JP3586410B2

JP3586410B2 - Relay device

Info

Publication number: JP3586410B2
Application number: JP2000096400A
Authority: JP
Inventors: 智三浦
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2004-11-10
Anticipated expiration: 2020-03-31
Also published as: JP2001285167A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は中継装置に関し、特に単一周波数ネットワークに適用可能な中継装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
次世代ディジタルテレビ放送では単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ；ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ）の採用が計画されている。ＳＦＮにおいては、中継局にて受信信号と送信信号の周波数を同一とする必要がある。図５は、受信信号と送信信号の周波数を同一とすることができる中継装置の構成例を示す図である。同図に示す中継装置１００において、フィルタ１６及びフィルタ３０は高調波を除去する機能を有する。受信信号は乗算器１４にてローカル発振器１２から供給されるローカル周波数信号と複素乗算されるようになっており、ここでローカル周波数だけ周波数が下げられる。フィルタ１６及び増幅器２６は、受信信号の搬送周波数ｆ１と当該中継装置１００のローカル周波数（ｆ１＋Δｆ）とに差、すなわち周波数誤差Δｆが生じている場合にも信号が通過できるよう、共に通過帯域が調整されている。なお、増幅器２６は、その増幅度の検出や補正をペースバンド帯のような低い周波数帯にて行う方が特性上安定するが、中継装置１００の利得設計によってはフィルタ３０の後段にも設置するようにできる。
【０００３】
ここで中継装置１００における周波数変換の様子を、具体的な回路構成例を示して説明する。なお、ここでは周波数情報にのみ着目し、振幅の変化については無視して考える。図６は、図５におけるフィルタ３０の前段までの構成を詳細に示す図である。同図において乗算器１４ｐ，１４ｑ及び位相器１４ｆは乗算器１４（図５）に対応し、乗算器２８ｐ，２８ｑ、位相器２８ｆ及び加算器２８ａは乗算器２８（図５）に対応する。同図に示す中継装置１００では、ｃｏｓ（ω１ｔ）なる受信信号ＳＡを、ｃｏｓ（ω２ｔ＋θ）なるローカル発振器１２の出力信号ＳＢを用いて周波数変換（直交検波）している。受信信号ＳＡは乗算器１４ｐ，１４ｑに分配され、乗算器１４ｐにはローカル発振器１２からの出力信号ＳＢが供給される。ローカル発振器１２からの出力信号ＳＢは移相器２８ｆにも供給されており、そこで位相がπ／２シフトされ、図示は省略するがさらに振幅が反転され（−１倍）、その結果が乗算器２８ｑに供給される。このとき、乗算器１４ｐ，１４ｑの出力信号ＳＣ，ＳＤはそれぞれ次式（１）及び（２）で表される。
【０００４】
【数１】

式（１）及び（２）における第１項の高周波成分はフィルタ１６にて除去され、式（１）及び（２）の第２項がそれぞれ出力される。すなわち、出力には、△ω（＝ω１−ω２）なる周波数誤差が含まれている。この信号は増幅器２６に供給されており、そこで利得制御が行われる。増幅器２６の出力信号ＳＥ，ＳＦは、送信信号搬送周波数であるローカル発振器１２の出力信号ＳＢによって周波数変換（直交変調）が施されると、その出力信号ＳＧ，ＳＨは次式（３）及び（４）で表される。ここではπ／２移相された信号に対する振幅の−１倍は行わない。
【０００５】
【数２】

その後、出力信号ＳＧ，ＳＨは加算器２８ａにて加算され、次式（５）に示される送信信号ＳＩが出力される。この送信信号ＳＩはフィルタ３０に供給される。同式（５）より、送信信号搬送周波数は受信信号搬送周波数と一致しており、ＳＦＮが成立することが分かる。
【０００６】
【数３】

また、受信信号と送信信号との搬送周波数が同一であるというＳＦＮの性質上、送信信号が受信信号に回り込む現象が生じる。このため、この回り込みを除去又は低減しないと、中継装置１００にて発振状態に陥る事もあり、回り込み成分をキャンセルする機能が実際には必要となる。この回り込みが発生している場合のスペクトル例を図７に示す。同図によれば、回り込みが無い場合には受信信号の振幅が一定しているのに対し、回り込みが生じている場合には受信信号の振幅が周期的に上昇することが分かる。
【０００７】
このような回り込み成分に対するキャンセラとしては、例えば図８又は図９に示される構成が考えられる。図８に示されるキャンセラ２２ａは、加算器４４と、レプリカ生成部４６と、遅延メモリ４８と、相関部５０とを含んで構成されている。相関部５０では送信信号と受信信号との相関によって回り込み成分を推定する。そして、遅延メモリ４８では送信信号を一定時間記憶するようにしており、レプリカ生成部４６では遅延させた送信信号に対してその推定結果を反映して回り込み成分の複製（レプリカ）を生成し、それを加算器４４にて受信信号から差し引いている。こうして受信信号から回り込み成分をキャンセルしている。
【０００８】
一方、図９に示されるキャンセラ２２ｂは、加算器４４と、レプリカ生成部４６と、遅延メモリ４８と、ＦＦＴ部５２と、パイロットシンボル抽出部５４と、歪み抽出部５６と、平均化処理部５８とを含んで構成されている。同図に示されるキャンセラ２２ｂは、受信信号にパイロットシンボルと呼ばれる既知信号が含まれている場合に適用可能である。ここでは受信信号が次世代ディジタルテレビ放送にて採用が計画されているＯＦＤＭ（直交周波数多重変調）方式により変調されており、ＦＦＴ部５２で受信信号から各周波数成分が抽出される。パイロットシンボル抽出部５４では、それら周波数成分からパイロットシンボルを抽出する。このパイロットシンボルは歪み抽出部５６に送られる。歪み抽出部５６はパイロットシンボルが既知のシンボルからどれだけ異なっているかを調べることにより、歪み情報を生成する。歪み情報は平均化処理部５８で周波数領域及び時間領域において平均化され、その平均化された歪み情報がレプリカ生成部４６に供給される。レプリカ生成部４６では、その歪み情報に基づき、図８に示されるキャンセラ２２ａと同様、遅延メモリ４８に保持しておいた送信信号を用いてレプリカを生成し、それを加算器４４に供給する。加算器４４では受信信号からレプリカが引き去られるようになっており、こうして回り込み成分をキャンセルすることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図８又は図９に示されるキャンセラ２２ａ，２２ｂにより、回り込み成分を抑圧又は除去することが可能となるものの、前述した周波数変換により、キャンセラ２２ａ，２２ｂの入力信号には周波数誤差が含まれてしまう。そして、このように入力信号に周波数誤差が含まれる場合には、キャンセラ２２ａ，２２ｂの性能が劣化してしまうという問題がある。
【００１０】
例えば図８に示されるキャンセラ２２ａでは、相関部５０にて回り込み成分を推定するためある時間幅にて相関処理を行うが、周波数誤差によって、その時間幅に亘ってサンプル間の位相変化が生じると、例えば３６０度に亘る位相変化が発生している場合には、相関出力が零になってしまい、相関処理として何も得られない状況が発生しうる。また、図９に示されるキャンセラ２２ｂでは、既知信号（パイロットシンボル）の位相変化が周波数誤差によっても変化し、歪み推定として誤った結果を出力してしまうという問題がある。
【００１１】
そのため、キャンセラ２２ａ，２２ｂの入力信号に対しては、予め周波数誤差の除去又は抑圧を施しておく必要がある。図１０は、キャンセラ２２に入力される受信信号から周波数誤差を除去又は抑圧することのできる中継装置の構成例を示す図である。同図に示す中継装置１００ａは、図５に示す中継装置１００に比し、キャンセラ２２の前段に周波数誤差除去手段が設けられている点が異なる。周波数誤差除去手段は、具体的には乗算器２０と周波数誤差検出部６０とから構成される。乗算器２０は、フィルタ１６とキャンセラ２２との間に設けられる。周波数誤差検出部６０は、キャンセラ２２の入力信号を取得し、その信号に基づいて乗算器２０からの出力信号に含まれる周波数誤差を検出する。そして、その周波数誤差に対応する信号を乗算器２０に供給する。こうして、フィルタ１６からの出力信号から周波数誤差が除去又は抑圧されるようになっている。周波数誤差検出部６０は、例えばＯＦＤＭを適用する場合、１ＯＦＤＭシンボル毎というように定期的に検出処理を行う。周波数誤差の検出方法としては従来公知の技術を適用することができる。
【００１２】
しかしながら、実際には同図に示す中継装置１００ａではキャンセラ２２の入力に含まれる周波数誤差を抑圧することにより該キャンセラ２２を所望の性能とできたとしても、次のような問題がある。すなわち、キャンセラ２２の出力においては周波数誤差が抑圧されたままであるため、上式（３）及び（４）において△ω≒０となる。このため、それを乗算器２８で送信周波数に変換すると、送信信号搬送波周波数としてはω２（ω１≠ω２）にて送信することとなり、ＳＦＮが成立しなくなってしまう問題がある。
【００１３】
この点、図１１に示す構成によれば、かかる問題を解決することができる。同図に示す中継装置１００ｂでは、周波数誤差検出部６０が、キャンセラ２２の入力信号に基づいて該信号に含まれる周波数誤差を検出する。この検出結果は平均化処理部６４にて時間領域及び周波数領域で平均化される。そして、その結果はＤ／Ａ変換器６２によりアナログ信号に変換される。このアナログ信号はローカル発振器１２に供給されており、ローカル発振器１２は該アナログ信号に基づいてローカル周波数と受信信号搬送波周波数との差、すなわち周波数誤差を零にするよう出力信号の周波数を制御する。こうすれば、乗算器１４と乗算器２８とで同じ周波数の信号を用いて周波数変換し、その他で周波数変換を行わないので、ＳＦＮを成立させることができる。
【００１４】
しかしながら、このような構成で例えばローカル発振器１２の生成周波数をＮ倍（Ｎは正の実数）して受信信号と送信信号の周波数変換用の周波数を用意している場合には、検出した周波数誤差を１／Ｎ倍して（図１１では周波数誤差検出部６０で１／Ｎ処理を想定）し、平均化処理部６４での平均化処理後にローカル発振器１２の周波数を制御する必要がある。しかしながら、この場合、１／Ｎ倍の処理をしても所望の周波数誤差除去性能が得られるような周波数誤差の推定精度が必要となり、実現性の点で問題がある。例えばディジタル信号処理をする場合には多くのビット数が必要となり、さらに量子化誤差も小さく抑えなければならない。さらに、ローカル発振器１２における出力周波数制御については、Ｄ／Ａ変換器６２を介するアナログ信号制御が必要であるため、周囲温度などによる制御の不安定という問題もある。
【００１５】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、簡易な構成で受信信号と送信信号の周波数を一致することができ、しかも回り込み除去機能を良好に発揮させることのできる中継装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、受信信号の周波数を所定周波数だけ下げる第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段により周波数変換された受信信号に含まれる周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段により検出される周波数誤差を前記第１の周波数変換手段により周波数変換された受信信号から除去する周波数誤差除去手段と、前記周波数誤差除去手段により周波数誤差が除去された受信信号に含まれる回り込み成分を除去する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラにより回り込み成分が除去された受信信号に前記周波数誤差検出手段により検出される周波数誤差を再び付加する周波数誤差付加手段と、前記周波数誤差付加手段により周波数誤差が付加された受信信号の周波数を前記所定周波数だけ再び上げる第２の周波数変換手段と、を含むことを特徴とする。
【００１７】
本発明によれば、周波数誤差除去手段により周波数誤差が除去された信号が回り込みキャンセラにより処理される。このため、回り込み成分を好適に除去することができるようになる。また、周波数誤差除去手段により除去された周波数誤差が周波数誤差付加手段により再度付加されるので、第２の周波数変換手段により所定周波数だけ周波数を上げることにより、ＳＦＮを成立させることができるようになる。
【００１８】
また、本発明の一態様では、前記周波数誤差付加手段は、複数回に分けて前記周波数誤差を付加する。こうすれば、周波数通過帯域が比較的狭い信号処理手段を中間で利用することができるようになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面に基づき詳細に説明する。
【００２０】
図１は、本発明の実施の形態に係る中継装置の構成を示す図である。同図に示す中継装置１０はローカル発振器１２と、乗算器１４と、フィルタ１６，３０と、乗算器２０，２４，２８と、キャンセラ２２と、増幅器２６と、周波数誤差検出部１８とを含んで構成されている。この中継装置１０の特徴的なところは、キャンセラ２２の前段及び後段に乗算器２０及び乗算器２４がそれぞれ設けられ、周波数誤差検出部１８で検出された周波数誤差がキャンセラ２２の前段で一旦除去又は抑圧され、後段で再び付加されるところである。その他の構成については、図１０に示される中継装置１００ａ等と同様であるので、ここでは同一構成については同一符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００２１】
同図において、周波数誤差検出部１８はキャンセラ２２に対する入力信号を取得し、それに基づいて該入力信号に含まれる周波数誤差を検出する。周波数誤差の検出方法は種々の公知技術を適用することができる。例えばＯＦＤＭ方式を対象とする場合には次のような方法も適用可能である。図２は一般的なＯＦＤＭ信号の構成を示したものであって、ＯＦＤＭ方式に固有なガードインターバルと呼ばれる部分が、各ＯＦＤＭシンボルの先頭部に複写されている。このガードインターバルと呼ばれる部分は、前シンボルからの符号間干渉対策として用意されているものであるが、その複写元が各ＯＦＤＭシンボルの後部にＴｅ（有効シンボル時間）だけ離れて存在しているため、両者の相関をとることにより周波数誤差の推定が可能となる。図３は、この方法を適用した周波数誤差検出部１８の構成例を示す図である。同図に示す周波数誤差検出部１８はＴｅ遅延部７０及び相関検出部７２を含んで構成されており、Ｔｅ遅延部７０は受信信号に有効シンボル時間Ｔｅだけ遅延を与える。相関検出部７２はこの遅延を与えた受信信号と現時点の受信信号との相関量を検出する。こうすると、Ｔｅの間隔で相関ピークを得ることができる。そして、その相関検出を複素信号にて行えば、受信信号に周波数誤差が含まれる場合には、Ｔｅの間隔で相関ピークにおける位相が推移する様子を検知することができる。相関検出部７２では、この位相推移量に基づいて周波数誤差を推定することができる。
【００２２】
このようにして周波数誤差検出部１８が周波数誤差を検出すると、それに対応する信号が乗算器２０に供給され、周波数誤差の除去又は抑圧が行われる。それととともに、周波数誤差検出部１８からの出力信号は乗算器２４にも供給される。乗算器２４に対しては、乗算器２０に供給する場合の逆符号の角周波数信号が供給される。こうして、乗算器２４にて再び周波数誤差を付加することができる。この結果、この信号を乗算器２８にて周波数変換することで、受信信号と送信信号の周波数を同一とすることができ、ＳＦＮを成立させることができる。なお、同図に示されるキャンセラ２２としては、例えば図８又は図９に示されるキャンセラ２２ａ又は２２ｂをそのまま適用可能である。
【００２３】
キャンセラ２２での処理をディジタル信号により行う場合には、周波数誤差情報として、その周波数誤差によって生じる位相変動を１サンプル毎に表現できるよう、１サンプル毎の位相変化に対応した位相情報を用意すればよい。そして、乗算器２８にて送信側の周波数変換を行う以前にアナログ信号化を図ればよい。
【００２４】
また、フィルタ１６の出力に対してディジタル化し、或いはフィルタ３０の前段側でもディジタル化が可能であり、周波数誤差検出部１８での処理、キャンセラ２２での処理、及び乗算器２４での処理をディジタル信号にて処理した後、アナログ信号化して乗算器２８にて送信側の周波数変換を行うようにするようにしてもよい。また、キャンセラ２２の出力に対する周波数誤差の反映は、増幅器２６をディジタル化する場合にはその増幅出力に対して行ってもよい。
【００２５】
さらには、例えば増幅器２６の通過帯域が周波数誤差を十分に通過出来ないような場合、図４に示される中継装置１０ａのように、増幅器２６の前段側に設けられた乗算器２４と後段側に設けられた乗算器２５とで、分割して周波数誤差を付加するようにしてもよく（同図においてαは０を含めた正の実数）、増幅器２６の後段側の乗算器２５でのみ周波数誤差を付加するようにしてもよい。加えて、増幅器２６がベースバンド帯には存在せず、乗算器２８における送信側の周波数変換後に設置されている場合、キャンセラ２２の出力に対して周波数誤差を付加すればよい。
【００２６】
なお、以上の説明はディジタル信号処理を対象にしているが、アナログ信号処理を採用するようにしてもよい。ただ、一般にアナログ信号における処理に比べてディジタル信号処理の方が安定性の面から有利である。
【００２７】
また、中継装置１０及び１０ａでは、受信信号を１段でベースバンド帯に変換し、キャンセラ２２の出力信号は１段の直交変調にて送信周波数に変換するようにしたが、受信側も送信側も共通のローカル発振器を用いるのであれば、無線周波数とベースバンド帯の間にＩＦ帯への変換を含める構成としてもよい。
【００２８】
また、キャンセラ２２等での信号処理は必ずしもベースバンド帯で行う必要はない。例えば、ＩＦ帯にてキャンセラ２２を動作させ、ベースバンド帯には変換しない場合、ＩＦ帯、即ち最後の周波数変換をした段階で周波数誤差を検出し、ＩＦ帯におけるキャンセラ２２の出力信号に対して周波数誤差を付加するようにしてもよい。
【００２９】
以上説明した中継装置１０，１０ａによれば、回り込み除去用のキャンセラ２２は周波数誤差が零、或いは十分に抑圧された状態で動作することができるようになり、また、キャンセラ２２の出力に対して再度周波数誤差を付加させるという構成をとるため、装置における周波数誤差が生じていてもＳＦＮを成立させることができる。
【００３０】
さらに周波数誤差の除去及び付加をディジタル信号にて行えば、周波数誤差に応じた位相量も含めて安定処理が可能となり、従来のアナログ信号による周波数誤差制御で生じていた制御不安定の問題も回避できる。
【００３１】
また、周波数誤差の除去及び付加を、送受信に共通のローカル発振器１２に直接帰還させないようにしたため、周波数誤差推定精度に対しても１／Ｎ倍操作を考慮した精度要求を無くすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る中継装置の構成を示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。
【図３】周波数誤差検出部の構成を示す図である。
【図４】本発明の他の実施の形態に係る中継装置の構成を示す図である。
【図５】背景技術に係る中継装置の構成を示す図である。
【図６】図５に示す中継装置の一部構成を詳細に示す図である。
【図７】回り込みが生じた場合の受信信号の振幅変動を示す図である。
【図８】回り込みキャンセラの構成を示す図である。
【図９】他の回り込みキャンセラの構成を示す図である。
【図１０】背景技術に係る周波数誤差除去機能を備えた中継装置の構成を示す図である。
【図１１】背景技術に係る周波数誤差除去機能を備えた他の中継装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０，１０ａ中継装置、１２ローカル発振器、１４，２０，２４，２８乗算器、１６，３０フィルタ、１８，１８ａ周波数誤差検出部、２２（回り込み）キャンセラ、２６増幅器、７０Ｔｅ遅延部、７２相関検出部。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a relay device, and more particularly, to a relay device applicable to a single frequency network.
[0002]
[Background Art]
In the next-generation digital television broadcasting, the adoption of a single frequency network (SFN) is planned. In SFN, the frequency of a received signal and the frequency of a transmitted signal need to be the same at a relay station. FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a relay device that can make the frequency of a reception signal and the frequency of a transmission signal the same. In the relay device 100 shown in the figure, the

filters

16 and 30 have a function of removing harmonics. The received signal is subjected to complex multiplication by the multiplier 14 with the local frequency signal supplied from the local oscillator 12, where the frequency is reduced by the local frequency. Both the filter 16 and the amplifier 26 adjust the pass band so that the signal can pass even when there is a difference between the carrier frequency f1 of the received signal and the local frequency (f1 + Δf) of the relay device 100, that is, when a frequency error Δf is generated. Have been. It is to be noted that the amplifier 26 is more characteristically stable when its amplification degree is detected and corrected in a low frequency band such as a pace band, but is also provided in a stage subsequent to the filter 30 depending on the gain design of the relay apparatus 100. I can do it.
[0003]
Here, the state of frequency conversion in the relay apparatus 100 will be described with reference to a specific circuit configuration example. Here, attention is paid only to frequency information, and changes in amplitude are ignored. FIG. 6 is a diagram showing the configuration up to the previous stage of the filter 30 in FIG. 5 in detail. In the figure, multipliers 14p and 14q and a phase unit 14f correspond to the multiplier 14 (FIG. 5), and multipliers 28p and 28q, a phase unit 28f and an adder 28a correspond to the multiplier 28 (FIG. 5). In the relay apparatus 100 shown in the figure, the received signal SA of cos (ω1t) is frequency-converted (orthogonal detection) using the output signal SB of the local oscillator 12 of cos (ω2t + θ). The received signal SA is distributed to the multipliers 14p and 14q, and the output signal SB from the local oscillator 12 is supplied to the multiplier 14p. The output signal SB from the local oscillator 12 is also supplied to a phase shifter 28f, where the phase is shifted by π / 2, and although not shown, the amplitude is further inverted (−1 times). 28q. At this time, the output signals SC and SD of the multipliers 14p and 14q are expressed by the following equations (1) and (2), respectively.
[0004]
(Equation 1)

The high frequency component of the first term in the equations (1) and (2) is removed by the filter 16, and the second term of the equations (1) and (2) is output. That is, the output includes a frequency error of △ ω (= ω1−ω2). This signal is supplied to an amplifier 26, where gain control is performed. When the output signals SE and SF of the amplifier 26 are subjected to frequency conversion (orthogonal modulation) by the output signal SB of the local oscillator 12 which is the transmission signal carrier frequency, the output signals SG and SH are expressed by the following equations (3) and (3). 4). Here, -1 times the amplitude of the π / 2 phase-shifted signal is not performed.
[0005]
(Equation 2)

Thereafter, the output signals SG and SH are added by the adder 28a, and the transmission signal SI represented by the following equation (5) is output. This transmission signal SI is supplied to the filter 30. From the equation (5), it can be seen that the transmission signal carrier frequency matches the reception signal carrier frequency, and SFN is established.
[0006]
(Equation 3)

Also, due to the nature of SFN that the carrier frequency of the received signal and that of the transmitted signal are the same, a phenomenon occurs in which the transmitted signal goes around the received signal. For this reason, if this looping is not removed or reduced, the repeater 100 may fall into an oscillation state, and a function of canceling the looping component is actually required. FIG. 7 shows an example of a spectrum when this wraparound occurs. According to the figure, it can be seen that the amplitude of the received signal is constant when there is no wraparound, whereas the amplitude of the received signal periodically increases when there is wraparound.
[0007]
As a canceller for such a wraparound component, for example, the configuration shown in FIG. 8 or FIG. 9 can be considered. The canceller 22a shown in FIG. 8 includes an adder 44, a replica generator 46, a delay memory 48, and a correlator 50. The correlator 50 estimates the wraparound component based on the correlation between the transmission signal and the reception signal. The delay memory 48 stores the transmission signal for a certain period of time, and the replica generation unit 46 generates a replica of the wraparound component by reflecting the estimation result on the delayed transmission signal. Is subtracted from the received signal by the adder 44. Thus, the wraparound component is canceled from the received signal.
[0008]
On the other hand, the canceller 22b shown in FIG. 9 includes an adder 44, a replica generation unit 46, a delay memory 48, an FFT unit 52, a pilot symbol extraction unit 54, a distortion extraction unit 56, and an averaging processing unit 58. It is comprised including. The canceller 22b shown in the figure is applicable when a received signal includes a known signal called a pilot symbol. Here, the received signal is modulated by an OFDM (orthogonal frequency multiplexing modulation) scheme which is planned to be adopted in next-generation digital television broadcasting, and the FFT unit 52 extracts each frequency component from the received signal. The pilot symbol extracting section 54 extracts pilot symbols from those frequency components. This pilot symbol is sent to distortion extracting section 56. The distortion extracting unit 56 generates distortion information by checking how much the pilot symbol differs from the known symbol. The distortion information is averaged in the frequency domain and the time domain by the averaging processing unit 58, and the averaged distortion information is supplied to the replica generation unit 46. The replica generation unit 46 generates a replica using the transmission signal held in the delay memory 48 and supplies the replica to the adder 44 based on the distortion information, similarly to the canceller 22a shown in FIG. In the adder 44, the replica is subtracted from the received signal, and thus the wraparound component can be canceled.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
Although it is possible to suppress or remove the sneak component by the cancellers 22a and 22b shown in FIG. 8 or FIG. 9, the input signals of the cancelers 22a and 22b include a frequency error due to the above-described frequency conversion. . When the frequency error is included in the input signal, the performance of the cancellers 22a and 22b deteriorates.
[0010]
For example, in the canceller 22a shown in FIG. 8, the correlation processing is performed in a certain time width for estimating the wraparound component in the correlator 50. However, if a phase error occurs between samples over the time width due to a frequency error. For example, if a phase change of 360 degrees occurs, the correlation output becomes zero, and a situation may occur in which nothing is obtained as a correlation process. Further, the canceller 22b shown in FIG. 9 has a problem that the phase change of the known signal (pilot symbol) also changes due to a frequency error, and outputs an erroneous result as distortion estimation.
[0011]
Therefore, it is necessary to remove or suppress the frequency error in advance for the input signals of the cancellers 22a and 22b. FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a relay device that can remove or suppress a frequency error from a received signal input to the canceller 22. The relay apparatus 100a shown in the figure differs from the relay apparatus 100 shown in FIG. 5 in that a frequency error removing unit is provided in a stage preceding the canceller 22. The frequency error removing means is specifically composed of the multiplier 20 and the frequency error detector 60. The multiplier 20 is provided between the filter 16 and the canceller 22. The frequency error detection unit 60 obtains an input signal of the canceller 22 and detects a frequency error included in an output signal from the multiplier 20 based on the signal. Then, a signal corresponding to the frequency error is supplied to the multiplier 20. Thus, the frequency error is removed or suppressed from the output signal from the filter 16. For example, when OFDM is applied, the frequency error detection unit 60 performs a detection process periodically, for example, every one OFDM symbol. A conventionally known technique can be applied as a method of detecting the frequency error.
[0012]
However, in practice, even if the repeater 100a shown in the figure can achieve the desired performance of the canceller 22 by suppressing the frequency error included in the input of the canceller 22, there is the following problem. That is, since the frequency error remains suppressed at the output of the canceller 22, △ ω ≒ 0 in the above equations (3) and (4). For this reason, if it is converted into a transmission frequency by the multiplier 28, it is transmitted at ω2 (ω1 ≠ ω2) as the transmission signal carrier frequency, and there is a problem that SFN is not established.
[0013]
In this regard, according to the configuration shown in FIG. 11, such a problem can be solved. In the relay device 100b shown in the figure, the frequency error detection unit 60 detects a frequency error included in the signal based on the input signal of the canceller 22. This detection result is averaged in the time domain and the frequency domain by the averaging unit 64. Then, the result is converted into an analog signal by the D / A converter 62. This analog signal is supplied to the local oscillator 12, and the local oscillator 12 controls the frequency of the output signal based on the analog signal so that the difference between the local frequency and the received signal carrier frequency, that is, the frequency error is made zero. In this case, the frequency conversion is performed by the multiplier 14 and the multiplier 28 using the same frequency signal, and the other frequency conversion is not performed, so that SFN can be established.
[0014]
However, in such a configuration, for example, when the frequency generated by the local oscillator 12 is multiplied by N (N is a positive real number) to provide a frequency for frequency conversion of the reception signal and the transmission signal, the detected frequency error Must be multiplied by 1 / N (in FIG. 11, 1 / N processing is assumed in the frequency error detection unit 60), and the frequency of the local oscillator 12 needs to be controlled after the averaging processing in the averaging processing unit 64. However, in this case, even if the processing is performed 1 / N times, it is necessary to have the accuracy of estimating the frequency error so that the desired frequency error removal performance can be obtained, and there is a problem in the feasibility. For example, when performing digital signal processing, a large number of bits are required, and the quantization error must be kept small. Further, as for the output frequency control in the local oscillator 12, analog signal control via the D / A converter 62 is necessary, so that there is a problem that the control is unstable due to ambient temperature or the like.
[0015]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a relay that can match the frequency of a reception signal and a transmission signal with a simple configuration, and can exhibit a loop-back removal function well. It is to provide a device.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
To solve the above problem, first frequency conversion means for lowering the frequency of a received signal by a predetermined frequency, and frequency error detection for detecting a frequency error included in the received signal frequency-converted by the first frequency conversion means Means, frequency error removing means for removing a frequency error detected by the frequency error detecting means from the received signal frequency-converted by the first frequency converting means, and a frequency error removed by the frequency error removing means. A wraparound canceller for removing a wraparound component included in a received signal, a frequency error adding unit for adding again a frequency error detected by the frequency error detection unit to the received signal from which the wraparound component has been removed by the wraparound canceller, and the frequency The frequency of the received signal to which the frequency error has been added by the error adding means Characterized in that it comprises a second frequency conversion means for increasing wavenumber only again, the.
[0017]
According to the present invention, the signal from which the frequency error has been removed by the frequency error removing means is processed by the loop canceller. Therefore, the wraparound component can be suitably removed. Further, since the frequency error removed by the frequency error removing means is added again by the frequency error adding means, SFN can be established by raising the frequency by a predetermined frequency by the second frequency converting means. .
[0018]
In one aspect of the present invention, the frequency error adding means adds the frequency error in a plurality of times. This makes it possible to use the signal processing means having a relatively narrow frequency pass band in the middle.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0020]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a relay device according to an embodiment of the present invention. The relay device 10 shown in FIG. 1 includes a local oscillator 12, a multiplier 14, filters 16, 30, filters 20, 24, 28, a canceller 22, an amplifier 26, and a frequency error detector 18. It is configured. A characteristic feature of the relay device 10 is that a multiplier 20 and a multiplier 24 are respectively provided before and after the canceller 22, and the frequency error detected by the frequency error detection unit 18 is temporarily removed or removed before the canceller 22. It is suppressed and is being added again at a later stage. Other configurations are the same as those of the relay device 100a shown in FIG. 10 and the like, and the same components are denoted by the same reference symbols and detailed description thereof will not be repeated.
[0021]
In the figure, a frequency error detector 18 obtains an input signal to the canceller 22, and detects a frequency error included in the input signal based on the signal. Various known techniques can be applied to the method of detecting the frequency error. For example, when the OFDM method is used, the following method is also applicable. FIG. 2 shows a configuration of a general OFDM signal, in which a part called a guard interval unique to the OFDM system is copied at the head of each OFDM symbol. The portion called the guard interval is prepared as a measure against inter-symbol interference from the previous symbol, but since its copy source is located at the rear of each OFDM symbol and is separated by Te (effective symbol time). By estimating the correlation between the two, the frequency error can be estimated. FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the frequency error detection unit 18 to which this method is applied. The frequency error detecting section 18 shown in FIG. 3 includes a Te delay section 70 and a correlation detecting section 72, and the Te delay section 70 delays a received signal by an effective symbol time Te. The correlation detection unit 72 detects the amount of correlation between the delayed received signal and the current received signal. In this way, correlation peaks can be obtained at intervals of Te. If the correlation detection is performed using a complex signal, it is possible to detect a transition of the phase at the correlation peak at intervals of Te when the received signal includes a frequency error. The correlation detecting section 72 can estimate a frequency error based on the phase shift amount.
[0022]
When the frequency error detecting section 18 detects the frequency error in this way, a signal corresponding to the frequency error is supplied to the multiplier 20 to remove or suppress the frequency error. At the same time, the output signal from the frequency error detector 18 is also supplied to the multiplier 24. The multiplier 24 is supplied with an angular frequency signal having the opposite sign when supplied to the multiplier 20. Thus, the frequency error can be added again by the multiplier 24. As a result, the frequency of this signal is converted by the multiplier 28, whereby the frequency of the received signal and the frequency of the transmitted signal can be made the same, and SFN can be established. Note that, as the canceller 22 shown in the figure, for example, the canceller 22a or 22b shown in FIG. 8 or FIG. 9 can be applied as it is.
[0023]
When the processing in the canceller 22 is performed by a digital signal, phase information corresponding to a phase change for each sample is prepared as frequency error information so that a phase change caused by the frequency error can be expressed for each sample. Good. Then, before the frequency conversion on the transmission side is performed by the multiplier 28, the signal may be converted into an analog signal.
[0024]
It is also possible to digitize the output of the filter 16 or digitize the output of the filter 30 before the filter 30. The processing in the frequency error detection unit 18, the processing in the canceller 22, and the processing in the multiplier 24 are digitalized. After processing with a signal, the signal may be converted into an analog signal and the multiplier 28 may perform frequency conversion on the transmission side. In addition, when the amplifier 26 is digitized, the reflection of the frequency error on the output of the canceller 22 may be performed on the amplified output.
[0025]
Further, for example, in a case where the pass band of the amplifier 26 cannot sufficiently pass the frequency error, as in the repeater 10a shown in FIG. With the multiplier 25 provided, the frequency error may be divided and added (α is a positive real number including 0) in FIG. May be added. In addition, when the amplifier 26 does not exist in the baseband band and is installed after frequency conversion on the transmission side in the multiplier 28, a frequency error may be added to the output of the canceller 22.
[0026]
Although the above description is directed to digital signal processing, analog signal processing may be employed. However, digital signal processing is generally more advantageous in terms of stability than analog signal processing.
[0027]
In the relay devices 10 and 10a, the received signal is converted into the baseband band in one stage, and the output signal of the canceller 22 is converted into the transmission frequency by one-stage quadrature modulation. Also, if a common local oscillator is used, a conversion to an IF band may be included between the radio frequency and the baseband.
[0028]
Further, the signal processing in the canceller 22 or the like does not necessarily need to be performed in the baseband band. For example, when the canceller 22 is operated in the IF band and is not converted to the baseband, a frequency error is detected in the IF band, that is, at the stage of performing the last frequency conversion, and the output signal of the canceller 22 in the IF band is detected. A frequency error may be added.
[0029]
According to the relay devices 10 and 10a described above, the canceler 22 for wraparound removal can operate in a state where the frequency error is zero or sufficiently suppressed, and the output of the canceller 22 is controlled. Since the frequency error is added again, SFN can be established even if a frequency error occurs in the device.
[0030]
Furthermore, if the frequency error is removed and added using digital signals, stable processing can be performed, including the amount of phase corresponding to the frequency error, and the problem of control instability caused by conventional frequency error control using analog signals is avoided. it can.
[0031]
In addition, since the removal and addition of the frequency error are not directly fed back to the local oscillator 12 common to transmission and reception, the accuracy requirement in consideration of the 1 / N times operation for the frequency error estimation accuracy can be eliminated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a relay device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of an OFDM signal.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a frequency error detection unit.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a relay device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a relay device according to the background art.
FIG. 6 is a diagram showing in detail a partial configuration of the relay device shown in FIG. 5;
FIG. 7 is a diagram illustrating amplitude fluctuation of a received signal when a wraparound occurs.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a wraparound canceller.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of another wraparound canceller.
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a relay device having a frequency error removing function according to the background art.
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of another relay device having a frequency error removing function according to the background art.
[Explanation of symbols]
10, 10a repeater, 12 local oscillator, 14, 20, 24, 28 multiplier, 16, 30 filter, 18, 18a frequency error detector, 22 (wraparound) canceller, 26 amplifier, 70 Te delay unit, 72 correlation detection Department.

Claims

First frequency conversion means for lowering the frequency of the received signal by a predetermined frequency;
Frequency error detection means for detecting a frequency error included in the received signal frequency-converted by the first frequency conversion means,
Frequency error removing means for removing the frequency error detected by the frequency error detecting means from the received signal frequency-converted by the first frequency converting means;
A wraparound canceller that removes a wraparound component included in the received signal from which the frequency error has been removed by the frequency error removing unit,
Frequency error adding means for adding again a frequency error detected by the frequency error detecting means to the received signal from which the wraparound component has been removed by the wraparound canceller,
Second frequency conversion means for raising the frequency of the reception signal to which the frequency error has been added by the frequency error addition means again by the predetermined frequency,
A relay device comprising:

The relay device according to claim 1,
The relay apparatus, wherein the frequency error adding unit adds the frequency error in a plurality of times.