JP2009232599A - 電源装置及びアーク溶接機 - Google Patents

Abstract

【課題】小容量電源で動作し大消費電力負荷回路への給電を行う、安価でコンパクトな電源装置とそれを用いたアーク溶接機を提供する。
【解決手段】交流電源５０から変圧器５の一次側巻線５ａに入力される電圧・電流を検出し交流電源５０の電源インピーダンスを予測する。電源容量自動計測部２１では、予測した電源インピーダンスに対して逆勾配特性で変化する信号と正勾配特性で変化する初期給電電流目標信号とを合成した給電電流目標信号をサイリスタ整流回路６の出力電流である給電電流Ｉ_ｃｈの目標信号として出力する。点孤角制御回路２４は、電源容量自動計測部２１で出力された給電電流目標信号と給電電流検出信号との給電電流偏差ε_chが０となるようにサイリスタ整流回路６の点孤角を制御する。これにより、交流電源５０からは、給電可能最大限の電力を取り出して溶接に必要な電力とする。溶接に不足する電力は、二次電池から給電することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯用アーク溶接機等の負荷回路を駆動するために使用される電源装置に関し、特に、ホビー用発電機のような小容量電源を使用する場合でも負荷回路へ安定的な給電を行うことのできる電源装置に関する。

建設現場等では、建設機材の仮止めや、鋼材同士の溶接に、携帯用アーク溶接機が用いられている。一般に、アーク溶接機のように消費電力の大きい負荷回路には、２００Ｖ商用電源のような容量の大きい電源が必要とされる。したがって、商用電源の得られない現場では、大容量の電源として、大型のディーゼル発電機のような発電装置を搬入して使用する必要がある。そのため、より軽量で可搬な小型発電機（例えば、容量1kVA以下のホビー用小型発電機等）や一般家庭に供給されている１００Ｖ商用電源のようなより低容量の電源でも動作するアーク溶接機の開発が求められていた。

しかしながら、小型発電機のような低容量電源には、内部インピーダンスが大きい、出力電圧波形が正弦波ではない、負荷変動に伴う電圧変動と周波数変動が共に大きい等の多くの問題がある。そのため、これらの問題を解決するための電源装置が必要とされる。かかるアーク溶接機用の電源装置としては、特許文献１に記載のものが公知である。

特許文献１には、小型内燃機関により駆動される発電機からの電源又は１００Ｖ商用電源を用いたアーク溶接機の電源装置が記載されている。これらの電源は、一般的に、電源の容量が小さく内部インピーダンスが大きいため、アーク溶接に必要な電力が得られない問題がある。そこで、電源から電源装置に供給される交流電圧を充電用変圧器により変圧した後、サイリスタ整流装置で整流し、いったん二次電池に充電する。これにより、溶接に必要な電力が時間積分して二次電池に充電される。また、充電用変圧器と並列に、アーク溶接用変圧器及び整流回路を設け、電源から負荷回路に直接電力を供給することもできるようにする。そして、溶接を行う際には、二次電池に蓄えられたエネルギーを電源から供給されるエネルギーに加算して負荷回路に給電することにより、溶接に必要なエネルギーを得ることができる。また、この電源装置では、弾み車が付設された磁石型同期機からなるインピーダンス低減化装置を上記の電源に並列に接続することにより、電源の入力インピーダンスを低減化して等価的に電源容量を大きくしている。

また、変圧器に入力される電源電圧の周期に自動的に追従するサイリスタ基準点弧発生回路を設け、整流器前段の変圧器に入力される電源電圧の周期にサイリスタの点弧角を自動的に追従させるようにしている。
特開２００４−１２２２００号公報

上記従来の電源装置では、インピーダンス低減化装置によって見かけ上の電源の入力インピーダンスが低減化される。しかしながら、弾み車が付設された磁石型同期機のような特殊な部品が必要とされ、また、物理的にも大きい部品であるため装置の小型化に限界がある。また、充電用変圧器とアーク溶接用変圧器の２個の変圧器が必要とされる。そのため、より安価でコンパクトに構成することのできる電源回路が求められていた。

そこで、本発明の目的は、小型発電機等の小容量電源で動作し、アーク溶接機のような消費電力の大きい負荷回路への給電を行う電源装置であって、従来よりも安価でコンパクトに構成することのできる電源装置及びそれを用いたアーク溶接機を提供することにある。

本発明に係る電源装置は、入力とする交流電源を電源装置内に配置した変圧器の一次側巻線に繋ぎ、前記変圧器の二次側巻線電圧を、サイリスタ整流素子の点孤角制御により可変整流電圧とすることにより、電力の制御が可能なサイリスタ整流回路とし、前記サイリスタ整流回路の正極出力端子を給電ノードに繋ぎ、前記サイリスタ整流回路の負極出力端子を接地ノードに繋ぎ、前記給電ノードと前期接地ノードとの間には、充放電を行う二次電池を接続し、前記給電ノードと前記接地ノードから負荷回路へ給電を行う電源装置であって、前記交流電源から前記変圧器の一次側巻線に入力される電源電圧及び電流を検出し、当該電圧及び電流から予測される前記交流電源の電源インピーダンスに対し、逆勾配特性で変化するサイリスタ整流回路の出力電流の目標信号を出力するための電源容量自動計測部の信号に、前記サイリスタ整流回路の出力電流に対し正勾配特性で変化するサイリスタ整流回路の出力電流の目標信号を加算した信号と、前記サイリスタ整流回路の出力電流検出信号との偏差が０又は所定のサイリスタ整流回路の出力電流以下となるようにサイリスタ整流回路の点孤角を制御する点孤角制御回路と、を備えたことを特徴とする。

この構成により、サイリスタ整流回路の出力電流である給電電流の目標値は、電源容量自動計測部で電源の内部インピーダンスを自動計測し、電源の能力（性能）一杯の給電電流を得ることができるように設定されるため、サイリスタ整流回路の出力電流は、電源の能力に応じて最も効率のよい給電電流を供給すことが可能となる。すなわち、電源容量に適応して給電電流を出力することができる。

ここで、「正勾配特性」とは、正比例のように入力変数が増加すると出力変数も増加する関係をいう。また「逆勾配特性」とは、逆比例のように入力変数が増加すると出力変数が減少する関係をいう。

また、本発明において、前記給電ノードと前記接地ノードとの間の電圧である給電電圧を検出し、前記給電電圧と給電電圧の目標電圧とを比較する給電電圧判定回路を備え、前記給電電圧判定回路により、前記給電電圧が前記給電電圧の目標電圧を越えたことが検出された場合、前記点孤角制御回路は、前記サイリスタ整流回路を消孤状態とすることができる。

この構成により、二次電池の過充電が防止され、二次電池からのガスの発生等を防止することができる。

また、本発明において、前記給電ノードと前記接地ノードから前記負荷回路へ給電される電流の通断を行うスイッチング回路と、前記負荷回路からみて前記スイッチング回路と並列に接続された還流ダイオードと、前記負荷回路へ給電される負荷電流を検出する負荷電流検流器と、前記負荷電流が負荷電流の目標電圧を越えたか否かを検出する負荷電流判定回路と、前記スイッチング回路の通断を制御する負荷電流制御回路と、を備え、前記負荷電流制御回路は、前記負荷電流が前記負荷電流の目標電圧を越えた場合、その越えた時点から所定の時間だけ遅延させて前記スイッチング回路をターンオフし、前記負荷電流が負荷電流の目標電圧を下回った場合、前記スイッチング回路をターンオンすることができる。

この構成により、負荷電流制御回路は、負荷電流が負荷電流の目標電圧を越えた場合、その越えた時点から所定の時間だけ遅延させてスイッチング回路をターンオフし、負荷電流が負荷電流の目標電圧を下回った場合、スイッチング回路をターンオンすることで、スイッチング回路のスイッチングが短時間で高速に行われること（スイッチングのばたつき）を防止し、回路動作の安定性を高め、出力電流を安定に制御することが可能となる。

また、本発明に係るアーク溶接機は、請求項１乃至３の電源装置を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、小型発電機等の小容量電源で動作し、アーク溶接機のような消費電力の大きい負荷回路へ給電を行うことができ、かつ、従来よりも安価でコンパクトに構成することのできる電源装置を提供することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

〔１〕電源装置の構成
図１は、本発明に係る電源装置の回路構成を表す図である。本実施例に係る電源装置１は、携帯用アーク溶接機の電源装置として使用されるものである。図１において、電源５０は、小型発電機や１００Ｖ商用電源等の電源容量の小さい交流電源（例えば、1kVA以下の電源）である。

本実施例の電源装置１は、電源容量の小さい交流電源の内部抵抗２、交流電源の内部インダクタンス３の存在を視野に入れた構成になっている。つまり、入力側検流器４、変圧器５、サイリスタ整流回路６、給電電流検出器７、二次電池８、限流ヒューズ９、分圧回路１０、スイッチング回路１１、保護ダイオード１２、還流ダイオード１３、負荷電流検流器１４、直流リアクトル１５、逆流防止ダイオード１６、アーク発生を容易にする整流回路１７、直流リアクトル１８、負荷電流判定回路１９、負荷電流制御回路２０、電源容量自動計測部２１、給電電流判定回路２２、給電電圧判定回路２３、及び点孤角制御回路２４を備えている。また、図１において、ＩＮは電源入力端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは出力を兼ねた接地端子であり接地ノード２５に繋がっている。電源５０は、電源入力端子ＩＮに接続される。アーク溶接機の負荷回路（パワーケーブル，溶接トーチ等）は出力端子ＯＵＴに接続される。また、溶接の母材は、母材ケーブルを介して出力を兼ねた接地端子ＧＮＤに接続される。勿論、アーク溶接機の負荷回路は、出力端子ＯＵＴと出力を兼ねた接地端子ＧＮＤの極性を入れ替えて繋いでもよい。

（１）電源入力部分の構成
電源５０から入力される交流電流は、交流電源の内部抵抗２、交流電源の内部インダクタンス３、及び入力側検流器４を経て変圧器５の一次側巻線５ａに入力される。交流電源の内部抵抗２及び交流電源の内部インダクタンス３は、電源５０から電源装置１に入力される電圧の降下に繋がる。入力側検流器４は、変圧器５の一次側巻線５ａに入力される電流を検出し電圧値として出力する回路である。入力側検流器４としては、シャント抵抗やホール素子等を用いた電流センサを用いることができる。以下、変圧器５の一次側巻線５ａに入力される電流を「電源電流」といい、Ｉ_ｓと記す。変圧器５の一次側巻線５ａに印加される電圧を「入力電圧」といい、Ｖ_ｒと記す。また、入力側検流器４が出力する電源電流Ｉ_ｓに比例する電圧を「電源電流検出信号」といい、Ｉ_s,detと記す。

変圧器５は、電源装置１の電源入力端子ＩＮに入力される交流電圧の大きさ（あるいは振幅）Ｖ_ｒを電磁誘導を利用して任意の電圧に変換する電気部品であり、１つの一次側巻線５ａに対して２系統の二次側巻線５ｂ，５ｃを備えている。

（２）給電回路部分の構成
（２−１）サイリスタ整流回路部分の構成
サイリスタ整流回路６は、変圧器５の二次側巻線５ｂに接続された整流回路であり、サイリスタ６ａ，６ｂで構成されている。変圧器５の二次側巻線５ｂは、巻線の中央から出されたタップが接地ノード２５に接続されている。ここで、接地ノード２５は、電源装置１の接地電位のノードであり、電源の出力である接地端子ＧＮＤと接続されている。

変圧器５の二次側巻線５ｂの一端にはサイリスタ６ａのアノード、他端にはサイリスタ６ｂのアノードが接続されている。サイリスタ６ａ，６ｂのカソードは、給電電流検流器７を介して給電ノード２６に接続されている。ここで、給電ノード２６は、サイリスタ整流回路から二次電池８への充電又は二次電池８から負荷回路への給電が行われるノードである。この給電ノード２６の電圧を「給電電圧」と呼びＶ_Ｂと記す。また、サイリスタ整流回路６から給電ノード２６に出力される電流を「給電電流」といい、Ｉ_ｃｈと記す。また、給電ノード２６から二次電池８へ流入する電流を「蓄電池電流」といい、Ｉ_Ｂと記す。

給電電流検流器７は、変圧器５の二次側巻線５ｂからサイリスタ整流回路６で整流して給電ノード２６に出力される給電電流Ｉ_chを検出し、電圧値として出力する回路である。給電電流検流器７としては、シャント抵抗やホール素子等を用いた電流センサを用いることができる。以下、給電電流検流器７が出力する、給電電流Ｉ_chに比例する電圧を「給電電流検出信号」といい、Ｉ_ch,detと記す。

給電ノード２６と接地ノード２５との間には、二次電池８及び限流ヒューズ９が直列に接続されている。二次電池８は、正極側がヒューズ９を介して給電ノード２６に接続され、負極側が接地ノード２５に接続されている。

また、給電ノード２６と接地ノード２５との間には、二次電池８及び限流ヒューズ９と並列に、分圧回路１０が接続されている。この分圧回路１０は、分圧抵抗Ｒ_１，Ｒ_２が直列接続された回路であり、両抵抗の接続点である分圧ノード２７には、給電電圧Ｖ_Ｂに比例した電圧Ｖ_B,detが発生する。

給電ノード２６から出力端子ＯＵＴにかけて、スイッチング回路１１、負荷電流検流器１４、直流リアクトル１５、及び逆流防止ダイオード１６がこの順で直列に接続されている。

スイッチング回路１１は、給電ノード２６から出力端子ＯＵＴへ出力される電流の通断を行うスイッチであり、ＮＰＮ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。尚、スイッチング回路１１としては、ＩＧＢＴ以外にもＦＥＴやゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）等のスイッチング素子を使用してもよい。スイッチング回路１１は、コレクタが給電ノード２６側、エミッタが出力端子ＯＵＴ側に接続されている。また、スイッチング回路１１のエミッタとコレクタの間には、スイッチング素子に逆向きの電圧が印加されないように保護ダイオード１２が並列に接続されている。

また、スイッチング回路１１のエミッタと接地ノード２５との間には還流ダイオード１３が接続されている。還流ダイオード１３は、カソード側がスイッチング回路１１のエミッタと接続され、アノード側が接地ノード２５に接続している。この還流ダイオード１３は、スイッチング回路１１が電流をターンオフした後に、直流リアクトル１５に蓄えられた電磁エネルギーで生じる逆起電力を利用し、負荷に電流を供給するために設けられたダイオードである。

負荷電流検流器１４は、スイッチング回路１１又は還流ダイオード１３から出力端子ＯＵＴに流れる電流を検出する素子である。負荷電流検流器１４としては、シャント抵抗やホール素子等を用いた電流センサを用いることができる。以下、この負荷電流検流器１４を流れる電流を「負荷電流」といい、Ｉ_ＷＭと記す。

直流リアクトル１５は、出力端子ＯＵＴへ給電される電流波形を平滑化すると同時にスイッチング回路１１のオン時に流れる負荷電流Ｉ_ＷＭを電磁エネルギーとして蓄えるためのインダクタである。逆流防止ダイオード１６は、出力端子ＯＵＴ側からスイッチング回路１１の側に逆流電流が流れることを防止するためのダイオードである。

（２−２）アーク発生を容易にする回路部分の構成
アーク発生を容易にする整流回路１７は、入力端子が変圧器５の二次側巻線５ｃに接続された整流回路である。アーク発生を容易にする整流回路１７の正極出力端子は、直流リアクトル１８を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。また、アーク発生を容易にする整流回路１７の負極出力端子は接地ノード２５に接続されている。このアーク発生を容易にする整流回路１７は、出力端子ＯＵＴと接地ノード２５のＧＮＤに繋ぐ負荷がアーク溶接の場合、アーク発生を容易にし、二次電池８から負荷回路に給電される電力が、安定に供給されるように動作する。以下、直流リアクトル１８から出力端子ＯＵＴに給電される電流を「アーク発生を容易にする負荷電流」といい、Ｉ_０と記す。

出力端子ＯＵＴには、二次電池８とスイッチング回路１１の側から逆流防止ダイオード１６を通して給電される負荷電流Ｉ_ＷＭと、アーク発生を容易にする整流回路１７の側から直流リアクトル１８を介して流入するアーク発生を容易にする負荷電流Ｉ_０とが合わせて給電される。以下、出力端子ＯＵＴから負荷回路に出力される電流を「出力電流」といい、Ｉ_Ｗと記す。また、出力端子ＯＵＴと接地端子ＧＮＤとの間の電圧を「出力電圧」といい、Ｖ_Ｗと記す。

（２−３）負荷電流制御部分の構成
負荷電流判定回路１９及び負荷電流制御回路２０は、スイッチング回路１１の通断制御を行うことによって、給電ノード２６から出力端子ＯＵＴへ給電する電流を略一定の値とする制御を行う回路である。

負荷電流判定回路１９は、負荷電流検流器１４が出力する負荷電流Ｉ_ＷＭに比例する負荷電流検出電圧Ｉ_WM,detと、負荷電流の目標電圧Ｉ_WM,rとを比較するコンパレータである。ここで、負荷電流の目標電圧Ｉ_WM,rは、負荷電流の目標値を設定する電圧であり、電源装置１の用途に応じて適宜生成される。Ｉ_WM,det＜Ｉ_WM,rのときには負荷電流判定回路１９は“１”（アサート）を出力し、Ｉ_WM,det≧Ｉ_WM,rのときには負荷電流判定回路１９は“０”（ネゲート）を出力する。

負荷電流制御回路２０は、負荷電流判定回路１９の出力に応じてスイッチング回路１１の切り替え制御を行う回路であり、マイクロコンピュータ等を用いて構成される。負荷電流制御回路２０は、負荷電流判定回路１９の出力が“１”から“０”に切り替わった場合、その切り替わり時点から一定の遅延時間Ｔ_ｗをおいてスイッチング回路１１をターンオフする。また、負荷電流判定回路１９の出力が“０”から“１”に切り替わった場合には、即座にスイッチング回路１１をターンオンする。尚、この負荷電流制御回路２０の詳細な構成については後述する。

（３）給電電流制御部分の構成
電源容量自動計測部２１、給電電流判定回路２２、給電電圧判定回路２３、及び点孤角制御回路２４は、電源５０から変圧器５とサイリスタ整流回路６を介して二次電池８の繋がる給電ノードへ電流を供給する供給電流制御を行う回路である。これら電源容量自動計測部２１、給電電流判定回路２２、給電電圧判定回路２３、及び点孤角制御回路２４は、電源５０の電源容量に応じて給電電流の大きさを自動調整する、電源適応型であることを特徴としている。

電源容量自動計測部２１は、入力側検流器４が出力する電源電流検出信号Ｉ_s,detと入力電圧Ｖ_ｒを検出した入力電圧検出信号Ｖ_r,detとから、電源５０の交流電源の内部インピーダンスを推定し、その出力インピーダンスに基づいて給電電電流Ｉ_ｃｈの目標値信号Ｉ_ch,rを出力する回路である。電源容量自動計測部２１は、マイクロコンピュータ等により構成することができる。電源容量自動計測部２１は、電源電流検出信号Ｉ_s,detと入力電圧Ｖ_ｒを検出した入力電圧検出信号Ｖ_r,detとから電源５０の交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓ∝Ｖ_r,det/I_s,detを計測し、この交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓに対して正勾配特性で変化する関数ｆ（Ｚ_ｓ）を初期給電電電流目標信号Ｉ_ch0,rから差し引いた給電電流目標信号Ｉ_ch,r＝Ｉ_ch0,r−ｆ（Ｚ_ｓ）を出力する。これにより、電源容量自動計測部２１は、交流電源の内部インピーダンスZ_sに対し逆勾配特性で変化する給電電流目標信号Ｉ_ch,rを出力する。ここで、「初期給電電流目標信号」とは、給電電流目標信号Ｉ_ch,rの初期値（デフォルト値）であり、その信号の大きさは外部回路で設定され、電源容量自動計測部２１に入力される。また、関数ｆ（Ｚ_ｓ）は、交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓに対して正勾配特性で変化する関数であればよく、例えば、反比例関数ｆ（Ｚ_ｓ）＝ＫＺ_ｓ（Ｋ（＞０）は定数）のような関数を用いることができる。

給電電流判定回路２２は、この給電電流目標信号Ｉ_ch,rから給電電流検出信号Ｉ_ch,detを差し引き、差し引いた値（以下「給電電流偏差」という。）ε_chを出力する減算回路である。

給電電圧判定回路２３は、分圧ノード２７の電圧Ｖ_B,det（∝Ｖ_B）と給電電圧の目標電圧Ｖ_B,rとを比較し、Ｖ_B,r≧Ｖ_B,detのときは“１”を、Ｖ_B,r＜Ｖ_B,detのときは“０”を出力するコンパレータである。ここで、給電電圧の目標電圧Ｖ_B,rは、給電電圧Ｖ_Ｂの上限値を規定するための電圧である。

点孤角制御回路２４は、給電電流偏差ε_chが０となるようにサイリスタ整流回路６の各サイリスタ６ａ，６ｂの点孤角αを制御することで、電源５０の電源容量に適応した給電電流を出力する。また、点孤角制御回路２４は、給電電圧判定回路２３の出力値が０となったときには、サイリスタ６ａ，６ｂを点孤しないようにして、二次電池８の過充電を防止する。この点孤角制御回路２４は、マイクロコンピュータ等により構成することができる。

（４）電源容量自動計測部２１の詳細な構成
図２は、図１の電源容量自動計測部２１の詳細な回路構成を表す図である。電源容量自動計測部２１は、整流用ダイオードＤ_Ｖ，Ｄ_Ｉ、抵抗Ｒ_Ｖ，Ｒ_Ｉ、コンデンサＣ_Ｖ，Ｃ_Ｉ、除算回路２８、及び減算回路２９を備えている。

電源５０から変圧器５の一次側巻線５ａに入力される入力電圧Ｖ_ｒは、入力電圧検出信号電Ｖ_r,detとして電源容量自動計測部２１に入力される。尚、入力電圧Ｖ_ｒは、電源電圧Ｖ_ｓ−Ｚ_ｓＩ_ｓとなる。入力電圧検出信号電Ｖ_r,detは、まず整流用ダイオードＤ_Ｖで整流され、抵抗Ｒ_ＶとコンデンサＣ_Ｖからなる一次遅れ回路に入力され、入力電圧Ｖ_ｒの大きさに比例した直流電圧信号Ｖ_ｒ,det1が得られる。一方、電源５０から変圧器５の一次側巻線５ａに入力される電流Ｉ_ｓは、入力側検流器４で検出され、電源電流検出信号Ｉ_s,detとして電源容量自動計測部２１に入力される。電源電流検出信号Ｉ_s,detは、まず整流用ダイオードＤ_Ｉで整流され、抵抗Ｒ_ＩとコンデンサＣ_Ｉからなる一次遅れ回路に入力され、電源電流Ｉ_ｓの大きさに比例した直流電圧信号Ｉ_s,det1が得られる。除算回路２８は、直流電圧信号Ｖ_ｒ,det1を直流電圧信号Ｉ_s,det1で除算して交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓに比例した大きさの電圧信号Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を出力する。減算回路２９は、外部から入力される初期給電電流目標信号Ｉ_ch0,rからこの電圧信号Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を減算し、給電電流目標信号Ｉ_ch,r＝Ｉ_ch0,r−Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を出力する。

これにより、電源容量自動計測部２１から出力される給電電流目標信号Ｉ_ch,rの大きさは、電源５０の交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓに対し逆勾配特性で変化するものとなる。

（５）負荷電流制御回路２０の詳細な構成
図３，図４は、図１の負荷電流制御回路２０及びその周辺回路の詳細な回路構成を表す図である。図３，図４において、二次電池８、限流ヒューズ９、スイッチング回路１１、保護ダイオード１２、還流ダイオード１３、負荷電流検流器１４、直流リアクトル１５、負荷電流判定回路１９、負荷電流制御回路２０、接地ノード２５、及び給電ノード２６は、図１と同様のものであり、同符号が付されている。

スイッチング回路１１のチャネルと並列に、抵抗Ｒ _snu とコンデンサＣ _snu の直列回路が接続されている。この抵抗Ｒ _snu 及びコンデンサＣ _snu は、スイッチング回路１１のターンオンやターンオフ時に発生するパルス状の電圧を吸収するために設けられている。

負荷電流検流器１４は、シャント抵抗３０、及びアンプ回路３１で構成されている。シャント抵抗３０の両端には、負荷電流Ｉ _ＷＭ に比例した電圧が生じる。アンプ回路３１はこの電圧を増幅して負荷電流検出電圧Ｉ _WM,det を出力する。

負荷電流判定回路１９は、可変抵抗３２及びコンパレータ３３を備えている。可変抵抗３２は、その中間タップ３２ａに負荷電流の目標電圧Ｉ _WM,r を発生する。可変抵抗３２の中間タップ３２ａの位置を調整することによって、負荷電流の目標電圧Ｉ _WM,r を調節することができる。コンパレータ３３は、負荷電流の目標電圧Ｉ _WM,r と負荷電流検出電圧Ｉ _WM,det とを比較し、その結果を比較結果信号Ｖ _ｃｏｍ として出力する。

負荷電流制御回路２０は、エミッタ接地増幅回路３４、シュミットトリガ・インバータ３５，３６、単安定マルチバイブレータ３８、遅延時間設定回路３９、ＮＡＮＤゲート４０、スイッチング回路１１をオン・オフするための出力回路４１、ＩＧＢＴドライバ回路４２、ＩＧＢＴモジュール駆動用ハイブリッドＩＣ４３、及びＩＧＢＴ過電流保護回路４４を備えている。単安定マルチバイブレータ３８としては、ここでは標準ロジックＩＣのＳＮ７４ＬＳ１２３を使用している。

負荷電流判定回路１９内のコンパレータ３３の出力であるＶ _ｃｏｍ は、Ｉ _ＷＭ，ｒ とＩ _{ＷＭ,ｄｅｔ} との比較結果信号であり、エミッタ接地増幅回路３４に入力されて増幅された後、シュミットトリガ・インバータ３５に入力される。シュミットトリガ・インバータ３５，３６は直列に接続され、シュミットトリガ・インバータ３６の出力は、ＮＡＮＤゲート４０の一方の入力端子に接続されている。一方、シュミットトリガ・インバータ３５の出力は分岐して、単安定マルチバイブレータ３８の１番端子に接続されている。遅延時間設定回路３９は、コンデンサＣ ₂ と可変抵抗ＶＲ _２ の調節によって、単安定マルチバイブレータ３８の出力端子番号４に遅延時間Ｔ _ｗ の出力を与える。つまり、単安定マルチバイブレータ３８の１５番端子と１４番端子間にキャパシタＣ _２ を接続し、これと遅延時間設定回路３９によって、単安定マルチバイブレータ３８の切り替え遅延時間が設定される。単安定マルチバイブレータ３８の４番端子（Ｑ＾）は、ＮＡＮＤゲート４０の他方の入力端子に接続されている。

ＮＡＮＤゲート４０の出力端子は、スイッチング回路１１をオン・オフするための出力回路４１の入力に接続されている。スイッチング回路１１をオン・オフするための出力回路４１の出力Ａは、ＩＧＢＴドライバ回路４２の入力に接続されている。

ＩＧＢＴドライバ回路４２は、スイッチング回路１１をオン・オフするための出力回路４１の出力Ａの出力に基づきスイッチング回路１１のオン・オフ制御を行うドライバ回路である。また、ＩＧＢＴ過電流保護回路４４は、スイッチング回路１１を過電流による破壊から保護する回路である。

この負荷電流制御回路２０により、負荷電流Ｉ _ＷＭ が負荷電流の目標電圧Ｉ_WM,r を越えた場合、その越えた時点から遅延時間Ｔ _ｗ ほど遅延してスイッチング回路１１はターンオフされる。また、負荷電流Ｉ _ＷＭ が負荷電流の目標電圧Ｉ_WM,r を下回った場合には、即座にスイッチング回路１１はターンオンされる。

以上のように構成された本実施例の電源装置１について、以下その動作を説明する。
〔２〕電源装置の動作
（１）二次電池の充電と点孤角制御
図１の回路において、電源５０から変圧器５の一次側巻線５ａに電源電流Ｉ_ｓが入力されると、入力側検流器４はその電源電流Ｉ_ｓに比例した電源電流検出信号Ｉ_s,detを出力する。電源容量自動計測部２１には、入力側検流器４が出力する電源電流検出信号Ｉ_s,detと、入力電圧検出信号Ｖ_r,detと、初期給電電流目標信号Ｉ_ch0,rとが入力される。電源容量自動計測部２１は、入力電圧検出信号Ｖ_r,det及び電源電流検出信号Ｉ_s,detを整流用ダイオードＤ_Ｖ，Ｄ_Ｉでそれぞれ整流し、抵抗Ｒ_Ｖ，Ｒ_Ｉ及びコンデンサＣ_Ｖ，Ｃ_Ｉで平滑化し、直流電圧信号Ｖ_ｒ,det1及び直流電圧信号Ｉ_s,det1を生成する。そして、除算回路２８は、直流電圧信号Ｖ_ｒ,det1を直流電圧信号Ｉ_s,det1で除算し、交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓに比例した大きさの電圧信号Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を出力する。そして、減算回路２９は、初期給電電流目標信号Ｉ_ch0,rからこの電圧信号Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を減算し、給電電流目標信号Ｉ_ch,r＝Ｉ_ch0,r−Ｋ（Ｖ_ｒ,det1／Ｉ_s,det1）を出力する。従って、給電電流目標信号Ｉ_ch,rは、交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓが大きいと小さくなり、逆に交流電源の内部インピーダンスＺ_ｓが小さいと大きくなる。すなわち、電源５０の電源容量が小さいと給電電流目標信号Ｉ_ch,rは小さい値となり、電源５０の電源容量が大きいと給電電流目標信号Ｉ_ch,rは大きい値となる。これにより、電源５０の電源容量（給電能力）に応じて給電電流目標信号Ｉ_ch,rが自動的に適宜な値に調節される。この給電電流目標信号Ｉ_ch,rが、サイリスタ整流回路から負荷の給電ノード２６に供給する電流の目標値となる。

一方、電源５０から変圧器５の一次側巻線５ａに電源電流Ｉ_ｓが入力されると、変圧器５の二次側巻線５ｂに交流電圧が発生し、サイリスタ整流回路６に入力される。負荷の給電ノード２６には、二次側巻線５ｂに発生する交流電圧をサイリスタ整流回路６で整流した電圧に基づいて流れる電流（給電電流Ｉ_ch）が入力される。給電側検流器７は、給電電流Ｉ_chを検出し、給電電流Ｉ_chの大きさに比例した給電電流検出信号Ｉ_ch,detを出力する。尚、初期状態では給電電流Ｉ_chは０なので、給電電流検出信号Ｉ_ch,detも０になる。

給電電流判定回路２２は、給電電流目標信号Ｉ_ch,rから給電電流検出信号Ｉ_ch,detを差し引いた給電電流偏差ε_chを出力する。給電電流偏差ε_chは、給電電流検出信号Ｉ_ch,detが給電電流目標信号Ｉ_ch,rに達しないときは正の値となり、給電電流検出信号Ｉ_ch,detが給電電流目標信号Ｉ_ｃｈ，ｒより小さいほど給電電流偏差ε_chは大きくなる。

点孤角制御回路２４は、給電電流偏差ε_chが０となるようにサイリスタ整流回路６の各サイリスタ６ａ，６ｂの点孤角αを制御する。すなわち、給電電流偏差ε_chが正の値の場合には、給電電流Ｉ_chの値が大きくなるように、サイリスタ６ａ，６ｂのゲートに入力する点孤パルスの位相が調整される。逆に、給電電流偏差ε_chが負の値の場合には、給電電流Ｉ_chの値が小さくなるように、サイリスタ６ａ，６ｂのゲートに入力する点孤パルスの位相が調整される。この点孤角制御回路２４の制御により、給電電流Ｉ_chの値が給電電流目標信号Ｉ_ch,rで定まる所定の目標電流となるよう調節される。

以上のように、サイリスタ整流回路から給電ノード供給される給電電流は、電源容量自動計測部２１で電源５０の内部インピーダンスを自動計測し、電源５０の能力（性能）一杯の給電を行うことができるように設定されるため、電源５０の能力に応じて最も効率のよい給電電流を負荷である給電ノードに供給することが可能となる。

二次電池８の充電が進むと、負荷の給電ノード２６の電圧（給電電圧Ｖ_Ｂ）が上昇する。給電電圧Ｖ_Ｂが上昇するのに比例して分圧ノード２７の電圧Ｖ_B,detも上昇する。分圧ノード２７の電圧Ｖ_B,detが給電電圧の目標電圧Ｖ_B,rに達すると、給電電圧判定回路２３の出力は、“１”から“０”に切り替わる。点孤角制御回路２４は、給電電圧判定回路２３の出力が“０”になると、サイリスタ６ａ，６ｂを消孤状態とする。これにより、給電電流Ｉ_chは０となり、二次電池８の過充電が防止される。

（２）出力端子に繋がる負荷回路への給電
図１の回路において、負荷回路への出力端子（ＯＵＴ，ＧＮＤ）からみると、アーク発生を容易にする整流回路１７と二次電池８とが並列に接続された状態となっている。従って、出力電流Ｉ_ｗが減少して小さくなると、直流リアクトル１８に蓄えられた電磁エネルギーを基としてアーク発生を容易にする負荷電流Ｉ_０の時間微分に応じて出力端子（ＯＵＴ）に高電圧が印加される。このことにより、出力端子（ＯＵＴ，ＧＮＤ）に繋がる負荷にはアーク発生が容易となる。

出力端子に繋がる負荷回路がＯＦＦ状態の場合（負荷回路に電力供給がない場合）、電源５０から給電される余剰電力のすべては二次電池８に充電される。一方、出力端子に繋がる負荷回路がＯＮ状態の場合、電源からは、電源の性能限界の最大限の電力を供給しながら、不足分の電力は二次電池８より供給して溶接に必要な電力を得ることができる。

（３）負荷電流Ｉ_ＷＭの制御
図５は、図１の電源装置１の負荷電流Ｉ_ＷＭの制御動作を示す図である。図６は、図１における各電流・電圧の波形を表す図である。図５，図６において横軸は時間を表す。また、図５（ａ）は負荷電流の目標電圧Ｉ_ＷＭ，ｒの波形（直線）、図５（ｂ）は負荷電流判定回路１９の出力波形、図５（ｃ）は単安定マルチバイブレータ３８（図３）の出力波形、図５（ｄ）はスイッチング回路１１をオン・オフするためのゲート電圧Ｖ_ＩＧの波形を表す。

負荷電流Ｉ _ＷＭ が小さく、負荷電流Ｉ _ＷＭ を検出した負荷電流検出電圧Ｉ _{ＷＭ,ｄｅｔ} が荷電流目の標電圧Ｉ_ＷＭ，ｒ に達していない場合、負荷電流判定回路１９の出力である比較結果信号Ｖ _ｃｏｍ は“１”である。このとき、エミッタ接地増幅回路３４の出力はＬ（Low状態）、シュミットトリガ・インバータ３５，３６の出力はそれぞれＨ（High状態），Ｌとなり、ＮＡＮＤゲート４０の出力は“１”、ゲート電圧Ｖ _ＩＧ はＨであり、スイッチング回路１１は通電状態となる。

負荷電流Ｉ _ＷＭ が増加して、負荷電流検出電圧Ｉ _WM,det が負荷電流の目標電圧Ｉ _WM,r に達すると、負荷電流判定回路１９の出力が“０”に切り替わる。これにより、単安定マルチバイブレータ３８の出力Ｑが遅延時間Ｔ _ｗ だけ“１”に立ち上がる（出力Ｑ＾は遅延時間Ｔ _ｗ だけ“０”に立ち下がる）。従って、この間は、ＮＡＮＤゲート４０の出力は“１”、ゲート電圧Ｖ _ＩＧ はＨ（ＯＮ）であり、スイッチング回路１１は遅延時間Ｔ _ｗ だけ通電状態に維持される。

遅延時間Ｔ _ｗ が経過して単安定マルチバイブレータ３８の出力Ｑの出力パルスが立ち下がると（出力Ｑ＾の出力パルスが立ち上がると）、ＮＡＮＤゲート４０の両入力はＨとなるので、ＮＡＮＤゲート４０の出力は“０”、ゲート電圧Ｖ _ＩＧ はＬとなり、スイッチング回路１１はターンオフする。このとき、直流リアクトル１５に蓄積された電磁エネルギーにより逆起電力が発生し、負荷電流Ｉ _ＷＭ は還流ダイオード１３を通って継続して流れる。そして、時間と共に負荷電流Ｉ _ＷＭ は減衰する。

負荷電流Ｉ _ＷＭ が減衰していくと、負荷電流検出電圧Ｉ _WM,det が負荷電流目標電圧Ｉ _WM,r より小さくなるため、負荷電流判定回路１９の出力が“１”となる。これにより、エミッタ接地増幅回路３４の出力がＬ、シュミットトリガ・インバータ３５，３６の出力がそれぞれＨ，Ｌ、ＮＡＮＤゲート４０の出力が“１”、ゲート電圧Ｖ _ＩＧ がＨとなり、スイッチング回路１１は再びターンオンされる。スイッチング回路１１がターンオンされると、ターンオンの時点から僅かの間は、スイッチング回路１１の応答遅れで負荷電流Ｉ _ＷＭ は減少を続けるが、すぐに増加に転じる。従って、すぐに負荷電流Ｉ _ＷＭ は再び負荷電流目の標電圧Ｉ _ＷＭ，ｒ に達して越える。

負荷電流Ｉ _ＷＭ が再び負荷電流の目標電圧Ｉ _ＷＭ，ｒ を越えると、前述したとおり、負荷電流判定回路１９の出力が“０”に切り替わり、単安定マルチバイブレータ３８の出力Ｑパルスが遅延時間Ｔ _ｗ だけ“１”に立ち上がる（出力Ｑ＾は遅延時間Ｔ _ｗ だけ“０”に立ち下がる）。従って、この間は、ＮＡＮＤゲート４０の出力は“１”、ゲート電圧Ｖ _ＩＧ はＨであり、スイッチング回路１１は通電状態に維持される。以下同様の動作を繰り返して、負荷電流Ｉ _ＷＭ は負荷電流の目標電圧Ｉ _ＷＭ，ｒ 近傍に維持される。

以上のように、負荷電流制御回路２０は、負荷電流Ｉ _ＷＭ が負荷電流の目標電圧Ｉ _ＷＭ，ｒ を越えた場合、その越えた時点から所定の遅延時間Ｔ _ｗ だけ遅延させてスイッチング回路１１をターンオフし、負荷電流Ｉ _ＷＭ が負荷電流の目標電圧Ｉ _ＷＭ，ｒ を下回った場合、スイッチング回路１１をターンオンすることで、スイッチング回路１１のスイッチングが短時間で高速に行われることを防止し、負荷電流の制御性を高めることが可能となる。

本発明に係る電源装置の回路構成を表す図である。 図１の電源容量自動計測部２１の詳細な回路構成を表す図である。 図１の負荷電流制御回路２０及びその周辺回路の詳細な回路構成を表す図である。 図１の負荷電流制御回路２０及びその周辺回路の詳細な回路構成を表す図である。 図１の電源装置１の負荷電流Ｉ_ＷＭの制御動作を示す図である。 図１における各電流・電圧の波形を表す図である。

符号の説明

電源装置１
交流電源の内部抵抗２
交流電源の内部インダクタンス３
入力側検流器４
変圧器５
一次側巻線５ａ
二次側巻線５ｂ，５ｃ
サイリスタ整流回路６
サイリスタ６ａ，６ｂ
給電電流検流器７
二次電池８
限流ヒューズ９
分圧回路１０
分圧抵抗Ｒ_１，Ｒ_２
スイッチング回路１１
保護ダイオード１２
還流ダイオード１３
負荷電流検流器１４
直流リアクトル１５
逆流防止ダイオード１６
アーク発生を容易にする整流回路１７
直流リアクトル１８
負荷電流判定回路１９
負荷電流制御回路２０
電源容量自動計測部２１
給電電流判定回路２２
給電電圧判定回路２３
点孤角制御回路２４
接地ノード２５
給電ノード２６
分圧ノード２７
除算回路２８
減算回路２９
シャント抵抗３０
アンプ回路３１
可変抵抗３２
コンパレータ３３
エミッタ接地増幅回路３４
シュミットトリガ・インバータ３５，３６
単安定マルチバイブレータ３８
遅延時間設定回路３９
ＮＡＮＤゲート４０
スイッチング回路１１をオン・オフするための出力回路４１
ＩＧＢＴドライバ回路４２
ＩＧＢＴモジュール駆動用配ハイブリッドＩＣ４３
ＩＧＢＴ過電流保護回路４４
電源５０
電源電流Ｉ_ｓ
電源電流検出信号Ｉ_s,det
入力電圧Ｖ_ｒ
入力電圧検出信号Ｖ_{ｒ，ｄｅｔ}
給電電圧Ｖ_Ｂ
給電電圧の目標電圧Ｖ_B,r
蓄電池電流Ｉ_Ｂ
給電電流Ｉ_ch
給電電流検出信号Ｉ_ch,det
給電電流目標信号Ｉ_ch,r
初期給電電流目標信号Ｉ_ch0,r
給電電流偏差ε_ch
負荷電流Ｉ_ＷＭ
アーク発生を容易にする負荷電流Ｉ_０
出力電流Ｉ_Ｗ
出力電圧Ｖ_Ｗ
負荷電流検出電圧Ｉ_WM,det
負荷電流の目標電圧Ｉ_WM,r
遅延時間Ｔ_ｗ
ゲート電圧Ｖ_ＩＧ
電源入力端子ＩＮ
出力端子ＯＵＴ
出力を兼ねた接地端子ＧＮＤ

Claims (4)

1. 入力とする交流電源を一次側巻線に配した変圧器と、
   前記変圧器の二次側巻線に接続された点孤角制御により出力電圧の制御可能なサイリスタ整流回路と、
   サイリスタ整流回路の正極端子が給電ノードに接続され、サイリスタ整流回路の負極端子が接地ノードに接続されており、両ノード間には充放電を行う二次電池と、を備え、前記給電ノードと接地ノードから負荷回路へ給電を行う電源装置であって、
   前記交流電源から前記変圧器の一次側巻線に入力される電圧及び電流を検出し、当該電圧及び電流から予測される前記交流電源の電源インピーダンスに対して逆勾配特性で変化する信号と正勾配特性で変化するサイリスタ整流回路の出力電流である給電電流の目標信号とを合成して給電電流目標信号を出力する電源容量自動計測部と、
   前記給電電流目標信号と給電電流検出信号との偏差が０又は所定の閾値以下となるように前記サイリスタ整流回路の点孤角を制御する点孤角制御回路と、を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記接地ノードに対する給電ノードの電圧である給電電圧を検出し、これと前記給電電圧の目標電圧とを比較する給電電圧判定回路を備え、
   前記点孤角制御回路は、前記給電電圧判定回路により、前記給電電圧が前記給電電圧の目標を越えたことが検出された場合、前記サイリスタ整流回路を消孤状態とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記給電ノードから前記負荷回路へ給電される電流の通断を行うスイッチング回路と、
   前記負荷回路から見て前記スイッチング回路と前記接地ノードに対して、並列に接続された還流ダイオードと、
   前記負荷回路へ給電される電流である負荷電流を検出する負荷電流検出器と、
   前記負荷電流が負荷電流の目標電圧を越えたか否かを検出する負荷電流判定回路と、
   前記スイッチング回路の通断を制御する負荷電流制御回路と、
   を備え、
   前記負荷電流制御回路は、前記負荷電流が負荷電流の目標電圧を越えた場合、その越えた時点から所定の時間だけ遅延させて前記スイッチング回路をターンオフし、前記負荷電流が負荷電流の目標電圧を下回った場合、前記スイッチング回路をターンオンすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 請求項１乃至３の電源装置を備えたことを特徴とするアーク溶接機。

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