。そして他の構成要素の値は、周波数の目標範囲に応じて設定されることになり、それぞれ対の1つのインダクタと1つのキャパシタは、増幅範囲または減衰範囲について中心周波数を設定する。
もちろん、本発明の別の実施形態も実行可能である。例えば、一実施形態では、調整可能な構成要素は、いくつかの構成要素から形成され、それらのそれぞれは、トランジスタによって形成されるスイッチと直列接続されている。構成要素の値全体は、トランジスタの制御によって決定され、したがって、これらの調整可能な構成要素のデジタル制御が可能になる。
周波数の増幅および/または減衰の範囲の中心値を設定するために、調整可能なキャパシタとともに、またはそのキャパシタの代わりに、調整可能なインダクタを使用することも可能である。
Claims (11)
- 高周波(RF)信号のための増幅器(10)であって、入力(IN;IN+、IN−)と、接地(GND)と、出力(OUT;OUT+、OUT−)との間に接続されている第1のステージ(12)、および前記出力と直流電圧源(V)との間に接続された第2のステージ(13)を含み、前記第2のステージ(13)は、第1のインダクタ(16;20;30;42)を有する直流路を備え、前記回路は、前記直流路と並列接続されている第1のキャパシタ(19;26;36;46)、および第2のキャパシタ(18;24;34;44)と直列接続されている第2のインダクタ(14;22;32;40)をさらに含み、前記第1および第2のインダクタの値と、前記第1および第2のキャパシタの値とが所定の比率を有するように設定されて、周波数の第1の範囲内で信号を増幅し、同時に、周波数の第2の範囲内で信号を減衰させる増幅器。
- 前記直流路が、第1のインダクタ(30)のみを含み、前記第2のインダクタ(32)および第2のキャパシタ(34)が、直流電圧源と出力との間に直列接続されている、請求項1に記載の増幅器。
- 前記直流路が、直流電圧源と出力との間に直列接続されている前記第1および第2のインダクタ(14、16;20、22;40、42)を含み、前記第2のキャパシタ(18;24;44)が、前記2つのインダクタのうちの1つと並列接続されている、請求項1に記載の増幅器。
- 前記第2のインダクタの値が、前記第1のインダクタの値の4倍以下である、請求項1から3のいずれか一項に記載の増幅器。
- 前記第2のキャパシタの値が、前記第1のインダクタの値の10倍以下である、請求項1から4のいずれか一項に記載の増幅器。
- 第1および第2の調整可能な構成要素(18、19;44、46)を含み、前記第1の調整可能な構成要素(18;46)の値が、周波数の第1の範囲の中心を決定し、前記第2の調整可能な構成要素(19;46)の値が、周波数の第2の範囲の中心を決定する、請求項1から5のいずれか一項に記載の増幅器。
- 周波数の第1および第2の範囲の中心の双方を組み合わせて一緒に値を決定する第1および第2の調整可能な構成要素(24、26)を含む、請求項1から5のいずれか一項に記載の増幅器。
- 少なくとも1つの調整可能な構成要素が、制御可能なスイッチとそれぞれ直列接続されている複数の基本構成要素から形成されており、前記スイッチの制御は調整可能な構成要素の全体値を決定する、請求項6および7のいずれか一項に記載の増幅器。
- 前記回路が単一の入力信号を受信するようにされている、請求項1から8のいずれか一項に記載の増幅器。
- 前記回路が平衡入力信号を受信し、かつ、平衡信号を出力するようになされている、請求項1から9のいずれか一項に記載の増幅器。
- アナログフロントエンド(6)および復調ユニット(8)を含む、デジタルテレビジョン信号のための受信機(2)において、前記アナログフロントエンドが請求項1から10のいずれかに記載の少なくとも1つの増幅器を含むことを特徴とする受信機。
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