JP2009100601A - モータ制御装置とその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷急変によるインダクタンスLqのパラメータ変動の補償を含め、非干渉制御のもとで実現し、制御性能の劣化を抑制した同期モータを駆動するモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 誘起電圧ベクトルに基づき、電圧指令ベクトルに加える第１の補償電圧ベクトルを演算する第１の電圧補償器（３）と、検出電流ベクトルと推定電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算する電流誤差ベクトル演算器（１３）と、電流誤差ベクトルと電流指令ベクトルとに基づき、電圧指令ベクトルに加える第２の補償電圧ベクトルを演算する第２の電圧補償器（４）とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石形同期モータをインバータで駆動するモータ制御装置とその制御方法に係り、特にモータパラメータの変動やその設定誤差による制御劣化を抑制可能なモータ制御装置及びその制御方法に関する。

従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、モータの数式モデルに基づき電流応答を最適化するよう電流制御を構成している（例えば、特許文献１参照）。
図３において、１０１は同期モータ、１０２はインバータ回路部、１０３はコンデンサ、１０４は主バッテリ、１０５はバッテリ電圧検出部、１０６は速度検出部（検出手段）、１０７は位相演算部（検出手段）、１０８はトルク指令処理部、１０９は電流指令決定部、１２０は電流制御演算部（ｄ軸及びｑ軸電流検出手段）、１１１は２相３相変換部（ＰＷＭ制御手段）、１１２は３相２相変換部、１１３は電流検出部（検出手段）である。１２０の電流制御演算部は比例ゲインテーブルを有しており、１０９の電流指令決定部で決定されるｄ軸及びｑ軸電流指令値に応じた比例ゲインをテーブルとして予め設定され、制御ゲインテーブルは、モータの抵抗変動とインダクタンス変動を考慮したものとなっている。また、積分ゲインテーブルも有しており、その調整手段は巻線温度に応じてテーブルより検索し、ＰＩ制御を適用した電流制御ゲイン設定を行う際に設定されるようになっている。
図４は、ゲインを制御ゲインテーブルから設定する過程を説明したものであり、各電流指令値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，…ごとに、Ｋｐ１，Ｋｐ２，Ｋｐ３，…で示されるテーブル値を設けている。
このように、従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、モータの抵抗変動とインダクタンス変動を考慮した制御ゲインテーブルを予め準備し、それらモータパラメータの変動時にも安定な電流応答を実現するために、最適な電流制御比例ゲインもしくは積分ゲインを瞬時に設定するのである。
特開２００３−７０２８０（第６頁、図１）

従来の同期モータを駆動するモータ制御装置は、フィードバック制御のみで行われるため、温度変動のように比較的緩やかな変化に対する補正には良いが、負荷急変によるインダクタンス変動に対する補正に用いることは難しい。また、パラメータ変動が生じた際のｄ軸電流の変圧器起電力の影響がｑ軸電流に影響しないようにする非干渉制御について、記載がない。さらに、ゲインテーブルを使用するので、汎用性がなく用途が限定されるという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、負荷急変によるインダクタンスLqのパラメータ変動の補償を含め、非干渉制御のもとで実現し、制御性能の劣化を抑制した同期モータを駆動するモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１の発明は、永久磁石形同期モータに流れる電流を検出電流ベクトルとして検出する電流検出器と、前記モータへの電流指令ベクトルが一致するように制御して電圧指令ベクトルを得る電流制御器と、前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記検出電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器とを備えたモータ制御装置において、前記誘起電圧ベクトルに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第１の補償電圧ベクトルを演算する第１の電圧補償器と、前記検出電流ベクトルと前記推定電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算する電流誤差ベクトル演算器と、前記電流誤差ベクトルと前記電流指令ベクトルとに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第２の補償電圧ベクトルを演算する第２の電圧補償器とを備えたものである。
請求項２の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記状態推定器は、

Rs：固定子抵抗、Ld：ｄ軸インダクタンス、Lq：ｑ軸インダクタンス、
ω：回転子電気角速度、φ：誘起電圧定数
によって示される対称行列（Ａ１）、歪み対称行列（Ａ２）、前記電流ベクトルと対称行列（Ｂ）、前記電圧指令ベクトル及び前記誘起電圧ベクトルを用いたモータ数式モデルにより、前記電流ベクトルと前記誘起電圧ベクトルを推定するように構成したものである。

請求項３の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記第１の電圧補償器は、

に示される対称行列（Ａ３）及び歪み対称行列（Ａ４）を用いた演算式により、前記第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃを演算するものである。

請求項４の発明は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記第２の電圧補償器は、前記電流誤差ベクトルと前記電流ベクトルのスカラー積を演算するスカラー積演算器と、前記スカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数を調整する電圧補正係数調整器と、前記電圧補正係数からなる係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算する乗算器と、
を備えたものである。

上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項５に記載の発明は、永久磁石形同期モータに流れる電流を検出電流ベクトルとして検出する電流検出器と、前記モータへの電流指令ベクトルが一致するように制御して電圧指令ベクトルを得る電流制御器と、前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記検出電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器とを備えたモータ制御装置の制御方法において、前記誘起電圧ベクトルに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第１の補償電圧ベクトルを演算し、前記検出電流ベクトルと前記電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算し、前記電流誤差ベクトルと前記電流指令ベクトルとに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第２の補償電圧ベクトルを演算するという手順をとったのである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、前記第１の補償電圧ベクトルを演算する処理では、対称行列と歪み対称行列とを用いて演算し、前記第２の補償電圧ベクトルを演算する処理では、前記電流誤差ベクトルと前記電流ベクトルのスカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数し、前記電圧補正係数からなる係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算するという手順をとったのである。

請求項１及び５に記載の発明によると、モータパラメータの変動やその設定誤差による制御劣化を抑制できる安定的なモータ制御を実現できる。
請求項２に記載の発明によると、制御劣化を抑制するために用いるモータの電流ベクトルと誘起電圧ベクトルとを精度よく推定演算できる。
請求項３、４及び６に記載の発明によると、補償電圧ベクトルを精度よく推定演算でき、負荷急変によるインダクタンスLqを含んだパラメータ変動の補償を非干渉制御のもとで実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は本発明のモータ制御装置の制御ブロック図である。図において、７は制御対象である永久磁石形モータ、８は電流検出器で、モータ７に流れる電流を検出し、相電流（U,V,W）の検出電流ベクトルｉ_Ｓ０を得る。第１のベクトル変換器９は、相電流（U,V,W）の検出電流ベクトルｉ_Ｓ０を固定座標系（α−β）の検出電流ベクトルｉ_Ｓ１に変換し、第２のベクトル変換器１０は、モータ７の位置θを用いて固定座標系（α−β）の検出電流ベクトルｉ_Ｓ１を回転座標系（ｄ−ｑ）の検出電流ベクトルｉ_Ｓ２に変換する。１４は位置検出器で、モータ７の位置θを検出し、１５は速度演算器で、位置θを用いて回転子電気角速度（以下、モータ速度と称す）ωを演算する。

１は電流制御器で、電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆと検出電流ベクトルｉ_Ｓ２が一致するように制御して電圧指令ベクトルｕ_Ｓ０ ^ｒｅｆを得る。２は加算器で電流制御器１が出力する電圧指令ベクトルｕ_Ｓ０ ^ｒｅｆと後述する加算器１２の出力ベクトル（ｕ_Ｃ+ｕ_ｄ）を加算し、補償後の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ ^ｒｅｆを出力する。
３は第１の電圧補償器で、後述の状態推定器１１で演算される誘起電圧ベクトルｅ＾とモータ速度ω、電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆとを入力とし、第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃを演算する。４は第２の電圧補償器で、後述の電流誤差ベクトル演算器１３が出力する電流誤差ベクトルΔｉ、誘起電圧ベクトルｅ＾と電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆとを入力とし、第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを演算する。１２は加算器で、第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃと第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを加算する。

座標変換器５は、位置θを用いて補償後の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ ^ｒｅｆを相電圧（U,V,W）の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ１ ^ｒｅｆに変換し、６はインバータ部で、相電圧（U,V,W）の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ１ ^ｒｅｆに基づきモータ７に電圧を印加して、モータ７を駆動する。
状態推定器１１はモータの数式モデルを内蔵し、補償後の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ ^ｒｅｆ、検出電流ベクトルｉ_Ｓ２、及びモータ速度ωを入力とし、電流ベクトルｉ_Ｓ２＾、誘起電圧ベクトルｅ＾を推定する。１３は電流誤差ベクトル演算器で、検出電流ベクトルｉ_Ｓ２と電流ベクトルｉ_Ｓ２＾との電流誤差ベクトルΔｉを演算する。
なお、状態推定器１１、第１の電圧補償器３及び第２の電圧補償器４の動作については詳細に後述する。
本発明が従来技術と異なる部分は、状態推定器１１、第１の電圧補償器３、第２の電圧補償器４、電流誤差ベクトル演算器１３を備えた部分である。

まず、本発明の動作原理について説明し、その後、図１、図２を用いて具体的動作について説明していく。
（３）式はモータ７の電圧・電流方程式で、モータの回転子の磁極方向をｄ軸、それに直交する方向をｑ軸とした、ｄ−ｑ回転座標系で示したものであり、（４）式は（３）式を変形したものである。

Rs：固定子抵抗、Ld：ｄ軸インダクタンス、Lq：ｑ軸インダクタンス、
ω：モータ速度、φ：誘起電圧定数

（４）式は、電流制御における制御ゲインに関し、ｄ軸電流ｉｄにおいては、（４）式右辺第１項にあらわれるモータ時定数（Ld/Rs）、ｑ軸電流ｉｑにおいては、モータ時定数（Lq/Rs）を考慮して設定すると良いことを示唆している。
なお、右辺第３項はｄ軸変圧器起電力がｑ軸に干渉し、ｑ軸変圧器起電力がｄ軸に干渉する外乱要素であるので、これら外乱要素をフィードバック制御である電流制御でなく、前向き補償で制御することを考えるのである。
ここで、上記（４）式を（５）式に表現を改め、さらに（６）式へと変形を進める。

（６）式の右辺第１項、第２項で表れるモータパラメータは、ｄ軸インダクタンスLd及び抵抗値Rsである。ｄ軸インダクタンスLdにおける変動は磁石の磁気飽和、抵抗値Rsにおける変動は温度変化によるもので、その変動は緩やかである。よって、電流制御ゲインはモータ時定数（Ld/Rs）のみを考慮し、他のパラメータ設定値は運転中に変更の必要はないとする。
一方、（６）式の右辺第３項、第４項にはモータパラメータには、ｑ軸インダクタンスLqが表れる。ｑ軸インダクタンスLqは負荷急変によるパラメータ変動に対する補正が要求される。よって、（６）式の右辺第３項、第４項に相当する量は、電圧指令ベクトルへの補正量として前向き補償して非干渉化を実現し、電流制御の安定化をはかるようにする。

次に、図１に示した制御ブロック図の動作を説明する。
状態推定器１１は、モータの数式モデルを内蔵しているが、この数式モデルは、（５）式を変形した（７）式を基に構成されている。この（７）式に、補償後の電圧指令ベクトルｕ_Ｓ ^ｒｅｆ、検出電流ベクトルｉ_Ｓ２、モータ速度ωを入力し、電流ベクトルｉ_Ｓ２＾、誘起電圧ベクトルｅ＾を出力する。

なお、フィードバックゲイン行列Ｌの各成分は、状態推定器１１１の極配置において、その固有角周波数はモータ時定数Ld/Rsの５〜１０倍程度に設計されている。

第１の電圧補償器３は、誘起電圧ベクトルｅ＾とモータ速度ω、電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆとを入力とし、（８）式を用い、第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃを演算する。
この第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃは、（６）式の右辺第３項、第４項に相当する量で、電圧指令ベクトルへの補正量として前向き補償して非干渉化することに対応するものである。

第２の電圧補償器４は、電流誤差ベクトルΔｉ、誘起電圧ベクトルｅ＾と電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆとを入力とし、下記動作で第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを演算する。
この第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄは、第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃの演算時に使用する、つまり上記（８）式に表れるパラメータ行列Ａ3とＡ4に含まれるパラメータ（Rs、Lq）の変動で生じる電圧を補償するものである。
まず、第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを用いた補償アルゴリズムについて説明する。
モータ７の電圧・電流方程式である（６）式を簡単のため、（９）式と置く。

さらに、状態推定器１１の構成を示した（７）式を（１０）式のように置く。

（９）、（１０）式より、電流誤差ベクトル演算器１３で演算される電流誤差ベクトルΔｉ＝ｉ_Ｓ２−ｉ_Ｓ２＾は、（１１）式で示される。

ここで、ｄ軸インダクタンスLdは変化しないとし、*は設定定数を、無いものは実際の定数を示している。

また、電流誤差ベクトルΔｉと電流ベクトルｉ_Ｓ２＾のスカラー積は、（１２）式で示される。

（１２）式において、誘起電圧ベクトルｅと電流ベクトルｉ_Ｓ２＾は、ほぼ直交するので両者のスカラー積はゼロとなり、（１２）式は（１３）式に変形できる。

ここで、パラメータ行列の誤差（Ａ−Ａ*）は、

と表せるので、電流誤差ベクトルΔｉと電流ベクトルｉ_Ｓ２＾のスカラー積は、低速時にはΔＡ1、高速時にはΔＡ2の影響が大きいことがわかる。

次に、第２の電圧補償器４の動作について、図２を用いて説明する。図２は第２の電圧補償器４の制御ブロック図である。図において、入力された電流ベクトルｉ_Ｓ２＾と電流誤差ベクトルΔｉは、それぞれベクトル分解器２５,２６により分解された後、スカラー積演算器２１により、両者のスカラー積を演算する。電圧補償係数調整器２２は積分要素を含む補償器であり、スカラー積演算器２１で演算したスカラー積がゼロになるように制御して補正係数Ｋ_δを出力する。
電圧補正係数行列演算器２３は、電圧補償係数調整器２２が演算した補正係数Ｋ_δと入力されたモータ速度ωを用い、電圧補正係数行列Ｋを

として出力する。ベクトル乗算器２４は、入力された電流指令ベクトルｉ_Ｓ ^ｒｅｆと電圧補正係数２３の出力である電圧補正係数行列Ｋを乗算し、第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを演算して出力する。
なお、電圧補正係数行列Ｋの成分である係数Ｋ_δ１、Ｋ_δ２は、モータ速度ωに応じて決定される重み関数ｈ_１を用いた（１６）式で表される。

ここで、重み関数ｈ_１は、モータ速度ωがゼロの状態で１に設定され、速度上昇とともにゼロへと向かって減少するが、モータ速度ωが定格速度の半分程度でゼロとなるように設定されると良い。なお、この重み関数ｈ_１は、（１３）式で示したパラメータ行列の誤差（Ａ−Ａ*）の成分のうち、ΔＡ1は低速時での影響が大きく、ΔＡ2は高速時での影響が大きいということに対応している。

このように、直接的な制御ゲインの変更を不要とし、負荷急変によるパラメータ変動に対して第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃと第２の補償電圧ベクトルｕ_ｄを演算して電圧指令ベクトルに前向き補償しているので、電流制御における非干渉化と電流制御の安定化が実現でき、制御性能の劣化を抑制することができる。

本発明の第１実施例を示す制御ブロック図 本発明の第２の電圧補償器４のブロック図 従来のモータ制御装置における制御ブロック図 従来の電流制御器を説明する図

符号の説明

１ 電流制御器
２、１２ 加算器
３ 第１の電圧補償器
４ 第２の電圧補償器
５、９、１０ 座標変換器
６ インバータ部
７、１０１ 永久磁石形同期モータ
８ 電流検出器
１１ 状態推定器
１３ 電流誤差ベクトル演算器
１４ 位置検出器
１５ 速度演算器
２１ スカラー積演算器
２２ 電圧補償係数調整器
２３ 電圧補正係数行列演算器
２４ ベクトル乗算器
２５、２６ ベクトル分解器
１０２ インバータ回路部
１０３ コンデンサ
１０４ 主バッテリ
１０５ バッテリ電圧検出部
１０６ 速度検出部（検出手段）
１０７ 位相演算部（検出手段）
１０８ トルク指令処理部
１０９ 電流指令決定部
１１１ ２相３相変換部（ＰＷＭ制御手段）
１１２ ３相２相変換部
１１３ 電流検出部（検出手段）
１２０ 電流制御演算部（ｄ軸及びｑ軸電流検出手段）
１２１ 制御ゲインテーブル

Claims (6)

1. 永久磁石形同期モータに流れる電流を検出電流ベクトルとして検出する電流検出器と、前記モータへの電流指令ベクトルが一致するように制御して電圧指令ベクトルを得る電流制御器と、前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記検出電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器とを備えたモータ制御装置において、
   前記誘起電圧ベクトルに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第１の補償電圧ベクトルを演算する第１の電圧補償器と、
   前記検出電流ベクトルと前記電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算する電流誤差ベクトル演算器と、
   前記電流誤差ベクトルと前記電流指令ベクトルとに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第２の補償電圧ベクトルを演算する第２の電圧補償器とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記状態推定器は、
   
   
   Rs：固定子抵抗、Ld：ｄ軸インダクタンス、Lq：ｑ軸インダクタンス、
   ω：回転子電気角速度、φ：誘起電圧定数
   によって示される対称行列（Ａ１）、歪み対称行列（Ａ２）、前記電流ベクトル、対称行列（Ｂ）、前記電圧指令ベクトル及び前記誘起電圧ベクトルを用いたモータ数式モデルにより、前記電流ベクトルと前記誘起電圧ベクトルを推定するように構成したことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記第１の電圧補償器は、
   
   に示される対称行列（Ａ３）及び歪み対称行列（Ａ４）を用いた演算式により、前記第１の補償電圧ベクトルｕ_Ｃを演算することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記第２の電圧補償器は、前記電流誤差ベクトルと前記電流ベクトルのスカラー積を演算するスカラー積演算器と、
   前記スカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数を調整する電圧補正係数調整器と、
   前記電圧補正係数からなる係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算する乗算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
5. 永久磁石形同期モータに流れる電流を検出電流ベクトルとして検出する電流検出器と、前記モータへの電流指令ベクトルが一致するように制御して電圧指令ベクトルを得る電流制御器と、前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータに電圧を印加するインバータ部と、前記検出電流ベクトルと前記電圧指令ベクトルに基づき前記モータの電流ベクトル及び誘起電圧ベクトルを推定演算する状態推定器とを備えたモータ制御装置の制御方法において、
   前記誘起電圧ベクトルに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第１の補償電圧ベクトルを演算し、
   前記検出電流ベクトルと前記電流ベクトルとの電流誤差ベクトルを演算し、
   前記電流誤差ベクトルと前記電流指令ベクトルとに基づき、前記電圧指令ベクトルに加える第２の補償電圧ベクトルを演算するという手順で電圧補償することを特徴とするモータ制御装置の制御方法。
6. 前記第１の補償電圧ベクトルを演算する処理では、対称行列と歪み対称行列とを用いて演算し、
   前記第２の補償電圧ベクトルを演算する処理では、前記電流誤差ベクトルと前記電流ベクトルのスカラー積の結果がゼロとなるように電圧補正係数し、前記電圧補正係数からなる係数行列を前記電流指令ベクトルに乗算するという手順で処理することを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置の制御方法。