JP2009207184A - High-frequency circuit component and multiband communication device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電子機器間における無線伝送を行う分波・フィルタ複合回路を含む高周波回路部品、およびこれらを用いたマルチバンド通信装置に関し、特に少なくとも２つの互いに周波数の異なる通信システムに共用可能なものに関する。 The present invention relates to a high-frequency circuit component including a demultiplexing / filter composite circuit that performs wireless transmission between electronic devices, and a multiband communication device using the same, and particularly to at least two communication systems having different frequencies. About.
ＩＥＥＥ８０２．１１規格に代表される無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）によるデータ通信が広く一般化している。例えばパーソナルコンピュータ（ＰＣ）、プリンタやハードディスク、ブロードバンドルーターなどのＰＣの周辺機器、ＦＡＸ、冷蔵庫、標準テレビ（ＳＤＴＶ）、高品位テレビ（ＨＤＴＶ）、カメラ、ビデオ、携帯電話等々の電子機器、自動車内や航空機内でのワイヤに変わる信号伝達手段として採用され、それぞれの電子電器機器間において無線データ伝送が行われている。
ＷＬＡＮの規格として、ＩＥＥＥ規格８０２．１１ａは、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ：直交周波数多重分割）変調方式を用いて、最大５４Ｍｂｐｓの高速データ通信をサ端子するものであり、その周波数帯域は５ＧＨｚ帯が利用される。
またＩＥＥＥ規格８０２．１１ｂは、ＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ダイレクト・シーケンス・スペクトル拡散）方式で、５．５Ｍｂｐｓ、１１Ｍｂｐｓの高速通信をサ端子するものであり、無線免許なしに自由に利用可能な、２．４ＧＨｚのＩＳＭ（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ， Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ：産業、科学及び医療）帯域が利用される。
更にＩＥＥＥ規格８０２．１１ｇは、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ：直交周波数多重分割）変調方式を用いて、最大５４Ｍｂｐｓの高速データ通信をサ端子するものであり、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同様に２．４ＧＨｚ帯域が利用される。
Data communication using a wireless LAN (WLAN) represented by the IEEE 802.11 standard has been widely generalized. For example, personal computers (PCs), PC peripherals such as printers, hard disks, broadband routers, fax machines, refrigerators, standard televisions (SDTVs), high-definition televisions (HDTVs), electronic devices such as cameras, videos, mobile phones, etc. It is adopted as a signal transmission means that changes to a wire in an aircraft, and wireless data transmission is performed between each electronic appliance.
As a WLAN standard, IEEE standard 802.11a supports high-speed data communication of up to 54 Mbps using OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation system, and its frequency band is 5 GHz band. Is used.
The IEEE standard 802.11b is a DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) system that supports high-speed communication at 5.5 Mbps and 11 Mbps, and can be used freely without a radio license. The 2.4 GHz ISM (Industrial, Scientific and Medical) band is utilized.
Further, the IEEE standard 802.11g supports high-speed data communication of up to 54 Mbps using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiples) modulation method, and the 2.4 GHz band like the IEEE 802.11b. Is used.
このようなＷＬＡＮを用いたマルチバンド通信装置が特許文献１に記載されている。 このマルチバンド通信装置は、通信周波数帯が異なる２つの通信システム（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）で送受信が可能な２個のデュアルバンドアンテナと、各通信システムでの送信データを変調し、受信データを復調する２個の送受信回路部と、前記アンテナを、前記送受信回路部にそれぞれ接続するための複数のスイッチ手段と、前記スイッチ手段の切り換え制御を行うスイッチ制御手段とを備え、ダイバーシティ受信可能なものである（図６参照）。
A multiband communication apparatus using such a WLAN is described in
特許文献１に記載のマルチバンド通信装置では、通信を開始する前に、まず周波数スキャンを行ない、受信可能な周波数チャンネルを探索する。このスキャン動作を行なう場合には、６つのＳＰＤＴ（単極双投）のスイッチ手段（ＳＷ１〜ＳＷ６）によりアンテナＡＮＴ１を８０２．１１ａ送受信回路部の受信端子Ｒｘに接続し、同時にアンテナＡＮＴ２を８０２．１１ｂ送受信回路部の受信端子Ｒｘに接続する。そして、８０２．１１ａ送受信回路部では５ＧＨｚ帯でスキャンし、これと並行し８０２．１１ｂ送受信回路部では２．４ＧＨｚ帯でスキャンして、受信可能な全てのチャンネルを検出する。
次に、デュアルバンドアンテナＡＮＴ１で受信した受信信号とデュアルバンドアンテナＡＮＴ２で受信した受信信号とを比較して、２つの通信システムのうちの望ましい方の信号が受信される方の通信システムを、アクティブにする通信システムとして選択する。
このスキャン動作後に、選択されたアクティブな送受信装置に接続するアンテナを他方のアンテナに変更して、受信チャンネルを変更せずに受信し、２つのアンテナでの受信信号を比較して、より良好な受信ができる方のアンテナを、アクティブにするアンテナとして選択して、ダイバーシティ受信を行う。
In the multiband communication device described in
Next, the received signal received by the dual-band antenna ANT1 is compared with the received signal received by the dual-band antenna ANT2, and the communication system that receives the desired one of the two communication systems is activated. To select as a communication system.
After this scan operation, the antenna connected to the selected active transceiver is changed to the other antenna and received without changing the reception channel, and the received signals at the two antennas are compared, and the better Diversity reception is performed by selecting the antenna that can receive signals as the antenna to be activated.
特許文献１に記載のマルチバンド通信装置では、６つものＳＰＤＴ（単極双投）のスイッチ手段（ＳＷ１〜ＳＷ６）が必要であり、これらの制御回路も複雑になる。
従来から知られているように、このような場合に分波回路を用いるとインダクタンス素子とキャパシタンス素子を誘電体の積層体に内蔵することができ、制御回路の複雑化も回避できる。
従来の積層型分波回路として、特許文献２に記載のものが知られている。図７は従来の分波回路の等価回路図、図８は従来の積層型の分波回路の各層の電極パターン図を示す。
特許文献２に記載の積層型分波回路は、複数の誘電体シート６ａ〜６ｊを積層した誘電体ブロック６と、この誘電体ブロック６の外周面に設けられたアンテナ側端子７及び第１、第２の入出力端子８，９と、前記誘電体ブロック６の内層部分に設けられ前記アンテナ側端子７及び第１の入出力端子８間に接続されたローパスフィルタ回路部３と、前記誘電体ブロック６の内層部分に設けられ前記アンテナ側端子７及び第２の入出力端子間９に接続されたハイパスフィルタ回路部５を具備したものである。
The multiband communication device described in
As conventionally known, when a branching circuit is used in such a case, an inductance element and a capacitance element can be built in a dielectric laminate, and the control circuit can be prevented from becoming complicated.
As a conventional multilayer branching circuit, the one described in
The laminated branching circuit described in
しかし、特許文献１に記載のマルチバンド通信装置では、多くのスイッチ手段で高周波信号の経路を切り替えることが必要であり、スイッチ手段の数に応じてその制御も複雑化する。すなわち、回路が複雑化するという問題があった。
また、スイッチ手段にはある程度の伝送損失が不可避であるから、アンテナから送受信回路部に至る経路において、多数のスイッチ手段が存在することは、それに応じて伝送損失が増加することとなる。特に受信時においては、アンテナから入射する高周波信号の品質が劣化するといった問題もあった。また、スイッチ手段の切り替えに消費される電力も、ノートＰＣや携帯電話などのバッテリーを駆動電源とする機器では無視できない。すなわち、損失が大きいという問題があった。
However, in the multiband communication device described in
Further, since a certain amount of transmission loss is unavoidable in the switch means, the presence of a large number of switch means in the path from the antenna to the transmission / reception circuit unit increases the transmission loss accordingly. In particular, at the time of reception, there is a problem that the quality of the high-frequency signal incident from the antenna deteriorates. In addition, the power consumed for switching the switch means cannot be ignored in a device using a battery as a driving power source such as a notebook PC or a mobile phone. That is, there is a problem that the loss is large.
ここで、当業者は、多数のスイッチ手段に換えて、特許文献２に記載の積層型分波回路を複数周波数の信号の切換えに使うことに想到するかもしれない。
しかし、特許文献２に記載の積層型分波回路を、特許文献１に記載のマルチバンド通信装置に用いる場合、インピーダンスマッチングの為の付加回路とその設計・調整が必要であった。
Here, a person skilled in the art may conceive of using the laminated branching circuit described in
However, when the multilayer demultiplexing circuit described in
従って、本発明の第１目的は、少なくとも２つの通信システムに共用可能な高周波回路部品であって、簡単な回路で損失の少ないものの提供である。 Accordingly, a first object of the present invention is to provide a high-frequency circuit component that can be shared by at least two communication systems and that is a simple circuit with low loss.
また本発明の第２目的は、簡単な回路で損失の少ない高周波回路を、３次元的な積層構造により小型に構成した高周波回路部品の提供である。 The second object of the present invention is to provide a high-frequency circuit component in which a high-frequency circuit with a simple circuit and less loss is made compact by a three-dimensional laminated structure.
更に本発明の第３目的は、本発明に係る高周波回路部品を用いることによる、各通信システムでの送信データを変調し、受信データを復調する送受信回路部と、前記高周波スイッチの切り替えを制御するスイッチ回路制御部を備えたマルチバンド通信装置の提供である。 Furthermore, a third object of the present invention is to control transmission / reception circuit units for modulating transmission data in each communication system and demodulating reception data and switching of the high-frequency switch by using the high-frequency circuit component according to the present invention. A multi-band communication device including a switch circuit control unit is provided.
（手段１）
本発明の手段１は、少なくとも２つの互いに周波数の異なる通信システムに共用可能な高周波回路を積層体で一体化して形成した高周波回路部品であって、
前記高周波回路は、
アンテナに接続されるアンテナ側端子と第１及び第２の送信側端子および第１及び第２の受信側端子との接続を切り替える高周波スイッチと、
前記高周波スイッチの一つの端子と前記第１及び第２の受信側端子との間に接続される、第１の分波回路と積層体内に配置される第１のフィルタ回路を備えた分波・フィルタ複合回路と、
前記高周波スイッチの他の端子と前記第１及び第２の送信側端子との間に接続された第２の分波回路とを備え、
前記第１の分波回路は低周波側フィルタと高周波側フィルタより構成され、
前記低周波側フィルタは、一端が前記高周波スイッチの端子に、他端が前記第１のフィルタ回路に接続された第一のインダクタンス素子で構成され、
前記高周波側フィルタは、キャパシタンス素子とインダクタンス素子で構成され、
かつ、前記第１のフィルタ回路は前記第１のインダクタンス素子と前記低周波側端子との間に接続されたことを特徴とする高周波回路部品である。
(Means 1)
The high-frequency circuit is
A high-frequency switch that switches connection between the antenna-side terminal connected to the antenna, the first and second transmission-side terminals, and the first and second reception-side terminals;
A demultiplexer including a first demultiplexer circuit and a first filter circuit disposed in the stack, which are connected between one terminal of the high-frequency switch and the first and second receiving terminals. Filter composite circuit,
A second branching circuit connected between the other terminal of the high-frequency switch and the first and second transmission-side terminals;
The first branching circuit includes a low-frequency filter and a high-frequency filter,
The low frequency side filter is composed of a first inductance element having one end connected to the terminal of the high frequency switch and the other end connected to the first filter circuit.
The high frequency side filter is composed of a capacitance element and an inductance element,
The first filter circuit is a high frequency circuit component connected between the first inductance element and the low frequency side terminal.
（手段２）
本発明の手段２は、前記第一のインダクタンス素子と前記第１のフィルタ回路を構成するインダクタンス素子、キャパシタンス素子が前記積層体の内部で積層方向に重ならないように配置されている（手段１）に記載の高周波回路部品である。
(Means 2)
The
（手段３）
本発明の手段３は、前記第１のフィルタ回路は、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を主構成とし、前記インダクタンス素子、キャパシタンス素子を、電極パターンを有する積層体により構成したバンドパスフィルタであることを特徴とする（手段１）又は（手段２）に記載の高周波回路部品
(Means 3)
The
（手段４）
本発明の手段４は、前記高周波側フィルタは第１のキャパシタンス素子と第２のキャパシタンス素子、及び前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子との接続点とグランドとの間に接続された第２のインダクタンス素子を有することを特徴とする（手段１乃至（手段３）に記載の高周波回路部品である。
(Means 4)
In the
（手段５）
本発明の手段５は、前記分波・フィルタ複合回路の高周波側端子と前記第２の受信側端子との間に接続された第２のフィルタ回路とを備えたことを特徴とする（手段１）乃至（手段４）記載の高周波回路部品である。
(Means 5)
The
（手段６）
本発明の手段６は、前記第２の分波回路、及び前記第２のフィルタ回路は、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を主構成とし、
前記インダクタンス素子、前記キャパシタンス素子の少なくとも一部を、電極パターンを有する積層体により構成したことを特徴とする（手段１）乃至（手段５）記載の高周波回路部品である。
(Means 6)
In the
The high-frequency circuit component according to (Means 1) to (Means 5), wherein at least part of the inductance element and the capacitance element is configured by a laminated body having an electrode pattern.
（手段７）
本発明の手段７は、前記第１の平衡−不平衡変換回路、および前記第２の平衡−不平衡変換回路は、インダクタンス素子、キャパシタンス素子を主構成とし、
前記インダクタンス素子、キャパシタンス素子の少なくとも一部を、電極パターンを有する積層体により構成したことを特徴とする（手段１）乃至（手段６）記載の高周波回路部品である。
(Means 7)
In the means 7 of the present invention, the first balanced-unbalanced conversion circuit and the second balanced-unbalanced conversion circuit are mainly composed of an inductance element and a capacitance element.
The high-frequency circuit component according to (Means 1) to (Means 6), wherein at least part of the inductance element and the capacitance element is configured by a laminated body having an electrode pattern.
（手段８）
本発明の手段８は、（手段１）乃至（手段７）のいずれかに記載の高周波回路部品を用いたマルチバンド通信装置であって、
各通信システムでの送信データを変調し受信データを復調する送受信回路部と、
前記高周波スイッチの切り替えを制御するスイッチ回路制御部とを備えたことを特徴とするマルチバンド通信装置である。
(Means 8)
A transmission / reception circuit unit that modulates transmission data and demodulates reception data in each communication system;
A multiband communication apparatus comprising: a switch circuit control unit that controls switching of the high-frequency switch.
前記低周波側フィルタは、前記共通端子と前記第１のフィルタ回路との間に接続された第１のインダクタンス素子で構成され、前記高周波側フィルタは、前記共通端子と前記高周波側端子との間に接続された第１のキャパシタンス素子と第２のキャパシタンス素子、及び前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子との接続点とグランドとの間に接続された第２のインダクタンス素子と第３のキャパシタンス素子の直列回路で構成されているものでもよい。
また、高周波スイッチは互いに周波数が異なる通信システムで送受信が可能な複数のアンテナに接続される複数のアンテナ側端子と第１及び第２の送信側端子および第１及び第２の受信側端子との接続を切り替える少なくとも４つの端子を備えたものを用いることができる。
The low frequency side filter is configured by a first inductance element connected between the common terminal and the first filter circuit, and the high frequency side filter is provided between the common terminal and the high frequency side terminal. A first capacitance element and a second capacitance element connected to each other, a second inductance element connected between a connection point between the first capacitance element and the second capacitance element, and a ground, and a second capacitance element. It may be configured by a series circuit of three capacitance elements.
The high-frequency switch includes a plurality of antenna side terminals connected to a plurality of antennas capable of transmitting and receiving in communication systems having different frequencies, a first transmission side terminal, a first reception side terminal, and a second reception side terminal. One having at least four terminals for switching the connection can be used.
本発明の分波・フィルタ複合回路、高周波回路を備えた高周波回路部品によると、簡単に損失の少ないものの提供が可能であり、それによって低価格、低損失なマルチバンド通信装置を提供できる。 According to the high-frequency circuit component including the demultiplexing / filter composite circuit and the high-frequency circuit of the present invention, it is possible to easily provide a low-loss multi-band communication device.
図１は、本発明に係るマルチバンド通信装置の一実施例を示す回路ブロック図を示す。 FIG. 1 is a circuit block diagram showing an embodiment of a multiband communication apparatus according to the present invention.
ここでは、第１の通信システムとしてＩＥＥＥ８０２．１１ａを、第２の通信システムとしてＩＥＥＥ８０２．１１ｂを例に取り説明するが、前記のようにＩＥＥＥ８０２．１１ｇはＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同じ周波数帯を利用することから、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂの高周波信号を扱う回路部はＩＥＥＥ８０２．１１ｇにも適用、あるいは共用することが出来る。なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇをともに扱う場合には、変調方式が異なるため、それぞれに対応した送受信回路部が必要となる。 Here, IEEE802.11a is used as the first communication system and IEEE802.11b is used as the second communication system, but as described above, IEEE802.11g uses the same frequency band as that of IEEE802.11b. Therefore, the circuit unit that handles high-frequency signals of IEEE802.11b can be applied to or shared with IEEE802.11g. Note that when both IEEE802.11b and IEEE802.11g are handled, the modulation schemes are different, so that a transmission / reception circuit unit corresponding to each is required.
図１に示すマルチバンド通信装置は、２．４ＧＨｚ帯、５ＧＨｚ帯で送受信が可能な２つのマルチバンドのアンテナＡＮＴ１，ＡＮＴ２にを各々接続する２つのアンテナ側端子Ａｎｔ１，Ａｎｔ２を有する。更に、アンテナＡＮＴ１，ＡＮＴ２と送信回路、受信回路との接続を切り替える高周波スイッチＳＷ１を備えた高周波回路部と、各通信システムでの送信データを変調し受信データを復調するＩＥＥＥ８０２．１１ａの送受信回路部及びＩＥＥＥ８０２．１１ｂの送受信回路部と高周波スイッチＳＷ１の切り替えを制御するスイッチ回路制御部５０と、図示しない受信信号の電力増幅器を備えた送受信回路部３０と、平衡信号を不平衡信号に変換する平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１，ＢＡＬ２とを備えるものである。
平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１，ＢＡＬ２は、平衡入力型の電力増幅器を用いる場合に必要となる。不平衡型の高周波回路と平衡入力型の電力増幅器を接続する場合に平衡‐不平衡変換する必要がある。
The multiband communication apparatus shown in FIG. 1 has two antenna-side terminals Ant1 and Ant2 that connect two multiband antennas ANT1 and ANT2 that can transmit and receive in the 2.4 GHz band and the 5 GHz band, respectively. Further, a high-frequency circuit unit including a high-frequency switch SW1 that switches connection between the antennas ANT1 and ANT2, and a transmission circuit and a reception circuit, and an IEEE802.11a transmission / reception circuit unit that modulates transmission data and demodulates reception data in each communication system IEEE802.11b transmission / reception circuit unit and switch
The balanced-unbalanced conversion circuits BAL1, BAL2 are necessary when a balanced input type power amplifier is used. When connecting an unbalanced high-frequency circuit and a balanced input type power amplifier, it is necessary to perform balanced-unbalanced conversion.
図１に示すマルチバンド通信装置における高周波回路について説明する。高周波信号の入出力は、第１のアンテナ側端子Ａｎｔ１、第２のアンテナ側端子Ａｎｔ２の２つである。
第１のアンテナＡＮＴ１は第１のアンテナ側端子Ａｎｔ１に、第２のアンテナＡＮＴ２は第２のアンテナ側端子Ａｎｔ２に接続される。
第１のアンテナ側端子Ａｎｔ１と第２のアンテナ側端子Ａｎｔ２は、ＤＰＤＴ（双極双投）のスイッチである高周波スイッチＳＷ１の各端子ｐａ、ｐｂに接続される。高周波スイッチＳＷ１は４つの端子ｐａ〜ｐｄを備え、一つの端子ｐｃは受信回路側の分波・フィルタ複合回路７０と、他の端子ｐｄは送信回路側で第２の分波回路Ｄｉｐ２と接続される。
A high-frequency circuit in the multiband communication apparatus shown in FIG. 1 will be described. There are two high-frequency signal inputs / outputs: a first antenna-side terminal Ant1 and a second antenna-side terminal Ant2.
The first antenna ANT1 is connected to the first antenna side terminal Ant1, and the second antenna ANT2 is connected to the second antenna side terminal Ant2.
The first antenna side terminal Ant1 and the second antenna side terminal Ant2 are connected to the terminals pa and pb of the high frequency switch SW1 which is a switch of DPDT (double pole double throw). The high-frequency switch SW1 has four terminals pa to pd, one terminal pc is connected to the demultiplexing /
高周波スイッチＳＷ１は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）やダイオードなどのスイッチング素子を主構成とし、適宜インダクタンス素子、キャパシタンス素子を組み合わせて用いられる。図２は、高周波スイッチＳＷ１の１実施例である。 The high-frequency switch SW1 mainly includes a switching element such as a field effect transistor (FET) or a diode, and is used by appropriately combining an inductance element and a capacitance element. FIG. 2 shows an example of the high-frequency switch SW1.
図２に例示した高周波スイッチＳＷ１の動作を説明する。コントロール端子Ｖ１に電界効果型トランジスタが動作する閾値以上の電圧（例えば、＋１〜＋５Ｖ）を印加し、コントロール端子Ｖ２は０（ゼロ）Ｖとした場合を説明する。このとき電界効果型トランジスタＦＥＴ１とＦＥＴ４がＯＮ状態、電界効果型トランジスタＦＥＴ２とＦＥＴ３がＯＦＦ状態となる。
そのため、高周波スイッチＳＷ１の端子ｐａから入力した高周波信号はＯＮ状態の電界効果型トランジスタＦＥＴ１を通過し、端子ｐｃに伝送される。このとき電界効果型トランジスタＦＥＴ３はＯＦＦ状態なので端子ｐｂ側への高周波信号の漏洩は殆ど無く、かつ電界効果型トランジスタＦＥＴ２もＯＦＦ状態なので端子ｐｄ側への高周波信号の漏洩も殆ど無い。
一方、高周波スイッチＳＷ１の端子ｐｂから入力した高周波信号は、ＯＮ状態の電界効果型トランジスタＦＥＴ４を通過し、端子ｐｄに伝送される。このとき、電界効果型トランジスタＦＥＴ２はＯＦＦ状態なので、端子ｐａ側への高周波信号の漏洩は殆ど無く、かつ電界効果型トランジスタＦＥＴ３もＯＦＦ状態なので、端子ｐｃ側への高周波信号の漏洩も殆ど無い。
The operation of the high frequency switch SW1 illustrated in FIG. 2 will be described. A case will be described in which a voltage (for example, +1 to +5 V) equal to or higher than a threshold at which the field effect transistor operates is applied to the control terminal V1, and the control terminal V2 is set to 0 (zero) V. At this time, the field effect transistors FET1 and FET4 are turned on, and the field effect transistors FET2 and FET3 are turned off.
Therefore, the high frequency signal input from the terminal pa of the high frequency switch SW1 passes through the ON-state field effect transistor FET1 and is transmitted to the terminal pc. At this time, since the field effect transistor FET3 is in the OFF state, there is almost no leakage of the high frequency signal to the terminal pb side, and since the field effect transistor FET2 is also in the OFF state, there is almost no leakage of the high frequency signal to the terminal pd side.
On the other hand, the high-frequency signal input from the terminal pb of the high-frequency switch SW1 passes through the ON-state field effect transistor FET4 and is transmitted to the terminal pd. At this time, since the field effect transistor FET2 is in the OFF state, there is almost no leakage of the high frequency signal to the terminal pa side, and since the field effect transistor FET3 is also in the OFF state, there is almost no leakage of the high frequency signal to the terminal pc side.
分波・フィルタ複合回路７０は、第１の分波回路Ｄｉｐ１と第１のフィルタ回路ＦＩＬ１との組み合わせ回路である。分波・フィルタ複合回路７０は、２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の高周波信号を通過させるが５ＧＨｚ帯（８０２．１１ａ）の高周波信号を減衰させるフィルタ回路と、５ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）の高周波信号を通過させるが２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の送信高周波信号を減衰させるフィルタ回路とを組み合わせて成る。ここで、第１のフィルタ回路ＦＩＬ１はバンドパスフィルタである。
従って、第１のアンテナＡＮＴ１、或いは第２のアンテナＡＮＴ２に入射し高周波スイッチＳＷ１の一つの端子ｐｃに現れる高周波信号のうち、２．４ＧＨｚ帯の高周波信号が、分波・フィルタ複合回路７０の低周波側端子ｐ２ｂに現れるが、高周波側端子ｐ２ｃには現れない。他方、５ＧＨｚ帯の高周波信号は、分波・フィルタ複合回路７０の高周波側端子ｐ２ｃに現れるが、低周波側端子ｐ２ｂには現れない。
The demultiplexing /
Therefore, among the high-frequency signals that are incident on the first antenna ANT1 or the second antenna ANT2 and appear at one terminal pc of the high-frequency switch SW1, a 2.4-GHz band high-frequency signal is low in the demultiplexing /
第２の分波回路Ｄｉｐ２は、２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の高周波信号を通過させるが５ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）の高周波信号を減衰させるフィルタ回路と、５ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）の高周波信号を通過させるが２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の送信高周波信号を減衰させるフィルタ回路とを組み合わせて成る。
それにより、２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の送信回路から第２の分波回路Ｄｉｐ２の低周波側端子ｐ１ｂに入力する２．４ＧＨｚ帯の高周波信号は、第２の分波回路Ｄｉｐ２の共通端子ｐ１ａに現れるが、高周波側端子ｐ１ｃには現れない。
他方、５ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）の送信回路から第２の分波回路Ｄｉｐ２の高周波側端子ｐ１ｃに入力する５ＧＨｚ帯の高周波信号は、第２の分波回路Ｄｉｐ２の共通端子ｐ１ａに現れるが、低周波側端子ｐ１ｂには現れない。
そして、第２の分波回路Ｄｉｐ２の共通端子ｐ１ａに現れた高周波信号は、高周波スイッチＳＷ１を経て、第２のアンテナ側端子Ａｎｔ２から放射される。
The second branching circuit Dip2 passes a 2.4 GHz band (IEEE802.11b) high-frequency signal but attenuates a 5 GHz band (IEEE802.11a) high-frequency signal, and a 5 GHz band (IEEE802.11a). A filter circuit that passes a high-frequency signal but attenuates a transmission high-frequency signal in the 2.4 GHz band (IEEE802.11b) is combined.
As a result, the 2.4 GHz band high frequency signal input from the 2.4 GHz band (IEEE802.11b) transmission circuit to the low frequency side terminal p1b of the second branching circuit Dip2 is common to the second branching circuit Dip2. It appears at the terminal p1a but does not appear at the high frequency side terminal p1c.
On the other hand, the high frequency signal in the 5 GHz band input from the 5 GHz band (IEEE802.11a) transmission circuit to the high frequency side terminal p1c of the second demultiplexing circuit Dip2 appears at the common terminal p1a of the second demultiplexing circuit Dip2. It does not appear at the low frequency side terminal p1b.
The high frequency signal that appears at the common terminal p1a of the second branching circuit Dip2 is radiated from the second antenna side terminal Ant2 via the high frequency switch SW1.
図３は、本発明に係る高周波回路の一実施例における回路図を示す。ここで、分波・フィルタ複合回路７０（図３の一部を構成する）と特許文献２記載の分波回路（図７，図８）との違いについて説明する。
本発明に係る高周波回路における分波・フィルタ複合回路７０では、第１の分波回路Ｄｉｐ１と第１のフィルタ回路ＦＩＬ１とを１つの回路として組み合わせて設計できるため、特許文献２記載の分波回路におけるインダクタンス素子３ｂとキャパシタンス素子３ｃとを省略することが出来る。特許文献２記載の分波回路のインダクタンス素子３ｂとキャパシタンス素子３ｃの直列回路によって得られる減衰特性は、第１のフィルタ回路ＦＩＬ１にて得られる減衰特性にて代替できるためである。
従って、本発明に係る高周波回路における分波・フィルタ複合回路７０では、特許文献２記載の分波回路に必須のインダクタンス素子３ｂとキャパシタンス素子３ｃを形成する誘電体層６ｈを省略することが出来、回路を簡略化することができる。
FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of the high-frequency circuit according to the present invention. Here, the difference between the demultiplexing / filter combination circuit 70 (which constitutes a part of FIG. 3) and the demultiplexing circuit described in Patent Document 2 (FIGS. 7 and 8) will be described.
In the demultiplexing /
Therefore, in the demultiplexing /
すなわち、特許文献２記載の分波回路を、本発明に係る高周波回路における分波・フィルタ複合回路７０の第１の分波回路Ｄｉｐ１にそのまま転用しようとすると必要になる第１の分波回路Ｄｉｐ１２と後段の第１のフィルタ回路ＦＩＬ１との接続点をグランドに落とす直列共振回路（伝送線路とキャパシタンス素子の直列体）を省略できる。
更に、特許文献２記載の分波回路をマルチバンド通信装置に用いる場合に、後段のフィルタとの間に必要とされるインピーダンス整合用の伝送線路も省略でき、インピーダンス調整も不要である。
That is, the first branching circuit Dip12 required when the branching circuit described in
Furthermore, when the branching circuit described in
その理由は、第１の分波回路Ｄｉｐ１と後段の第１のフィルタＦＩＬ１とを一体にして、図３に示す高周波回路とすることにより、インダクタンス素子Ｌｆｒ１と第１のフィルタ回路ＦＩＬ１とで、全体として分波回路の低周波側の回路を構成したからである。それによって、インダクタンス素子Ｌｆｒ１と第１のフィルタ回路ＦＩＬ１との間にインピーダンス整合回路を設ける必要も無い。 The reason is that the first demultiplexing circuit Dip1 and the first filter FIL1 in the subsequent stage are integrated to form the high frequency circuit shown in FIG. 3, so that the inductance element Lfr1 and the first filter circuit FIL1 This is because the circuit on the low frequency side of the branching circuit is configured. Accordingly, there is no need to provide an impedance matching circuit between the inductance element Lfr1 and the first filter circuit FIL1.
そして、分波・フィルタ複合回路７０の低周波側端子ｐ２ｂに現れた高周波信号は、第１の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１を介して２．４ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）の受信回路に入力する。
また、分波・フィルタ複合回路７０の高周波側端子ｐ２ｃに現れた高周波信号は、第２のフィルタ回路ＦＩＬ２、第２の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ２を介して５ＧＨｚ帯（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）の受信回路に入力する。
Then, the high frequency signal appearing at the low frequency side terminal p2b of the demultiplexing /
The high frequency signal appearing at the high frequency side terminal p2c of the demultiplexing /
次に、本発明に係るマルチバンド通信装置のダイバーシティ受信動作について説明する。 ここで、高周波スイッチＳＷ１として図２に示すものを用いた。
高周波スイッチＳＷ１は、スイッチ回路制御部５０により制御された制御電圧がコントロール端子Ｖ１，Ｖ２に印加されることにより、表１に示すように各端子間が接続される。 ここで、コントロール端子Ｖ１，Ｖ２に印加する制御電圧がＨｉｇｈとは、＋１〜＋５Ｖ，Ｌｏｗとは−０．５〜＋０．５Ｖが望ましい。
Next, the diversity reception operation of the multiband communication apparatus according to the present invention will be described. Here, the high frequency switch SW1 shown in FIG. 2 was used.
The high frequency switch SW1 is connected between the terminals as shown in Table 1 by applying a control voltage controlled by the switch
ダイバーシティ受信を行う場合、まず通信を開始する前に周波数スキャンを行ない、受信可能な周波数チャンネルを探索する。このスキャン動作を行なう場合には、例えば表１の接続モード１となるように、スイッチ回路制御部５０により高周波スイッチＳＷ１を制御する。
このとき、第１のアンテナＡＮＴ１と受信回路側の分波・フィルタ複合回路７０とが接続され、１つのアンテナに２つの通信システムの受信回路が接続することとなる。次いで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信回路部では５ＧＨｚ帯でスキャンし、これと並行し８０２．１１ｂ送受信回路部では２．４ＧＨｚ帯でスキャンして、受信可能な全てのチャンネルを検出する。
When performing diversity reception, first, before starting communication, frequency scanning is performed to search for receivable frequency channels. When performing this scanning operation, the switch
At this time, the first antenna ANT1 and the demultiplexing /
次に接続モード２となるように、スイッチ回路制御部５０により高周波スイッチＳＷ１を制御する。このとき、第２のアンテナＡＮＴ２と受信回路側の分波・フィルタ複合回路７０とが接続され、次いでＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信回路部では５ＧＨｚ帯でスキャンし、これと並行し８０２．１１ｂ送受信回路部では２．４ＧＨｚ帯でスキャンして、受信可能な全てのチャンネルを検出する。
Next, the high frequency switch SW1 is controlled by the switch
前記周波数スキャンの結果に基づいて、第１、第２のアンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２で受信した受信信号を振幅で比較して、アクティブにする通信システムとして選択するとともに、前記通信システムの送受信回路と接続するアンテナを選択する。
従って、本発明に係るマルチバンド通信装置によれば、フェージング等の外乱が生じても、最も好ましい通信システムを選択してダイバーシティ受信を行うことが出来る。
Based on the result of the frequency scan, the received signals received by the first and second antennas ANT1 and ANT2 are compared in amplitude and selected as a communication system to be activated and connected to a transmission / reception circuit of the communication system Select an antenna.
Therefore, according to the multiband communication apparatus of the present invention, even if disturbance such as fading occurs, the most preferable communication system can be selected and diversity reception can be performed.
以上の接続モード切り替えの制御は、図１に示された回路で行われ、回路ブロックとしての送受信回路部３０とスイッチ制御回路部５０とは、高周波用半導体集積回路装置に一体化されることが多い。高周波用半導体集積回路装置はＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と略称されることが多い。
本発明に係るマルチバンド通信装置においては、従来から使われてきたＲＦＩＣ、例えば本願発明者らによる特開２００３−１８０３９号公報記載のＲＦＩＣを使用できる。これは、ＰＬＬ回路で制御されたＶＣＯ回路によって、受信系のパワーアンプ、ミキサー、フィルタ、復調器、及び閾値検出・データ回復回路が制御され、送信系のＤＡＣ（デジタル・アナログ変換回路）、ローパスフィルタ、変調器、及びパワーアンプが制御される。
The connection mode switching control described above is performed by the circuit shown in FIG. 1, and the transmission /
In the multiband communication apparatus according to the present invention, a conventionally used RFIC, for example, an RFIC described in Japanese Patent Laid-Open No. 2003-18039 by the present inventors can be used. This is because the VCO circuit controlled by the PLL circuit controls the power amplifier, mixer, filter, demodulator, and threshold detection / data recovery circuit of the reception system, and the transmission system DAC (digital / analog conversion circuit), low-pass The filter, modulator, and power amplifier are controlled.
なお、第１のアンテナＡＮＴ１と受信回路側の分波・フィルタ複合回路７０とを接続して、５ＧＨｚ帯でスキャンし、これと並行して２．４ＧＨｚ帯でスキャンして受信可能な全てのチャンネルを検出し、得られた信号の振幅を比較して一方の通信システムを選択して、その送受信回路部をアクティブにし、選択されたアクティブな送受信回路部に接続するマルチバンドアンテナを第２のアンテナＡＮＴ２に変更して、受信チャンネルを変更せずに受信し、２つのアンテナでの受信信号を比較して、より良好な受信ができる方のアンテナを、アクティブにするアンテナとして選択して、ダイバーシティ受信を行うことも当然可能である。
All channels that can be received by connecting the first antenna ANT1 and the demultiplexing /
以上、図１に示すマルチバンド通信装置と従来のマルチバンド通信装置（図６）を比較すると、本発明に係るマルチバンド通信装置においてはスイッチの数が大幅に減少していることが分かる。ＤＰＤＴ（双極双投）のスイッチである高周波スイッチＳＷ１を１個と、第１分波回路Ｄｉｐ１と分波・フィルタ複合回路しかない簡潔な回路構成となる。従って、スイッチの制御も簡単で損失も少ないマルチバンド通信装置を提供できる。 As described above, comparing the multiband communication apparatus shown in FIG. 1 with the conventional multiband communication apparatus (FIG. 6), it can be seen that the number of switches is greatly reduced in the multiband communication apparatus according to the present invention. A simple circuit configuration having only one high-frequency switch SW1 which is a DPDT (double pole double throw) switch, a first demultiplexing circuit Dip1, and a demultiplexing / filter combined circuit is provided. Therefore, it is possible to provide a multiband communication apparatus that can easily control the switch and has little loss.
以下、図３に示す高周波回路における各回路ブロックについて、個別に説明する。 Hereinafter, each circuit block in the high-frequency circuit shown in FIG. 3 will be described individually.
高周波スイッチＳＷ１は、例えば図２に示す回路を用いることができ、キャパシタンス素子Ｃ１〜Ｃ４は直流カット用のキャパシタンス素子である。高周波スイッチＳＷ１の周辺回路によっては省略可能であり、図３の高周波回路ではキャパシタンス素子Ｃ４を省略できる。キャパシタンス素子Ｃ５およびＣ６は電源からのノイズを除去するためのものである。 For example, the circuit shown in FIG. 2 can be used as the high-frequency switch SW1, and the capacitance elements C1 to C4 are DC-cutting capacitance elements. This can be omitted depending on the peripheral circuit of the high frequency switch SW1, and the capacitance element C4 can be omitted in the high frequency circuit of FIG. Capacitance elements C5 and C6 are for removing noise from the power source.
第２の分波回路Ｄｉｐ２は、インダクタンス素子Ｌｆｔ１，Ｌｆｔ２とキャパシタンス素子Ｃｆｔ１とでなる低周波側のローパスフィルタと、インダクタンス素子Ｌｆｔ３とキャパシタンス素子Ｃｆｔ２〜Ｃｆｔ４とでなる高周波側のハイパスフィルタとで構成される。
低周波側のローパスフィルタは２．４ＧＨｚ帯の信号を、高周波側のハイパスフィルタは５ＧＨｚ帯の信号を、相互の回り込みを防止しつつ、各々高周波スイッチＳＷ１側に伝送する。低周波側のローパスフィルタは、高調波の除去機能も有している。
The second branching circuit Dip2 includes a low-frequency low-pass filter composed of the inductance elements Lft1, Lft2 and the capacitance element Cft1, and a high-frequency high-pass filter composed of the inductance element Lft3 and the capacitance elements Cft2 to Cft4. The
The low-frequency low-pass filter transmits a 2.4 GHz band signal, and the high-frequency high-pass filter transmits a 5 GHz band signal to the high-frequency switch SW1 side while preventing mutual wraparound. The low-frequency side low-pass filter also has a harmonic removal function.
分波・フィルタ複合回路７０は、インダクタンス素子Ｌｆｒ２とキャパシタンス素子Ｃｆｒ１〜Ｃｆｒ３とでなる高周波側のハイパスフィルタと、インダクタンス素子Ｌｆｒ１、Ｌｐｇ１、Ｌｐｇ２とキャパシタンス素子Ｃｐｇ１〜Ｃｐｇ７とでなる低周波側のバンドパスフィルタで構成される。
高周波側のハイパスフィルタは５ＧＨｚ帯の信号を、低周波側のバンドパスフィルタは２．４ＧＨｚ帯の信号を、相互の回り込みを防止しつつ、各々の周波数に対応する受信回路へ高周波信号を分波する。
The demultiplexing / filter combined
The high-frequency side high-pass filter demultiplexes the 5 GHz band signal and the low-frequency side band-pass filter demultiplexes the high-frequency signal to the receiving circuit corresponding to each frequency while preventing mutual wraparound. To do.
また、低周波側のバンドパスフィルタは、２．４ＧＨｚ帯の受信側バンドパスフィルタとしても機能する。
近接するインダクタンス素子Ｌｐｇ１とＬｐｇ２とは、相互誘導係数Ｍによって結合される。入力端子側には、キャパシタンス素子Ｃｐｇ２１とインダクタンス素子Ｌｐｇ１によって第１の共振回路が構成され、出力端子側には、キャパシタンス素子Ｃｐｇ４５とインダクタンス素子Ｌｐｇ２によって第２の共振回路が構成される。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ１、Ｃｐｇ５は、バンドパスフィルタの入出力と第１の共振回路、第２の共振回路を結合する。キャパシタンス素子Ｃｐｇ３は、バンドパスフィルタの入出力を結合する。また、キャパシタンス素子Ｃｐｇ６およびＣｐｇ７は、インダクタンス素子Ｌｐｇ１とＬｐｇ２との結合を補助する結合コンデンサである。
第１及び第２の共振回路は、相互誘導係数Ｍによって、いわばトランスのように結合する。このため、入力端子の高周波信号は、第１及び第２の共振回路による共振作用を受けつつ出力端子に導かれる。つまり、全体が２つの共振周波数を有する複同調回路として作用し、急峻な特性のバンドパスフィルタが得られる。
The low-frequency band-pass filter also functions as a 2.4 GHz band receiving-side band-pass filter.
Adjacent inductance elements Lpg1 and Lpg2 are coupled by a mutual induction coefficient M. A capacitance element Cpg21 and an inductance element Lpg1 constitute a first resonance circuit on the input terminal side, and a capacitance element Cpg45 and an inductance element Lpg2 constitute a second resonance circuit on the output terminal side.
Capacitance elements Cpg1 and Cpg5 couple the input / output of the band-pass filter to the first resonance circuit and the second resonance circuit. Capacitance element Cpg3 couples the input and output of the bandpass filter. Capacitance elements Cpg6 and Cpg7 are coupling capacitors that assist in coupling the inductance elements Lpg1 and Lpg2.
The first and second resonance circuits are coupled like a transformer by a mutual induction coefficient M. For this reason, the high frequency signal at the input terminal is guided to the output terminal while receiving the resonance action by the first and second resonance circuits. That is, a band-pass filter having a steep characteristic is obtained by acting as a double-tuned circuit having two resonance frequencies as a whole.
第２のフィルタ回路ＦＩＬ２は、５ＧＨｚ帯の受信側ローパスフィルタであり、インダクタンス素子Ｌｐａ１とキャパシタンス素子Ｃｐａ２，Ｃｐａ３，Ｃｐａ４で形成される。第１２の分波器Ｄｉｐ１２の高周波側のハイパスフィルタと組み合わせて、５ＧＨｚ帯の受信側バンドパスフィルタとしても機能する。 The second filter circuit FIL2 is a reception-side low-pass filter of 5 GHz band, and is formed by an inductance element Lpa1 and capacitance elements Cpa2, Cpa3, Cpa4. In combination with the high-pass filter on the high frequency side of the twelfth duplexer Dip12, it also functions as a reception-side bandpass filter in the 5 GHz band.
第３のフィルタ回路ＦＩＬ３は、５ＧＨｚ帯の送信側ローパスフィルタであり、インダクタンス素子Ｌｆｔ４とキャパシタンス素子Ｃｆｔ５で形成される。ローパスフィルタ特性の調整のために、必要に応じて、インダクタンス素子Ｌｆｔ３に並列にキャパシタンス素子を並列接続してもよい。 The third filter circuit FIL3 is a transmission side low-pass filter of 5 GHz band, and is formed by an inductance element Lft4 and a capacitance element Cft5. In order to adjust the low-pass filter characteristics, a capacitance element may be connected in parallel to the inductance element Lft3 as necessary.
伝送線路Ｌｐｂｂは、分波・フィルタ複合回路７０と第１の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１との間のインピーダンス整合のために挿入した。同じく、伝送線路Ｌｐｂａは、第２のフィルタ回路ＦＩＬ２と第２の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ２との間のインピーダンス整合のために挿入する。
The transmission line Lpbb was inserted for impedance matching between the branch / filter
第１の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１は、２．４ＧＨｚ帯の受信側を平衡入力型のローノイズアンプ（図示しない）を有するＲＦＩＣに接続するための平衡‐不平衡変換用のものである。第１の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１は、一次側をインダクタンス素子Ｌｂｇ１で、２次側をインダクタンス素子Ｌｂｇ２、Ｌｂｇ３で構成される。
２．４ＧＨｚ帯受信信号の同相成分を出力する伝送線路Ｌｂｇ２の一端の２．４Ｇ＿Ｒｘ＋端子とグランドとの間は、キャパシタンス素子Ｃｂｇ２で接続される。同様に、２．４ＧＨｚ帯受信信号の逆相成分を出力する伝送線路Ｌｂｇ３の一端の２．４Ｇ＿Ｒｘ−端子とグランドとの間は、キャパシタンス素子Ｃｂｇ３で接続される。
インダクタンス素子Ｌｂｇ２の他端とインダクタンス素子Ｌｂｇ３の他端とが接続されて、キャパシタンス素子Ｃｂｇ１を介するか、或いは直接にグランドに接続される。
The first balanced-unbalanced conversion circuit BAL1 is used for balanced-unbalanced conversion for connecting the receiving side of the 2.4 GHz band to an RFIC having a balanced input type low noise amplifier (not shown). The first balanced-unbalanced conversion circuit BAL1 is composed of an inductance element Lbg1 on the primary side and inductance elements Lbg2 and Lbg3 on the secondary side.
The 2.4G_Rx + terminal at one end of the transmission line Lbg2 that outputs the in-phase component of the 2.4 GHz band reception signal is connected to the ground by a capacitance element Cbg2. Similarly, a capacitance element Cbg3 connects between the 2.4G_Rx− terminal at one end of the transmission line Lbg3 that outputs a reverse phase component of the 2.4 GHz band reception signal and the ground.
The other end of the inductance element Lbg2 and the other end of the inductance element Lbg3 are connected to each other via the capacitance element Cbg1 or directly to the ground.
第２の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ２は、５ＧＨｚ帯の受信側を平衡入力型のローノイズアンプ（図示しない）を有するＲＦＩＣに接続するための平衡‐不平衡変換用のものである。第２の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ２は、一次側をインダクタンス素子Ｌｂａ１で、２次側をインダクタンス素子Ｌｂａ２、Ｌｂａ３で構成される。
５ＧＨｚ帯受信信号の同相成分を出力するインダクタンス素子Ｌｂａ２の一端と５ＧＨｚ帯受信信号の逆相成分を出力するインダクタンス素子Ｌｂａ３の一端とが接続されて、キャパシタンス素子Ｃｂａ１を介してグランドと接続される。
The second balanced-unbalanced conversion circuit BAL2 is used for balanced-unbalanced conversion for connecting the reception side of the 5 GHz band to an RFIC having a balanced input type low noise amplifier (not shown). The second balanced-unbalanced conversion circuit BAL2 is configured with an inductance element Lba1 on the primary side and inductance elements Lba2 and Lba3 on the secondary side.
One end of the inductance element Lba2 that outputs the in-phase component of the 5 GHz band reception signal and one end of the inductance element Lba3 that outputs the reverse phase component of the 5 GHz band reception signal are connected, and are connected to the ground via the capacitance element Cba1.
図３に例示した高周波回路は、図４Ａ〜図４Ｄに例示した誘電体のグリーンシートＧＳ１〜ＧＳ１７を積層した積層体で一体化できる。この場合、インダクタンス素子Ｌｂａ１〜Ｌｂａ３、インダクタンス素子Ｌｂｇ１〜Ｌｂｇ３、インダクタンス素子Ｌｆｔ１〜Ｌｆｔ３、インダクタンス素子Ｌｆｒ１，Ｌｆｒ２、インダクタンス素子Ｌｐａ１、インダクタンス素子Ｌｐｂａ，Ｌｐｂｂは、全て誘電体誘電体のグリーンシートＧＳ１〜ＧＳ１７の上に導電ペーストを印刷して所定の電極パターンで構成される伝送線路で形成することもできる。
積層体は、例えば１０００℃以下で低温焼結が可能なセラミック誘電体材料からなり、厚さが１０μｍ〜２００μｍのグリーンシートに、低抵抗率のＡｇやＣｕ等の導電ペーストを印刷して所定の電極パターンを形成し、複数のグリーンシート（図４の例示では、ＧＳ１〜ＧＳ１７の１７層）を適宜一体的に積層し、焼結することにより製造することが出来る。
The high-frequency circuit illustrated in FIG. 3 can be integrated with a laminate in which the dielectric green sheets GS1 to GS17 illustrated in FIGS. 4A to 4D are stacked. In this case, the inductance elements Lba1 to Lba3, the inductance elements Lbg1 to Lbg3, the inductance elements Lft1 to Lft3, the inductance elements Lfr1 and Lfr2, the inductance element Lpa1, and the inductance elements Lpba and Lpbb are all dielectric green sheets GS1 to GS17. A conductive paste can be printed thereon to form a transmission line composed of a predetermined electrode pattern.
The laminated body is made of a ceramic dielectric material that can be sintered at a low temperature of, for example, 1000 ° C. or less, and is printed on a green sheet having a thickness of 10 μm to 200 μm by printing a conductive paste such as Ag or Cu having a low resistivity. It can be manufactured by forming an electrode pattern, laminating a plurality of green sheets (17 layers of GS1 to GS17 in the example of FIG. 4) as appropriate, and sintering.
なお、グリーンシート各層の厚みは、必ずしも同一である必要は無く、各層間の距離を変えてキャパシタンス素子やインダクタンス素子の値を調整するために、異なる厚みに選定することができる。 The thickness of each layer of the green sheet is not necessarily the same, and can be selected to have a different thickness in order to adjust the values of the capacitance element and the inductance element by changing the distance between the layers.
誘電体材料としては、例えばＡｌ、Ｓｉ、Ｓｒを主成分として、Ｔｉ、Ｂｉ、Ｃｕ，Ｍｎ，Ｎａ、Ｋを副成分とする材料や、Ａｌ、Ｓｉ，Ｓｒを主成分として、Ｃａ，Ｐｂ，Ｎａ，Ｋを複成分とする材料や、Ａｌ，Ｍｇ，Ｓｉ，Ｇｄを含む材料や、Ａｌ，Ｓｉ、Ｚｒ，Ｍｇ含む材料が用いられ、誘電率は５〜１５程度の材料を用いる。 As the dielectric material, for example, Al, Si, Sr as a main component, Ti, Bi, Cu, Mn, Na, K as a subcomponent, Al, Si, Sr as a main component, Ca, Pb, A material containing Na and K as a multicomponent, a material containing Al, Mg, Si, and Gd, and a material containing Al, Si, Zr, and Mg are used, and a material having a dielectric constant of about 5 to 15 is used.
なお、セラミック誘電体材料の他に、樹脂積層基板や、樹脂とセラミック誘電体粉末を混合してなる複合材料を用いてなる積層基板を用いることも可能である。また、前記セラミック基板をＨＴＣＣ（高温同時焼成セラミック）技術を用いて、誘電体材料としてＡｌ２Ｏ３を主体とするものとし、伝送線路等をタングステンやモリブデン等の高温で焼結可能な金属導体として構成しても良い。 In addition to the ceramic dielectric material, it is also possible to use a resin multilayer substrate or a multilayer substrate made of a composite material obtained by mixing a resin and ceramic dielectric powder. Further, the ceramic substrate is made mainly of Al 2 O 3 as a dielectric material using HTCC (high temperature co-fired ceramic) technology, and the transmission line and the like can be sintered at a high temperature such as tungsten or molybdenum. You may comprise as.
図４Ａ〜図４Ｄに、本発明に係る高周波回路部品の１７層で構成する積層体におけるグリーンシートの各層の電極パターンを示す。図４Ａはグリーンシートの第１乃至５層（ＧＳ１〜ＧＳ５）の電極パターン、図４Ｂは第６乃至１０層（ＧＳ６〜ＧＳ１０）の電極パターン、図４Ｃは第１１乃至１５層（ＧＳ１１〜ＧＳ１５）の電極パターン、図４Ｄは第１６及び１７層（ＧＳ１６、ＧＳ１７）の電極パターンを示す平面図である。図中、符号を付した電極パターン以外の黒角印のものはビアホールであり、誘電体各層に形成された電極パターンを接続するためのものである。 4A to 4D show electrode patterns of each layer of the green sheet in the laminate composed of 17 layers of the high-frequency circuit component according to the present invention. 4A is an electrode pattern of first to fifth layers (GS1 to GS5) of the green sheet, FIG. 4B is an electrode pattern of sixth to tenth layers (GS6 to GS10), and FIG. 4C is an eleventh to fifteenth layer (GS11 to GS15). FIG. 4D is a plan view showing electrode patterns of the 16th and 17th layers (GS16, GS17). In the figure, those with black squares other than the electrode patterns with reference numerals are via holes, which are used to connect the electrode patterns formed in the dielectric layers.
各回路は積層基板に三次元的に構成されるが、各回路を構成する電極パターンは、それぞれ他の回路を構成する電極パターンとの不要な電磁気的干渉を防ぐように、グランド電極ＧＮＤによる分離や、積層方向に見て互いが重ならないようにしている。 Each circuit is three-dimensionally configured on the laminated substrate, but the electrode patterns constituting each circuit are separated by ground electrodes GND so as to prevent unnecessary electromagnetic interference with the electrode patterns constituting each other circuit. In addition, they do not overlap each other when viewed in the stacking direction.
以下、回路ブロック毎に、図３に示した高周波回路と図４に示した積層体の各層における電極パターンとの対応を説明する。 Hereinafter, for each circuit block, correspondence between the high-frequency circuit shown in FIG. 3 and the electrode pattern in each layer of the laminate shown in FIG. 4 will be described.
なお、図４に示した積層体では、本発明における第１のインダクタンス素子Ｌｆｒ１と第２のインダクタンス素子Ｌｆｒ２などのインダクタンス素子は、グリーンシート上に導体ペーストで印刷形成された伝送線路で構成したが、これに限られるものではなく、積層体の外側に搭載したチップインダクタを用いることもできる。 In the laminated body shown in FIG. 4, the inductance elements such as the first inductance element Lfr1 and the second inductance element Lfr2 in the present invention are configured by transmission lines printed on a green sheet with a conductor paste. However, the present invention is not limited to this, and a chip inductor mounted outside the multilayer body can also be used.
分波・フィルタ複合回路７０について説明する。インダクタンス素子Ｌｆｒ１は、グリーンシートＧＳ７〜ＧＳ１０の４層に亘って形成されるので、小型の割には大きいインダクタンスを得られる。更に、インダクタンス素子Ｌｆｒ１は、グリーンシートＧＳ１５に形成されたグランドＧＮＤとの距離を隔てて配置しているので、インダクタンス素子Ｌｆｒ１とグランド間の浮遊容量は僅かである。インダクタンス素子Ｌｆｒ２は、グリーンシートＧＳ７，ＧＳ８，ＧＳ１０の３層に亘って形成される。
キャパシタンス素子Ｃｆｒ１は、グリーンシートＧＳ５とＧＳ６の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｒ２は、グリーンシートＧＳ４とＧＳ５上の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｒ３は、グリーンシートＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。
The demultiplexing /
The capacitance element Cfr1 is formed between the electrode patterns of the green sheets GS5 and GS6. The capacitance element Cfr2 is formed between the electrode patterns on the green sheets GS4 and GS5. The capacitance element Cfr3 is formed between the electrode pattern on the green sheet GS16 and the GND pattern.
第２の分波回路Ｄｉｐ２について説明する。インダクタンス素子Ｌｆｔ１は、グリーンシートＧＳ７〜ＧＳ１０の４層に亘って形成されるので、小型の割には大きいインダクタンスを得られる。インダクタンス素子Ｌｆｔ２は、グリーンシートＧＳ７〜ＧＳ９の３層に亘って形成される。インダクタンス素子Ｌｆｔ３は、グリーンシートＧＳ７，ＧＳ８，ＧＳ１０の３層に亘って形成される。
キャパシタンス素子Ｃｆｔ１は、グリーンシートＧＳ１６とＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ２は、グリーンシートＧＳ４とＧＳ５上の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ３は、グリーンシートＧＳ５とＧＳ６の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ４は、グリーンシートＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。
The second branching circuit Dip2 will be described. Since the inductance element Lft1 is formed over the four layers of the green sheets GS7 to GS10, a large inductance can be obtained for a small size. The inductance element Lft2 is formed over three layers of the green sheets GS7 to GS9. The inductance element Lft3 is formed over three layers of the green sheets GS7, GS8, and GS10.
The capacitance element Cft1 is formed between the green sheet GS16 and the GND pattern. The capacitance element Cft2 is formed between the electrode patterns on the green sheets GS4 and GS5. Capacitance element Cft3 is formed between the electrode patterns of green sheets GS5 and GS6. The capacitance element Cft4 is formed between the electrode pattern on the green sheet GS16 and the GND pattern.
インダクタンス素子Ｌｐｇ１とインダクタンス素子Ｌｐｇ２とは、グリーンシートＧＳ８とグリーンシートＧＳ９との各々に２層に亘って並列接続によって形成される。近接するインダクタンス素子Ｌｐｇ１とＬｐｇ２とは、相互誘導係数Ｍによって結合され、いわばトランスのように結合する。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ１は、グリーンシートＧＳ３〜ＧＳ６上の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐｇ２は、グリーンシートＧＳ１４，ＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐｇ３は、グリーンシートＧＳ１２とＧＳ１３上の電極パターンとの間で形成される。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ４は、グリーンシートＧＳ１４，ＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐｇ５は、グリーンシートＧＳ３〜ＧＳ６上の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐｇ６は、グリーンシートＧＳ１３とＧＳ１４上の電極パターンの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐｇ７は、グリーンシートＧＳ１３とＧＳ１４上の電極パターンの間で形成される。
The inductance element Lpg1 and the inductance element Lpg2 are formed in parallel connection over two layers on each of the green sheet GS8 and the green sheet GS9. The adjacent inductance elements Lpg1 and Lpg2 are coupled by a mutual induction coefficient M, that is, they are coupled like a transformer.
Capacitance element Cpg1 is formed between electrode patterns on green sheets GS3 to GS6. The capacitance element Cpg2 is formed between the electrode pattern on the green sheets GS14 and GS16 and the GND pattern. The capacitance element Cpg3 is formed between the green sheet GS12 and the electrode pattern on the GS13.
The capacitance element Cpg4 is formed between the electrode pattern on the green sheets GS14 and GS16 and the GND pattern. Capacitance element Cpg5 is formed between electrode patterns on green sheets GS3 to GS6. Capacitance element Cpg6 is formed between the electrode patterns on green sheets GS13 and GS14. Capacitance element Cpg7 is formed between the electrode patterns on green sheets GS13 and GS14.
このようにキャパシタンス素子Ｃｐｇ６とＣｐｇ７を形成することにより、バンドパスフィルタの低域遮断周波数と高域遮断周波数の周波数位置を夫々固定したままで、通過周波数帯域を拡げることができるため、減衰特性を維持したまま、挿入損失を改善することができる。 By forming the capacitance elements Cpg6 and Cpg7 in this way, the pass frequency band can be expanded while the frequency positions of the low-frequency cutoff frequency and the high-frequency cutoff frequency of the bandpass filter are fixed, respectively. Insertion loss can be improved while maintaining.
図３に例示した高周波回路と図４Ａ〜４Ｄに例示した電極パターン図との対応において注意すべき点がある。
キャパシタンス素子Ｃｆｒ１とキャパシタンス素子Ｃｆｒ２、キャパシタンス素子Ｃｆｔ２とキャパシタンス素子Ｃｆｔ３、キャパシタンス素子Ｃｐｇ２とキャパシタンス素子Ｃｐｇ６、キャパシタンス素子Ｃｐｇ４とキャパシタンス素子Ｃｐｇ７、キャパシタンス素子Ｃｐｇ６とキャパシタンス素子Ｃｐｇ３、キャパシタンス素子Ｃｐｇ７とキャパシタンス素子Ｃｐｇ３は、電極パターンを共用している点である。
このように電極パターンを共有化することにより、電極パターン数を減らすことができるため、小型化に有利となる。
There is a point to be noted in the correspondence between the high-frequency circuit illustrated in FIG. 3 and the electrode pattern diagrams illustrated in FIGS.
Capacitance element Cfr1 and capacitance element Cfr2, capacitance element Cft2 and capacitance element Cft3, capacitance element Cpg2 and capacitance element Cpg6, capacitance element Cpg4 and capacitance element Cpg7, capacitance element Cpg6 and capacitance element Cpg3, capacitance element Cpg7 and capacitance element Cpg3 are electrodes. The pattern is shared.
By sharing the electrode pattern in this way, the number of electrode patterns can be reduced, which is advantageous for downsizing.
すなわち、キャパシタンス素子Ｃｆｒ２は、キャパシタンス素子Ｃｆｒ１を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ５上の電極パターンを利用する。
キャパシタンス素子Ｃｆｔ３は、キャパシタンス素子Ｃｆｔ２を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ５上の電極パターンを利用する。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ６は、キャパシタンス素子Ｃｐｇ２を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ１４上の電極パターンを利用する。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ７は、キャパシタンス素子Ｃｐｇ４を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ１４上の電極パターンを利用する。
キャパシタンス素子Ｃｐｇ３は、キャパシタンス素子Ｃｐｇ６を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ１３上の電極パターンとキャパシタンス素子Ｃｐｇ７を構成する複数の電極パターンのうちの一部であるグリーンシートＧＳ１３上の電極パターンを利用する。
That is, the capacitance element Cfr2 uses an electrode pattern on the green sheet GS5 that is a part of the plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cfr1.
The capacitance element Cft3 uses an electrode pattern on the green sheet GS5 which is a part of a plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cft2.
The capacitance element Cpg6 uses an electrode pattern on the green sheet GS14 that is a part of the plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cpg2.
The capacitance element Cpg7 uses an electrode pattern on the green sheet GS14 that is a part of the plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cpg4.
The capacitance element Cpg3 is an electrode pattern on the green sheet GS13 which is a part of a plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cpg6 and a green sheet GS13 which is a part of the plurality of electrode patterns constituting the capacitance element Cpg7. Use the upper electrode pattern.
第２のフィルタ回路ＦＩＬ２について説明する。インダクタンス素子Ｌｐａ１は、グリーンシートＧＳ４，ＧＳ６の２層に亘って形成される。キャパシタンス素子Ｃｐａ２は、グリーンシートＧＳ１４上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｐａ３は、必要に応じて追加するものであって、この実施態様では省略している。キャパシタンス素子Ｃｐａ４は、グリーンシートＧＳ１４上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。 The second filter circuit FIL2 will be described. The inductance element Lpa1 is formed over two layers of the green sheets GS4 and GS6. The capacitance element Cpa2 is formed between the electrode pattern on the green sheet GS14 and the GND pattern. The capacitance element Cpa3 is added as necessary, and is omitted in this embodiment. The capacitance element Cpa4 is formed between the electrode pattern on the green sheet GS14 and the GND pattern.
第３のフィルタ回路ＦＩＬ３について説明する。インダクタンス素子Ｌｆｔ４は、グリーンシートＧＳ１０、ＧＳ１２、ＧＳ１３の３層に亘って形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ５は、必要に応じて追加するものであって、この実施態様では省略している。必要に応じて、インダクタンス素子Ｌｆｔ４に並列にキャパシタンス素子を並列接続してもよい。 The third filter circuit FIL3 will be described. The inductance element Lft4 is formed over three layers of the green sheets GS10, GS12, and GS13. The capacitance element Cft5 is added as necessary, and is omitted in this embodiment. If necessary, a capacitance element may be connected in parallel to the inductance element Lft4.
第２の分波回路Ｄｉｐ２について説明する。インダクタンス素子Ｌｆｔ１は、グリーンシートＧＳ７〜ＧＳ１０の４層に亘って形成されるので、小型の割には大きいインダクタンスを得られる。インダクタンス素子Ｌｆｔ２は、グリーンシートＧＳ７〜ＧＳ９の３層に亘って形成される。インダクタンス素子Ｌｆｔ３は、グリーンシートＧＳ７，ＧＳ８，ＧＳ１０の３層に亘って形成される。
キャパシタンス素子Ｃｆｔ１は、グリーンシートＧＳ１６とＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ２は、グリーンシートＧＳ４とＧＳ５上の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ３は、グリーンシートＧＳ５とＧＳ６の電極パターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｆｔ４は、グリーンシートＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。
The second branching circuit Dip2 will be described. Since the inductance element Lft1 is formed over the four layers of the green sheets GS7 to GS10, a large inductance can be obtained for a small size. The inductance element Lft2 is formed over three layers of the green sheets GS7 to GS9. The inductance element Lft3 is formed over three layers of the green sheets GS7, GS8, and GS10.
The capacitance element Cft1 is formed between the green sheet GS16 and the GND pattern. The capacitance element Cft2 is formed between the electrode patterns on the green sheets GS4 and GS5. Capacitance element Cft3 is formed between the electrode patterns of green sheets GS5 and GS6. The capacitance element Cft4 is formed between the electrode pattern on the green sheet GS16 and the GND pattern.
インダクタンス素子ＬｐｂｂはグリーンシートＧＳ３上に形成され、インダクタンス素子ＬｐｂａはグリーンシートＧＳ４上に形成される。 The inductance element Lpbb is formed on the green sheet GS3, and the inductance element Lpba is formed on the green sheet GS4.
第１の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ１について説明する。インダクタンス素子Ｌｂｇ１は、グリーンシートＧＳ４，ＧＳ６〜ＧＳ８，ＧＳ１０，ＧＳ１２，ＧＳ１３の７層に亘って形成される。インダクタンス素子Ｌｂｇ２とインダクタンス素子Ｌｂｇ３は、共に、グリーンシートＧＳ６〜ＧＳ８，ＧＳ１０，ＧＳ１２の５層に亘って形成される。
キャパシタンス素子Ｃｂｇ１は、グリーンシートＧＳ１４，ＧＳ１６上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。キャパシタンス素子Ｃｂｇ２，Ｃｂｇ３は、グリーンシートＧＳ１５上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される
The first balanced-unbalanced conversion circuit BAL1 will be described. The inductance element Lbg1 is formed over seven layers of green sheets GS4, GS6 to GS8, GS10, GS12, and GS13. Both the inductance element Lbg2 and the inductance element Lbg3 are formed over five layers of the green sheets GS6 to GS8, GS10, and GS12.
The capacitance element Cbg1 is formed between the electrode pattern on the green sheets GS14 and GS16 and the GND pattern. Capacitance elements Cbg2 and Cbg3 are formed between the electrode pattern on the green sheet GS15 and the GND pattern.
第２の平衡‐不平衡変換回路ＢＡＬ２について説明する。インダクタンス素子Ｌｂａ１は、グリーンシートＧＳ５とＧＳ８の２層に亘って形成される。インダクタンス素子Ｌｂａ２とインダクタンス素子Ｌｂａ３は、共に、グリーンシートＧＳ９とＧＳ１３の２層に亘って形成される。
キャパシタンス素子Ｃｂａ１は、グリーンシートＧＳ１４とＧＳ１５上の電極パターンとＧＮＤパターンとの間で形成される。
The second balanced-unbalanced conversion circuit BAL2 will be described. The inductance element Lba1 is formed over two layers of the green sheets GS5 and GS8. Both the inductance element Lba2 and the inductance element Lba3 are formed over two layers of the green sheets GS9 and GS13.
The capacitance element Cba1 is formed between the electrode pattern on the green sheets GS14 and GS15 and the GND pattern.
図５は、本発明に係る高周波回路部品の斜視図を示す。図５（Ａ）は高周波回路部品を部品搭載面から見た斜視図、図５（Ｂ）は底面から見た斜視図である。
図５（Ａ）に示すように、高周波スイッチＳＷ１であるＤＰＤＴスイッチ（ＧａＡｓ ＦＥＴ）が積層体１０の上表面に実装される。ＤＰＤＴスイッチは、ベア状態で積層体１０に実装し、樹脂封止や缶封止することも出来る。
また、積層体１０内蔵されないコンデンサＣ１〜Ｃ６をチップ部品として搭載している。
図５（Ｂ）は底面の電極配置を示し、積層体１０の左部にはグランド電極ＧＮＤを中心としてグランド電極ＧＮＤに挟まれてアンテナ側端子Ａｎｔ１、Ａｎｔ２が夫々位置される。積層体１０の上部にはグランド電極ＧＮＤに挟まれて、コントロール端子Ｖ１，第２の受信側端子５Ｇ＿Ｒｘ＋，５Ｇ＿Ｒｘ−が配置される。積層体１０の右部にはグランド電極ＧＮＤを中心としてグランド電極ＧＮＤに挟まれて第２の送信側端子５Ｇ＿Ｔｘ、第２の送信側端子２．４Ｇ＿Ｔｘが夫々位置される。積層体１０の下部にはグランド電極ＧＮＤに挟まれて、コントロール端子Ｖ２，第１の受信側端子２．４Ｇ＿Ｒｘ＋，２．４Ｇ＿Ｒｘ−が配置される。
FIG. 5 shows a perspective view of the high-frequency circuit component according to the present invention. 5A is a perspective view of the high-frequency circuit component as viewed from the component mounting surface, and FIG. 5B is a perspective view of the component as viewed from the bottom.
As shown in FIG. 5A, a DPDT switch (GaAs FET), which is a high-frequency switch SW1, is mounted on the upper surface of the stacked
Capacitors C1 to C6 that are not built in the laminate 10 are mounted as chip components.
FIG. 5B shows an electrode arrangement on the bottom surface, and antenna-side terminals Ant1 and Ant2 are positioned on the left side of the
本発明によれば、少なくとも２つの互いに周波数が異なる通信システムに共用可能な高周波回路において、高周波信号を分波する回路を簡略化することが可能である。
また、少ないスイッチ手段で電力消費を抑えながら前記複数のマルチバンドアンテナと送信側回路、受信側回路との接続を切り替え、さらにフィルタ回路や平衡―不平衡変換回路、さらにインピーダンス変換回路を備えた高周波回路を提供することができる。
そして前記高周波回路を３次元的な積層構造により小型に構成した高周波回路部品とし、さらに各通信システムでの送信データを変調し、受信データを復調する送受信部と、前記高周波スイッチの切り替えを制御するスイッチ回路制御部を備えたマルチバンド通信装置を提供することが出来、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）、プリンタやハードディスク、ブロードバンドルーターなどのＰＣの周辺機器、ＦＡＸ、冷蔵庫、標準テレビ（ＳＤＴＶ）、高品位テレビ（ＨＤＴＶ）、カメラ、ビデオ、携帯電話等々の電子機器、自動車内や航空機内でのワイヤに変わる信号伝達手段として有用なものである。
According to the present invention, it is possible to simplify a circuit that demultiplexes a high-frequency signal in a high-frequency circuit that can be shared by at least two communication systems having different frequencies.
In addition, switching the connection between the multi-band antenna and the transmission side circuit and the reception side circuit while suppressing power consumption with a small number of switch means, and furthermore, a high frequency device equipped with a filter circuit, balanced-unbalanced conversion circuit, and impedance conversion circuit A circuit can be provided.
The high-frequency circuit is a small-sized high-frequency circuit component having a three-dimensional laminated structure, and further controls transmission / reception units that modulate transmission data in each communication system and demodulates reception data, and switching of the high-frequency switch. A multi-band communication device equipped with a switch circuit control unit can be provided. Peripheral devices such as personal computers (PCs), printers, hard disks, broadband routers, fax machines, refrigerators, standard televisions (SDTV), high-definition televisions (HDTV), a camera, a video, a mobile phone, and other electronic devices, and useful as a signal transmission means that changes to a wire in an automobile or an airplane.
２．４Ｇ＿Ｒｘ＋，２．４Ｇ＿Ｒｘ− 第１の受信側端子、
５Ｇ＿Ｒｘ＋ ，５Ｇ＿Ｒｘ− 第２の受信側端子、
２．４Ｇ＿Ｔｘ 第１の送信側端子、
５Ｇ＿Ｔｘ 第２の送信側端子、
Ａｎｔ１，Ａｎｔ２ アンテナ側端子、
ＡＮＴ１，ＡＮＴ２ アンテナ、
１０ 積層体、
３０ 送受信回路部、
５０ スイッチ回路制御部、
７０ 分波・フィルタ複合回路、
ＢＡＬ１ 第１の平衡‐不平衡変換回路、
ＢＡＬ２ 第２の平衡‐不平衡変換回路、
Ｃ１〜Ｃ６ キャパシタンス素子、
Ｃｂａ１ キャパシタンス素子、
Ｃｆｔ１〜Ｃｆｔ４ キャパシタンス素子、
Ｃｆｒ１〜Ｃｆｒ３ キャパシタンス素子、
Ｃｐａ１〜Ｃｐａ４ キャパシタンス素子、
Ｃｐｇ１〜Ｃｐｇ７ キャパシタンス素子、
Ｄｉｐ１ 第１の分波回路、
Ｄｉｐ２ 第２の分波回路、
ＦＩＬ１ 第１のフィルタ回路、
ＦＩＬ２ 第２のフィルタ回路、
ＦＩＬ３ 第３のフィルタ回路、
ＧＮＤ グランド端子、
ＧＳ１〜ＧＳ１７ グリーンシート、
Ｌｂａ１〜Ｌｂａ３ インダクタンス素子、
ｂｇ１〜Ｌｂｇ３ インダクタンス素子、
Ｌｆｔ１〜Ｌｆｔ３ インダクタンス素子、
Ｌｆｒ１，Ｌｆｒ２ インダクタンス素子、
Ｌｐａ１ インダクタンス素子、
Ｌｐｂａ，Ｌｐｂｂ インダクタンス素子、
ｐａ〜ｐｄ 端子、
ｐ１ａ，ｐ２ａ 共通端子、
ｐ１ｂ，ｐ２ｂ 低周波側端子、
ｐ１ｃ，ｐ２ｃ 高周波側端子、
ＳＷ１ 高周波スイッチ、
Ｖ１，Ｖ２ コントロール端子、
2.4G_Rx +, 2.4G_Rx− first receiving side terminal,
5G_Rx +, 5G_Rx− second receiving side terminal,
2.4G_Tx first transmitting terminal,
5G_Tx second transmission side terminal,
Ant1, Ant2 antenna side terminal,
ANT1, ANT2 antenna,
10 laminates,
30 Transmission / reception circuit section,
50 switch circuit controller,
70 Combined demultiplexing and filter circuit,
BAL1 first balanced-unbalanced conversion circuit,
BAL2 second balanced-unbalanced conversion circuit,
C1-C6 capacitance elements,
Cba1 capacitance element,
Cft1 to Cft4 capacitance elements,
Cfr1-Cfr3 capacitance elements,
Cpa1-Cpa4 capacitance elements,
Cpg1-Cpg7 capacitance elements,
Dip1 first branching circuit,
Dip2 second branching circuit,
FIL1 first filter circuit,
FIL2 second filter circuit,
FIL3 third filter circuit,
GND ground terminal,
GS1-GS17 green sheet,
Lba1 to Lba3 inductance elements,
bg1 to Lbg3 inductance elements,
Lft1 to Lft3 inductance elements,
Lfr1, Lfr2 inductance elements,
Lpa1 inductance element,
Lpba, Lpbb Inductance element,
pa to pd terminals,
p1a, p2a common terminal,
p1b, p2b low frequency side terminals,
p1c, p2c high frequency side terminals,
SW1 high frequency switch,
V1, V2 control terminals,
Claims (8)
前記高周波回路は、
アンテナに接続されるアンテナ側端子と第１及び第２の送信側端子および第１及び第２の受信側端子との接続を切り替える高周波スイッチと、
前記高周波スイッチの一つの端子と前記第１及び第２の受信側端子との間に接続される、第１の分波回路と積層体内に配置される第１のフィルタ回路を備えた分波・フィルタ複合回路と、
前記高周波スイッチの他の端子と前記第１及び第２の送信側端子との間に接続された第２の分波回路とを備え、
前記第１の分波回路は低周波側フィルタと高周波側フィルタより構成され、
前記低周波側フィルタは、一端が前記高周波スイッチの端子に、他端が前記第１のフィルタ回路に接続された第一のインダクタンス素子で構成され、
前記高周波側フィルタは、キャパシタンス素子とインダクタンス素子で構成され、
かつ、前記第１のフィルタ回路は前記第１のインダクタンス素子と前記低周波側端子との間に接続されたことを特徴とする高周波回路部品。 A high-frequency circuit component formed by integrating a high-frequency circuit that can be shared by at least two communication systems having different frequencies from each other in a laminate,
The high-frequency circuit is
A high-frequency switch that switches connection between the antenna-side terminal connected to the antenna, the first and second transmission-side terminals, and the first and second reception-side terminals;
A demultiplexer including a first demultiplexer circuit and a first filter circuit disposed in the stack, which are connected between one terminal of the high-frequency switch and the first and second receiving terminals. Filter composite circuit,
A second branching circuit connected between the other terminal of the high-frequency switch and the first and second transmission-side terminals;
The first branching circuit includes a low-frequency filter and a high-frequency filter,
The low frequency side filter is composed of a first inductance element having one end connected to the terminal of the high frequency switch and the other end connected to the first filter circuit.
The high frequency side filter is composed of a capacitance element and an inductance element,
And the said 1st filter circuit is connected between the said 1st inductance element and the said low frequency side terminal, The high frequency circuit component characterized by the above-mentioned.
前記インダクタンス素子、前記キャパシタンス素子の少なくとも一部を、電極パターンを有する積層体により構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項５記載の高周波回路部品。 The second branching circuit and the second filter circuit are mainly composed of an inductance element and a capacitance element,
6. The high-frequency circuit component according to claim 1, wherein at least a part of the inductance element and the capacitance element is configured by a laminated body having an electrode pattern.
前記インダクタンス素子、キャパシタンス素子の少なくとも一部を、電極パターンを有する積層体により構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項６記載の高周波回路部品。 The first balanced-unbalanced conversion circuit and the second balanced-unbalanced conversion circuit have an inductance element and a capacitance element as main components,
7. The high-frequency circuit component according to claim 1, wherein at least a part of the inductance element and the capacitance element is configured by a laminated body having an electrode pattern.
各通信システムでの送信データを変調し受信データを復調する送受信回路部と、
前記高周波スイッチの切り替えを制御するスイッチ回路制御部とを備えたことを特徴とするマルチバンド通信装置。 A multiband communication device using the high-frequency circuit component according to any one of claims 1 to 7,
A transmission / reception circuit unit that modulates transmission data and demodulates reception data in each communication system;
A multiband communication apparatus comprising: a switch circuit control unit that controls switching of the high-frequency switch.
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