JP2009213055A - 検出方法及び検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】検出回路で、ＢＰＳＫにより変調された所定の信号がＯＦＤＭ信号として送信される場合に、ＢＰＳＫ変調された所定の信号を効率的に検出する方法を提供する。
【解決手段】ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出回路において、受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求める相関演算部と、該相関演算部により求められた相関に基づいて前記所定の信号を検出する検出部と、を備えた。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＢＰＳＫにより変調された所定の信号がＯＦＤＭ信号として送信される場合に、この所定の信号の検出を行う検出方法及び検出回路に関する。

近年、無線通信技術の１つとして、ＩＥＥＥ８０２．１６が注目されている。ＩＥＥＥ８０２．１６は、電話回線や光ファイバ回線などの代わりに、通信事業者とユーザ宅との間を無線接続し、都市部や特定地域のＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）などを相互に接続する広域ネットワークであるＭＡＮ（Ｍｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を無線化するＷｉｒｅｌｅｓｓ ＭＡＮを構築する手法として開発された技術であり、１台の無線基地局で最大７０メガビット／秒程度の伝送速度で半径約５０ｋｍ程度のエリアをカバーすることができるとされている。

また、ＩＥＥＥ８０２．１６ Ｗｏｒｋｉｎｇ Ｇｒｏｕｐでは、ＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれ、無線基地局に複数の端末が接続可能なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ（Ｐ−ＭＰ）通信方式を規定している。ＩＥＥＥ８０２．１６では、主に固定通信用途向けのＩＥＥＥ８０２．１６ｄ仕様と移動通信用途向けのＩＥＥＥ８０２．１６ｅ仕様とがある。

図１に、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅにおけるＯＦＤＭＡ（ＯＦＤＭ Ａｃｃｅｓｓ）無線フレームの一例の構成図を示す。同図中、横軸はＯＦＤＭＡシンボル番号（ＯＦＤＭＡ ｓｙｍｂｏｌ ｎｕｍｂｅｒ）を示しており、時間軸方向を示している。縦軸はサブチャネル論理番号（ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ ｌｏｇｉｃａｌ ｎｕｍｂｅｒ）を示している。

ＯＦＤＭＡのフレームは、ダウンリンクのサブフレーム、及び、アップリンクのサブフレーム、及び、ＴＴＧ（Ｔｒａｎｓｍｉｔ／Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｇａｐ）、及び、ＲＴＧ（Ｒｅｃｅｉｖｅ／Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｇａｐ）から構成される。

更に、ＤＬサブフレームは、プリアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、ＦＣＨ（Ｆｒａｍｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｈｅａｄｅｒ）、ＤＬ−ＭＡＰ、ＵＬ−ＭＡＰ、複数のＤＬバースト（ＤＬ ｂｕｒｓｔ）から構成される。プリアンブルは、移動局がフレーム同期を実現するために必要なプリアンブルシンボルパターンを含む。ＦＣＨは、使用するサブチャネルや直後に位置するＤＬ−ＭＡＰに関する情報が含まれる。ＤＬ−ＭＡＰは、ＤＬサブフレームのＤＬバーストのマッピング情報を含み、これを受信し、解析することによって、移動局は、ＵＬ−ＭＡＰ、ＤＬバースト（＃１〜＃４）を識別することができる。

ＵＬ−ＭＡＰは、ＵＬサブフレームのＵＬバーストのマッピング情報を含む。これを読むことによって、移動局は、ＵＬバースト（＃１〜＃５）を識別することができる。

バーストとは、ＭＳ宛の下りユーザデータや制御メッセージ、及びＭＳ発の上りユーザデータや制御メッセージについて、無線フレームにおける下りサブフレーム及び上りサブフレーム上のスロットの割当及び配置であり、同一の変調方式と同一のＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；前方エラー訂正）の組合せを有する領域であり、ＤＬ−ＭＡＰ／ＵＬ−ＭＡＰが、各バーストの変調方式とＦＥＣの組合せを指定する。無線基地局がスケジューリングした結果は、フレーム毎に、ＤＬサブフレーム先頭に設定されるＤＬ−ＭＡＰ，ＵＬ−ＭＡＰを用いて全ての移動局に通知される。

上記プリアンブルは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で１次変調されたプリアンブルシンボルであり、端末局はこのプリアンブルシンボルを検出してフレームの先頭を検出する。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅでは、このプリアンブルシンボルの１１４種類のパターンを規定している。各パターンには、基地局のインデックス（Ｉｎｄｅｘ）が割り振られ、端末局はこのプリアンブルを復調することにより、基地局のインデックスを知ることができる。

なお、従来から、ＢＰＳＫ変調信号でなるプリアンブル部を付加して送信フレームを形成する技術（例えば特許文献１参照）や、対称形構造のプリアンブルを持つＯＦＤＭ信号でフレーム同期する技術（例えば特許文献２参照）が知られている。
特開２００３−１１０４９９号公報 特開２００１−３３３０４１号公報

しかし、ＢＰＳＫにより変調された所定の信号がＯＦＤＭ信号として送信される場合に、この所定の信号を効率的に検出する方法はなかった。

開示の検出回路は、ＢＰＳＫにより変調された所定の信号がＯＦＤＭ信号として送信される場合に、ＢＰＳＫ変調された所定の信号を効率的に検出する方法を提供することを目的とする。

開示の一実施態様の検出回路では、ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出回路において、受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求める相関演算部と、該相関演算部により求められた相関に基づいて前記所定の信号を検出する検出部と、を備えたことを特徴とする検出回路を用いる。

好ましくは、前記受信信号のＯＦＤＭシンボル期間におけるシンボル同期位置を検出してシンボル同期信号を前記相関演算部に供給するシンボル同期部を有する。

開示の一実施態様の検出方法では、ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出方法において、受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求め、求められた該相関に基づいて前記所定の信号を検出する、ことを特徴とする検出方法を用いる。

開示の検出回路によれば、ＢＰＳＫ変調された所定の信号を効率的に検出することができる。

以下、図面に基づいて実施形態について説明する。

ＢＰＳＫ変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として送信し、その検出を行う回路の例として、ここでは、所定の既知信号（ＷｉＭＡＸにおけるプリアンブル信号）を受信する受信回路について説明する。もちろん、他の通信システムであってもよい。

本発明者は、ＢＰＳＫ変調された所定の信号（ここではプリアンブル信号と称する）をＯＦＤＭ信号として送信する場合について、プリアンブルシンボルの時間波形を解析することで、対称性の存在を発見した。図２にプリアンブルシンボルの時間波形を示し、また、図３にプリアンブルシンボルの時間波形を模式的に示す。ここで、Ｉ信号においては、有効シンボルの時間的な中心に対して左右対称となり、Ｑ信号においては、有効シンボルの時間的な中心に対して符号反転で対称となっている。

更に、１ＯＦＤＭシンボルはガードインターバルと有効シンボルを有する。有効シンボルの最後尾の部分Ｄ１をコピーしているＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）部分Ｄ２であるガードインターバルと、有効シンボルの先頭からＣＰ期間分の部分Ｄ３においては、Ｉ信号では有効シンボルの先頭を中心に左右対称、Ｑ信号では有効シンボルの先頭を中心に符号反転で対称となる。

そこで、このＢＰＳＫで一次変調されたＯＦＤＭ信号波形の対象性を利用してプリアンブルの検出を行うこととする。

即ち、ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出回路において、受信信号の第１の部分の信号と、第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求める相関演算部と、相関演算部により求められた相関に基づいて所定の信号を検出する検出部と、を備えたことを特徴とする検出回路を用いることで、所定の信号の検出を行うこととする。

図３で示した対象関係によれば、例えば、Ｄ３の部分の信号と、Ｄ１の部分の信号を反転させた信号との相関を求めれば、所定の基準より高い相関が得られることがわかる。

従って、受信信号についてシンボル同期をとり、シンボルにおいて所定の部分（例えばＤ３）とその所定の部分に対応する部分（例えばＤ１）を反転させた信号の間で相関を求めれば、プリアンブルについては高い相関が得られ、ＢＰＳＫ以外のＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調等された信号については、そのような高い相関は得られないため、相関の値により、受信したシンボルが所定の信号であるかどうかを判定することができるのである。

なお、相関を求めるのは、Ｄ３部分とＤ１部分に限らず、Ｄ２とＤ３部分としたり、有効シンボルの中心に対して対象な２つの部分とすることもできる。Ｑ信号については、相関を求める際に、一方の部分の符号反転も行うことが望ましい。

また、Ｄ３部分と、Ｄ１部分といったように受信信号の１シンボルを部分的に用いるのではなく、１シンボル全体を受信信号の一部として用いてもよい。

＜第１実施形態＞
図４は検出回路の第１実施形態の回路構成図、図５は図４の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。

ここでは、第１の部分と、第２の部分を時間的に反転した信号を得る際に、１つのシンボルメモリを用いているが、ビットの入れ替え処理部等により反転させる等種々の手法を採用することもできる。

好ましくは、時間的に先に受信する信号部分を記憶部に記憶し、それを時間反転するように読み出し、時間的に後に受信する信号部分との相関を相関演算部で行う。時間的に後に受信する信号部分を記憶させない場合、記憶容量の増大を抑えることもできる。

また、この例では、相関演算部４５後、移動平均部等を備えているが、精度を高めるための処理であり、処理を省略することもできる。

図４において、受信信号Ｉ，Ｑは、１シンボル期間分の受信信号を格納できる容量を持つデュアルポートのシンボルメモリ４１に格納される。なお、受信信号は図１のフレーム構成からＩＦＦＴ変換したものである。これと共に、受信信号Ｉ，Ｑはシンボル同期回路（シンボル同期部）４２に供給される。後述するシンボル同期回路４２ではＯＦＤＭ信号の有効シンボルの先頭（シンボル同期位置）が検出され、シンボル同期信号としてメモリ制御回路４３，４４それぞれに供給される。

シンボル同期信号で有効シンボルの先頭は分っているため、シンボルメモリ４１に１シンボル期間の受信信号が書き込まれた後、メモリ制御回路４３はシンボル同期位置を基準として有効シンボルの先頭から、書き込み時と同順（ｔ＝ｍ，ｍ＋１，ｍ＋２，…，ｎ）でシンボルメモリ４１内の受信信号（Ｉ０，Ｑ０）を読み出して、図５（Ａ）に示すように、ポートＡから出力する。この受信信号（Ｉ０，Ｑ０）は相関演算部４５に供給される。

これと同時に、メモリ制御回路４４はシンボル同期位置を基準として有効シンボルの最後尾から、書き込み時とは逆順（ｔ＝ｎ，ｎ−１，ｎ−２…，ｍ）でシンボルメモリ４１内の受信信号（Ｉ１，Ｑ１）を読み出して、図５（Ｂ）に示すように、ポートＢから出力する。この受信信号（Ｉ１，Ｑ１）はＱ軸符号反転部４６に供給され、ここで、Ｑ軸信号（Ｑ１）だけ符号反転され（Ｉ軸信号は符号反転なし）、相関演算部４５に供給される。

相関演算部４５は、図５（Ａ），（Ｂ）に示すように、有効シンボルの先頭から最後尾までの信号Ｉ０，Ｑ０と、有効シンボルの最後尾から先頭までの書き込みと逆順の信号Ｉ１及び符号反転した信号Ｑ１から（１），（２）式を用いて相関値ＣＩ，ＣＱを求める。このため、相関演算部４５の出力は、１フレーム内で、プリアンブルのシンボル期間に高いレベルの相関値が得られる。なお、Ｉ，Ｑいずれか一方を利用することもできるし、このようにＩ，Ｑの双方を利用することもできる。

ＣＩ＝Ｉ０×Ｉ１＋Ｑ０×Ｑ１ …（１）
ＣＱ＝Ｉ１×Ｑ０−Ｉ０×Ｑ１ …（２）
次に、移動平均部４７において（３），（４）式を用いて、相関演算部４５の出力を１有効シンボル期間で移動平均ＭＩ，ＭＱを求め、電力算出部４８で（５）式を用いて、移動平均値の電力値ＰＯＷを求め相関電力として出力する。

ただし、（３），（４）式において、Ｌ＝ｍ−ｎ ｍ＜ｎである。

ピーク検出及び遅延部４９では、所定の基準より大きい（最大の）相関電力値を検出することでプリアンブルシンボルと判断し、フレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。好ましくは、プリアンブルシンボル位置を（１シンボル期間−処理遅延時間）だけ遅延してフレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。

この実施形態によれば、所定の信号を効率よく検出することができる。また、好ましい例では、大容量のフレームメモリを必要とすることがない。また、１有効シンボル期間だけの移動平均演算を行えばよいため、移動平均部４７のダイナミックレンジも従来に比して小さくできる。更に、パターンマッチの必要がないため、回路を複数設けたり高速で動作させたりする必要はない。これによって、回路規模を小さくすることができ、消費電力を低減することも可能となる。

＜シンボル同期回路＞
図６は、検出回路で用いられるシンボル同期回路４２の一実施形態の回路構成図、図７は図６の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。

図６において、受信信号は例えばＦＩＦＯ等で構成されるシンボルメモリ５１に格納され、メモリ制御回路５２によって１有効シンボル期間だけ遅延してシンボルメモリ５１から読み出され、信号Ｉ１，Ｑ１として相関演算部５３に供給される。これと共に、受信信号Ｉ０，Ｑ０は相関演算部５３に供給される。

相関演算部５３は、受信信号Ｉ０，Ｑ０と信号Ｉ１，Ｑ１から（１），（２）式で相関値ＣＩ，ＣＱを求めて出力する。図２に示すように、ガードインターバルＤ２は有効シンボルの最終期間Ｄ１をコピーしているため、相関演算部５３の出力には、１シンボル内のガードインターバル期間のみに高いレベルの相関値が得られる。

次に、移動平均部５４において、（３），（４）式を用いて、相関演算部５３の出力を１シンボル期間で移動平均ＭＩ，ＭＱを求め、電力算出部５５で（５）式を用いて、移動平均の電力値ＰＯＷを求める。更に、ピーク位置算出部５６で移動平均値の電力値ＰＯＷのピーク位置を検出しタイミング生成部５７に供給する。

電力値のピーク位置はノイズ等の影響でタイミングが変動するおそれがあるため、タイミング生成部５７では１シンボル周期のカウントを繰り返すシンボルカウンタ５８のカウント値を用いて保護をかけ、ピーク位置に同期したシンボル同期信号を出力する。

＜第２実施形態＞
図８は検出回路の第２実施形態の回路構成図、図９は図８の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。図８において、図４と同一部分には同一符号を付す。

図８において、受信信号Ｉ，Ｑは、１／２シンボル期間分の受信信号を格納できる容量を持つシングルポートのシンボルメモリ６１に格納される。これと共に、受信信号Ｉ，Ｑはシンボル同期回路４２に供給され、また、受信信号Ｉ０，Ｑ０として相関演算部６５に供給される。シンボル同期回路４２ではＯＦＤＭ信号の有効シンボルの先頭（シンボル同期位置）が検出され、シンボル同期信号としてメモリ制御回路６３，６４それぞれに供給される。

シンボル同期信号で有効シンボルの先頭は分っているため、ライト用のメモリ制御回路６３は、書き込みアドレスを１ずつインクリメントすることで、図９（Ａ）に示すように、シンボルメモリ６１に有効シンボルの先頭から１／２有効シンボル期間分の受信信号が書き込まれる。この後、有効シンボルの時間的な中心から最後尾までの１／２有効シンボル期間分の受信信号が供給される期間に、リード用のメモリ制御回路６４はライト用のメモリ制御回路６３の最終アドレス値（１／２有効シンボル期間分の受信信号の書き込み終了時のアドレス）を初期値として書き込みアドレスを１ずつデクリメントすることで、図９（Ｂ）に示すように、シンボルメモリ６１からは有効シンボルの時間的な中心から先頭までの受信信号が有効シンボルの時間的な中心に対して対称に、つまり、書き込み時とは逆順（ｔ＝ｎ／２，ｎ／２−１，ｎ／２−２，…，ｍ）に読み出される。この受信信号（Ｉ１，Ｑ１）はＱ軸符号反転部６６に供給され、ここで、Ｑ軸信号（Ｑ１）だけ符号反転され（Ｉ軸信号は符号反転なし）、相関演算部６５に供給される。

相関演算部６５は、図９（Ａ），（Ｂ）に示すように、有効シンボルの時間的な中心から最後尾までのＩ０，Ｑ０と、有効シンボルの時間的な中心から先頭までの書き込みと逆順のＩ１及び符号反転した信号Ｑ１から（１），（２）式を用いて相関値ＣＩ，ＣＱを求める。このため、相関演算部６５の出力は、１フレーム内で、プリアンブルの１／２シンボル期間のみに高いレベルの相関値が得られる。

次に、移動平均部６７において（３），（４）式を用いて、相関演算部６５の出力を１／２有効シンボル期間で移動平均ＭＩ，ＭＱを求め、電力算出部６８で（５）式を用いて、移動平均値の電力値ＰＯＷを求め相関電力として出力する。ただし、（３），（４）式において、Ｌ＝ｎ／２−ｍ ｍ＜ｎ／２である。

ピーク検出及び遅延部６９では、所定の基準より大きい（最大の）相関電力値を検出することでプリアンブルシンボルと判断し、フレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。

この実施形態では、１／２有効シンボル期間だけの移動平均演算を行えばよく、移動平均部６７のダイナミックレンジを更に小さくできる。なお、この実施形態では、シングルポートのシンボルメモリ６１を用いているが、デュアルポートメモリを使用することにより、シンボルメモリ６１をシンボル同期回路４２内のシンボルメモリ５１と共用することも可能である。また、有効シンボルの時間的な中心に対して対称な位置にある受信信号の相関値を求めているため、シンボルメモリ６１は１／２有効シンボル期間分の受信信号を格納する必要はなく、有効シンボル期間の１／４、又は１／８、又は１／１６の受信信号を格納する構成であっても、同様のフレーム同期検出を行うことが可能である。

＜第３実施形態＞
図１０は検出回路の第３実施形態の回路構成図、図１１は図１０の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。図１０において、図４と同一部分には同一符号を付す。

図１０において、受信信号Ｉ，Ｑは、１シンボル期間分の受信信号を格納できる容量を持つシンボルメモリ７１に格納される。これと共に、受信信号Ｉ，Ｑはシンボル同期回路４２に供給される。シンボル同期回路４２ではＯＦＤＭ信号の有効シンボルの先頭（シンボル同期位置）が検出され、シンボル同期信号としてメモリ制御回路７３，７４それぞれに供給される。

シンボル同期信号で有効シンボルの先頭は分っているため、図１１（Ａ）に示すように、シンボルメモリ７１に１シンボル期間の受信信号が書き込まれた後、メモリ制御回路７３はシンボル同期位置を基準として有効シンボルの時間的な中心から、書き込み時と同順（ｔ＝ｍ，ｍ＋１，ｍ＋２，…，ｎ／２）でシンボルメモリ７１内の受信信号（Ｉ０，Ｑ０）を１／２有効シンボル分だけ読み出して、図１１（Ｂ）に示すように、ポートＡから出力する。この受信信号（Ｉ０，Ｑ０）は相関演算部７５に供給される。これと同時に、メモリ制御回路７４はシンボル同期位置を基準として有効シンボルの最後尾から、書き込み時とは逆順（ｔ＝ｎ，ｎ−１，ｎ−２…，ｎ／２−１）でシンボルメモリ４１内の受信信号（Ｉ１，Ｑ１）を１／２有効シンボル分だけ読み出して、図１１（Ｃ）に示すように、ポートＢから出力する。この受信信号（Ｉ１，Ｑ１）はＱ軸符号反転部７６に供給され、ここで、Ｑ軸信号（Ｑ１）だけ符号反転され（Ｉ軸信号は符号反転なし）、相関演算部７５に供給される。

相関演算部７５は、図１１（Ｂ），（Ｃ）に示すように、有効シンボルの先頭から時間的な中心までのＩ０，Ｑ０と、有効シンボルの最後尾から時間的な中心までの書き込みと逆順のＩ１及び符号反転した信号Ｑ１から（１），（２）式を用いて相関値ＣＩ，ＣＱを求める。このため、相関演算部７５の出力は、１フレーム内で、プリアンブルの１／２シンボル期間のみに高いレベルの相関値が得られる。

次に、移動平均部７７において（３），（４）式を用いて、相関演算部７５の出力を１／２有効シンボル期間で移動平均ＭＩ，ＭＱを求め、電力算出部７８で（５）式を用いて、移動平均値の電力値ＰＯＷを求め相関電力として出力する。ただし、（３），（４）式において、Ｌ＝ｎ／２−ｍ ｍ＜ｎ／２である。

ピーク検出及び遅延部７９では、所定の基準より大きい（最大の）相関電力値を検出することでプリアンブルシンボルと判断し、フレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。好ましくは、プリアンブルシンボル位置を（１／２有効シンボル期間＋１ガードインターバル期間−処理遅延時間）だけ遅延してフレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。

この実施形態では、１／２有効シンボル期間だけの移動平均演算を行えばよく、移動平均部７７のダイナミックレンジを更に小さくできる。この実施形態では、有効シンボルの時間的な中心に対して対称な位置にある受信信号の相関値を求めているため、シンボルメモリ７１は１／２有効シンボル期間分の受信信号を格納する必要はなく、有効シンボル期間の１／４、又は１／８、又は１／１６の受信信号を格納する構成であっても、同様のフレーム同期検出を行うことが可能である。

＜第４実施形態＞
図１２は検出回路の第４実施形態の回路構成図、図１３は図１２の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。図１３において、図４と同一部分には同一符号を付す。

図１２において、受信信号Ｉ，Ｑは、１／Ｍシンボル期間分の受信信号を格納できる容量を持つシングルポートのシンボルメモリ８１に格納される。なお、ガードインターバルは１／Ｍシンボル期間だけ存在し、例えばＭ＝８である。これと共に、受信信号Ｉ，Ｑはシンボル同期回路４２に供給され、また、受信信号Ｉ０，Ｑ０として相関演算部８５に供給される。シンボル同期回路４２ではＯＦＤＭ信号の有効シンボルの先頭（シンボル同期位置）が検出され、シンボル同期信号としてメモリ制御回路８３，８４それぞれに供給される。

シンボル同期信号で有効シンボルの先頭は分っているため、ライト用のメモリ制御回路８３は、書き込みアドレスを１ずつインクリメントすることで、図１３（Ａ）に示すように、シンボルメモリ８１に有効シンボルに先行するガードインターバルの受信信号が書き込まれる。この後、リード用のメモリ制御回路８４はライト用のメモリ制御回路８３の最終アドレス値（１／２有効シンボル期間分の受信信号の書き込み終了時のアドレス）を初期値として書き込みアドレスを１ずつデクリメントすることで、図１３（Ｂ）に示すように、シンボルメモリ８１からはガードインターバルの最後尾から先頭までの受信信号が有効シンボルの先頭位置を中心として対称に、つまり、書き込み時とは逆順（ｔ＝ｍ−１，ｍ−２，…，０）に読み出される。この受信信号（Ｉ１，Ｑ１）はＱ軸符号反転部８６に供給され、ここで、Ｑ軸信号（Ｑ１）だけ符号反転され（Ｉ軸信号は符号反転なし）、相関演算部８５に供給される。

相関演算部８５は、図１３（Ａ），（Ｂ）に示すように、有効シンボルの先頭から時間的な中心に向けてガードインターバル期間分のＩ０，Ｑ０と、有効シンボルの先頭からガードインターバルの先頭までの書き込みと逆順のＩ１及び符号反転した信号Ｑ１から（１），（２）式を用いて相関値ＣＩ，ＣＱを求める。このため、相関演算部８５の出力は、１フレーム内で、プリアンブルのガードインターバル期間のみに高いレベルの相関値が得られる。

次に、移動平均部８７において、（３），（４）式を用いて、相関演算部８５の出力を１／Ｍシンボル期間で移動平均ＭＩ，ＭＱを求め、電力算出部８８で（５）式を用いて、移動平均値の電力値ＰＯＷを求め相関電力として出力する。ただし、（３），（４）式において、Ｌ＝ｍ−１ ｍ＜０である。

ピーク検出及び遅延部８９では、、所定の基準より大きい（最大の）相関電力値を検出することでプリアンブルシンボルと判断し、フレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。好ましくは、プリアンブルシンボル位置を（１有効シンボル期間−１ガードインターバル期間−処理遅延時間）だけ遅延してフレームの先頭を表すフレーム同期信号を出力する。

この実施形態では、１／Ｍシンボル期間だけの移動平均演算を行えばよく、移動平均部８７のダイナミックレンジも小さくできる。この実施形態では、シングルポートのシンボルメモリ８１を用いているが、デュアルポートメモリを使用することにより、シンボルメモリ８１をシンボル同期回路４２内のシンボルメモリ５１と共用することも可能である。また、有効シンボルの先頭位置を中心として対称な位置にある受信信号の相関値を求めているため、シンボルメモリ８１は１／Ｍシンボル期間分の受信信号を格納する必要はなく、シンボル期間の１／１６の受信信号を格納する構成であっても、同様のフレーム同期検出を行うことが可能である。

＜フレーム加算＞
ところで、ノイズの多い環境にあっては、相関電力値がノイズに埋もれてしまい、正確なピーク検出ができなくなる。このような場合には、電力算出部４８，６８，７８，８８の出力する相関電力値のフレーム加算を行う。

図１４はフレーム加算回路の一実施形態の回路構成図、図１５は図１４の動作を説明するための信号タイミングチャートを示す。

図１４において、端子９０には電力算出部４８，６８，７８，８８が出力する相関電力値が入力され、加算器９１に供給される。加算器（累計部）９１は端子９０からの相関電力値とメモリ９２の出力する相関電力累積値とを加算してメモリ９２に書き込む。また、メモリ９２の出力する相関電力累積値は平均値算出部９３に供給される。

フレームカウンタ９４にはシンボル同期回路４２からシンボル同期信号が供給されており、フレームカウンタ９４はシンボル同期信号をカウントすることで、フレームのカウントを行い、得られたフレームカウント値を平均値算出部９３に供給する。

平均値算出部（平均部）９３はメモリ９２からの相関電力累積値をフレームカウンタ９４からのフレームカウント値で除算することにより、図１５に示すように、相関電力平均値を算出して端子９５より出力する。この端子９５の出力がピーク検出及び遅延部４９，６９，７９，８９に供給される。

これによって、ノイズの影響を低減した正確なピーク検出が可能となる。なお、相関電力平均値の代りに加算器９１の出力する相関電力累積値を出力しても良い。この場合、平均値算出部９３，フレームカウンタ９４を削除することができる。
（付記１）
ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出回路において、
受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求める相関演算部と、
該相関演算部により求められた相関に基づいて前記所定の信号を検出する検出部と、
を備えたことを特徴とする検出回路。
（付記２）
付記１記載の検出回路において、
前記受信信号のＯＦＤＭシンボル期間におけるシンボル同期位置を検出してシンボル同期信号を前記相関演算部に供給するシンボル同期部を
有することを特徴とする検出回路。
（付記３）
付記２記載の検出回路において、
前記第１の部分は前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの先頭部分であり、前記第２の部分は前記有効シンボルの最後尾部分である
ことを特徴とする検出回路。
（付記４）
付記２記載の検出回路において、
前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの中心に対して対称な部分である
ことを特徴とする検出回路。
（付記５）
付記２記載の検出回路において、
前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの先頭に対して対称な部分である
ことを特徴とする検出回路。
（付記６）
付記２記載の検出回路において、
前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボル全体である
ことを特徴とする検出回路。
（付記７）
付記３乃至６のいずれか１項記載の検出回路において、
前記相関演算部は、前記第１の部分の信号のＩ信号及びＱ信号の少なくともいずれか一方と、前記第２の部分の反転信号のＩ信号及び符号反転したＱ信号の少なくともいずれか一方との間の相関値を求める
ことを特徴とする検出回路。
（付記８）
付記７記載の検出回路において、
前記検出部は、前記相関値の移動平均を求める移動平均部と、
前記移動平均から相関電力を算出する電力算出部と、
前記相関電力のピークを検出するピーク検出部と、
を有することを特徴とする検出回路。
（付記９）
付記８記載の検出回路において、
前記電力算出部の出力する相関電力をフレーム毎に加算平均して相関電力の平均値を得て前記ピーク検出部に供給する平均部
を有することを特徴とする検出回路。
（付記１０）
ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出方法において、
受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求め、
求められた該相関に基づいて前記所定の信号を検出する、
ことを特徴とする検出方法。
（付記１１）
付記８記載の検出回路において、
前記電力算出部の出力する相関電力をフレーム毎に加算して相関電力の累計値を得て前記ピーク検出手段に供給する累計部
を有することを特徴とする検出回路。

ＯＦＤＭＡ無線フレームの一例の構成図である。 プリアンブルシンボルの時間波形を示す図である。 プリアンブルシンボルの時間波形を模式的に示す図である。 検出回路の第１実施形態の回路構成図である。 図４の動作を説明するための信号タイミングチャートである。 シンボル同期回路の一実施形態の回路構成図である。 図６の動作を説明するための信号タイミングチャートである。 検出回路の第２実施形態の回路構成図である。 図８の動作を説明するための信号タイミングチャートである。 検出回路の第３実施形態の回路構成図である。 図１０の動作を説明するための信号タイミングチャートである。 検出回路の第４実施形態の回路構成図である。 図１２の動作を説明するための信号タイミングチャートである。 フレーム加算回路の一実施形態の回路構成図である。 図１４の動作を説明するための信号タイミングチャートである。

符号の説明

４１，５１，６１，７１，８１ シンボルメモリ
４２ シンボル同期回路
４３，４４，５２，６３，６４ メモリ制御回路
４５，６５，５３，７５，８５ 相関演算部
４６，６６，７６，８６ Ｑ軸符号反転部
４７，５４，６７，７７，８７ 移動平均部
４８，５５，６８，７８，８８ 電力算出部
４９，６９，７９，８９ ピーク検出及び遅延部
５６ ピーク位置算出部
５７ タイミング生成部
５８ シンボルカウンタ

Claims (10)

1. ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出回路において、
   受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求める相関演算部と、
   該相関演算部により求められた相関に基づいて前記所定の信号を検出する検出部と、
   を備えたことを特徴とする検出回路。
2. 請求項１記載の検出回路において、
   前記受信信号のＯＦＤＭシンボル期間におけるシンボル同期位置を検出してシンボル同期信号を前記相関演算部に供給するシンボル同期部を
   有することを特徴とする検出回路。
3. 請求項２記載の検出回路において、
   前記第１の部分は前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの先頭部分であり、前記第２の部分は前記有効シンボルの最後尾部分である
   ことを特徴とする検出回路。
4. 請求項２記載の検出回路において、
   前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの中心に対して対称な部分である
   ことを特徴とする検出回路。
5. 請求項２記載の検出回路において、
   前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボルの先頭に対して対称な部分である
   ことを特徴とする検出回路。
6. 請求項２記載の検出回路において、
   前記第１の部分と前記第２の部分それぞれは、前記ＯＦＤＭシンボル期間における有効シンボル全体である
   ことを特徴とする検出回路。
7. 請求項３乃至６のいずれか１項記載の検出回路において、
   前記相関演算部は、前記第１の部分の信号のＩ信号及びＱ信号の少なくともいずれか一方と、前記第２の部分の反転信号のＩ信号及び符号反転したＱ信号の少なくともいずれか一方との間の相関値を求める
   ことを特徴とする検出回路。
8. 請求項７記載の検出回路において、
   前記検出部は、前記相関値の移動平均を求める移動平均部と、
   前記移動平均から相関電力を算出する電力算出部と、
   前記相関電力のピークを検出するピーク検出部と、
   を有することを特徴とする検出回路。
9. 請求項８記載の検出回路において、
   前記電力算出部の出力する相関電力をフレーム毎に加算平均して相関電力の平均値を得て前記ピーク検出部に供給する平均部
   を有することを特徴とする検出回路。
10. ＢＰＳＫで変調された所定の信号をＯＦＤＭ信号として受信し、該所定の信号の検出を行う検出方法において、
    受信信号の第１の部分の信号と、該第１の部分に対応する受信信号の第２の部分を時間的に反転させて得られる反転信号との間の相関を求め、
    求められた該相関に基づいて前記所定の信号を検出する、
    ことを特徴とする検出方法。

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