JP2009232536A - モータの制御装置とそれを用いた冷凍装置および空調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】位置センサレスでモータを駆動するとともに、負荷トルクの変動の大きい場合でも安定なモータの駆動制御を行なうことができるモータの制御装置を提供する。
【解決手段】モータの制御装置５０は、モータ電圧とモータ電流との位相差のフィードバック制御によってモータ１を駆動する。ここで、制御装置５０は、負荷トルクの変動パターンに合わせてデューティ値４１を補正するとともに、インバータ回路２に入力される直流電流の振動成分を検出して回転数指令値４４の補正を行なう。このときの振動成分の検出は、直流電流の値から前述のトルク補正によって増減した電流成分を減算した基本電流成分に対して行なわれる。この結果、効果的にモータ電流の振動成分を抑制することができるので、低振動で安定してモータ１を駆動することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、インバータによって駆動されるモータの制御装置、ならびにそのモータを用いて圧縮機を駆動する冷凍装置および空調装置に関する。

永久磁石同期モータは、保守性、制御性、耐環境性に優れるとともに、高効率、高出力の運転が可能であるため、広く利用されている。また、永久磁石が不要な同期リラクタンスモータも安価、かつ、リサイクルが容易なモータとして盛に研究されている。

永久磁石同期モータあるいは同期リラクタンスモータなどの同期モータに高性能な制御を行なうためには、ロータの位置に応じた正弦波電流をモータのコイルに流すことが重要となる。一般的に、このような要件を満たすことが可能なモータの制御方法としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバなどのロータの位置を検出する位置センサの出力を利用する自制運転（速度フィードバック運転）方法がある。また、位置センサの出力に代えて、モータの電圧や電流の情報に基づいて、ベクトル演算により間接的にロータの位置を求める方法も提案されている。

しかし、位置センサはモータ制御装置を備えた機器の小型化を妨げる大きな要因となる。そればかりでなく、位置センサを設置した場合には位置センサの信号を伝える複数本の配線や受信回路も必要となる。よって、位置センサの出力に基づいてロータの位置を求める方法の場合には、機器の信頼性、位置センサを取り付ける際の作業性、および機器の価格などといった点にも問題がある。また、モータの電圧や電流の情報に基づいたベクトル演算によって間接的にロータの位置を求める方法の場合は、複雑かつ高速な演算処理が必要となるため、制御装置が高価になるという問題がある。

上記問題に鑑み、位置情報に基づかずにモータの制御を可能にする第１の従来技術が、たとえば特開２００１―１１２２８７号公報（特許文献１）に開示されている。第１の従来技術は、速度指令に基づく周波数（以下、強制励磁周波数とも呼ぶ）を有するモータ電圧をモータに印加することによりモータを運転する他制運転（速度オープンループ運転）方法である。さらに、この方法の場合、モータ電圧とモータ電流の位相差をフィードバック制御することにより高性能な正弦波駆動を行なう。

第１の従来技術によれば、制御が簡単なため制御装置を安価に構成することができるが、定常状態からの同期速度のずれが生じると過渡的な変動が生じ、系が不安定になる。この不安定性を解決するための第２の従来技術が、たとえば特開２００６―１１５５７６号公報（特許文献２）などに開示されている。第２の従来技術のモータ制御装置は、モータ電流の振動成分を検出し、この振動成分に基づいて同期モータの回転数指令値の補正量を算出する。モータ制御装置は、補正後の回転数指令値に応じた正弦波データに基づいて、ＰＷＭ波形信号を作成する。

ところで、モータ制御装置を接続する負荷としては、一定の負荷トルク（負荷トルク変動小）を有するものもあるが、一方で大きな負荷トルク変動を有するものも多数ある。その一例として、シングルロータ型圧縮機あるいはレシプロ型圧縮機などが挙げられる。シングルロータ型圧縮機あるいはレシプロ型圧縮機などは、空気調和機や冷蔵庫などに用いられる圧縮機として広く使用されているものである。以下の説明では、これら圧縮機の呼称として、単にシングルロータ型圧縮機として説明する。

シングルロータ型圧縮機の特徴は、構造が簡単で製造コストが安価であるという反面、負荷トルク変動が非常に大きいという点にある。シングルロータ型圧縮機では、モータ１回転中に冷媒の吸入，圧縮，吐出という圧縮サイクルを順次繰返していく。したがって、吐出直前は、冷媒が圧縮されているので負荷トルクが大きくなり、吐出直後は、冷媒が抜けているので負荷トルクが小さくなる。シングルロータ型圧縮機に対して一定のトルクで制御を行なうと、負荷トルクとモータトルクの偏差が発生し、圧縮機の振動が大きくなる。

このため、負荷トルクの変動に応じてモータが発生するモータトルクを補正する第３の従来技術（たとえば、特開２００４―２７４８４１号公報（特許文献３）参照）が提案されている。
特開２００１―１１２２８７号公報 特開２００６―１１５５７６号公報 特開２００４―２７４８４１号公報

一般に冷凍・空調装置などで使用される圧縮機では、内部が高温状態になるので、ホールＩＣ（Integrated Circuit）などのロータ位置を検出する位置センサを設けることが困難である。したがって、位置センサレスでモータを駆動する必要がある。さらに、前述のように、冷凍・空調装置に通常使用されるシングルロータ型圧縮機を負荷装置として駆動した場合には、負荷トルクの変動が大きいという問題がある。さらに、モータ電流の安定化制御が十分でない場合には、モータの回転数が不安定となり、振動、騒音が増大し、モータの効率が悪化する。最悪の場合は脱調停止に至る。

これら問題に対して、前述のモータ電圧とモータ電流との位相差情報を用いた位置センサレス正弦波駆動（第１の従来技術）と、電流振動情報を用いた安定化制御（第２の従来技術）と、負荷トルクに応じてモータトルクを制御するトルク制御手段（第３の従来技術）とを適用することが考えられる。しかしながら、本発明の発明者は、検討の結果、これらの技術を単純に組み合わせて用いるだけでは、モータの安定制御に十分な効果をあげることができないことを見出している。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものである。この発明の目的は、位置センサレスでモータを駆動するとともに、負荷トルクの変動の大きい場合でも安定なモータの駆動制御を行なうことができるモータの制御装置を提供することである。さらに、そのモータの制御装置を用いた冷凍装置および空調装置を提供することである。

本発明は要約すれば、負荷装置に接続された同期モータを回転数指令値に従って可変速制御するためのモータの制御装置であって、インバータ装置と制御部とを備える。ここで、負荷装置は、同期モータのロータの機械角に対応した一定のパターンで負荷トルクが変動する。インバータ装置は、複数のスイッチング素子を含み、パルス幅変調信号に応答して複数のスイッチング素子がスイッチングすることによって、入力された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力を同期モータに出力する。また、制御部は、パルス幅変調信号を生成し、デューティ値演算部と、デューティ値補正部と、回転数補正部と、信号生成部とを含む。ここで、デューティ値演算部は、インバータ装置の出力電圧と出力電流との位相差と回転数指令値に対応して予め定められた目標位相差との誤差が小さくなるように、パルス幅変調信号のデューティ値を定める。デューティ値補正部は、予め測定された負荷トルクの変動パターンに合わせてデューティ値を補正する。回転数補正部は、インバータ装置の入力電流の値を、デューティ値補正部における補正量に対応する第１の電流成分と入力電流の値から第１の電流成分を減算した第２の電流成分とに分離し、第２の電流成分に基づいて回転数指令値を補正する。信号生成部は、デューティ値補正部によって補正されたデューティ値、および回転数補正部によって補正された回転数指令値に基づいて、パルス幅変調信号を生成する。

好ましくは、デューティ値補正部は、ロータの機械角に対応して予め定められたデューティ値の補正係数を記憶するトルクパターン記憶部を有する。そして、デューティ値補正部は、ロータの機械角に対応して補正係数をデューティ値に乗算することによってデューティ値を補正する。

さらに好ましくは、第１の電流成分は、入力電流の平均値と補正係数から１を減じた値との積に比例する。

また、好ましくは、回転数補正部は、第２の電流成分を直流成分と交流成分とに分離し、分離された交流成分が大きくなるほど回転数指令値の補正量を増加させる。

また、好ましくは、制御部は、波形データ作成部と、位相差検出部とをさらに含む。ここで、波形データ作成部は、回転数補正部によって補正された回転数指令値に対応する周波数で周期的に変化する電圧波形データを作成する。位相差検出部は、電圧波形データと出力電流との位相差を検出する。このとき、デューティ値演算部は、目標位相差と位相差検出部によって得られた位相差との誤差を算出し、誤差が小さくなるようにデューティ値を定める。また、信号生成部は、デューティ補正部によって補正されたデューティ値を電圧波形データに乗算し、得られた波形データをパルス幅変調することによってパルス幅変調信号を生成する。

さらに好ましくは、電圧波形データは、正弦波データである。
また、好ましくは、モータの制御装置は、入力電流を検出する電流センサをさらに備え、制御部は、出力電流検出部をさらに含む。ここで、出力電流検出部は、パルス幅変調信号に基づいて、複数のスイッチング素子がスイッチングする直前と直後の電流センサによる検出電流の変化分を算出し、算出された検出電流の変化分に基づいて出力電流を得る。

また、好ましくは、負荷装置は、シングルロータ型圧縮機またはレシプロ型圧縮機である。

本発明による冷凍装置は、負荷装置と、同期モータと、前述のモータの制御装置とを備える。

また、本発明による空調装置は、負荷装置と、同期モータと、前述のモータの制御装置とを備える。

本発明によれば、モータ電圧とモータ電流との位相差のフィードバック制御によってモータを駆動するので、ロータ位置を検知するセンサを必要としない。さらに、本発明によれば、モータトルクの制御を行うとともにモータ電流の安定化制御を行う。このとき、インバータ装置の入力電流からトルク制御によって増減した第１の電流成分を除いた第２の電流成分に基づいて回転数補正量を求める。したがって、負荷トルクの変動が大きい条件においても、効果的にモータ電流の安定化制御を行なうことができる。結果として、低騒音、低振動、高効率でモータを駆動するモータの制御装置を実現することができる。また、このようなモータの制御装置を用いることにより、低騒音、低振動、高効率な冷凍装置および空調装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。

図１、図２は、本発明の実施の形態の冷凍装置１００の構成を示すブロック図である。図１は、マイクロコンピュータ７のハードウェア構成を表わし、図２は、マイクロコンピュータ７のソフトウェア構成を機能ブロック図で表わす。なお、図１、図２に示す構成を備える機器は、冷凍装置に限らず空調装置であってもよい。

図１を参照して、冷凍装置１００は、同期モータ１と、同期モータ１に接続された負荷装置としての圧縮機６０と、同期モータ１を駆動制御する制御装置５０を含む。ここで、制御装置５０は、インバータ回路２と、コンバータ回路３と、ＡＣ（Alternating Current）電源４と、電流センサとしての電流検出抵抗５と、直流電流検出用アンプ部６と、制御部としてのマイクロコンピュータ７とを含む。

圧縮機６０は、シングルロータ型圧縮機あるいはレシプロ型圧縮機を含む。圧縮機６０のトルクは、同期モータ１のロータの機械角に対応して一定のパターンで変動する。

３相４極の同期モータ１は、インバータ回路２の出力側に接続されており、インバータ制御によって駆動される。インバータ回路２には、コンバータ回路３によってＡＣ電源４からの交流電圧が直流電圧に変換されて供給される。

インバータ回路２は、図示しない６個の半導体スイッチング素子を用いた三相ブリッジ回路であり、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、およびＷ相アームを有する。半導体スイッチング素子のスイッチングは、ＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）信号４８によって制御される。

電流検出抵抗５は、コンバータ回路３とインバータ回路２とを結ぶ直流回路の負極側に設けられる。電流検出抵抗５の両端に発生する電圧に基づいて直流電流信号が検出される。直流電流検出用アンプ部６は、インバータ回路２を流れる直流電流信号を増幅し、マイクロコンピュータ７に出力する。

マイクロコンピュータ７は、データバス７４を介して接続されたＣＰＵ（Central Processing Unit）７１、ＲＡＭ（Random-Access Memory）７２、ＲＯＭ（Read-Only Memory）７３、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器７０ａ、およびＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器７０ｂを含む。マイクロコンピュータ７は、Ａ／Ｄ変換器７０ａによって、直流電流検出用アンプ部６から出力された直流電流信号を検出する。また、マイクロコンピュータ７は、検出した直流電流信号に基づいて、モータ１の動作を制御するためのＰＷＭ信号４８を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器７０ｂによってアナログ信号に変換された後、インバータ回路２に出力される。マイクロコンピュータ７の処理は、プログラムに基づくソフトウェア処理によって行なわれる。

ここで、本実施の形態によるモータ１の制御方式は、他制運転（速度オープンループ運転）方式である。すなわち、マイクロコンピュータ７による制御によって、インバータ回路２は、回転数指令値に対応した強制励磁周波数を有するモータ電圧をモータ１に印加する。このとき、本実施の形態では、モータ電圧（インバータ回路２の出力電圧）とモータ電流（インバータ回路２の出力電流）との位相差が検出され、検出された位相差が目標位相差となるようにフィードバック制御される。このような位相差制御は、モータ１のロータとステータとの相対位置を直接検出するものではない。しかしながら、位相差情報とロータ・ステータの相対位置とは、ほぼ比例関係にあるので、位相差情報を制御することによって間接的にロータ・ステータの相対位置を制御することができる。この結果、モータ１の高効率駆動が可能なタイミングでモータに通電することができる。

図３は、目標位相差情報のデータテーブルの一例を示す図である。図３に示すように、モータ電圧とモータ電流の位相差の目標値である目標位相差は、回転数指令値に対応して予め定められる。目標位相差情報は、実験やシミュレーションなどによって、モータ１を高効率に駆動するために適した値が予め決められる。

以下、主として図２を参照して、マイクロコンピュータ７が行なう各処理について説明する。マイクロコンピュータ７は、モータ電流検出部８と、位相差検出部９と、目標位相差情報格納部１０と、第１の加算器１１と、ＰＩ演算部１２と、デューティ値補正部５２とを含む。主にこれらの構成要素によって、マイクロコンピュータ７は、位相差のフィードバック情報に基づいてＰＷＭのデューティ値（以下、デューティ基準値４１と称する。）を計算する。計算されたデューティ値は、さらに、デューティ値補正部５２によって負荷トルクのパターンに応じて補正される。

また、マイクロコンピュータ７は、回転数指令値を設定する回転数設定部２０と、モータ電流の安定化のために回転数指令値を補正する回転数補正部５３と、正弦波データテーブル２１と、正弦波データ作成部２２とをさらに含む。主としてこれらの構成要素によって、マイクロコンピュータ７は、モータ１の回転数を制御する。

さらに、マイクロコンピュータは、ＰＷＭ信号作成部１５を含む。ＰＷＭ信号作成部１５は、デューティ値補正部５２によって補正された補正後デューティ値４３と、正弦波データ作成部２２によって作成された各相ごとの正弦波データ４７とに基づいてＰＷＭ信号４８を作成する。以下では、最初に、主としてデューティ基準値４１の制御に関係する構成要素ついて説明し、続いて、回転数制御に関係する構成要素ついて説明する。

図２のモータ電流検出部８は、直流電流信号とＰＷＭ信号４８とを受けて、インバータ回路２の各スイッチング素子がスイッチングする直前直後の直流電流信号の変化分を検出する。モータ電流検出部８は、検出した直流電流信号の変化分に基づいてモータ電流を算出する。このように、モータの制御装置５０では、モータ電流は、インバータ回路２の入力電流（直流電流）から演算により検出される。したがって、制御装置５０は、コイルおよびホール素子で構成された電流センサ、カレントトランスといったモータ電流を直接検出するための電流センサを必要としないので、コストを削減することができる。ここで、モータ電流検出部８は、特開平８−１９２６３号公報に記載されているものと同様である。以下、図４を参照して、モータ電流検出部８の構成について説明する。

図４は、図２のモータ電流検出部８の構成の一例を示すブロック図である。モータ電流検出部８は、直流電流検出用アンプ部６から受けた直流電流信号ｉｄに基づいて、各相のモータ電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出して出力する。モータ電流検出部８は、サンプルホールド部３１，３２と、タイミング制御部３３と、減算部３４と、分配演算部３５とを含む。

サンプルホールド部３１および３２は、ＰＷＭ信号によるスイッチングパターンに応じて、直流電流信号ｉｄのサンプリングおよびサンプリングした値の一時的記憶を交互に行なう。このときのサンプリング制御は、インバータ回路２のＵ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームのスイッチングパターンに応じてタイミング制御部３３によって制御される。

これにより、サンプルホールド部３１，３２は、一方が各相のアームのスイッチング直前の直流電流信号ｉｄをサンプリングするときに他方がスイッチング直後の直流電流信号ｉｄをサンプリングする。

タイミング制御部３３は、インバータ回路２の各相アームのオン／オフを制御するＰＷＭ信号から各相アームのスイッチングタイミング信号を得るとともに、このタイミング信号に基づいてサンプルホールド部３１，３２のサンプリングタイミング信号を得る。

減算部３４は、サンプルホールド部３１，３２がそれぞれサンプリングした直流電流信号ｉｄ１，ｉｄ２の差であるΔｉｄを算出する。

分配演算部３５は、電流差Δｉｄを各相別に分配することによって電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得る。この信号分配には、タイミング制御部３３からの各相別のタイミング信号が用いられる。こうして得られた各相のスイッチング前後の電流差Δｉｄが、インバータ回路２の各相の出力電流（モータ電流）である。

再び図２を参照して、位相差検出部９は、モータ電流検出部８により出力されたモータ電流信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いてモータ電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出する。このとき、モータ電圧信号は、マイクロコンピュータ７で作成するため、モータ電圧信号を直接検出する必要はなく、ソフト的に検出可能である。具体的には、位相差検出部９は、後述する正弦波データ作成部２２から、正弦波データに基づいて抽出されたＵ，Ｖ，Ｗの各相のモータ電圧位相情報４９を受け取る。

目標位相差情報格納部１０は、目標とする位相差情報を格納する。位相差情報は、図３に示すデータテーブルで表わされる。位相差情報は、モータ電圧がモータ電流に対して進み位相の場合は正の値、遅れ位相の場合は負の値、同相の場合は０とする。

第１の加算器１１は、位相差検出部９によって検出された位相差と目標位相差情報格納部１０に格納された目標位相差４０との誤差量を求める。

ＰＩ演算部１２は、比例制御（Ｐ制御）によって誤差量に対して所定の増幅を行って比例誤差量を算出する。さらに、ＰＩ演算部１２は、積分制御（Ｉ制御）によって誤差量を積算して、その積算値を増幅して積分誤差量を算出する。ＰＩ演算部１２は、比例誤差量と積分誤差量とを加算してデューティ基準値４１を算出する。

なお、第１の加算器１１とＰＩ演算部１２とによって、デューティ値演算部５１が構成される。デューティ値演算部５１は、インバータ回路２の出力電圧（モータ電圧）と出力電流（モータ電流）との位相差と前述の目標位相差との偏差が小さくなるように、デューティ基準値４１を定める。

デューティ値補正部５２は、得られたデューティ基準値４１を負荷トルクの変動パターンに合わせて補正する。デューティ値補正部５２は、トルクパターン記憶部１３と、乗算器１４と、機械角判定部２３とを含む。以下、図２、図５、図６を参照して、デューティ値補正部５２について説明する。

図５は、負荷トルクとモータ電圧・モータ電流との関係を表わす図である。図５の上側のグラフは、負荷トルクと機械角および電気角との関係を示し、下側のグラフは、Ｕ相モータ電圧（実線）およびＵ相モータ電流（破線）と機械角および電気角との関係を示す。
一般に、極数２ｐのモータの機械角θｍと電気角θｅとの関係は、
θｅ＝ｐ×θｍ／２ …(1)
と表わされる。本実施の形態の４極モータの場合は、θｅ＝２×θｍの関係にある。

図５に示すように、シングルロータ型圧縮機の場合、モータ１回転中に、負荷トルクは、機械角に対応した一定のパターンで大きく変動する。この結果、負荷トルクとモータトルクとに差が生じるので、モータ電流の振幅および位相が機械角に対応して変化するとともに、モータ１が振動する。このため、モータを低振動で高効率に駆動するためには、負荷トルクの増減に合わせてモータトルクを増減させる必要が生じる。

具体的に、図２のデューティ値補正部５２は、トルクパターン記憶部１３に負荷トルクの変動パターンに対応したデューティ補正係数４２を予め記憶する。そして、デューティ値補正部５２は、デューティ補正係数４２とデューティ基準値４１とを乗算器１４で乗算し、得られた補正後デューティ値４３をＰＷＭ信号作成部１５に出力する。

図６は、トルクパターン記憶部１３に記憶されたデューティ補正係数のデータテーブルの一例を示す図である。トルクパターン記憶部１３は、負荷トルクと機械角（ロータ位置）とに相関があることを利用して、予め機械角（ロータ位置）に応じたデューティ基準値４１の補正係数（デューティ補正係数４２）を記憶する。図６に示すように、負荷トルクが大きくなるほど（たとえば、図５、図６で機械角１８０度付近）、デューティ補正係数４２を大きく設定することによって、モータトルクを増加させる。トルク補正を行なわない場合のデューティ補正係数は１である。デューティ補正係数４２は、適宜、実験やシミュレーション等などを行い、モータを高効率で低振動に駆動するために適した値に予め定めておく。

図２の機械角判定部２３は、デューティ基準値４１を補正する場合に、電気角を機械角に対応付けるものである。図５に示すように、４極モータの場合、電気角２回転が機械角１回転に相当する。ここで、モータ１のモータ電圧信号はマイクロコンピュータ７で作成されるため、マイクロコンピュータ７は、電気角を直接検出せずにソフト的に判定可能である。この場合、図５の区間Ｓ（機械角の０度〜１８０度）と区間Ｔ（機械角の１８０度〜３６０度）のいずれの区間に電気角が対応するのかさえ判定できれば、電気角を機械角に対応付けることができる。この区間判定には、負荷トルクの変動に起因するモータ電流の振幅変化が利用される。

具体的に、機械角判定部２３は、モータ電流検出部８で算出したＵ相のモータ電流信号を受けて、たとえば、電気角９０度における電流振幅（図５の８２ａ）と電気角４５０度における電流振幅（図５の８２ｂ）とを比較する。機械角判定部２３は、このように、異なる電気角におけるモータ電流振幅の大小関係から、電気角と機械角との対応付けを行なう。

次に、マイクロコンピュータ７による回転数の制御について説明する。
再び図２を参照して、回転数設定部２０は、モータ１の強制励磁回転数である回転数指令値４４を設定する。回転数指令値４４は、プログラムで予め設定されていてもよいし、マイクロコンピュータ７の外部から与えられてもよい。

回転数補正部５３は、モータ電流の不安定性を抑制するために、設定された回転数指令値４４を補正する。図２に示すように、回転数補正部５３は、基本電流成分分離部１６と、電流変動検出部１７と、回転数補正量演算部１８と、第２の加算器１９とを含む。以下、図２、図７、図８を参照して、回転数補正部５３について説明する。

図７は、モータ１の動作状態が不安定なときに観測されるモータ電流の振動を説明するための図である。図７は、上から順に、（ａ）Ｕ相電圧、（ｂ）Ｕ相電流、（ｃ）Ｕ相電流の交流振幅の振動成分、（ｄ）位相差の振動成分を機械角に対して示す波形図である。

前述のように、モータ電圧とモータ電流の位相差をフィードバック制御することにより
モータ１の他制運転（速度オープンループ運転）を行なう場合、定常状態からの同期速度のずれが生じると過渡的な変動が生じて、系が不安定になる。このような不安定性が生じた場合、図７に示すようにモータ電流に振動が現れる。具体的には、図７（ｂ）に示すＵ相電流波形において、交流振幅８３に振動が生じるとともに、モータ電圧とモータ電流との位相差（図７（ｂ）の８４ａ，８４ｂ，８４ｃ，８４ｄ）にも振動が生じる。

図７（ｃ）、図７（ｄ）は、これらの振動波形から直流成分（平均値）を除去して、交流成分（振動成分）のみを表示したものである。図７（ｃ）、図７（ｄ）に示すように、モータ電流の交流振幅が小さくなるほど、モータ電圧に対するモータ電流の位相遅れが大きくなる。逆に、交流振幅が大きくなるほど位相遅れは小さくなる。そこで、電流振幅の振動成分と逆位相の関係になるようにモータの回転数指令値を補正すれば、モータ電流の振動を抑制することができる。このときの補正量は、モータ電流の振幅の振動成分（交流成分）が直流成分に比べて大きくなるほど増加させる。

さらに、図２の回転数補正部５３による回転数指令値の補正法には、以下の特徴がある。

第１の特徴は、直流電流検出用アンプ部６により出力された直流電流信号を用いて回転数指令値を補正する点である。インバータ回路２の出力電流（モータ電流）の振幅に振動が生じている場合には、インバータ回路２の入力電流（直流電流）にも同様の振動が生じる。この場合、直流電流信号を用いたほうが、交流電流を用いるよりも振動成分を容易に検出できる。

第２の特徴は、回転数補正部５３は、直流電流信号を、デューティ値補正部５２における補正量（デューティ補正係数４２）に対応する第１の電流成分と、直流電流信号から第１の電流成分を減算した第２の電流成分（基本電流成分）とに分離する点である。回転数指令値の補正は、分離後の第２の電流成分（基本電流成分）に基づいて行なわれる。この理由は次のとおりである。

本実施の形態のように、負荷トルクの変動パターンに合わせてデューティ基準値の補正を行なっている場合には、その補正によっても、インバータ回路２の入力電流および出力電流が変化する。したがって、直流電流信号からデューティ基準値の補正量に対応する変動分を分離しないと、モータ電流の不安定性に起因する振動の有無を判別することができない。したがって、本来安定に動作しているモータ１に対して、誤って回転数指令値の補正を行なうことになってしまう。

以下、図２の回転数補正部５３による具体的な回転数指令値の補正方法について説明する。

基本電流成分分離部１６は、直流電流検出用アンプ部６により出力された直流電流信号を用いて基本電流成分を検出する。基本電流成分（第２の電流成分）は、直流電流信号から、デューティ値補正部５２で増減した電流成分（第１の電流成分）を減算したものである。このとき、デューティ値補正部５２で増減した電流成分（第１の電流成分）は、たとえば、直流電流信号の平均値とデューティ補正係数から１を減算した値との積に比例するものとして計算できる。この場合の比例定数をＫとすると、
直流電流＝第１の電流成分＋基本電流成分 …(2)
第１の電流成分＝直流電流の平均値×（デューティ補正係数−１）×Ｋ …(3)
と表わされる。比例定数Ｋは、予め実験によって定めておく。

電流変動検出部１７は、基本電流成分に基づいて不安定性に起因する振動成分（交流成分）を検出する。振動成分は、基本電流成分の瞬時値から基本電流成分の平均値（直流成分）を減算することによって求めることができる。

回転数補正量演算部１８は、電流変動検出部１７によって求めた振動成分を比例定数倍することによって回転数指令値の補正量を求める。このときの比例定数は、予め実験によって定めておく。

図８は、図２の電流変動検出部１７および回転数補正量演算部１８の構成の一例を示す機能ブロック図である。図８に示す例では、電流変動検出部１７はハイパスフィルタ７７を含み、回転数補正量演算部１８は比例増幅器７８を含む。この場合、電流変動検出部１７は、基本電流成分をハイパスフィルタ７７に通すことによって直流成分を除去し、振動成分を出力する。回転数補正量演算部１８は、出力された振動成分を比例増幅器７８によって増幅して回転数補正量を出力する。

再び図２を参照して、第２の加算器１９は、回転数設定部２０によって設定された回転数指令値４４と、回転数補正量演算部１８によって算出された回転数補正量４５とを加算することによって、補正後回転数４６を算出する。

正弦波データテーブル２１は、所定のデータ個数で構成された正弦波データを予め記憶しており、正弦波データを正弦波データ作成部２２に出力する。なお、正弦波データは正弦波データテーブル２１をもとに作成せずに、演算によって作成してもよい。

正弦波データ作成部２２は、補正後回転数４６と時間経過とに従って、正弦波データテーブル２１からモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相に対応した正弦波データを読み出して、ＰＷＭ信号作成部１５に出力する。それとともに、正弦波データ作成部２２は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の正弦波データからＵ，Ｖ，Ｗの各相のモータ電圧位相情報４９を抽出し位相差検出部９に出力する。

ＰＷＭ信号作成部１５は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の正弦波データ４７と補正後デューティ値４３とを乗算し、得られた波形をパルス幅変調することによってＰＷＭ信号４８を作成する。ＰＷＭ信号作成部１５は、作成したＰＷＭ信号４８をインバータ回路２の各スイッチング素子に出力する。ＰＷＭ信号４８に応じた三相のモータ電圧がインバータ回路２から出力されることによって、モータ１が駆動される。

図９は、モータの制御装置５０によるモータ１の制御手順を示すフローチャートである。以下、図２、図９を参照して、図２のモータ制御装置５０の制御手順について総括的に説明する。

図２のモータの制御装置５０は、インバータ回路２に入力される直流電流を電流検出抵抗５によって検出する。検出された直流電流信号は、直流電流検出用アンプ部６によって増幅された後、マイクロコンピュータ７に入力される（ステップＳ１）。ステップＳ１の後、マイクロコンピュータ７による制御手順は、デューティ基準値４１の制御手順（ステップＳ２〜ステップＳ６）と回転数の制御手順（ステップＳ７〜Ｓ１０）とに分かれる。

最初に、デューティ基準値４１の制御手順について説明する。まず、モータ電流検出部８は、インバータ回路２の各スイッチング素子のスイッチング前後における直流電流信号の電流変化を検出する。モータ電流検出部８は、検出した電流変化をもとに、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のモータ電流（インバータ回路２の出力電流）を算出する（ステップＳ２）。

次に、位相差検出部９は、各相のモータ電流と正弦波データ作成部２２によって作成された各相の正弦波データ（モータ電圧信号）との位相差を計算する（ステップＳ３）。この後、第１の加算器１１は、算出された位相差と目標位相差４０との誤差を求める（ステップＳ４）。ＰＩ演算部１２は、求めた誤差をもとにＰＷＭ制御のデューティ基準値４１を算出する（ステップＳ５）。乗算器１４は、算出されたデューティ基準値４１と現在の機械角に対応するデューティ補正係数とを乗算する。これによって、現在の負荷トルクに合わせてデューティ基準値４１の補正が行なわれる（ステップＳ６）。

次に、回転数の制御手順について説明する。まず、基本電流成分分離部１６は、直流電流信号を、デューティ補正係数４２に対応する第１の電流成分と、直流電流信号から第１の電流成分を減算した第２の電流成分（基本電流成分）とに分離する（ステップＳ７）。

次に、電流変動検出部１７は、求めた基本電流成分を平均値（直流成分）と振動成分（交流成分）とに分離することによって、振動成分を検出する（ステップＳ８）。回転数補正量演算部１８は、振動成分をもとに回転数補正量４５を算出する。第２の加算器１９は、算出された回転数補正量４５を回転数指令値４４に加算する。これによって、モータ電流の振動に応じて回転数指令値４４が補正される（ステップＳ９）。こうして得られた補正後回転数４６をもとに、正弦波データ作成部２２は各相ごとに正弦波データ４７を作成する（ステップＳ１０）。

ＰＷＭ信号作成部１５は、以上の処理手順（ステップＳ６およびＳ１０）によって得られた補正後デューティ値４３および正弦波データ４７に基づいてＰＷＭ信号４８を作成し、インバータ回路２に出力する（ステップＳ１１）。こうして、モータの制御装置５０では、モータ電圧とモータ電流との位相差が目標位相差に等しくなるようにフィードバック制御される。それとともに、負荷トルクに合わせてモータトルクが補正され、モータ電流の基本電流成分の振動に応じて回転数指令値（強制励磁回転数）が補正される。

図１０、図１１は、図２の冷凍装置１００における各部の信号波形を模式的に示す図である。図１０は、モータ電流に過渡的な不安定性が生じていない場合の波形図であり、図１１は、モータ電流に過渡的な不安定性が生じている場合の波形図である。図１０、図１１は、上から順に、（ａ）負荷トルク、（ｂ）デューティ補正係数、（ｃ）直流電流（インバータ回路２の入力電流）、（ｄ）デューティ補正係数に対応する電流成分、（ｅ）基本電流成分、（ｆ）比較例の回転数補正量、（ｇ）本発明の回転数補正量を示す。図１０、図１１の横軸は機械角である。ここで、（ｆ）の比較例は、基本電流成分分離部１６によって基本電流成分を分離せずに、直流電流検出用アンプ部６から出力された直流電流信号をそのまま使って回転数補正量を計算した場合の例である。以下、図１０、図１１の波形図をもとにモータの制御装置５０ついて具体的に説明する。

まず、図２、図１０を参照して、モータ電流に過渡的な不安定性が生じていない場合について説明する。図１０（ａ）のように、シングルロータ型圧縮機６０の負荷トルクは、モータ１回転ごとにモータ１の機械角の対応した一定のパターンで変動する。このため、モータ１の振動を低減させるために、負荷トルクの増減に合わせてモータトルクを増減させる。図１０（ｂ）は、負荷トルクの変動パターンに対応して定められたデューティ補正係数４２である。ＰＩ演算部１２から出力されたデューティ基準値４１にデューティ補正係数４２を乗算することによって補正後デューティ値４３が求められる。

図１０（ｅ）の基本電流成分は、電流検出抵抗５によって検出された直流電流（ｃ）から、デューティ補正係数に対応する電流成分（ｄ）を減算したものである。図１０（ｄ）の電流成分は、前述の式（３）に従って計算される。ここで、図１０はモータ電流に過渡的な不安定性が生じていない場合であるので、基本電流成分（ｅ）は一定となり、直流成分のみになる。したがって、図１０の場合の回転数補正量（ｇ）は０である。

ところが、基本電流成分を分離しない比較例の場合には、直流電流信号（ｃ）に基づいて回転数補正量が計算されることになる。この場合、直流電流信号（ｃ）の波形は、デューティ値補正部５２によって補正された電流成分（ｄ）である交流成分（振動成分）を含むことになる。したがって、交流成分の逆位相の信号に比例する回転数補正量（ｇ）は、モータ電流が安定であるにもかかわらず０にならない。この結果、比較例の場合はモータ１が安定動作している場合にも回転数指令値４４の補正を行なうことになるので、かえってモータ１の動作状態が不安定化してしまう。一方、本実施の形態では回転数補正量（ｇ）は０となるので、モータ１の動作状態が不安定になることはない。

次に、図２、図１１を参照して、モータ電流に過渡的な不安定性が生じている場合について説明する。なお、図１１（ａ），（ｂ）は図１０（ａ），（ｂ）と同一の波形である。

図１１の場合、基本電流成分（ｅ）には、モータ電流の不安定性に起因する交流成分（振動成分）が現れている。したがって、直流電流信号（ｃ）は、デューティ値補正部５２によって補正された電流成分（ｄ）とモータ電流の不安定性に起因する交流成分（振動成分）との両方の波形が重畳されたものとなっている。

本実施の形態の場合には、回転数補正量（ｇ）は、モータ電流の不安定性に起因する交流成分（振動成分）のみを含む基本電流成分（ｅ）に基づいて計算される。このため、モータ電流の不安定性に起因する交流成分（振動成分）を効果的に抑制することができる。

一方、比較例の場合には、デューティ値補正部５２によって補正された電流成分（ｄ）と不安定性に起因する振動成分との両方を含む直流電流信号（ｃ）に基づいて、回転数補正量（ｇ）が計算される。このため、モータ電流の不安定性を効果的に安定化することができない。

以上のとおり、本実施の形態のモータの制御装置５０によれば、モータ電圧とモータ電流との位相差をフィードバック制御することによってモータ１を駆動する。したがって、ロータ位置を検知する位置センサを必要としない簡単な構成で、正弦波通電および１８０度通電を用いた低騒音、低振動、高効率なモータ駆動が実現できる。

また、モータの制御装置５０は、ＰＷＭ制御のデューティ基準値４１を負荷トルクの変動パターンに合わせて補正する。したがって、負荷トルクの変動が大きい場合であっても、低振動で安定にモータ１を駆動することができる。

さらにまた、モータの制御装置５０は、インバータ回路２の入力電流（直流電流）に基づいてモータ電流の安定化を行なう。このとき、デューティ基準値４１の補正によって増減した電流成分を直流電流から減算した基本電流成分に基づいて回転数の制御を行なう。したがって、デューティ基準値４１の補正の影響を受けずに、効果的にモータ電流の安定化制御を行なうことができる。

さらに、本実施の形態のモータの制御装置５０を用いることにより、低騒音、低振動、高効率な冷凍装置および空調装置を提供することができる。

なお、上述の実施の形態では、冷凍装置・空調装置１００を例にあげて説明したが、本発明のモータの制御装置５０の用途は冷凍装置・空調装置に限るものでない。本発明の制御装置５０は、同期モータ１の回転に同期して負荷装置のトルクが変動するような場合に好適に用いることができる。

また、図２の機械角判定部２３の構成を図１２のように変形することもできる。ここで、図１２の機械角判定部２３Ａ以外の構成については図２の場合と同様であるので、説明を繰返さない。

図１２は、変形例のモータの制御装置５０Ａを含む冷凍装置１００Ａの構成を示すブロック図である。図１２の機械角判定部２３Ａは、位相差検出部９によって検出されたモータ電流とモータ電圧との位相差情報に基づいて機械角を判定する。

図５で説明したように、負荷トルクが変動する場合には、モータ電流の振幅が変化するとともに、モータ電流とモータ電圧との位相差（図５の８１ａ，８１ｂ，８１ｃ，８１ｄ）も変化する。機械角判定部２３Ａは、この位相差の変化を利用して機械角を判定する。たとえば、電気角０度の位相差（８１ａ）と電気角３６０度の位相差（８１ｃ）との大小関係を比較することによって、図５の区間Ｓ（機械角の０度〜１８０度）と区間Ｔ（機械角の１８０度〜３６０度）のいずれの区間に電気角が対応するかを判定することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態の冷凍装置１００の構成を示すブロック図である（マイクロコンピュータ７のハードウェア構成）。 本発明の実施の形態の冷凍装置１００の構成を示すブロック図である（マイクロコンピュータ７のソフトウェア構成）。 目標位相差情報のデータテーブルの一例を示す図である。 図２のモータ電流検出部８の構成の一例を示すブロック図である。 負荷トルクとモータ電圧・モータ電流との関係を表わす図である。 トルクパターン記憶部１３に記憶されたデューティ補正係数のデータテーブルの一例を示す図である。 モータ１の動作状態が不安定なときに観測されるモータ電流の振動を説明するための図である。 図２の電流変動検出部１７および回転数補正量演算部１８の構成の一例を示す機能ブロック図である。 モータの制御装置５０によるモータ１の制御手順を示すフローチャートである。 図２の冷凍装置１００における各部の信号波形を模式的に示す図である（モータ電流が安定な場合）。 図２の冷凍装置１００における各部の信号波形を模式的に示す図である（モータ電流が不安定な場合）。 変形例のモータの制御装置５０Ａを含む冷凍装置１００Ａの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 同期モータ、２ インバータ回路、５ 電流検出抵抗、８ モータ電流検出部、９ 位相差検出部、１０ 目標位相差情報格納部、１３ トルクパターン記憶部、１５ ＰＷＭ信号作成部、１６ 基本電流成分分離部、１７ 電流変動検出部、１８ 回転数補正量演算部、２０ 回転数設定部、２１ 正弦波データテーブル、２２ 正弦波データ作成部、４０ 目標位相差、４１ デューティ基準値、４２ デューティ補正係数、４３ 補正後デューティ値、４４ 回転数指令値、４５ 回転数補正量、４６ 補正後回転数、４７ 正弦波データ、４８ ＰＷＭ信号、５０，５０Ａ モータの制御装置、５１ デューティ値演算部、５２ デューティ値補正部、５３ 回転数補正部、６０ シングルロータ型圧縮機、１００，１００Ａ 冷凍装置・空調装置。

Claims (10)

1. 負荷装置に接続された同期モータを回転数指令値に従って可変速制御するためのモータの制御装置であって、
   前記負荷装置は、前記同期モータのロータの機械角に対応した一定のパターンで負荷トルクが変動し、
   前記制御装置は、
   複数のスイッチング素子を含み、パルス幅変調信号に応答して前記複数のスイッチング素子がスイッチングすることによって、入力された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力を前記同期モータに出力するインバータ装置と、
   前記パルス幅変調信号を生成する制御部とを備え、
   前記制御部は、
   前記インバータ装置の出力電圧と出力電流との位相差と前記回転数指令値に対応して予め定められた目標位相差との誤差が小さくなるように、前記パルス幅変調信号のデューティ値を定めるデューティ値演算部と、
   予め測定された前記負荷トルクの変動パターンに合わせて前記デューティ値を補正するデューティ値補正部と、
   前記インバータ装置の入力電流の値を、前記デューティ値補正部における補正量に対応する第１の電流成分と前記入力電流の値から前記第１の電流成分を減算した第２の電流成分とに分離し、前記第２の電流成分に基づいて前記回転数指令値を補正する回転数補正部と、
   前記デューティ値補正部によって補正されたデューティ値、および前記回転数補正部によって補正された回転数指令値に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成する信号生成部とを含む、モータの制御装置。
2. 前記デューティ値補正部は、前記ロータの機械角に対応して予め定められた前記デューティ値の補正係数を記憶するトルクパターン記憶部を有し、
   前記デューティ値補正部は、前記ロータの機械角に対応して前記補正係数を前記デューティ値に乗算することによって前記デューティ値を補正する、請求項１に記載のモータの制御装置。
3. 前記第１の電流成分は、前記入力電流の平均値と前記補正係数から１を減じた値との積に比例する、請求項２に記載のモータの制御装置。
4. 前記回転数補正部は、前記第２の電流成分を直流成分と交流成分とに分離し、分離された交流成分が大きくなるほど前記回転数指令値の補正量を増加させる、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータの制御装置。
5. 前記制御部は、
   前記回転数補正部によって補正された回転数指令値に対応する周波数で周期的に変化する電圧波形データを作成する波形データ作成部と、
   前記電圧波形データと前記出力電流との位相差を検出する位相差検出部とをさらに含み、
   前記デューティ値演算部は、前記目標位相差と前記位相差検出部によって得られた前記位相差との誤差を算出し、前記誤差が小さくなるように前記デューティ値を定め、
   前記信号生成部は、前記デューティ補正部によって補正されたデューティ値を前記電圧波形データに乗算し、得られた波形データをパルス幅変調することによって前記パルス幅変調信号を生成する、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータの制御装置。
6. 前記電圧波形データは、正弦波データである、請求項５に記載のモータの制御装置。
7. 前記モータの制御装置は、前記入力電流を検出する電流センサをさらに備え、
   前記制御部は、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子がスイッチングする直前と直後の前記電流センサによる検出電流の変化分を算出し、算出された前記検出電流の変化分に基づいて前記出力電流を得る出力電流検出部をさらに含む、請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータの制御装置。
8. 前記負荷装置は、シングルロータ型圧縮機またはレシプロ型圧縮機である、請求項１〜７のいずれか１項に記載のモータの制御装置。
9. 同期モータと、
   前記同期モータによって駆動され、前記同期モータのロータの機械角に対応した一定のパターンで負荷トルクが変動する負荷装置と、
   前記同期モータを回転数指令値に従って可変速制御するための請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータの制御装置とを備える、冷凍装置。
10. 同期モータと、
    前記同期モータによって駆動され、前記同期モータのロータの機械角に対応した一定のパターンで負荷トルクが変動する負荷装置と、
    前記同期モータを回転数指令値に従って可変速制御するための請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータの制御装置とを備える、空調装置。

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