JP2009201093A - 移動体通信用受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＧＣＡＭＰを用いることなく、高いダイナミックレンジを満足することができるＣＤＭＡ方式受信機を提供することである。
【解決手段】通信相手から受信したアナログ信号１６をデジタル信号１８に変換するＡ／Ｄ変換器１７と、Ａ／Ｄ変換器１７によって変換されたデジタル信号１８に対してＩＱ分離をしてＩｃｈおよびＱｃｈを得るデジタル直交復調器１９とを有する移動体通信用受信機１において、Ａ／Ｄ変換器１の基準電圧を可変する基準電圧可変手段２５、２７を備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は移動体通信用受信機に関し、特にＣＤＭＡ方式移動体通信の無線基地局装置の受信機に関する。

従来、携帯電話等の移動体通信システムにおいて、移動局装置（携帯電話機）と基地局装置との間の通信をＣＤＭＡ方式で行うものが知られている（たとえば特許文献１参照）。このようなＣＤＭＡ方式移動体通信の無線基地局装置の受信機の従来例を以下に図面を参照して説明する。

図１０は、従来の移動体通信用無線基地局装置の受信機の構成を示すブロック図である。

受信機３０１は、アンテナ２と、低雑音増幅器１０と、ＲＦフィルタ（無線周波数フィルタ）１１と、ミキサ１２と、ＩＦＡＭＰ（中間周波数増幅器）１４と、ＩＦフィルタ（中間周波数フィルタ）１５と、ＡＧＣＡＭＰ（自動利得制御増幅器）６０と、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル変換器）１７と、ＮＣＯ（数値制御発振器）１９と、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）２２と、ＦＩＲフィルタ２３と、ベースバンド処理部２４と、平均電力算出部６１と、Ｄ／Ａ（デジタル−アナログ変換器）６３とを有して構成される。

ＡＧＣＡＭＰ６０は、Ｄ／Ａ６３からのＶａｇｃ信号６４により利得が可変できる増幅器である。

ＮＣＯ１９は、移動局装置からの信号をＩＱ分離をしてＩｃｈ２０、Ｑｃｈ２１を出力する。

平均電力算出部６１は、ＦＩＲフィルタ２２、２３の出力のＩｃｈ／Ｑｃｈの信号レベルを算出し、ＡＧＣ制御信号６２を生成する。

Ｄ／Ａ６３は、ＡＧＣ制御信号６２（デジタル信号）をＶａｇｃ信号６４（アナログ信号）に変換する。

図１０を用いて従来の無線基地局装置の受信機３０１の動作を説明する。

受信機３０１では、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８が固定であり、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲が固定であるため、Ａ／Ｄ１７に入力されるＡ／Ｄ入力信号の電力を常に一定になるように利得制御する必要がある。

平均電力算出部６１は、ＦＩＲフィルタ２２、２３の出力のＩｃｈ／Ｑｃｈの信号レベルを算出する。算出方法は、信号レベルが変動するので１００ｍｓ間の信号レベルを平均化することで算出する。平均化算出はＩｃｈ／Ｑｃｈであるので、複素数の計算となる。この計算結果の値を平均受信電力と呼ぶ。平均受信電力の目標値は、あらかじめ設定値（固定値）として受信機３０１内に記憶させておく。

平均電力算出部６１で得られる平均受信電力が設定値より低い場合、平均受信電力が設定値になるようにＶａｇｃ信号６４でＡＧＣＡＭＰ６０の利得を上げる。

平均受信電力が設定値より高い場合、平均受信電力が設定値になるようにＶａｇｃ信号６４でＡＧＣＡＭＰ６０の利得を下げることで、Ａ／Ｄ１７に入力される電力が常に一定になるように利得を制御する。

受信機３０１のアンテナ２の入力レベル範囲を−４０ｄＢｍ〜−１００ｄＢｍとすると、受信特性のダイナミックレンジに６０ｄＢが要求される。Ａ／Ｄ１７に入力されるＡ／Ｄ入力信号１６の電力を常に一定にしなければならないので、ゆえに、ＡＧＣＡＭＰ６０の利得可変範囲は６０ｄＢが要求される。
特開平８−２５１０８８号公報

しかしながら、上述した従来の無線基地局装置の受信機３０１には、次のような課題がある。

第１の課題は、受信機３０１の高いダイナミックレンジを満足するために、Ａ／Ｄ１７の入力電力が一定になるように利得を制御するＡＧＣ方式を採用しなければならない点である。

第２の課題は、ＡＧＣ方式は平均電力を算出する処理が複雑で計算量が多い点である。

第３の課題は、アナログ部品であるＡＧＣＡＭＰ６０を使用してＡＧＣ方式を実現するため、部品バラツキ、温度バラツキによる線形歪みが大きく、精度が悪いという点である。

第４の課題は、ＡＧＣＡＭＰ６０が必要なことと、フィードバック制御のデジタル処理
が多いので、コストが高い点である。

本発明は上記の点にかんがみてなされたもので、ＡＧＣＡＭＰを用いることなく、高いダイナミックレンジを満足することができるＣＤＭＡ方式受信機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するにあたり、本発明は、通信相手から受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によって変換されたデジタル信号に対してＩＱ分離をしてＩｃｈおよびＱｃｈを得るデジタル直交復調器とを有する移動体通信用受信機において、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変する基準電圧可変手段を備えた。

また本発明は請求項１に記載の発明において、前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を監視するＡ／Ｄ出力信号監視部を備え、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部で監視した前記Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変することを特徴とする。

また本発明は請求項２に記載の発明において、前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部の出力であるデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器をさらに備え、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とすることを特徴とする。

また本発明は請求項２に記載の発明において、前記Ａ／Ｄ変換器が、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部の出力であるデジタル信号に基づいて電圧を生成する基準電圧生成部を有し、前記基準電圧生成部によって生成した電圧を該Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とすることを特徴とする。

また本発明は請求項１に記載の発明において、前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ変換器の前段の信号を検波する検波器を備え、前記検波器の出力に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変することを特徴とする。

また本発明は請求項５に記載の発明において、前記基準電圧可変手段が、前記検波器の出力に基づいて基準電圧を出力する基準電圧制御部をさらに備え、前記基準電圧制御部の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とすることを特徴とする。

また本発明は請求項１から４の何れか１項に記載の発明において、クロック発生器から出力される基準周波数を複数倍に可変させてクロック信号を生成する周波数可変手段を備え、上記Ａ／Ｄ変換器は、上記周波数可変手段から出力される上記クロック信号の周波数でアナログ信号からデジタル信号への変換を行うことを特徴とする。

また本発明は請求項２から４の何れか１項に記載の発明において、クロック発生器から出力される基準周波数を複数倍に可変させてクロック信号を生成する周波数可変手段を備え、上記Ａ／Ｄ変換器は、上記周波数可変手段から出力される上記クロック信号の周波数でデータ取り込みしてアナログ信号からデジタル信号への変換を行い、上記周波数可変手段は、上記Ａ／Ｄ出力信号監視部から上記監視の結果に基づいて出力される可変周波数制御信号に応じて上記基準周波数を複数倍に可変させることを特徴とする。

本発明によれば、以下に記載するような効果を奏する。

本発明によれば、ＡＧＣＡＭＰを用いることなく、高いダイナミックレンジを満足することができる。

すなわち、第１の効果は、ＡＧＣＡＭＰが不要なことと、フィードバックの制御方法が簡素なので、コストが安い点である。

また、第２の効果は、Ａ／Ｄの基準電圧を可変させることでＡ／Ｄの入力可能な範囲を制御し、受信機のダイナミックレンジを大きくできる点である。

また、第３の効果は、フィードバックの制御方法がＡ／Ｄ出力信号の各信号線を監視するだけなので、構成が簡単で処理が速いという点である。

さらに、第４の効果は、デジタルで基準電圧を制御しているので、部品バラツキや温度特性による線形歪みが生じず、精度が良い点である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

本発明は、移動体通信の無線基地局装置の受信機において、Ａ／Ｄの基準電圧を可変してＡ／Ｄの入力可能な範囲を制御することで、受信特性におけるダイナミックレンジを大きくすることを特徴としている。また、Ａ／Ｄ出力信号を検出してフィードバックすることで、Ａ／Ｄの入力可能な範囲を最適化するような自動制御を実現することを特徴としている。

図１、図２を用いて本発明による第１の実施形態の構成について説明する。

図１は、本発明による第１の実施形態の移動体通信用無線基地局の受信機を示すブロック図である。図２は、図１に示した本発明による第１の実施形態のＡ／Ｄの内部構成を示すブロック図である。

本実施形態の受信機１は、アンテナ２と、低雑音増幅器１０と、ＲＦフィルタ（無線周波数フィルタ）１１と、ミキサ１２と、ＩＦＡＭＰ（中間周波数増幅器）１４と、ＩＦフィルタ（中間周波数フィルタ）１５と、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル変換器）１７と、ＮＣＯ（数値制御発振器）１９と、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）２２と、ＦＩＲフィルタ２３と、ベースバンド処理部２４と、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５と、Ｄ／Ａ（デジタル−アナログ変換器）２７とを有して構成される。

アンテナ２は、移動体通信用無線移動局装置（たとえば携帯電話機）からの電波を受信し、無線信号を電気信号に変換する。

低雑音増幅器１０はアンテナ２で受信された無線信号の電力を低雑音で増幅させる。

ＲＦフィルタ１１は、アンテナ２で受信された所望の周波数成分だけを通過させ、不要な周波数成分を除去する。

ミキサ１２は、Ｌｏｃａｌ信号１３を用いて電気信号の高い周波数を低い周波数に変換する。

ＩＦＡＭＰ１４は増幅器であり、電気信号の電力を増幅させる。

ＩＦフィルタ１５は、ミキサ１２にて発生する不要なスプリアスを除去する。

Ａ／Ｄ１７は、Ａ／Ｄ入力信号１６（アナログ信号）を標本化、量子化することでＡ／Ｄ出力信号１８（デジタル信号）に変換する。また、分解能を８ｂｉｔとし、Ａ／Ｄ出力信号１８は８ｂｉｔのデジタル信号である。

ＮＣＯ１９はデジタル直交復調器であり、低い周波数のＡ／Ｄ出力信号１８をさらに低い周波数に変換する。また、移動体通信用無線移動局からの信号は振幅位相変調されているので、ＩＱ分離をしてＩｃｈ２０、Ｑｃｈ２１を出力する。

ＦＩＲフィルタ２２、２３は、Ｉｃｈ２０、Ｑｃｈ２１においてＡ／Ｄ１７で発生する不要なスプリアスを除去する。

ベースバンド処理部２４は、Ｉｃｈ／Ｑｃｈから移動体通信用無線移動局からのデータを復調する。

Ａ／Ｄ出力信号監視部２５は、Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔの各端子を監視し、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲が最適になるように基準電圧制御信号２６を生成する。Ｄ／Ａ２７は、基準電圧制御信号２６（デジタル信号）を基準電圧２８（アナログ信号）に変換する。

図２を参照すると、Ａ／Ｄ１７は、基準電圧生成部４０と、コンパレータ４１と、デコーダ４３とを有して構成される。Ａ／Ｄ１７の分解能は８ｂｉｔなので、２の８乗の２５６ＬＳＢで量子化を行う。

基準電圧生成部４０は２５６ブロックで構成され、基準電圧２８を２５６段階に分割して１／２５６〜２５６／２５６の２５６通りの電圧を出力する。

コンパレータ４１は基準電圧生成部４０と同じく２５６ブロックで構成され、Ａ／Ｄ入力信号１６と基準電圧生成部４０の各ブロックからの電圧とを比較してコンパレータ出力４２を出力する。

デコーダ４３は、コンパレータ出力４２を２進数にデコードし（２５６数値を８ｂｉｔに変換し）、Ａ／Ｄ出力信号１８を出力する。

続いて、図１〜６を用いて、本発明による第１の実施形態の動作を説明する。

まず、図２を参照して、Ａ／Ｄ１７がアナログ信号をデジタル信号に変換する方法を説明する。

コンパレータ４１はＡ／Ｄ入力信号１６と基準電圧生成部４０の電圧とを比較する。基準電圧生成部４０の電圧の方が大きい場合はコンパレータ出力４２を”０”とし、Ａ／Ｄ入力信号１６の方が大きい場合はコンパレータ出力４２を”１”とする。つまり、Ａ／Ｄ入力信号１６の電圧が基準電圧２８のちょうど半分である場合、１２８／２５６ＦＳ〜１／２５６ＦＳのコンパレータ出力４２は全て”１”であり、２５６／２５６ＦＳ〜１２９／２５６ＦＳのコンパレータ出力４２は全て”０”である。ここで、ＦＳはフルスケールの略である。

デコーダ４３が１２８という数値を２進数の８ｂｉｔにデコードすると”０１１１１１１１”になる。このようにして、Ａ／Ｄ１７は、アナログ信号をデジタル信号に変換している。

図３は、本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの説明図である。

デジタルにおいて、デシベル換算すると１ｂｉｔが６ｄＢである。そのため、分かりやすいように図３の目盛りは１目盛り６ｄＢで表している。

受信機１のアンテナ２の入力レベル範囲を−４０ｄＢｍ〜−１００ｄＢｍとすると、受信特性のダイナミックレンジに６０ｄＢが要求される。低雑音増幅器１０からＩＦフィルタ１５までの全体利得を５０ｄＢとすると、Ａ／Ｄ１７に＋１０ｄＢｍ〜−５０ｄＢｍが入力される。ゆえに、Ａ／Ｄ１７の入力で６０ｄＢのダイナミックレンジが必要とされる。Ａ／Ｄ１７の分解能が８ｂｉｔなので、Ａ／Ｄ１７の入力可能なダイナミックレンジは４８ｄＢ（８ｂｉｔ×６ｄＢ）であり、６０ｄＢを満たすことができない。

そこで、本実施形態では、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８を可変してＡ／Ｄ１７の入力可能な範囲を制御することで６０ｄＢのダイナミックレンジを満足できることを特徴としている。

図４は、本発明による第１の実施形態のＡ／Ｄの入力可能な範囲の一覧表である。基準電圧２８をデフォルトの４倍、２倍、１／２倍、１／４倍、１／８倍にした場合の、Ａ／Ｄの入力可能な範囲を一覧表にまとめた。

基準電圧２８をデフォルトで１０００ｍＶとすると、基準電圧生成部４０の２５６／２５６ＦＳの電圧は１０００ｍＶになるのでＡ／Ｄ１７の最大入力可能なレベルは１０００ｍＶであり、電圧からデシベルに換算すると特性インピーダンスが５０Ωなので＋４ｄＢｍである。基準電圧生成部４０の１／２５６ＦＳの電圧は７．８１２５ｍＶになるのでＡ／Ｄ１７の最小入力可能なレベルは７．８１２５ｍＶであり、電圧からデシベルに換算すると−４４ｄＢｍである。

同様に、基準電圧２８を２倍の２０００ｍＶにするとＡ／Ｄの最大入力レベルは＋１０ｄＢｍであり、最小入力可能なレベルは−３８ｄＢｍである。

同様に、基準電圧２８を１／２倍の５００ｍＶにするとＡ／Ｄの最大入力レベルは−２ｄＢｍであり、最小入力可能なレベルは−５０ｄＢｍである。つまり、基準電圧２８を２倍にすると６ｄＢ上がり、基準電圧２８を１／２倍にすると６ｄＢ下がる。

本実施形態では、このようにして、４倍で＋１２ｄＢ上がり、１／８倍で−１８ｄＢ下がるようにＡ／Ｄの入力可能な範囲を制御することを特徴としている。

図１において、Ａ／Ｄ出力信号１８をＡ／Ｄ出力信号監視部２５で監視してフィードバックすることで、Ａ／Ｄの入力可能な範囲を最適化するような自動制御方法を説明する。

Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔ全てが”１”になるとオーバーフローしてしまうため、８ｂｉｔ目を”０”か”１”か監視して、”１”になった時点で基準電圧２８を現状より２倍に大きくしてＡ／Ｄの最大入力可能なレベルを６ｄＢ上げる。

逆に、Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔ全てが”０”になるとアンダーフローしてしまうため、４ｂｉｔ目〜８ｂｉｔ目を監視して全て”０”になった時点で、基準電圧２８を現状より１／２倍に小さくしてＡ／Ｄの最大入力可能なレベルを６ｄＢ下げる。

本実施形態では、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５がＡ／Ｄ出力信号１８を監視して基準電圧制御信号２６を生成する方法において、Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔ目が”１”になったら、基準電圧２８を現状より２倍にし、Ａ／Ｄ出力信号１６の４ｂｉｔ〜８ｂｉｔ目が全て”０”になったら、基準電圧２８を現状より１／２倍にすることで、Ａ／Ｄの入力可能な範囲の最適化を行う。

図５は、本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの制御方法において、６ｄＢ上げる場合の説明図である。

図５の状態４４において、基準電圧２８をデフォルトにしてＡ／Ｄ入力信号１６が−２ｄＢｍになると、Ａ／Ｄ出力信号１８が８ｂｉｔいっぱいになりオーバーフローしてしまう。そのため、状態４５のように基準電圧２８を現状より２倍の２０００ｍＶに大きくしてＡ／Ｄ１７の最大入力可能な範囲を６ｄＢ上げる。

図６は、本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの制御方法において、６ｄＢ下げる場合の説明図である。

状態４７において、基準電圧２８をデフォルトにしてＡ／Ｄ入力信号１６が−２７ｄＢｍになると、Ａ／Ｄ出力信号１８の４ｂｉｔ目〜８ｂｉｔ目が全て”０”になる。そのため、状態４６のように基準電圧２８を現状より１／２倍の５００ｍＶに小さくしてＡ／Ｄの最大入力可能な範囲を６ｄＢ下げる。

このようにして、本発明は、移動体通信の無線基地局装置の受信機において、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８を可変してＡ／Ｄ１７の入力可能な範囲を制御することで、受信特性におけるダイナミックレンジを大きくすることを特徴としている。

また、本発明は、Ａ／Ｄ出力信号１８をＡ／Ｄ出力信号監視部２５で検出してフィードバックすることで、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲を最適化するような自動制御を実現することを特徴としている。

以上説明したように、本発明においては、以下に記載するような効果を奏する。

第１の効果は、ＡＧＣＡＭＰが不要なことと、フィードバックの制御方法が簡素なので、コストが安い点である。

第２の効果は、Ａ／Ｄの基準電圧を可変させることでＡ／Ｄの入力可能な範囲を制御し、受信機のダイナミックレンジを大きくできる点である。

第３の効果は、フィードバックの制御方法がＡ／Ｄ出力信号の各信号線を監視するだけなので、構成が簡単で処理が速いという点である。

第４の効果は、デジタルで基準電圧を制御しているので、部品バラツキや温度特性による線形歪みが生じず、精度が良い点である。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。

図７は、本発明による第２の実施形態の受信機を示すブロック図である。図８は、本発明による第２の実施形態のＡ／Ｄの内部構成を示すブロック図である。

この第２の実施形態の受信機１０１は、図１と比較して、Ｄ／Ａ２７が無い点で相違する。

Ａ／Ｄ出力信号監視部２５は、Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔの各端子を監視し、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲が最適になるように基準電圧制御信号２６を生成する。

本実施形態では、Ｄ／Ａ２７が無いので、基準電圧制御信号２６をデジタル信号の状態でＡ／Ｄ１７に入力する構成となっている。

図８を図２と比較すると、この第２の実施の形態のＡＤ１７には、電源電圧７０と、基準電圧生成部７１と、ＲＣフィルタ７３とが追加されている。

電源電圧７０は、Ａ／Ｄ１７に供給されている電源電圧を指し、５Ｖである。

基準電圧生成部７１は、基準電圧制御信号２６の信号データを元に、電源電圧７０から基準電圧７２を生成する。基準電圧７２はＡ／Ｄ１７の基準電圧であり、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲を制御する電圧である。

ＲＣフィルタ７３は、抵抗とコンデンサによる時定数を持ち、基準電圧７２の電圧変化が急激に変化しないように鈍らせている。この第２の実施形態では図１に示したＤ／Ａ２７が無いので、第１の実施形態と比較するとコストが安い構成になっている。

次に、この第２の実施形態の動作について説明する。

基本的な動作は第１の実施形態の動作と同様であるが、次の点で異なる。

Ａ／Ｄ出力信号１８をＡ／Ｄ出力信号監視部２５で監視し、基準電圧制御信号２６を生成してフィードバックすることで、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲を最適化するような自動制御方法を説明する。

Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔ全てが”１”になるとオーバーフローしてしまうため、８ｂｉｔ目を”０”か”１”か監視して”１”になった時点で、基準電圧２８を現状より２倍に大きくしてＡ／Ｄ１７の最大入力可能なレベルを６ｄＢ上げる。この６ｄＢ上がる瞬間において、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８が急激に変わると、Ａ／Ｄ出力信号１８のデータが不連続になり、復調が不可能になってしまう。

そのため、本実施形態では、ＲＣフィルタ７３の時定数により基準電圧７２の電圧変化を鈍らせることで、Ａ／Ｄ出力信号１８のデータの不連続を防ぐことを特徴としている。

同様に、Ａ／Ｄ出力信号１８の８ｂｉｔ全てが”０”になるとアンダーフローしてしまうため、４ｂｉｔ目〜８ｂｉｔ目を監視して全て”０”になった時点で、基準電圧２８を現状より１／２倍に小さくしてＡ／Ｄの最大入力可能なレベルを６ｄＢ下げる。この６ｄＢ下がる瞬間において、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８が急激に変わると、Ａ／Ｄ出力信号１８のデータが不連続になり、復調が不可能になってしまう。

そのため、本実施形態では、ＲＣフィルタ７３の時定数により基準電圧７２の電圧変化を鈍らせることで、Ａ／Ｄ出力信号１８のデータの不連続を防ぐことを特徴としている。

次に、図９を用いて第３の実施形態の構成について説明する。

図９は、本発明による第３の実施形態の受信機を示すブロック図である。

この第３の実施形態の受信機２０１は、図７と比較して、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５が無い点で相違する。また、新たに検波器８０がＲＦフィルタ１１の出力に追加されており、さらに基準電圧制御部８２が、検波器８０の出力に追加されている。

検波器８０は、ＲＦフィルタ１１から入力される電気信号の電力に応じて検波信号８１を生成し、基準電圧制御部８２に出力する。基準電圧制御部８２は、検波信号８１に応じて基準電圧制御信号２６を生成し、Ａ／Ｄ１７に出力する。

なお、本実施の形態のＡ／Ｄ１７の内部構成は、図８と同様である。

次に、この第３の実施形態の動作について説明する。

基本的な動作は第１の実施形態の動作と同様であるが、次の点で異なる。

第１の実施形態の動作は、Ａ／Ｄ出力信号１８をＡ／Ｄ出力信号監視部２５で監視し、基準電圧制御信号２６を生成してフィードバックすることで、Ａ／Ｄ１７の入力可能な範囲を最適化するような自動制御方法であるが、Ａ／Ｄ１７のオーバーフローを検知してから制御する場合、オーバーフローによるＡ／Ｄ１７の故障が生じる虞がある。

そこで、この第３の実施形態では、Ａ／Ｄ１７より前段に検波機能を設けて、Ａ／Ｄ１７のオーバーフローを未然に防ぐことを特徴とする。

基準電圧制御部８２は、検波信号８１の電力に応じてＡ／Ｄ１７に入力されるであろう電力を算出する。オーバーフローになる電力ならば、基準電圧７２を２倍にするように基準電圧制御信号２６を生成し、アンダーフローになる電力ならば、基準電圧７２を１／２倍にするように基準電圧制御信号２６を生成する。

本実施形態では、このように、Ａ／Ｄ１７のオーバーフローとアンダーフローによるデータの欠如を防ぐだけでなく、オーバーフローによる故障も防げることを特徴としている。

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。まず、この第４の実施形態の主要な特徴について説明する。

この第４の実施形態は、移動体通信の無線基地局装置の受信機において、Ａ／Ｄの基準電圧を可変しながらサンプリング周波数を可変サンプリング（複数倍）にして電力検出する時間を設けて、電力検出の結果から最適なフルスケールレンジが選択できるためにＡ／Ｄの飽和（変換能力の上限値オーバー）が防げることを特徴としている。また、Ａ／Ｄ出力信号を電力検出してフィードバック制御することで、Ａ／Ｄの入力可能な範囲を最適化するような自動制御を実現することを特徴としている。

ここで、従来の無線基地局装置の受信機の課題として、ＡＧＣ方式をフィードバック制御としていたため、アンテナ端入力レベルが瞬時に４０ｄＢ以上の電力で大きく変動すると、ＡＧＣ方式の利得調整が間に合わずにＡ／Ｄが飽和してしまう問題があった。この問題が発生する例としては、あるキャリアの無線基地局装置の傍で他キャリアの無線移動機が発着呼した場合や、違法電波が無線基地局装置に入力された場合などが挙げられる。

次に、図１１を用いて、第４の実施形態の構成について説明する。図１１は、第４の実施形態の受信機を示すブロック図である。なお、上述した図１のブロック図と共通の構成については、同符号とし、説明を省略する。

この図１１に示す構成例は、上述した図１と比較すると、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）９０、クロック発生器９１、クロック信号９２、可変サンプリング制御信号９３、クロックジェネレータ９４が追加されている。

ＦＰＧＡ９０は、ＮＣＯ１９、ＦＩＲフィルタ２２、ＦＩＲフィルタ２３、ベースバンド処理部２４、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５を備えて構成される。
クロック発生器９１は、例えばＶＣＸＯ（Voltage Controlled Crystal Oscillator）などの水晶発振器を指す。クロックジェネレータ（周波数可変手段）９４は、可変サンプリング制御信号９３に応じて、クロック発生器９１から出力される基準となる周波数を複数倍に可変させてクロック信号９２を生成し、各種デジタル部品（図１１の例ではＡ／Ｄ１７、Ｄ／Ａ２７、ＦＰＧＡ９０）に供給する。

Ａ／Ｄ１７はクロック信号９２の周波数でデータ取り込みを行い、Ａ／Ｄ変換を行う。このため、Ａ／Ｄ１７に入力されるクロック信号９２がサンプリング周波数となる。この時、クロック信号９２の周波数はｙＭＨｚとする。可変サンプリング制御信号９３は、クロック信号９２の周波数を上述のように複数倍に制御し、Ａ／Ｄ１７のサンプリング周波数を複数倍に可変制御する信号である。

次に、図１２、１３、１４を参照して、第４の実施形態の動作について説明する。図中、ＦＳはフルスケールの略である。
一般に、移動体通信の無線信号は、ユーザ数とデータ量の変化に伴って常時、波形が変動することを特徴としている。ユーザ数とデータ量が少ない場合は波形が緩やかな変動となり、ユーザ数とデータ量が多い場合は波形が急峻に変動する。第４の実施形態では、前者の波形変動が緩やかな場合についてはサンプリング周波数を最小限の４倍とし、後者の波形変動が急峻な場合についてはサンプリング周波数を限りなく大きくする。

Ａ／Ｄ出力信号監視部２５は、連続するデータの取り込みを行うことで、波形変動が緩やかか、急峻かを判定する。連続するデータの値が一定であれば波形変動が緩やかだと判断できる。逆に、連続するデータの値が変動していれば、波形変動が急峻だと判断できる。
このように、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５は、連続するデータの取り込みを行うことで、連続するデータにおける波形変動が所定の範囲内に収まるように可変サンプリング制御信号９３を生成し、そのことによりサンプリング周波数を決定する。

図１２は、例としてサンプリング周波数を４倍にした場合の説明図である。Ａ／Ｄ１７はサンプリング周波数（クロック信号９２）のタイミングでデータ取り込みを行う。従来はクロック信号９２の周波数をｙＭＨｚとしているが、本発明は４倍の４×ｙＭＨｚとする。Ａ／Ｄ１７によるデータ取り込みに関して従来のＡＧＣ方式と比較すると、本発明によるＡＧＣ方式ではクロック信号９２を４倍にすることで、データ取り込み回数を４倍に出来る。１回目、２回目のデータ取り込みにより電力検出を行う。３回目の時間で最適なフルスケールレンジを算出し、基準電圧２８を生成する。４回目のデータ取り込み時は、基準電圧２８により最適なフルスケールレンジ（ＦＳが１／８倍、１／４倍、１／２倍、デフォルト、２倍、４倍のどれか）に可変しているため、Ａ／Ｄ１７が飽和せずにＡ／Ｄ入力信号１６を取り込むことが可能となる。

図１３は、第４の実施形態による受信機の動作を示す説明図である。なお、図の見方については上述した図３の説明と同様であり、説明を省略する。
１回目、２回目のデータ取り込みにより電力検出を行う。１回目はフルスケールを基準より１／８倍とする。２回目はフルスケールを基準より４倍とする。よって、Ａ／Ｄ入力レベルが−５０ｄＢｍ〜＋１０ｄＢｍ（ダイナミックレンジ：６０ｄＢ）の範囲で電力検出が可能となる。Ａ／Ｄ出力信号監視部２５がＡ／Ｄ出力信号１８を監視して、最適なフルスケールレンジでデータ取り込みできるように基準電圧２８を生成する。フィードバック制御による時間遅延を補正するために３回目のデータは無視しても良い。４回目のデータ取り込み時は、最適なフルスケールレンジ（ＦＳが１／８倍、１／４倍、１／２倍、デフォルト、２倍、４倍のどれか）に可変しているため、Ａ／Ｄ１７が飽和せずにＡ／Ｄ入力信号１６を取り込むことが可能となる。

図１４は、第４の実施形態による受信機の動作を示すフローチャートであり、主にＡ／Ｄ出力信号監視部２５の動作を表している。１回目はフルスケールレンジを１／８倍とし、Ａ／Ｄ１７が飽和しているか判定する。飽和している場合はレンジを大きくする必要があるため、フルスケールレンジを４倍にする。また、飽和していない場合は、継続してフルスケールレンジを１／８倍でデータ取り込みを行う。この動作を数回行い、最終回にて最適なスケールレンジ（ＦＳが１／８倍、１／４倍、１／２倍、デフォルト、２倍、４倍のどれか）に可変する。さらに、１回目から最終回までのデータの値を比較し、値が一定であれば無線信号の波形変動が緩やかだと判定できるため、サンプリング周波数の倍数を１つ減らす。また、値が一定でない場合は無線信号の波形変動が急峻だと判定できるため、サンプリング周波数の倍数を１つ増やす。

以上のように、第４の実施形態では、アンテナ端入力レベルが瞬時に４０ｄＢ以上の電力で大きく変動しても、Ａ／Ｄ１７の基準電圧２８を可変しながらサンプリング周波数を可変サンプリング（複数倍）にして電力検出する時間を設けて、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５による電力検出の結果から最適なフルスケールレンジ（ＦＳが１／８倍、１／４倍、１／２倍、デフォルト、２倍、４倍のどれか）が選択できるために、Ａ／Ｄの飽和が防げることを特徴としている。

すなわち、Ａ／Ｄ出力信号監視部２５は、サンプリング周波数を可変サンプリングによりｎ倍（ｎは２以上の整数）にさせる場合、ｎ−１回目までのデータ取り込み時に最適なフルスケールレンジを算出し、同時にＡ／Ｄ１７の基準電圧２８を可変させることで、算出結果に基づいたフィードバック制御を行う。このため、ｎ回目のデータ取り込み時には、この算出結果に基づく基準電圧２８でＡ／Ｄ１７がデータ取り込みを行うため、飽和しないフルスケールレンジでのデータ取り込みが可能となる。
特にｎ≧４の場合、上述のように１回目からｎ−２回目までのサンプリング時、すなわちｎ−１回目のデータ取り込み開始時点までに、フルスケールレンジを等倍より大きくした所定倍率と等倍より小さくした所定倍率とにより電力検出を行い、ｎ−１回目のデータ取り込みの際の時間で最適なフルスケールレンジを算出し、最適な基準電圧２８を生成できる。このため、Ａ／Ｄ１７が飽和させてしまうことのない、確実なＡ／Ｄ入力信号１６の取り込みが可能となる。

以上説明したように、第４の実施形態によれば、以下に記載するような効果を奏する。
第５の効果は、クロック周波数を可変サンプリング（複数倍）にして電力検出する時間を設けることで、電力検出の結果から最適なフルスケールレンジが選択できてＡ／Ｄの飽和が防げる点である。

なお、上述した各実施形態は本発明の好適な実施形態であり、本発明はこれに限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて種々変形して実施することが可能である。
例えば、上述した第４の実施形態ではＤ／Ａ２７を用いてＡ／Ｄ１７の基準電圧を生成することとして説明したが、この構成に限定されず、上述した第２の実施形態のようにＤ／Ａ２７を用いずにＡ／Ｄ内の基準電圧生成部７１で基準電圧を生成する構成であっても、第４の実施形態は同様に実現することができる。

本発明による第１の実施形態の受信機を示すブロック図である。 本発明による第１の実施形態のＡ／Ｄの内部構成を示すブロック図である。 本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの説明図である。 本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジ範囲の一覧表である。 本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの制御方法において、６ｄＢ上げる場合の説明図である。 本発明による第１の実施形態の受信機のダイナミックレンジの制御方法において、６ｄＢ下げる場合の説明図である。 本発明による第２の実施形態の受信機を示すブロック図である。 本発明による第２の実施形態のＡ／Ｄの内部構成を示すブロック図である。 本発明による第３の実施形態の受信機を示すブロック図である。 従来の受信機を示すブロック図である。 本発明による第４の実施形態の受信機を示すブロック図である。 サンプリング周波数を４倍にした場合の動作を従来方式と対比させて説明する図である。 第４の実施形態の受信機の動作を説明する図である。 第４の実施形態の受信機の動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１、１０１、２０１、３０１ 受信機
２ アンテナ
１０ 低雑音増幅器
１１ ＲＦフィルタ
１２ ミキサ
１３ Ｌｏｃａｌ信号
１４ ＩＦＡＭＰ
１５ ＩＦフィルタ
１６ Ａ／Ｄ入力信号
１７ Ａ／Ｄ
１８ Ａ／Ｄ出力信号
１９ ＮＣＯ
２０ Ｉｃｈ
２１ Ｑｃｈ
２２ ＦＩＲフィルタ
２３ ＦＩＲフィルタ
２４ ベースバンド処理部
２５ Ａ／Ｄ出力信号監視部
２６ 基準電圧制御信号
２７ Ｄ／Ａ
２８ 基準電圧
４０ 基準電圧生成部
４１ コンパレータ
４２ コンパレータ出力
４３ デコーダ
４４ 入力信号が−２ｄＢｍ、Ａ／Ｄの基準電圧がデフォルトの場合のＡ／Ｄの状態
４５ 入力信号が−２ｄＢｍ、Ａ／Ｄの基準電圧がデフォルトの２倍の場合のＡ／Ｄの状態
４６ 入力信号が−２７ｄＢｍ、Ａ／Ｄの基準電圧がデフォルトの１／２倍の場合のＡ／Ｄの状態
４７ 入力信号が−２７ｄＢｍ、Ａ／Ｄの基準電圧がデフォルトの場合のＡ／Ｄの状態
６０ ＡＧＣＡＭＰ
６１ 平均電力算出部
６２ ＡＧＣ制御信号
６３ Ｄ／Ａ
６４ Ｖａｇｃ信号
７０ 電源電圧
７１ 基準電圧生成部
７２ 基準電圧
７３ ＲＣフィルタ
８０ 検波器
８１ 検波信号
８２ 基準電圧制御部
９０ ＦＰＧＡ
９１ クロック発生器
９２ クロック信号
９３ 可変サンプリング制御信号
９４ クロックジェネレータ

Claims (10)

1. 通信相手から受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器によって変換されたデジタル信号に対してＩＱ分離をしてＩｃｈおよびＱｃｈを得るデジタル直交復調器とを有する移動体通信用受信機において、
   前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変する基準電圧可変手段を備えた
   ことを特徴とする移動体通信用受信機。
2. 前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を監視するＡ／Ｄ出力信号監視部を備え、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部で監視した前記Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変する
   ことを特徴とする請求項１に記載の移動体通信用受信機。
3. 前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部の出力であるデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器をさらに備え、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とする
   ことを特徴とする請求項２に記載の移動体通信用受信機。
4. 前記Ａ／Ｄ変換器が、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部の出力であるデジタル信号に基づいて電圧を生成する基準電圧生成部を有し、前記基準電圧生成部によって生成した電圧を該Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とする
   ことを特徴とする請求項２に記載の移動体通信用受信機。
5. 前記基準電圧可変手段が、前記Ａ／Ｄ変換器の前段の信号を検波する検波器を備え、前記検波器の出力に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を可変する
   ことを特徴とする請求項１記載の移動体通信用受信機。
6. 前記基準電圧可変手段が、前記検波器の出力に基づいて基準電圧を出力する基準電圧制御部をさらに備え、前記基準電圧制御部の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧とする
   ことを特徴とする請求項５に記載の移動体通信用受信機。
7. クロック発生器から出力される基準周波数を複数倍に可変させてクロック信号を生成する周波数可変手段を備え、
   前記Ａ／Ｄ変換器は、前記周波数可変手段から出力される前記クロック信号の周波数でアナログ信号からデジタル信号への変換を行うことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の移動体通信用受信機。
8. クロック発生器から出力される基準周波数を複数倍に可変させてクロック信号を生成する周波数可変手段を備え、
   前記Ａ／Ｄ変換器は、前記周波数可変手段から出力される前記クロック信号の周波数でデータ取り込みしてアナログ信号からデジタル信号への変換を行い、
   前記周波数可変手段は、前記Ａ／Ｄ出力信号監視部から前記監視の結果に基づいて出力される可変周波数制御信号に応じて前記基準周波数を複数倍に可変させることを特徴とする請求項２から４の何れか１項に記載の移動体通信用受信機。
9. 前記Ａ／Ｄ出力信号監視部は、可変周波数制御信号により前記基準周波数をｎ倍（ｎは２以上の整数）にさせる場合、ｎ−１回目のデータ取り込みまでに前記監視の結果に基づいて前記Ａ／Ｄ変換器の最適なフルスケールレンジを算出し、当該算出結果に基づいて前記基準電圧可変手段に前記基準電圧を可変させることを特徴とする請求項８記載の移動体通信用受信機。
10. ｎ≧４の場合、ｎ−１回目のデータ取り込み開始までにフルスケールレンジを等倍より大きくした所定倍率と等倍より小さくした所定倍率とにより前記監視を行い、当該監視の結果に基づいて、ｎ−１回目のデータ取り込みの際の時間に最適なフルスケールレンジを算出して前記基準電圧可変手段に前記基準電圧を可変させることを特徴とする請求項９記載の移動体通信用受信機。

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