JP2009105834A

JP2009105834A - Relay apparatus

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Publication number: JP2009105834A
Application number: JP2007277889A
Authority: JP
Inventors: Tatsuhiro Nakada; 樹広仲田
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2007-10-25
Filing date: 2007-10-25
Publication date: 2009-05-14
Anticipated expiration: 2027-10-25
Also published as: JP5016444B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the problem that, under the multi-path environment of low desired-to-undesired (DU), since a principal wave component D can not be correctly extracted because of the effect of multi-path, a tap coefficient of a filter can not be generated at a right time position because of an error of the principal wave component D, and signal quality deterioration or oscillation may occur. <P>SOLUTION: Frequency characteristics of a subtractor output signal for canceling an interference wave are calculated, and a time signal is calculated by performing inverse Fourier transform upon the calculated frequency characteristics and an inverse thereof, respectively. A component temporally most preceding to the calculated time signal is determined as a principal wave component and extracted. By calculating the principal wave component from the time signal, the principal wave component can be highly accurately extracted even under the multi-path environment of low DU. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、直交周波数分割多重変調方式の中継装置に関わり、特にＳＦＮ（ Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における中継装置の送受信アンテナ間での信号の回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラに関する。 The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplex modulation type relay apparatus, and more particularly to a sneak canceller that cancels sneaking of a signal between transmission and reception antennas of a relay apparatus in an SFN (Single Frequency Network).

地上デジタル放送等の直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing ）方式による中継方式には、オンエアの放送波を受信し、受信周波数と同一の周波数で再送伝するＳＦＮ（ Single Frequency Network ）中継方式がある。ＳＦＮ中継方式では、送受信の周波数が同一であるため、送信信号が受信アンテナに回り込み、信号の劣化や発振を引き起こす可能性がある。そのため、このような信号の回り込み（以下、単に「回り込み」と言う）をキャンセルする回り込みキャンセラを備えた中継方式が採用されており、例えば、特許文献１にその原理が記載されている。
また、親局から中継局までの伝搬路で生じたマルチパスのキャンセル方式に関しても、例えば、特許文献２に記載されている。 In a relay system using an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system such as terrestrial digital broadcasting, an SFN (Single Frequency Network) relay that receives an on-air broadcast wave and retransmits it at the same frequency as the reception frequency is used. There is a method. In the SFN relay system, since the transmission / reception frequencies are the same, there is a possibility that the transmission signal wraps around the reception antenna, causing signal deterioration and oscillation. For this reason, a relay system including a sneak canceller that cancels such a signal sneak (hereinafter simply referred to as “sneak around”) is employed. For example, Patent Document 1 describes the principle.
Also, for example, Patent Document 2 describes a multipath cancellation method generated in a propagation path from a master station to a relay station.

特許文献１若しくは特許文献２等に記載のキャンセル方式では、マルチパスや回り込みを受け、キャンセルした後の周波数特性Ｘ（ω）（即ち、親局から到来する希望波の周波数特性）を算出し、周波数特性Ｘ（ω）から主波Ｄを抽出し、式（１）に示す回り込み波のキャンセル残差成分Ｅ_Ｃ（ω）を算出する。 In the cancellation method described in Patent Document 1 or Patent Document 2, frequency characteristics X (ω) after receiving and canceling multipath or wraparound (that is, frequency characteristics of a desired wave coming from a master station) is calculated. The main wave D is extracted from the frequency characteristic X (ω), and the cancellation residual component E _C (ω) of the sneak wave shown in Expression (1) is calculated.

また、マルチパスの等化に適したキャンセル残差成分Ｅ_Ｍ（ω）を式（２）によって算出する。

In addition, a cancellation residual component E _M (ω) suitable for multipath equalization is calculated by Equation (2).

ここで、主波Ｄは、暫定的に、周波数特性Ｘ（ω）を周波数領域（すべてのサブキャリア領域）で平均化した値としている。仮の算出方式を式（３）に示す。

Here, the main wave D is temporarily set to a value obtained by averaging the frequency characteristic X (ω) in the frequency domain (all subcarrier domains). A temporary calculation method is shown in Formula (3).

キャンセル残差Ｅ_Ｃ（ω）及びＥ_Ｍ（ω）は、式（４）または式（５）で示すＩＦＦＴ（逆フーリエ変換：Inverse Fast Fourier Transform 、又はＩＤＦＦＴ：Inverse Discrete Fast Fourier Transform ）処理により、それぞれ、キャンセル残差成分の時間信号ｅ_Ｍ（ｔ）及びｅ_Ｃ（ｔ）に変換される。そして、式（６）に示すフィルタ係数更新式に適用して、キャンセル動作を実現する。

The cancellation residuals E _C (ω) and E _M (ω) are obtained by IFFT (Inverse Fast Fourier Transform or IDFFT: Inverse Discrete Fast Fourier Transform) processing expressed by Equation (4) or Equation (5). These are converted into time signals e _M (t) and e _C (t) of cancel residual components, respectively. And it applies to the filter coefficient update formula shown in Formula (6), and canceling operation is implement | achieved.

式（６）において、ｅ（ｔ）はｅ_Ｃ（ｔ）、ｅ_Ｍ（ｔ）に基づき算出している。その詳細は、特許文献２に記載されている。また、μは０＜μ＜１の範囲で設定する。

In Expression (6), e (t) is calculated based on e _C (t) and e _M (t). Details thereof are described in Patent Document 2. Also, μ is set in the range of 0 <μ <1.

また、受信したＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間に相当する期間の信号をＦＦＴ（フーリエ変換：Fast Fourier Transform 、又はＤＦＦＴ：Discrete Fast Fourier Transform ）窓を抽出し、抽出されたＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間（ＦＦＴ窓期間）をＦＦＴ処理することによって伝送回路特性を推定する回り込みキャンセラが、特許文献３に記載されている。 Further, an FFT (Fast Fourier Transform or DFFT: Discrete Fast Fourier Transform) window is extracted from a received OFDM signal for a period corresponding to an effective symbol period, and an effective symbol period (FFT) of the extracted OFDM signal is extracted. Patent Document 3 discloses a wraparound canceller that estimates transmission circuit characteristics by performing FFT processing on a window period).

特開平１１−３５５１６０号公報JP-A-11-355160 特開２００２−１５２０６５号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2002-152065 特開２００４−３２０６７７号公報JP 2004-320677 A

従来技術において、周波数特性Ｘ（ω）の算出にはＯＦＤＭ信号に既知信号として挿入されているパイロットキャリアを用いることが多い。算出した周波数特性Ｘ（ω）は、ＯＦＤＭ時間信号に設けるＦＦＴ窓位置に起因する回転（位相回転）が生じる。
ＦＦＴ窓位置が、シンボル（シンボル：ＯＦＤＭ信号の１回の変調で送信する１ビット若しくは複数ビットのデータ）の有効シンボルタイミングに一致する時、周波数特性Ｘ（ω）に回転は発生しない。しかし、ＦＦＴ窓位置が有効シンボルタイミングに一致せず、時間ずれ（ＦＦＴ窓位置ずれ）が発生すると、有効シンボルからの時間ずれのずれ量τに応じて式（７）に示す回転が発生する（回転した周波数特性をＸ’（ω）とする）。 In the prior art, a pilot carrier inserted as a known signal in an OFDM signal is often used for calculating the frequency characteristic X (ω). The calculated frequency characteristic X (ω) undergoes rotation (phase rotation) due to the FFT window position provided in the OFDM time signal.
When the FFT window position matches the effective symbol timing of a symbol (symbol: 1-bit or multiple-bit data transmitted by one modulation of an OFDM signal), no rotation occurs in the frequency characteristic X (ω). However, if the FFT window position does not coincide with the effective symbol timing and a time shift (FFT window position shift) occurs, the rotation shown in Expression (7) occurs according to the shift amount τ of the time shift from the effective symbol ( The rotated frequency characteristic is X ′ (ω)).

前述のように、主波Ｄは、周波数特性Ｘ（ω）に含まれる直流成分としている。しかし、式（７）に示すような回転が生じている場合には、周波数特性Ｘ’（ω）を用いて式（３）に示す主波抽出処理を行っても、主波Ｄを正しく算出することができない。
そのため、上述の特許文献３には、ＦＦＴ窓の位置ずれの影響を除去する方式が記載されている。しかし、低ＤＵ（ Desired to Undesired ）比のマルチパスが存在する場合には、マルチパスの影響によりＦＦＴ窓位置ずれを完全に除去することができない。また、主波よりもマルチパスのレベルの方が大きい場合には、マルチパスを主波と誤検出してしまう。
このように、回転が生じている周波数特性Ｘ’（ω）から算出したキャンセル残差Ｅ（ω）を時間信号に変換して式（６）によりキャンセル係数を算出した場合には、正しいタップ位置に係数を適用することかできず、信号品質劣化や発振などを引き起こしてしまうことがある。 As described above, the main wave D is a DC component included in the frequency characteristic X (ω). However, when the rotation shown in Expression (7) occurs, the main wave D is correctly calculated even if the main wave extraction process shown in Expression (3) is performed using the frequency characteristic X ′ (ω). Can not do it.
Therefore, Patent Document 3 described above describes a method for removing the influence of the positional deviation of the FFT window. However, when there is a multipath having a low DU (desired to undesired) ratio, the FFT window position shift cannot be completely removed due to the influence of the multipath. If the multipath level is higher than the main wave, the multipath is erroneously detected as the main wave.
As described above, when the cancellation residual E (ω) calculated from the frequency characteristic X ′ (ω) in which the rotation is generated is converted into a time signal and the cancellation coefficient is calculated by the equation (6), the correct tap position is obtained. The coefficient cannot be applied to the signal, which may cause signal quality degradation or oscillation.

本発明の目的は、上記のような問題を解決し、低ＤＵ比のマルチパスが存在する場合でも高精度な回り込みキャンセル動作を行うことができる回り込みキャンセラを備えた中継装置を提供することにある。
本発明の目的は、また、上記の中継装置において、算出した周波数特性に含まれるＦＦＴ窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去することができる回り込みキャンセラを備えた中継装置を提供する。 An object of the present invention is to solve the above-described problem and to provide a relay apparatus including a sneak canceller capable of performing a sneak cancel operation with high accuracy even when a multipath having a low DU ratio exists. .
Another object of the present invention is to provide a relay apparatus provided with a wraparound canceller capable of removing the influence of the FFT window position included in the calculated frequency characteristic with an accuracy less than the sample time.

上記の目的を達成するために、本発明の中継装置は、マルチパスや自局の送信部の送信信号の回り込み波を受信する受信部、送信部、及び、受信部からの信号が＋端子に入力され、適応フィルタの信号が−端子に入力される減算器と、前記適応フィルタとを備え、マルチパスや回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラ、を有する中継装置おいて、前記回り込みキャンセラは、減算器出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性と周波数特性の逆数を逆フーリエ変換して時間信号に変換する手段と、時間信号から時間的に先行した成分を主波成分として抽出する手段と、時間信号及び主波成分に基づいて、マルチパスや自局の送信信号の回り込み波をキャンセルするように前記適応フィルタのフィルタ係数を算出する手段を備えたものである。
また好ましくは、上記中継装置は、算出した周波数特性に含まれるＦＦＴ窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去する手段を備えたものである。
また好ましくは、上記中継装置は、算出した周波数特性に含まれるＦＦＴ窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去する手段を備え、周波数特性と周波数特性の逆数をＮ倍（Ｎ≧２）の動作周波数に変換すると共に時分割し、時分割信号を時分割演算処理にて逆フーリエ変換して時間信号に変換する手段を備えたものである。 In order to achieve the above object, the relay device of the present invention is configured such that the signal from the reception unit, the transmission unit, and the reception unit that receives the sneak wave of the transmission signal of the multipath or the transmission unit of the local station is connected to the + terminal. A relay apparatus comprising: a subtractor for inputting a signal of an adaptive filter to a negative terminal; and the adaptive filter, and a sneak canceller for canceling multipath and sneak waves, wherein the sneak canceller is a subtractor. Means for calculating a frequency characteristic of the output signal, inverse Fourier transforming the calculated frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic to convert it into a time signal, and means for extracting a temporally preceding component from the time signal as a main wave component; And means for calculating a filter coefficient of the adaptive filter so as to cancel a sneak wave of the transmission signal of the multipath or own station based on the time signal and the main wave component. Those were.
Preferably, the relay device includes means for removing the influence of the FFT window position included in the calculated frequency characteristic with an accuracy less than the sample time.
Preferably, the relay device includes means for removing the influence of the FFT window position included in the calculated frequency characteristic with an accuracy less than the sample time, and the frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic are N times (N ≧ 2). It is provided with means for converting into an operating frequency and time-division, and converting the time-division signal into a time signal by performing inverse Fourier transform on the time-division calculation process.

また、本発明の中継装置は、受信装置からの信号が減算器の＋端子に供給され、減算器の−端子には減算器出力が適応フィルタを経由した信号が供給され、適応フィルタはマルチパスや自局の送信信号の回り込み波をキャンセルするように機能する中継装置おいて、減算器出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性と周波数特性の逆数を逆フーリエ変換して時間信号に変換し、逆フーリエ変換により算出された時間信号から時間的に先行した成分を主波成分として抽出し、時間信号及び主波成分に基づいて、マルチパスや自局の送信信号の回り込み波をキャンセルするように適応フィルタのフィルタ係数を算出する手段を備えたものである。 In the relay apparatus of the present invention, the signal from the receiving apparatus is supplied to the + terminal of the subtracter, the signal of the subtracter output via the adaptive filter is supplied to the − terminal of the subtractor, and the adaptive filter is multipath. In the relay device that functions to cancel the sneak wave of the transmission signal of the local station, the frequency characteristic of the subtractor output signal is calculated, and the calculated frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic are inverse Fourier transformed into a time signal. Transform and extract the component that preceded in time from the time signal calculated by inverse Fourier transform as the main wave component, and cancel the wraparound wave of the multipath and the transmission signal of the local station based on the time signal and the main wave component Thus, a means for calculating the filter coefficient of the adaptive filter is provided.

本発明によれば、低ＤＵ比のマルチパスが存在する場合でも高精度な回り込みキャンセル動作を行うことができる回り込みキャンセラを備えた中継装置が実現できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the relay apparatus provided with the wraparound canceller which can perform highly accurate wraparound cancellation operation | movement, even when the multipath of a low DU ratio exists is realizable.

本発明の第一の実施例を、図１を用いて説明する。図１は、本発明の回り込みキャンセラを備えた中継装置の構成を示すブロック図である。１０１は回り込みキャンセラ、１０２は受信アンテナ、１０３は受信変換部、１０４は送信変換部、１０５は送信アンテナ、１１は減算器、１２は回り込み信号の複製を作るトランスバーサルフィルタ、１３は周波数特性算出部、１４は回転補正部、１５は除算部、１６ａと１６ｂはＩＦＦＴ処理部、１７ａと１７ｂは主波抽出部、１８はキャンセル残差算出部、１９はＳｉｎｃ信号発生部、１ａはイメージ除去部、１ｂは係数更新部、１ｃは主波位置制御部である。また、トランスバーサルフィルタ１２は、例えば、ＦＩＲ（ Finite Impulse Response ）フィルタである。
なお、中継装置の受信アンテナ１０２と受信変換部１０３とを、受信部と称し、送信アンテナ１０５と送信変換部１０４とを、送信部と称する。 A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a relay apparatus including a wraparound canceller according to the present invention. 101 is a wraparound canceller, 102 is a reception antenna, 103 is a reception conversion unit, 104 is a transmission conversion unit, 105 is a transmission antenna, 11 is a subtractor, 12 is a transversal filter that makes a copy of a wraparound signal, and 13 is a frequency characteristic calculation unit , 14 is a rotation correction unit, 15 is a division unit, 16a and 16b are IFFT processing units, 17a and 17b are main wave extraction units, 18 is a cancellation residual calculation unit, 19 is a sinc signal generation unit, 1a is an image removal unit, 1b is a coefficient updating unit, and 1c is a main wave position control unit. The transversal filter 12 is, for example, an FIR (Finite Impulse Response) filter.
Note that the reception antenna 102 and the reception conversion unit 103 of the relay apparatus are referred to as a reception unit, and the transmission antenna 105 and the transmission conversion unit 104 are referred to as a transmission unit.

図１において、受信部側では、受信アンテナ１０２は、親局信号Ｘ（ω）及びそのマルチパスによる信号、並びに自局回り込み波（即ち、自局の送信部側の送信アンテナ１０５から出力される放送波の回り込み波）の合成された信号（受信信号）Ｘ’（ω）を受信アンテナで受信し、受信変換部１０３に出力する。受信変換部１０３は、受信アンテナ１０２から入力された信号Ｘ’（ω）に対して、フィルタ処理、周波数変換処理、等を行いベースバンド帯域に変換した後、その信号を回り込みキャンセラ１０１の減算器１１の被減算端子（＋端子）に出力する。 In FIG. 1, on the receiving unit side, the receiving antenna 102 outputs the master station signal X (ω) and its multipath signal, and the local station sneak wave (that is, the transmitting antenna 105 on the transmitting unit side of the local station). A signal (reception signal) X ′ (ω) combined with a broadcast wave sneak wave is received by the reception antenna and output to the reception conversion unit 103. The reception conversion unit 103 performs filter processing, frequency conversion processing, and the like on the signal X ′ (ω) input from the reception antenna 102 and converts the signal to a baseband band, and then the signal is sneak around the subtractor of the canceller 101 11 to the subtracted terminal (+ terminal).

減算器１１には、受信変換部１０３から＋端子に入力された信号（Ｓａ）の他に、その減算端子（−端子）にトランスバーサルフィルタ１２からの出力信号（Ｓｂ）が入力され、出力端子からは、＋端子に入力された信号が−端子から入力された信号で減算された信号（Ｓｃ＝Ｓａ−Ｓｂ）が出力される。
この出力信号は、回り込みキャンセラの出力信号として送信部側の送信変換部１０４に出力されると共に、トランスバーサルフィルタ１２、及び周波数特性算出部１３に出力される。
トランスバーサルフィルタ１２は、入力された信号を、係数更新部１ｂから入力されるフィルタ係数を適用してフィルタリングした信号を減算器１１の−端子に出力する。
また、送信部側の送信変換部１０４は、入力された出力信号について、周波数変換、フィルタ処理、等を行って送信部側の送信アンテナ１０５から送信する。 In addition to the signal (Sa) input from the reception conversion unit 103 to the + terminal, the subtracter 11 receives the output signal (Sb) from the transversal filter 12 at its subtraction terminal (− terminal). Outputs a signal (Sc = Sa−Sb) obtained by subtracting the signal input to the + terminal by the signal input from the − terminal.
This output signal is output to the transmission conversion unit 104 on the transmission unit side as an output signal of the wraparound canceller, and is also output to the transversal filter 12 and the frequency characteristic calculation unit 13.
The transversal filter 12 outputs a signal obtained by filtering the input signal by applying the filter coefficient input from the coefficient updating unit 1 b to the − terminal of the subtractor 11.
In addition, the transmission conversion unit 104 on the transmission unit side performs frequency conversion, filter processing, and the like on the input output signal and transmits it from the transmission antenna 105 on the transmission unit side.

周波数特性算出部１３は、入力された信号に挿入されているＯＦＤＭ信号特有のパイロットキャリアなどを用いて、周波数特性Ｘ’（ω）を推定する。
ここで、周波数特性算出部１３で算出（推定）した周波数特性Ｘ’（ω）は、式（７）に示したように、ＦＦＴ窓位置ずれにより理想的な周波数特性Ｘ_Ｄ（ω）に対して位相回転が生じている。周波数特性算出部１３の出力信号Ｘ’（ω）は、回転補正部１４に出力される。
回転補正部１４は、主波位置制御部１ｃから入力される制御量τ_Ｄに基づいて、式（８）に示すように上記のＦＦＴ窓位置ずれによる位相回転成分を除去する。 The frequency characteristic calculator 13 estimates the frequency characteristic X ′ (ω) using a pilot carrier specific to the OFDM signal inserted in the input signal.
Here, the frequency characteristic X ′ (ω) calculated (estimated) by the frequency characteristic calculation unit 13 is equal to the ideal frequency characteristic X _D (ω) due to the FFT window position shift, as shown in Expression (7). Phase rotation. The output signal X ′ (ω) of the frequency characteristic calculation unit 13 is output to the rotation correction unit 14.
Based on the control amount τ _D input from the main wave position control unit 1c, the rotation correction unit 14 removes the phase rotation component due to the FFT window position shift as shown in Expression (8).

式（７）に示したＦＦＴ窓位置ずれが生じている場合の周波数特性と、式（８）により、回転補正部１４への制御量τ_ＤがＦＦＴ窓位置ずれのずれ量τと一致した時、周波数特性Ｘ（ω）は理想周波数特性Ｘ_Ｄ（ω）に一致させることができる。
回転補正部１４は、入力された信号の周波数特性を理想周波数特性Ｘ_Ｄ（ω）に一致させた信号を、除算部１５及びＩＦＦＴ処理部１６ｂに出力する。
この制御量τ_ＤとＦＦＴ窓位置ずれのずれ量τを一致させる制御は、主波位置制御部１ｃにおいて行うが、主波位置制御部ｌｃの動作については後述する。 When the frequency characteristic in the case where the FFT window position deviation shown in Expression (7) occurs and the control amount τ _D to the rotation correction unit 14 matches the deviation amount τ of the FFT window position deviation according to Expression (8). The frequency characteristic X (ω) can be matched with the ideal frequency characteristic X _D (ω).
The rotation correction unit 14 outputs a signal in which the frequency characteristic of the input signal is matched with the ideal frequency characteristic X _D (ω) to the division unit 15 and the IFFT processing unit 16b.
Control to match the shift amount tau in the control amount tau _D and FFT window position deviation is performed in the main wave position control unit 1c, it will be described later operation of the main wave position control section lc.

除算部１５からＩＦＦＴ処理部１６ａを通って主波抽出部１７ａに至る経路は、式（１）と式（４）で示した回り込みキャンセル残差に相当する信号を算出する。また、ＩＦＦＴ処理部１６ｂから主波抽出部１７ｂまでの経路は、式（２）と式（５）に相当する信号を算出する。
従来技術では、低ＤＵのマルチパス環境下においては正しい主波を抽出することできず、誤ったキャンセル残差信号を生成してしまうという問題が挙げられた。これは、周波数領域で主波を抽出しているために発生する問題であるが、本発明では時間領域で主波を高精度に抽出し、時間領域信号からキャンセル残差信号を生成する。 A path from the division unit 15 through the IFFT processing unit 16a to the main wave extraction unit 17a calculates a signal corresponding to the wraparound cancellation residual expressed by the equations (1) and (4). Further, the path from the IFFT processing unit 16b to the main wave extracting unit 17b calculates signals corresponding to the equations (2) and (5).
In the prior art, there is a problem that a correct main wave cannot be extracted under a low-DU multipath environment and an erroneous cancel residual signal is generated. This is a problem that occurs because the main wave is extracted in the frequency domain. In the present invention, the main wave is extracted in the time domain with high accuracy, and a cancel residual signal is generated from the time domain signal.

以下に、主波抽出処理とキャンセル残差算出処理について図４に示すマルチパスと回り込みが混在するモデルを用いて説明する。図４は、親局信号のマルチパスと、自局（中継装置）の送信部側の送信アンテナからの送信波の回り込みが混在する伝播路モデルを模式的に示した図である。４１は伝播路特性算出部、４２は加算器、４３は回り込み伝播路特性算出部である。
図４において、主波Ｄが伝播路特性算出部４１に入力し、伝播路特性算出部４１が伝播路特性を算出して加算器４２の一方の端子に入力する。加算器４２は、他方の入力端子に入力される回り込み伝播路特性算出部４３からの出力信号と、一方の端子から入力される伝播路特性算出部４１の出力信号とを加算して、出力端子からキャンセル動作を行わない場合の周波数特性Ｘ（ω）の信号を出力すると共に、回り込み伝播路特性算出部４３に出力する。回り込み伝播路特性算出部４３は、入力された信号について回り込み伝播路特性を算出して、加算器４２の他方の入力端子に入力する。
図４のような伝播路モデルにおいて、親局から中継局（本発明の中継装置）までの伝搬路特性を｛１十Ｍ（ω）｝とし、回り込み伝搬路特性Ｃ（ω）とすると、キャンセル動作を行わない場合の周波数特性Ｘ（ω）は式（９）で表される。 In the following, the main wave extraction process and the cancellation residual calculation process will be described using a model in which multipath and wraparound are mixed as shown in FIG. FIG. 4 is a diagram schematically showing a propagation path model in which multipaths of the master station signal and wraparound of transmission waves from the transmitting antenna on the transmitting unit side of the own station (relay apparatus) are mixed. 41 is a propagation path characteristic calculation unit, 42 is an adder, and 43 is a wraparound propagation path characteristic calculation unit.
In FIG. 4, the main wave D is input to the propagation path characteristic calculation unit 41, and the propagation path characteristic calculation unit 41 calculates the propagation path characteristic and inputs it to one terminal of the adder 42. The adder 42 adds the output signal from the sneak path characteristic calculation unit 43 that is input to the other input terminal and the output signal of the propagation path characteristic calculation unit 41 that is input from one terminal, and outputs the output terminal. The signal of the frequency characteristic X (ω) when the cancel operation is not performed is output to the sneak path characteristic calculation unit 43. The sneak path characteristic calculation unit 43 calculates a sneak path characteristic for the input signal and inputs it to the other input terminal of the adder 42.
In the propagation path model as shown in FIG. 4, if the propagation path characteristic from the master station to the relay station (relay apparatus of the present invention) is {10 M (ω)} and the sneak propagation path characteristic C (ω), the cancellation is performed. The frequency characteristic X (ω) when the operation is not performed is expressed by Expression (9).

ここで、Ｄは親局信号である主波とし、Ｘ（ω）にはＦＦＴ窓位置ずれ（ずれ量τ）が生じているものとする。除算部１５は、検出した周波数特性Ｘ（ω）に対して、式（１０）に示す複素除算演算を行う。

Here, D is a main wave which is a master station signal, and FFT window position shift (shift amount τ) is generated in X (ω). The division unit 15 performs a complex division operation shown in Expression (10) on the detected frequency characteristic X (ω).

式（１０）に式（９）に示すモデルを代入すると、式（１１）となる。

When the model shown in equation (9) is substituted into equation (10), equation (11) is obtained.

なお、式（１０）においてデジタル演算精度を向上させるため、所定係数Ｋ（Ｋ＞１）を乗じても良い。

In order to improve digital calculation accuracy in equation (10), a predetermined coefficient K (K> 1) may be multiplied.

次に図１に戻って、除算部１５からの出力信号Ｙ（ω）は、ＩＦＦＴ処理部１６ａに出力される。ＩＦＦＴ処理部１６ａとＩＦＦＴ処理部１６ｂは同一の構成であり、出力信号Ｙ（ω）とＸ（ω）の信号を時間軸領域の時間信号ｙ（ｔ）、ｘ（ｔ）に変換する。
式（９）の時間領域変換を考えると、マルチパス特性Ｍ（ω）と回り込み特性Ｃ（ω）は、それぞれ遅延要素を含んでいる。このため、時間的に最も先行した成分は、主波ＤをＩＦＦＴ処理した信号となっている。
また同様に、式（１１）の時間領域変換を考えると、先行波成分は、１／ＤのＩＦＦＴ処理結果となっている。 Next, returning to FIG. 1, the output signal Y (ω) from the division unit 15 is output to the IFFT processing unit 16a. The IFFT processing unit 16a and the IFFT processing unit 16b have the same configuration, and convert the signals of the output signals Y (ω) and X (ω) into time signals y (t) and x (t) in the time axis region.
Considering the time domain transformation of Equation (9), the multipath characteristic M (ω) and the wraparound characteristic C (ω) each include a delay element. For this reason, the most temporally leading component is a signal obtained by IFFT processing of the main wave D.
Similarly, when considering the time domain conversion of Equation (11), the preceding wave component is a 1 / D IFFT processing result.

この時間信号ｙ（ｔ）とｘ（ｔ）の一例を図５に示す。図５は、時間を横軸にし、Ｑ成分を縦軸に、Ｉ成分を斜軸にした時間信号の一例を示す図である。図５(a) は時間信号ｙ（ｔ）を示す図、図５(b) は時間信号ｘ（ｔ）を示す図である。
図５に示すように、先行波成分以外の成分について、時間信号ｙ（ｔ）に関しては回り込み成分、マルチパス成分の他にマルチパスのイメージ成分が生じている。また、時間信号ｘ（ｔ）にも、同様に回り込み波のイメージ成分が生じている。これらのイメージ成分は、後述するイメージ除去部１ａにて除去する。 An example of the time signals y (t) and x (t) is shown in FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a time signal in which time is on the horizontal axis, Q component is on the vertical axis, and I component is on the oblique axis. FIG. 5A shows the time signal y (t), and FIG. 5B shows the time signal x (t).
As shown in FIG. 5, for components other than the preceding wave component, a multipath image component is generated in addition to the sneak component and the multipath component with respect to the time signal y (t). Similarly, an image component of a sneak wave is also generated in the time signal x (t). These image components are removed by an image removing unit 1a described later.

ＩＦＦＴ処理部１６ａは、出力信号Ｙ（ω）の信号を時間信号ｙ（ｔ）に変換し、主波抽出部１７ａとキャンセル残差算出部１８に出力する。同様に、ＩＦＦＴ処理部１６ｂは、出力信号Ｘ（ω）の信号を時間信号ｘ（ｔ）に変換し、主波抽出部１７ｂとキャンセル残差算出部１８に出力する。
主波抽出部１７ａは、時間信号ｙ（ｔ）から主波成分ｙ_Ｄ（ｔ）を抽出し、キャンセル残差算出部１８に出力する。同様に、主波抽出部１７ｂは、時間信号ｘ（ｔ）から主波成分ｘ_Ｄ（ｔ）を抽出し、キャンセル残差算出部１８に出力する。 The IFFT processing unit 16a converts the signal of the output signal Y (ω) into a time signal y (t) and outputs it to the main wave extraction unit 17a and the cancellation residual calculation unit 18. Similarly, the IFFT processing unit 16b converts the signal of the output signal X (ω) into a time signal x (t) and outputs it to the main wave extraction unit 17b and the cancellation residual calculation unit 18.
The main wave extraction unit 17 a extracts the main wave component y _D (t) from the time signal y (t) and outputs it to the cancellation residual calculation unit 18. Similarly, the main wave extraction unit 17 b extracts the main wave component x _D (t) from the time signal x (t) and outputs it to the cancellation residual calculation unit 18.

主波抽出部１７ａ、１７ｂの構成を図３に示し、主波抽出部の動作を図６を用いて説明する。図３は、本発明の主波抽出部の一実施例の構成を示すブロック図である。１７１は絶対値器、１７２は比較器、１７３は先行波位置検出部、１７４は保持器である。また、図６は、本発明の主波抽出部の動作の一例を説明するための図で、時間を横軸にし、信号成分の絶対値を縦軸にした時間信号の一例を示す図である。図６(a) は時間信号ｙ（ｔ）の絶対値｜ｙ（ｔ）｜を示す図、図６(b) は時間信号ｘ（ｔ）の絶対値｜ｘ（ｔ）｜を示す図である。 The configuration of the main wave extracting units 17a and 17b is shown in FIG. 3, and the operation of the main wave extracting unit will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the main wave extraction unit of the present invention. Reference numeral 171 denotes an absolute value unit, 172 denotes a comparator, 173 denotes a preceding wave position detection unit, and 174 denotes a holder. FIG. 6 is a diagram for explaining an example of the operation of the main wave extraction unit of the present invention, and is a diagram showing an example of a time signal with time on the horizontal axis and the absolute value of the signal component on the vertical axis. . 6A is a diagram showing the absolute value | y (t) | of the time signal y (t), and FIG. 6B is a diagram showing the absolute value | x (t) | of the time signal x (t). is there.

図３において、主波抽出部１７ａ若しくは１７ｂに入力された時間信号ｙ（ｔ）若しくはｘ（ｔ）は、絶対値器１７１と保持部１７４に入力される。絶対値器１７１は、入力された時間信号ｙ（ｔ）若しくはｘ（ｔ）の絶対値｜ｙ（ｔ）｜若しくは｜ｘ（ｔ）｜を算出し、比較器１７２に出力する。比較器１７２は、入力された時間信号の絶対値について、各時間毎に、雑音成分を抽出し、抽出された雑音成分の信号の値を０に置き換え処理を行う。比較器１７２は、処理後の信号を先行波位置検出部１７３に出力する。雑音成分の抽出は、例えば図６に示すように、信号成分と雑音成分を区別するための閾値を予め設定しておき、閾値以下の信号は雑音と判断することで実行する。 In FIG. 3, the time signal y (t) or x (t) input to the main wave extraction unit 17a or 17b is input to the absolute value unit 171 and the holding unit 174. The absolute value calculator 171 calculates the absolute value | y (t) | or | x (t) | of the input time signal y (t) or x (t) and outputs it to the comparator 172. The comparator 172 extracts a noise component for each time with respect to the absolute value of the input time signal, and performs a process of replacing the extracted noise component signal value with zero. The comparator 172 outputs the processed signal to the preceding wave position detection unit 173. For example, as shown in FIG. 6, a noise component is extracted by setting a threshold value for distinguishing between a signal component and a noise component in advance, and determining a signal equal to or lower than the threshold value as noise.

先行波位置検出部１７３は、入力された雑音成分を除去された時間信号から、時間的に最も先行しているピーク（先行ピーク）を検出し、検出した先行ピーク波を主波成分によるものであると判断し、先行ピーク波の先行ピーク位置信号ＰＯＳを保持器１７４に出力する。
先行ピーク位置信号ＰＯＳの一例を、図６の矢印の位置で示す。
先行ピークの具体的な検出方法としては、例えば、絶対値が０以外の値となる最も時間的に早いタイミングを検出し、検出したタイミングから数サンプル程度の窓を設け、窓内の最大値を先行ピークとする方法がある。 The preceding wave position detection unit 173 detects a peak (leading peak) that precedes in time from the input time signal from which the noise component has been removed, and the detected preceding peak wave is based on the main wave component. It is determined that there is, and the preceding peak position signal POS of the preceding peak wave is output to the holder 174.
An example of the leading peak position signal POS is indicated by the position of the arrow in FIG.
As a specific method for detecting the preceding peak, for example, the earliest time at which the absolute value is a value other than 0 is detected, a window of about several samples is provided from the detected timing, and the maximum value in the window is set. There is a method to make a leading peak.

保持器１７４は、主波成分を表わす先行ピーク位置信号ＰＯＳと、時間信号ｙ（ｔ）若しくはｘ（ｔ）が入力される。保持器１７４は、先行ピーク位置信号ＰＯＳのタイミングの時間信号ｙ（ＰＯＳ_ｙ）、ｘ（ＰＯＳ_ｘ）の値を保持し、より真に近い主波Ｄの成分として、それぞれ、キャンセル残差算出部１８に出力する。
主波抽出部１７ａからの出力をｙ_Ｄ、主波抽出部１７ｂからの出力をｘ_Ｄとし、それぞれの出力を算出する式（１２）（１３）を以下に示す。 The retainer 174 receives the preceding peak position signal POS representing the main wave component and the time signal y (t) or x (t). The retainer 174 retains the values of the time signals y (POS _y ) and x (POS _x ) at the timing of the preceding peak position signal POS, and each of them is a cancellation residual calculation unit as a component of the main wave D closer to true. 18 is output.
The output from the main wave extraction unit 17a _{y D,} the output from the main wave extraction unit 17b and _{x D,} expressions for calculating the respective output (12) to (13) below.

これら主波成分ｙ_Ｄ及びｘ_Ｄが入力されるキャンセル残差算出部１８には、更に、ＩＦＦＴ処理部１６ａ及び１６ｂの出力である時間信号ｙ（ｔ）及びｘ（ｔ）、並びに、Ｓｉｎｃ信号発生部１９の出力信号ｓｉｎｃ（ｔ）が入力される。
キャンセル残差算出部１８は、式（１）（２）で説明したキャンセル残差信号と等化な演算を行う。即ち、式（１）（２）を、式（４）（５）に代入し、変形を行い、キャンセル残差成分の時間信号ｅ_Ｍ（ｔ）及びｅ_Ｃ（ｔ）を算出し、イメージ除去部１ａに出力する。
キャンセル残差成分の時間信号ｅ_Ｍ（ｔ）及びｅ_Ｃ（ｔ）の算出式を式（１４）（１５）に示す。また、係数αについては後述する。 The cancellation residual calculating section 18 in which these main signal component _{y D} and _{x D} are input, further, IFFT processing section 16a and 16b is the output time signal y (t) and x (t), as well as, Sinc signal An output signal sinc (t) from the generator 19 is input.
The cancellation residual calculation unit 18 performs an operation equal to the cancellation residual signal described in the equations (1) and (2). That is, substituting Equations (1) and (2) into Equations (4) and (5), performing transformation, calculating time signals e _M (t) and e _C (t) of cancel residual components, and removing images To the unit 1a.
Expressions (14) and (15) show calculation formulas for the time signals e _M (t) and e _C (t) of the cancellation residual component. The coefficient α will be described later.

ところで、ＩＦＦＴ処理部１６ａ、１６ｂにてＩＦＦＴ処理する際、ＩＦＦＴの処理ポイント数より出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）のポイント数が少ない場合が多い。このため、出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）に、０を付加してポイント数を一致させた後にＩＦＦＴ処理する。このような処理方法は、例えば、特開２００４−１５３７９９号公報に記載されている。 By the way, when IFFT processing is performed by the IFFT processing units 16a and 16b, the number of points of the output signals Y (ω) and X (ω) is often smaller than the number of processing points of IFFT. Therefore, IFFT processing is performed after adding 0 to the output signals Y (ω) and X (ω) to make the number of points coincide. Such a processing method is described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-153799.

このような処理では、ＩＦＦＴ結果に、時間的な拡がりが生じることとなる。式（１４）、（１５）におけるＩＦＦＴ［１］も出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）のポイント数分のみが１であり、それ以外は出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）のＩＦＦＴ処理と同様に０とする。従って、式（１４）、（１５）におけるＩＦＦＴ［１］はｓｉｎｃ関数で表されることになる。
このｓｉｎｃ信号はｓｉｎｃ信号発生器１９にて生成する。ｓｉｎｃ信号の生成方式としては、例えば、予め計算させておいたｓｉｎｃ信号のデータをＲＯＭ（ Read Only Memory ）等のメモリに記憶させることもできる。これにより、直接演算する構成よりハードウェアの規模を削城することができる。
Ｓｉｎｃ信号発生器１９の出力信号ｓｉｎｃ（ｔ）を用いて式（１２）（１３）を表すと式（１６）（１７）となる。 In such processing, time spread occurs in the IFFT result. The IFFT [1] in the equations (14) and (15) is also 1 only for the number of points of the output signals Y (ω) and X (ω), and otherwise, the output signals Y (ω) and X (ω) It is set to 0 like the IFFT process. Therefore, IFFT [1] in the equations (14) and (15) is represented by a sinc function.
This sinc signal is generated by a sinc signal generator 19. As a sinc signal generation method, for example, sinc signal data calculated in advance can be stored in a memory such as a ROM (Read Only Memory). Thereby, the scale of hardware can be cut down from the structure which calculates directly.
Expressions (12) and (13) are expressed as Expressions (16) and (17) using the output signal sinc (t) of the sinc signal generator 19.

係数αは、ＩＦＦＴのポイント数と出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）のポイント数の差異を補償する所定係数を示している。キャンセル残差算出部１８では、式（１６）及び（１７）の演算を行う。以上の処理により、低ＤＵマルチパス環境下であってもキャンセル残差信号ｅ_Ｍ（ｔ）及びｅ_Ｃ（ｔ）を高精度に算出することができる。 The coefficient α indicates a predetermined coefficient that compensates for the difference between the number of points of IFFT and the number of points of the output signals Y (ω) and X (ω). The cancellation residual calculation unit 18 performs calculations of equations (16) and (17). With the above processing, the cancellation residual signals e _M (t) and e _C (t) can be calculated with high accuracy even in a low DU multipath environment.

キャンセル残差信号ｅ_Ｍ（ｔ）及びｅ_Ｃ（ｔ）が入力されたイメージ除去部１ａは、イメージ成分を除去した信号ｅ（ｔ）を係数更新部１ｂに出力する。イメージ成分の除去に関しては、特許文献２の記載の如く行う。従って、ここでは説明を省略する。
キャンセル残差信号ｅ（ｔ）を入力された係数更新部１ｂは、フィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数をトランスバーサルフィルタ１２に出力する。これによって、トランスバーサルフィルタ１２は、最適な係数に更新されて、適用される。 The image removing unit 1a, to which the cancellation residual signals e _M (t) and e _C (t) are input, outputs the signal e (t) from which the image component is removed to the coefficient updating unit 1b. The removal of the image component is performed as described in Patent Document 2. Therefore, the description is omitted here.
The coefficient updating unit 1 b that has received the cancellation residual signal e (t) calculates the filter coefficient and outputs the calculated filter coefficient to the transversal filter 12. Thereby, the transversal filter 12 is updated to the optimum coefficient and applied.

上記の説明では、主波Ｄの検出精度は１サンプル単位である。しかし、高精度なキャンセル動作を行うためにはサンプル単位未満の検出精度が必要となる。これは、前述した回転補正部１４において、サンプル単位未満の回転補正を行うことで実現できる。
ＦＦＴ窓位置ずれのずれ量τと回転補正部１４の制御量τ_Ｄが一致した時、周波数特性Ｘ（ω）は、理想周波数特性Ｘ_Ｄ（ω）に一致させることができる。そして、主波抽出部１７ａ及び１７ｂにおいて算出する主波位置ＰＯＳは、０となる。 In the above description, the detection accuracy of the main wave D is in units of one sample. However, in order to perform a highly accurate cancel operation, detection accuracy of less than a sample unit is required. This can be realized by performing rotation correction less than a sample unit in the rotation correction unit 14 described above.
When the shift amount τ of the FFT window position shift and the control amount τ _D of the rotation correction unit 14 match, the frequency characteristic X (ω) can be matched with the ideal frequency characteristic X _D (ω). The main wave position POS calculated by the main wave extraction units 17a and 17b is 0.

主波位置制御部１ｃは、τ＝τ_Ｄとなるように制御量τ_Ｄを算出して位相回転量を制御する。即ち、主波位置制御部１ｃには、主波抽出部１７ａ及び１７ｂからの信号が入力され、この信号に基づいて制御を行う。
具体的には、主波抽出部１７ａ及び１７ｂは、主波位置となる先行ピーク位置信号ＰＯＳを算出すると共に、先行ピーク位置信号ＰＯＳの前後１サンプルの時間信号ｙ（ｔ）及びｘ（ｔ）を主波位置制御部１ｃに出力する。主演位置制御部１ｃは、制御量τ_Ｄの算出方式として、理想的な制御量τとの誤差ｅｒｒをサンプル未満の精度で算出し、誤差ｅｒｒが０若しくは所定値になるように制御すれば良い。誤差ｅｒｒは、式（１８）及び（１９）で定義する。 The main wave position control unit 1c calculates the control amount τ _D so as to satisfy τ = τ _D and controls the phase rotation amount. That is, signals from the main wave extraction units 17a and 17b are input to the main wave position control unit 1c, and control is performed based on these signals.
Specifically, the main wave extraction units 17a and 17b calculate the leading peak position signal POS that is the main wave position, and time signals y (t) and x (t) of one sample before and after the leading peak position signal POS. Is output to the main wave position control unit 1c. Starring position control portion 1c, as a calculation method of the control amount tau _D, calculates an error err between the ideal controlled variable tau in a sample of less than accuracy, it may be controlled so that the error err is 0 or a predetermined value . The error err is defined by equations (18) and (19).

式（１８）及び（１９）は、誤差ｅｒｒが０に収束することを前提とした式である。式（１８）及び（１９）は、時間信号ｙ（ｔ）、ｘ（ｔ）において、サンプル単位のＦＦＴ窓位置誤差として式（１８）及び（１９）の第一項を主波位置である先行ピーク位置信号ＰＯＳとしている。また、サンプル単位未満の誤差にとしては、第二項で示した先行ピーク位置信号ＰＯＳの前後サンプルの絶対値の差分を主波レベルで正規化することにより算出している。
また、式（１９）の第一項において、ｙ（ＰＯＳ_ｙ）にマイナスの符号が付加されている。これは、出力信号Ｙ（ω）が出力信号Ｘ（ω）の逆数であるため、ＦＦＴ窓位置の影響による時間シフト量が、時間信号ｘ（ｔ）と比較して符号反転しているためである。
第二項に関しては、ＩＦＦＴのポイント数と出力信号Ｙ（ω）及びＸ（ω）の周波数特性のポイント数が異なること起因する波形の時間拡がりを利用している。 τ＝τ_Ｄである場合には、主波成分により生成された先行ピークの前後１サンプルは同値になるが、τ≠τ_Ｄの場合には前後サンプルの絶対値に差が発生するため、この特性を利用してサンプル未満の位置誤差ｅｒｒを算出している。 Expressions (18) and (19) are expressions on the assumption that the error err converges to zero. Expressions (18) and (19) indicate that the first term of Expressions (18) and (19) is the main wave position as the FFT window position error in units of samples in the time signals y (t) and x (t). The peak position signal POS is used. Further, the error smaller than the sample unit is calculated by normalizing the difference between the absolute values of the samples before and after the preceding peak position signal POS shown in the second term with the main wave level.
In addition, in the first term of Expression (19), a minus sign is added to y (POS _y ). This is because the output signal Y (ω) is the reciprocal of the output signal X (ω), and the amount of time shift due to the influence of the FFT window position is inverted compared to the time signal x (t). is there.
Regarding the second term, the time spread of the waveform due to the difference in the number of points of IFFT and the number of points of the frequency characteristics of the output signals Y (ω) and X (ω) is used. When τ = τ _D , one sample before and after the preceding peak generated by the main wave component has the same value, but when τ ≠ τ _D , a difference occurs in the absolute value of the preceding and following samples. The position error err below the sample is calculated using the characteristics.

図７は、ＦＦＴ窓位置誤差τに対する検出誤差ｅｒｒを示している。図７は、ＦＦＴ窓位置誤差と検出誤差ｅｒｒの関係の一例を示す図である。横軸がＦＦＴ窓位置誤差τ、縦軸が検出誤差ｅｒｒを示す。
図７から分かる様に、ほぼ線形的な特性を有していることか分かる。
この誤差ｅｒｒを用いて、誤差ｅｒｒが０若しくは所定値になるように制御を行う。制御方式としては、一般的なＰＩＤ（ Proportional Integral Derivative ）制御やＰＩ（ Proportional Integral ）制御等のフィードバック制御方式を用いれば良い。 FIG. 7 shows the detection error err with respect to the FFT window position error τ. FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the relationship between the FFT window position error and the detection error err. The horizontal axis represents the FFT window position error τ, and the vertical axis represents the detection error err.
As can be seen from FIG. 7, it can be seen that it has a substantially linear characteristic.
Using the error err, control is performed so that the error err is 0 or a predetermined value. As a control method, a feedback control method such as general PID (Proportional Integral Derivative) control or PI (Proportional Integral) control may be used.

また、ＦＦＴ窓位置ずれの補償方式は、上記で説明した方式であっても良いが、Ａ／Ｄコンバータをサンプリングするサンプリングクロックの位相を制御する構成であっても良い。 Also, the compensation method for the FFT window position shift may be the method described above, but may be configured to control the phase of the sampling clock for sampling the A / D converter.

以上説明した本発明の第一の実施例により低ＤＵのマルチパス環境下であっても、高精度なキャンセル動作を実現できる。 According to the first embodiment of the present invention described above, a highly accurate cancel operation can be realized even in a low-DU multipath environment.

次に本発明の第二の実施例について図２を用いて詳細に説明する。図２は、本発明の中継装置における回り込みキャンセラの一実施例の構成を示すブロック図である。第二の実施例は、第一の実施例における図１の中継装置の回り込みキャンセラー１０１の別の実施例である。図２の回り込みキャンセラー２０１は、図２の回り込みキャンセラー１０１において、ＩＦＦＴ処理部１６ａと１６ｂを一系統のＩＦＦＴ処理部１６とし、主波抽出部１７ａと１７ｂを一系統の主波抽出部１７とした他、除算部１５とＩＦＦＴ処理部１６の間に、時分割ＭＵＸ（多重：Multiplex ）処理部１ｄを付加し、主波抽出部１７とキャンセル残差算出部１８の間に時分割ＤＥＭＵＸ（多重分離：De Multiplex ）処理部１ｅを付加した構成である。それ以外の同一の符号を付した構成部（処理部）は、第一の実施例と同等の機能を有する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the wraparound canceller in the relay apparatus of the present invention. The second embodiment is another embodiment of the wraparound canceller 101 of the relay apparatus of FIG. 1 in the first embodiment. The wraparound canceller 201 in FIG. 2 is the wraparound canceller 101 in FIG. 2, with the IFFT processing units 16 a and 16 b as one system IFFT processing unit 16 and the main wave extraction units 17 a and 17 b as one system main wave extraction unit 17. In addition, a time division MUX (Multiplex) processing unit 1d is added between the division unit 15 and the IFFT processing unit 16, and a time division DEMUX (demultiplexing) is performed between the main wave extraction unit 17 and the cancellation residual calculation unit 18. : De Multiplex) The processing unit 1e is added. The other components (processing units) denoted by the same reference numerals have the same functions as those in the first embodiment.

第一の実施例では、２系統のＩＦＦＴ処理部１６ａ及び１６ｂ、並びに、主波抽出部１７ａ及び１７ｂを用いて構成していた。しかし、ＩＦＦＴ処理では多くの演算が必要であり、ＩＦＦＴ処理を２系統有することはハードウェア規模か大きくなってしまう。
従って、本発明の第二の実施例では、高速の演算を行うことにより、１系統のハードウェアを用いて第一の実施例と等価な処理を実現する。 In the first embodiment, the two IFFT processing units 16a and 16b and the main wave extraction units 17a and 17b are used. However, the IFFT process requires many operations, and having two IFFT processes increases the hardware scale.
Accordingly, in the second embodiment of the present invention, processing equivalent to that of the first embodiment is realized using one system of hardware by performing high-speed computation.

第二の実施例の動作について、図２と図８を参照して説明する。図８は、本発明の中継装置の、回り込みキャンセラーの一実施例のタイミングチャートである。横軸は時間で、左から右に時間が推移している。図８（ａ）は、時分割ＭＵＸ処理部１ｄに入力される出力信号Ｙ（ω）とＸ（ω）のタイミングを示す図、図８（ｂ）は、ＩＦＦＴ処理部１６に入力される信号のタイミングを示す図で、時分割ＭＵＸ処理部１ｄで時分割多重された信号である。図８（ｃ）は、ＩＦＦＴ処理部１６で処理された信号が主波抽出部１７に入力する信号のタイミングを示す図で、図８（ｄ）は、時分割ＤＥＭＵＸ処理部１ｅに入力される主波成分の信号のタイミングを示す図で、主波抽出部１７が、時間信号ｙ（ｔ）及びｘ（ｔ）からそれぞれ抽出した主波成分ｙ_Ｄ（ｔ）及びｘ_Ｄ（ｔ）である。また、図８（ｅ）は、キャンセル残差算出部１８に入力される信号のタイミングを示す図である。 The operation of the second embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 8 is a timing chart of an embodiment of the wraparound canceller of the relay apparatus of the present invention. The horizontal axis is time, with time transitioning from left to right. FIG. 8A shows the timing of the output signals Y (ω) and X (ω) input to the time division MUX processing unit 1d, and FIG. 8B shows the signal input to the IFFT processing unit 16. FIG. 6 is a timing diagram of the time-division-multiplexed signal in the time-division MUX processing unit 1d. FIG. 8C is a diagram showing the timing of the signal input to the main wave extraction unit 17 by the signal processed by the IFFT processing unit 16, and FIG. 8D is input to the time division DEMUX processing unit 1e. a diagram showing a timing of a main signal component of the signal, the main wave extraction unit 17 is the time signal y (t) and x main signal component _y D extracted from each (t) (t) and _x D (t) . FIG. 8E is a diagram showing the timing of signals input to the cancellation residual calculation unit 18.

図２において、時分割ＭＵＸ処理部１ｄには、出力信号Ｙ（ω）とＸ（ω）が入力される（図８（ａ））。時分割ＭＵＸ処理部ｌｄは、後段のＩＦＦＴ処理部１６で時分割処理させるため、出力信号Ｙ（ω）とＸ（ω）のクロック周波数をＮ倍（Ｎ≧２）すると共に、時分割多重してＩＦＦＴ処理部１６に出力する（図８（ｂ））。
ＩＦＦＴ処理部１６は、Ｎ倍のクロック周波数で演算を行い、第一の実施例と比較して１／Ｎの時間で演算を終了する（図８（ｃ））。
主波抽出部１７でも同様に、高速演算を行い、主波成分ｙ_Ｄの算出と主波成分ｘ_Ｄの算出を行うための演算回路を共用しながら、時分割処理を行う（図８（ｄ））。
このようにして得られた時間信号ｙ（ｔ）及びｘ（ｔ）、並びに、主波成分ｙ_Ｄ及びｘ_Ｄは、時分割ＤＥＭＵＸ処理部１ｅに出力される。
時分割ＤＥＭＵＸ処理部１ｅは、時分割ＭＵＸ処理部１ｄと逆に、動作周波数を元に戻す処理を行い、２系統の信号を算出する（図８（ｅ））。
キャンセル残差算出部１８及びそれ以降の処理は、第一の実施例と同様であり、説明は省略する。以上の処理により、第一の実施例に対してハードウェア規模を大幅に削減させることができる。 In FIG. 2, the output signals Y (ω) and X (ω) are input to the time division MUX processing unit 1d (FIG. 8 (a)). The time division MUX processing unit ld multiplies the clock frequencies of the output signals Y (ω) and X (ω) by N times (N ≧ 2) and performs time division multiplexing so that the IFFT processing unit 16 in the subsequent stage performs time division processing. And output to the IFFT processing unit 16 (FIG. 8B).
The IFFT processing unit 16 performs an operation at a clock frequency that is N times higher, and ends the operation in a time of 1 / N as compared with the first embodiment (FIG. 8C).
Similarly, the main wave extraction unit 17 performs high-speed calculation, and performs time division processing while sharing an arithmetic circuit for calculating the main wave component y _D and the main wave component x _D (FIG. 8D )).
The thus obtained time signal y (t) and x (t), as well as the main signal component _{y D} and _{x D} are output to the division DEMUX processing unit 1e when.
In contrast to the time division MUX processing unit 1d, the time division DEMUX processing unit 1e performs processing for restoring the operating frequency, and calculates two systems of signals (FIG. 8 (e)).
The cancellation residual calculation unit 18 and subsequent processing are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. With the above processing, the hardware scale can be greatly reduced with respect to the first embodiment.

上記実施例では、干渉波をキャンセルするための減算器出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性と、その逆数をそれぞれ逆フーリエ変換して時間信号を算出する。更に、算出した時間信号から時間的に最も先行した成分を主波成分と判断して抽出する。そして、時間信号から主波成分を算出することにより低ＤＵのマルチパス環境下でも高精度に主波成分を抽出することかできる。
この時間信号と主波成分に基づいてキャンセル残差成分を算出し、キャンセル残差成分は適応フィルタの係数として使用し、適応フィルタでは干渉波のレプリカを生成する。生成したレプリカ信号を、干渉波が混入している入力信号から減算することにより、低ＤＵのマルチパス環境下でも干渉波を除去することができる。 In the above embodiment, the frequency characteristic of the subtractor output signal for canceling the interference wave is calculated, and the time signal is calculated by performing inverse Fourier transform on the calculated frequency characteristic and its inverse. Further, the component that precedes in time from the calculated time signal is determined as the main wave component and extracted. Then, by calculating the main wave component from the time signal, the main wave component can be extracted with high accuracy even in a low-DU multipath environment.
A cancellation residual component is calculated based on the time signal and the main wave component, and the cancellation residual component is used as a coefficient of the adaptive filter. The adaptive filter generates a replica of the interference wave. By subtracting the generated replica signal from the input signal mixed with the interference wave, the interference wave can be removed even in a low-DU multipath environment.

本発明の中継装置の一実施例の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of one Example of the relay apparatus of this invention. 本発明の中継装置の回り込みキャンセラの一実施例の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of one Example of the wraparound canceller of the relay apparatus of this invention. 本発明の主波抽出部の一実施例の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of one Example of the main wave extraction part of this invention. マルチパスと回り込みが混在する伝播路モデルを模式的に示した図。The figure which showed typically the propagation path model in which multipath and wraparound coexist. 時間を横軸にした時間信号の一例を示す図。The figure which shows an example of the time signal which made time horizontal. 本発明の主波抽出部の動作の一例を説明するための図。The figure for demonstrating an example of operation | movement of the main wave extraction part of this invention. ＦＦＴ窓位置誤差と検出誤差ｅｒｒの関係の一例を示す図。The figure which shows an example of the relationship between a FFT window position error and detection error err. 本発明の一実施例のタイミングチャート。The timing chart of one Example of this invention.

Explanation of symbols

１ａ：イメージ除去部、１ｂ：係数更新部、１ｃ：主波位置制御部、１１：減算器、１ｄ：時分割ＭＵＸ処理部、１ｅ：時分割ＤＥＭＵＸ処理部、１２：トランスバーサルフィルタ、１３：周波数特性算出部、１４：回転補正部、１５：除算部、１６ａ，１６ｂ：ＩＦＦＴ処理部、１７ａ，１７ｂ：主波抽出部、１８：キャンセル残差算出部、１９：Ｓｉｎｃ信号発生部、１０１：回り込みキャンセラ、１０２：受信アンテナ、１０３：受信変換部、１０４：送信変換部、１０５：送信アンテナ、１７１：絶対値器、１７２：比較器、１７３：先行波位置検出部、１７４：保持器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a: Image removal part, 1b: Coefficient update part, 1c: Main wave position control part, 11: Subtractor, 1d: Time division MUX processing part, 1e: Time division DEMUX processing part, 12: Transversal filter, 13: Frequency Characteristic calculation unit, 14: rotation correction unit, 15: division unit, 16a, 16b: IFFT processing unit, 17a, 17b: main wave extraction unit, 18: cancellation residual calculation unit, 19: Sinc signal generation unit, 101: wraparound Canceller, 102: reception antenna, 103: reception conversion unit, 104: transmission conversion unit, 105: transmission antenna, 171: absolute value unit, 172: comparator, 173: preceding wave position detection unit, 174: retainer.

Claims

A subtractor for receiving a sneak wave of a transmission signal of a multipath or a transmission unit of the local station, a signal from the reception unit, and a signal from the reception unit being input to a + terminal and a signal of an adaptive filter being input to a − terminal And the adaptive filter, and a relay device having a multipath and a sneak canceller that cancels a sneak wave,
The wraparound canceller is
Means for calculating the frequency characteristic of the subtractor output signal, and inverse Fourier transforming the calculated frequency characteristic and the reciprocal of the frequency characteristic to convert it into a time signal;
Means for extracting a temporally leading component from the time signal as a main wave component;
A relay apparatus comprising means for calculating a filter coefficient of the adaptive filter so as to cancel a sneak wave of a transmission signal of a multipath or own station based on a time signal and a main wave component.

In claim 1,
A relay apparatus comprising means for removing the influence of the FFT window position included in the calculated frequency characteristic with an accuracy less than a sample time.

In claim 1 and claim 2,
The frequency characteristic and the reciprocal of the frequency characteristic are converted into N times (N ≧ 2) operating frequency and time-divided,
A relay apparatus comprising means for converting the time division signal into a time signal by performing inverse Fourier transform on the time division arithmetic processing.