JP2009089555A

JP2009089555A - Ac-dc converter

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Publication number: JP2009089555A
Application number: JP2007258844A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Fujimoto; 久藤本; Ryuji Yamada; 隆二山田; Koya Yoshioka; 康哉吉岡
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-10-02
Filing date: 2007-10-02
Publication date: 2009-04-23

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an AC-DC converter restraining imbalance in voltage without enlarging a circuit constitution. <P>SOLUTION: The AC-DC converter is constituted of: a conversion circuit which is constituted by connecting a series connection point in a diode series circuit and a series connection point in a capacitor series circuit through the use of a switch, by connecting an anode and a cathode of the diode series circuit through the use of the capacitor series circuit to constitute a rectifying module, and by connecting the rectifying module to each phase of an AC power supply via a reactor; voltage detectors 20, 21 which detect a capacitor voltage applied to the respective two capacitors of the capacitor series circuit 104; an adjuster AλR 34 which outputs correction signals so as to correct the amount of deviation according to the amount of deviation between the respective detected capacitor voltages; an addition circuit 25 in which the control signals of the switch are corrected by the correction signals; and a PWM circuit 33 in which voltage values at both ends of the capacitor series circuit are made equal to a prescribed voltage by the corrected signals. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、交流直流変換装置に関する。 The present invention relates to an AC / DC converter.

交流電圧を直流電圧に変換する装置は、交流直流変換装置と呼ばれている。図８は、従来の交流直流変換装置の一例を説明するための図である。図示した交流直流変換装置は、図８（ａ）に示すように、負荷ＬＯＡＤと接続されている。交流直流変換装置は三相の交流直流変換装置であって、交流電源１、ダイオード８、９、１０、１１、１２、１３、リアクトル５、６、７、コンデンサ１７、１８、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を備えている。なお、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、図８（ｂ）に示すように、逆素子型半導体スイッチや半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したスイッチモジュールを直列に接続することによって実現することができる。 A device that converts an AC voltage into a DC voltage is called an AC / DC converter. FIG. 8 is a diagram for explaining an example of a conventional AC / DC converter. The illustrated AC / DC converter is connected to a load LOAD as shown in FIG. The AC / DC converter is a three-phase AC / DC converter, and includes an AC power source 1, diodes 8, 9, 10, 11, 12, 13, reactors 5, 6, 7, capacitors 17, 18, bidirectional switch S 1, S2 and S3 are provided. As shown in FIG. 8B, the bidirectional switches S1, S2, and S3 are realized by connecting in series an inverse element type semiconductor switch or a switch module in which a semiconductor switch and a diode are connected in antiparallel. Can do.

図８（ａ）に示した回路は、ダイオード８〜１３によって電流の極性が制限され、入力力率１でのみ動作する。
また、図示した交流直流変換装置は、図中に示した電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを制御することによってリアクトル５、６、７に力率１となる正弦波電流を流す。流れる正弦波電流の振幅指令値を調整することにより、コンデンサ１７、１８を直列に接続した回路の両端の電圧を所望の値にすることができる。 In the circuit shown in FIG. 8A, the polarity of the current is limited by the diodes 8 to 13, and the circuit operates only at an input power factor of 1.
Further, the illustrated AC / DC converter flows a sine wave current having a power factor of 1 through the reactors 5, 6, and 7 by controlling the voltages Vr, Vs, and Vt shown in the figure. By adjusting the amplitude command value of the flowing sine wave current, the voltage across the circuit in which the capacitors 17 and 18 are connected in series can be set to a desired value.

図９は、図８に示した交流直流変換装置を制御する構成を説明するためのブロック図である。図示した構成は、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）２６、乗算回路２７、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）３１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３３を備えている。ＡＶＲ２６は、図８に示したコンデンサ１７の電圧Ｅ１、コンデンサ１８の電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ^*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。 FIG. 9 is a block diagram for explaining a configuration for controlling the AC / DC converter shown in FIG. 8. The illustrated configuration includes an AVR (Automatic Voltage Regulator) 26, a multiplier circuit 27, an ACR (Automatic Current Regulator) 31, and a PWM (Pulse Width Modulation) circuit 33. The AVR 26 detects the deviation between the added value Ed of the voltage E1 of the capacitor 17 and the voltage E2 of the capacitor 18 shown in FIG. 8 and the set value Ed ^* of the added value Ed. Then, the current amplitude command value is output to the multiplication circuit 27 based on the detected deviation.

乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する。
生成された電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、ＰＷＭ回路３３に入力される。ＰＷＭ回路３３は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を発生するための点弧信号を双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力してスイッチングさせる。このような制御によってリアクトル５、６、７を流れる電流を制御することができる。 The multiplication circuit 27 multiplies the current amplitude command value and the reference sine waves Vrref, Vsref, and Vtref in phase with the AC power supply 1 to generate current command values Ir ^* , Is ^* , and It ^* that obtain a power factor of 1. The ACR 31 is a voltage command value to be output as the output voltages Vu, Vv, Vw based on the deviation between the current command values Ir ^* , Is ^* , It ^* and the currents IL1, IL2, IL3 flowing through the reactors 5, 6, 7. Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are generated.
The generated voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are input to the PWM circuit 33. The PWM circuit 33 outputs an ignition signal for generating the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* to the bidirectional switches S1, S2, and S3 for switching. By such control, the current flowing through reactors 5, 6, and 7 can be controlled.

ここで、点弧信号の生成方法について説明する。双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の状態と、交流直流変換装置の出力電圧Ｖｕ、Ｖｒ、Ｖｗ、リアクトル５を流れる電流ＩL1、コンデンサ１７の電圧Ｅ１、コンデンサ１８の電圧Ｅ２の関係は、以下のようになる（Ｕ相を例に挙げる）。
Ｓ１オンＶｕ＝０
Ｓ２オフＶｕ＝Ｅ１または−Ｅ２
ＩL1＞０であれば、ＩL1は図中に示したダイオード８（Ｄ1）→コンデンサ１７（Ｃ1）の順で流れることによってＶｕ＝Ｅ１となる。
ＩL1＜０であれば、図中に示したコンデンサ１７（Ｃ1）→ダイオード８（Ｄ1）の順でＩL1が流れることによってＶｕ＝−Ｅ２となる。 Here, a method of generating the ignition signal will be described. The relationship between the state of the bidirectional switches S1, S2, S3 and the output voltages Vu, Vr, Vw of the AC / DC converter, the current IL1 flowing through the reactor 5, the voltage E1 of the capacitor 17, and the voltage E2 of the capacitor 18 is as follows. (U phase is given as an example).
S1 on Vu = 0
S2 OFF Vu = E1 or -E2
If IL1> 0, IL1 becomes Vu = E1 by flowing in the order of diode 8 (D1) → capacitor 17 (C1) shown in the figure.
If IL1 <0, IL1 flows in the order of the capacitor 17 (C1) → diode 8 (D1) shown in the figure, so that Vu = −E2.

図１０は、ＰＷＭ回路３３の動作を説明するための図である。ＰＷＭ回路３３は、ＡＣＲ３１が出力した電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を入力する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が正極性であれば、比較器４０が電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を搬送波ＣＡＲＲ１と比較する。また、負極性であれば、比較器４１が、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を搬送波ＣＡＲＲ２と比較する。
搬送波ＣＡＲＲ１との比較では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が低下するほど比較器４０の出力のデューティ比が高くなり、０以下になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる。搬送波ＣＡＲＲ２との比較では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が高まるほど比較器４１の出力のデューティ比が高くなり、０以上になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる
加算回路４２は、比較器４０、比較器４１の比較結果の論理積をとって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に点弧信号を出力する。 FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the PWM circuit 33. The PWM circuit 33 inputs the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* output from the ACR 31. If the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are positive, the comparator 40 compares the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* with the carrier CARR1. If the polarity is negative, the comparator 41 compares the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* with the carrier CARR2.
In comparison with the carrier CARR1, the duty ratio of the output of the comparator 40 increases as the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* decrease, and all bidirectional switches S1, S2, S3 are turned on when the voltage becomes less than 0. It becomes. In comparison with the carrier CARR2, the duty ratio of the output of the comparator 41 increases as the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* increase. When the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* exceed 0, all the bidirectional switches S1, S2, and S3 are turned on. The adder circuit 42 takes the logical product of the comparison results of the comparator 40 and the comparator 41 and outputs an ignition signal to the bidirectional switches S1, S2, and S3.

図１１、図１２は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力される点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を説明するための図である。図１１、図１２のいずれにおいても、（ａ）は電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の出力タイミングを、（ｂ）は双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを、（ｃ）は出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの出力タイミングを示している。縦軸は信号の状態を示し、横軸は時間を示している。 11 and 12 are diagrams for explaining the relationship between the ignition signal output to the bidirectional switches S1, S2, and S3 and the output voltages Vu, Vv, and Vw. 11 and 12, (a) shows the output timing of the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* , (b) shows the on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, S3, ( c) shows the output timing of the output voltages Vu, Vv, and Vw. The vertical axis indicates the signal state, and the horizontal axis indicates time.

図１１は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示していて、図１２は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示している。図１１、図１２に示した状態では、リアクトル５、６、７を流れる電流は前記したように力率が１であるため、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの電圧の極性は、それぞれ対応する交流電源の電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと等しくなる。 FIG. 11 shows the relationship between the ignition signal and the output voltages Vu, Vv, and Vw when Vu is positive and Vv and Vw are negative. FIG. 12 shows that Vu is negative and Vv and Vw are The relationship between the ignition signal and output voltages Vu, Vv, Vw in the case of positive polarity is shown. In the state shown in FIGS. 11 and 12, since the current flowing through the reactors 5, 6, and 7 has a power factor of 1 as described above, the polarities of the voltages of Vu, Vv, and Vw are respectively those of the corresponding AC power supplies. It becomes equal to the voltages Vr, Vs, Vt.

このような交流直流変換装置の従来技術としては、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３が挙げられる。特許文献１には、双方向スイッチを使った３レベル変換回路が記載されている（特許文献１の図１）。特許文献２及び特許文献３には、特許文献１に記載されている双方向スイッチの正電圧もしくは負電圧を交流端子に発生させるための双方向スイッチをダイオードとすることによって電力を交流から直流の一方向にのみ流す整流回路が記載されている（特許文献２、特許文献３ともに図１）。
特開昭５７−２０１７７号公報特開平５−１６１３５９号公報特開２００４−１７３４５５号公報 For example, Patent Literature 1, Patent Literature 2, and Patent Literature 3 include conventional techniques for such an AC / DC converter. Patent Document 1 describes a three-level conversion circuit using a bidirectional switch (FIG. 1 of Patent Document 1). In Patent Document 2 and Patent Document 3, the bidirectional switch for generating the positive voltage or the negative voltage of the bidirectional switch described in Patent Document 1 is used as a diode to change the power from AC to DC. A rectifier circuit that flows only in one direction is described (both Patent Document 2 and Patent Document 3 are shown in FIG. 1).
JP-A-57-20177 JP-A-5-161359 JP 2004-173455 A

しかしながら、図８に示した交流直流変換装置では、加算値Ｅｄが所望の値になるように回路を動作させる場合、負荷ＬＯＡＤのアンバランスやコンデンサ１７、１８の漏れ電流の違い等により、コンデンサ１７、１８のコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスになるという欠点がある。
図１３は、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のアンバランスを抑えるための従来技術を説明するための図である。図１３に示した従来技術は、コンデンサ１７、コンデンサ１８のアンバランスを抑えるため、バランス用抵抗４５、バランス用のＤＣ／ＤＣ変換（双方向チョッパ）回路４７を回路に追加している。また、アンバランスは、コンデンサ１７、コンデンサ１８の容量を大きくすることによっても抑えることが可能である。 However, in the AC / DC converter shown in FIG. 8, when the circuit is operated so that the added value Ed becomes a desired value, the capacitor 17 may be caused by an imbalance in the load LOAD or a difference in leakage current between the capacitors 17 and 18. , 18 capacitor voltages E1, E2 are unbalanced.
FIG. 13 is a diagram for explaining a conventional technique for suppressing the imbalance between the capacitor voltages E1 and E2. In the prior art shown in FIG. 13, a balancing resistor 45 and a balancing DC / DC conversion (bidirectional chopper) circuit 47 are added to the circuit in order to suppress unbalance of the capacitors 17 and 18. Further, the unbalance can be suppressed by increasing the capacitances of the capacitor 17 and the capacitor 18.

図１３に示したバランス用抵抗４５、バランス用のＤＣ／ＤＣ変換回路４７の追加やコンデンサの大型化は、回路構成を大型化し、ひいては交流直流変換装置が大型化する原因となる。
本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであって、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することを目的にする。 The addition of the balancing resistor 45 and the balancing DC / DC conversion circuit 47 and the increase in the size of the capacitor shown in FIG. 13 cause the circuit configuration to increase in size and the AC / DC converter to increase in size.
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide an AC / DC converter capable of suppressing the occurrence of voltage imbalance without increasing the circuit configuration.

以上の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の交流直流変換装置は、２つのダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、２つのコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、双方向制御可能な自己消弧形のスイッチと、を有する変換回路と、前記変換回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、を備える交流直流変換装置であって、前記変換回路が、前記スイッチが前記ダイオード直列回路における直列接続点と前記コンデンサ直列回路の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路が前記ダイオード直列回路のアノードとカソードとを接続して整流モジュールを構成し、前記整流モジュールが多相交流電源の各相にリアクトルを介して接続されて構成され、前記ＰＷＭ制御手段は、前記コンデンサ直列回路の前記コンデンサの各々にかかるコンデンサ電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、前記コンデンサ電圧検出手段によって検出された各コンデンサ電圧間の偏差量を算出する偏差量算出手段と、前記偏差量算出手段によって算出された偏差量に応じて当該偏差量を補正するための補正信号を出力する補正信号出力手段と、前記補正信号出力手段によって出力された補正信号によって前記各整流モジュールの前記スイッチを制御するための信号を補正する信号補正手段と、前記信号補正手段によって補正された信号によって前記コンデンサ直列回路の両端の電圧値を所定の値にするＰＷＭ回路と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, an AC / DC converter according to claim 1 of the present invention includes a diode series circuit in which two diodes are connected in series, a capacitor series circuit in which two capacitors are connected in series, and bidirectional control. AC / DC converter comprising: a conversion circuit having a possible self-extinguishing switch; and PWM control means for PWM-controlling the conversion circuit, wherein the conversion circuit is connected to the diode series circuit. A series connection point of the capacitor series circuit and a series connection point of the capacitor series circuit, the capacitor series circuit connects an anode and a cathode of the diode series circuit to constitute a rectification module, and the rectification module is a multiphase AC power source The PWM control means is configured to be connected to each phase of the capacitor series circuit by the reactor. The capacitor voltage detecting means for detecting the capacitor voltage applied to each of the sensors, the deviation amount calculating means for calculating the deviation amount between the capacitor voltages detected by the capacitor voltage detecting means, and the deviation amount calculating means A correction signal output means for outputting a correction signal for correcting the deviation amount according to the deviation amount, and a signal for controlling the switch of each rectifying module by the correction signal output by the correction signal output means. A signal correcting unit for correcting, and a PWM circuit for setting a voltage value at both ends of the capacitor series circuit to a predetermined value by a signal corrected by the signal correcting unit.

本発明の請求項２に記載の交流直流変換装置は、請求項１に記載の発明において、前記補正手段が、前記補正信号と、前記スイッチを制御するための制御信号とを加算して信号波加算信号を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記信号波加算信号に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする。
本発明の請求項３に記載の交流直流変換装置は、請求項１に記載の発明において、前記補正手段が、前記制御信号と比較される搬送波と前記補正信号とを加算した搬送波を生成し、前記ＰＷＭ回路は、前記加算搬送波に基づいて前記スイッチを制御することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, there is provided the AC / DC converter according to the first aspect, wherein the correcting means adds the correction signal and a control signal for controlling the switch to add a signal wave. An addition signal is generated, and the PWM circuit controls the switch based on the signal wave addition signal.
In the AC / DC converter according to claim 3 of the present invention, in the invention according to claim 1, the correction means generates a carrier wave obtained by adding the carrier wave to be compared with the control signal and the correction signal, The PWM circuit controls the switch based on the added carrier wave.

請求項１に記載の発明によれば、各コンデンサ電圧間の偏差量に応じた補正信号によって各整流モジュールのスイッチを制御するための信号を補正することができるから、スイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。
請求項２に記載の発明によれば、スイッチの制御信号を直接補正することによってスイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。
請求項３に記載の発明によれば、スイッチの制御信号と比較される搬送波を補正することによってスイッチがオン、オフするタイミングを電圧の偏差に応じて調整することができる。このため、コンデンサの充電時間が電圧の偏差に応じて調整され、各コンデンサにかかる電圧の偏差を抑えることができる。 According to the first aspect of the present invention, the signal for controlling the switch of each rectifying module can be corrected by the correction signal corresponding to the deviation amount between the capacitor voltages. Can be adjusted according to the voltage deviation. For this reason, the charging time of the capacitor is adjusted according to the voltage deviation, and the voltage deviation applied to each capacitor can be suppressed.
According to the second aspect of the invention, the timing at which the switch is turned on / off can be adjusted according to the voltage deviation by directly correcting the control signal of the switch. For this reason, the charging time of the capacitor is adjusted according to the voltage deviation, and the voltage deviation applied to each capacitor can be suppressed.
According to the third aspect of the present invention, the timing at which the switch is turned on / off can be adjusted in accordance with the voltage deviation by correcting the carrier wave compared with the control signal of the switch. For this reason, the charging time of the capacitor is adjusted according to the voltage deviation, and the voltage deviation applied to each capacitor can be suppressed.

以下、図を参照して本発明に係る交流直流変換装置の実施形態１、実施形態２を説明する。
(実施形態１）
・１回路構成
図１は、本発明の実施形態１の交流直流変換装置（以下、実施形態中では単に変換装置とも記す）の変換回路を説明するための図である。図示した変換回路は、３つのダイオード直列回路１０１、１０２、１０３を備えている。ダイオード直列回路１０１は、２つのダイオード８、９を直列に接続して構成されている。ダイオード直列回路１０２は２つのダイオード１０、１１を直列に接続して構成され、ダイオード直列回路１０３は、２つのダイオード１２、１３を直列に接続して構成されている。 Embodiments 1 and 2 of an AC / DC converter according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
1 Circuit Configuration FIG. 1 is a diagram for explaining a conversion circuit of an AC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention (hereinafter also simply referred to as a converter). The illustrated conversion circuit includes three diode series circuits 101, 102, and 103. The diode series circuit 101 is configured by connecting two diodes 8 and 9 in series. The diode series circuit 102 is configured by connecting two diodes 10 and 11 in series, and the diode series circuit 103 is configured by connecting two diodes 12 and 13 in series.

また、変換回路は、２つのコンデンサ１７、１８を直列接続したコンデンサ直列回路１０４と、双方向制御可能な自己消弧形の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３とを備えている。なお、ここでは、双方向制御可能とは正負両方向に電流を流す能力を有することをいい、自己消弧形のスイッチとは、入力した信号によってオン、オフする構成のスイッチをいう。 The conversion circuit also includes a capacitor series circuit 104 in which two capacitors 17 and 18 are connected in series, and self-extinguishing bi-directional switches S1, S2, and S3 that can be bi-directionally controlled. Here, bidirectional controllable means having the ability to flow current in both positive and negative directions, and the self-extinguishing switch refers to a switch that is turned on and off by an input signal.

図１に示した変換回路は、双方向スイッチＳ１がダイオード直列回路１０１における直列接続点Ｐ１とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続している。また、双方向スイッチＳ２がダイオード直列回路１０２における直列接続点Ｐ２とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続し、双方向スイッチＳ３がダイオード直列回路１０３における直列接続点Ｐ３とコンデンサ直列回路１０４の直列接続点Ｐ４とを接続している。
コンデンサ直列回路１０４は、ダイオード直列回路１０１、１０２、１０３のアノードとカソードとを接続して整流モジュール１００を構成している。整流モジュール１００は、多相の交流電源１のＶｒ、Ｖｓ、Ｖｔの各相にリアクトル５、６、７を介して接続されている。 In the conversion circuit shown in FIG. 1, the bidirectional switch S1 connects the series connection point P1 in the diode series circuit 101 and the series connection point P4 in the capacitor series circuit 104. The bidirectional switch S2 connects the series connection point P2 of the diode series circuit 102 and the series connection point P4 of the capacitor series circuit 104, and the bidirectional switch S3 connects the series connection point P3 of the diode series circuit 103 and the capacitor series circuit 104. Are connected to the series connection point P4.
The capacitor series circuit 104 constitutes the rectification module 100 by connecting the anode and cathode of the diode series circuits 101, 102, and 103. The rectifying module 100 is connected to the Vr, Vs, and Vt phases of the multiphase AC power supply 1 via the reactors 5, 6, and 7.

変換回路は、電圧Ｅｄをコンデンサ１７にかかる電圧（コンデンサ電圧）Ｅ１と、コンデンサ１８にかかるコンデンサ電圧Ｅ２とに分割して測定する電圧検出器２０、２１を備えている。電圧検出器２０は、コンデンサ１７にかかるコンデンサ電圧を検出する。また、電圧検出器２１は、コンデンサ１８にかかるコンデンサ電圧を検出する。このような電圧検出器２０、２１は、図２に示す回路と共に実施形態１のコンデンサ電圧検出手段として機能する。 The conversion circuit includes voltage detectors 20 and 21 that divide and measure the voltage Ed into a voltage (capacitor voltage) E1 applied to the capacitor 17 and a capacitor voltage E2 applied to the capacitor 18. The voltage detector 20 detects the capacitor voltage applied to the capacitor 17. The voltage detector 21 detects a capacitor voltage applied to the capacitor 18. Such voltage detectors 20 and 21 together with the circuit shown in FIG. 2 function as the capacitor voltage detection means of the first embodiment.

図２は、実施形態１のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。図２に示した回路は、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）２６、乗算回路２７、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）３１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３３を備えている。ＡＶＲ２６は、コンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ^*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。 FIG. 2 is a diagram for explaining the capacitor voltage detecting means of the first embodiment. The circuit shown in FIG. 2 includes an AVR (Automatic Voltage Regulator) 26, a multiplier circuit 27, an ACR (Automatic Current Regulator) 31, and a PWM (Pulse Width Modulation) circuit 33. The AVR 26 detects a deviation between the added value Ed of the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2 and the set value Ed ^* of the added value Ed. Then, the current amplitude command value is output to the multiplication circuit 27 based on the detected deviation.

乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する。なお、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、ＰＷＭ制御のため双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するための制御信号である。 The multiplication circuit 27 multiplies the current amplitude command value and the reference sine waves Vrref, Vsref, and Vtref in phase with the AC power supply 1 to generate current command values Ir ^* , Is ^* , and It ^* that obtain a power factor of 1. The ACR 31 is a voltage command value to be output as the output voltages Vu, Vv, Vw based on the deviation between the current command values Ir ^* , Is ^* , It ^* and the currents IL1, IL2, IL3 flowing through the reactors 5, 6, 7. Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are generated. The voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are control signals for controlling the bidirectional switches S1, S2, S3 for PWM control.

図２における以上述べた構成は、図７に示した構成と同様のものである。
さらに、図２に示した回路は、電圧検出器２０、２１によってそれぞれ検出されたコンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２間の偏差量を算出する減算回路２５、算出された偏差量に応じてこの偏差量を補正するための補正信号を出力する調節器ＡλＲ３４、補正信号と電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*とを加算する加算回路３２を備えている。
減算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ１とコンデンサ電圧Ｅ２との差分を求めることによって両者の偏差量を算出する。減算回路２５は、実施形態１の偏差量算出手段として機能する。また、調節器ＡλＲ３４は、実施形態１の補正信号出力手段として機能する。 The configuration described above in FIG. 2 is the same as the configuration shown in FIG.
Further, the circuit shown in FIG. 2 includes a subtraction circuit 25 that calculates a deviation amount between the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2 detected by the voltage detectors 20 and 21, respectively, and the deviation amount according to the calculated deviation amount. And an adder circuit 32 that adds the correction signal and the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* .
The subtraction circuit 25 calculates the difference between the two by obtaining the difference between the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2. The subtraction circuit 25 functions as a deviation amount calculation unit of the first embodiment. The adjuster AλR34 functions as a correction signal output unit of the first embodiment.

加算回路３２は、調節器ＡλＲ３４によって発生された補正信号によって各整流モジュールの双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の制御信号を補正する。つまり、ＡＣＲ３１は双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の制御信号である電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を出力している。調節器ＡλＲ３４によって発生された補正信号は、加算回路３２において電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に一括して加算される。加算によって、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２間の偏差を打ち消すように補正される。加算後の信号を、実施形態１の信号波加算信号とする。 The adder circuit 32 corrects the control signals of the bidirectional switches S1, S2, and S3 of each rectifying module based on the correction signal generated by the regulator AλR34. That is, the ACR 31 outputs voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* that are control signals for the bidirectional switches S1, S2, and S3. The correction signal generated by the adjuster AλR34 is collectively added to the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* in the adding circuit 32. By the addition, the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are corrected so as to cancel the deviation between the capacitor voltages E1, E2. The signal after the addition is used as the signal wave addition signal of the first embodiment.

なお、このような加算回路３２は、実施形態１の信号補正手段として機能する。
信号波加算信号は、ＰＷＭ回路３３に入力される。ＰＷＭ回路３３は、信号波加算信号によって各整流モジュールの双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御し、コンデンサ直列回路１０４の両端の電圧値Ｅｄを所定の値にする。この制御は、ＰＷＭ回路３３が、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を発生するための点弧信号を双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に出力してスイッチングさせることによって行われる。制御により、実施形態１は、コンデンサ回路１０４のアンバランスが打ち消されるようにリアクトル５、６、７を流れる電流を制御することができる。 Note that such an adder circuit 32 functions as signal correction means of the first embodiment.
The signal wave addition signal is input to the PWM circuit 33. The PWM circuit 33 controls the bidirectional switches S1, S2, and S3 of each rectifying module by the signal wave addition signal, and sets the voltage value Ed at both ends of the capacitor series circuit 104 to a predetermined value. This control is performed by the PWM circuit 33 outputting an ignition signal for generating the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* to the bidirectional switches S1, S2, S3 for switching. According to the control, the first embodiment can control the current flowing through the reactors 5, 6, and 7 so that the unbalance of the capacitor circuit 104 is canceled.

すなわち、加算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ２からコンデンサ電圧Ｅ１を差し引いて偏差としているから、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２である場合、プラスの偏差量を算出する。したがって、信号波加算信号は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を全体的にプラス側にシフトさせた信号になる。また、反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２である場合、偏差量はマイナスとなるから、信号波加算信号は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が全体的にマイナス側にシフトした信号になる。 That is, the adding circuit 25 subtracts the capacitor voltage E1 from the capacitor voltage E2 to obtain a deviation. Therefore, when the capacitor voltage E1 <the capacitor voltage E2, the plus deviation amount is calculated. Therefore, the signal wave addition signal is a signal obtained by shifting the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* to the plus side as a whole. On the other hand, when capacitor voltage E1> capacitor voltage E2, the deviation amount is negative, so that the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are shifted to the negative side as a whole. Become a signal.

ＰＷＭ回路３３は、信号波加算信号を入力する。そして、図１０に示したのと同様に、信号波加算信号が正極性であれば、比較器４０が信号波加算信号を搬送波ＣＡＲＲ１と比較する。また、負極性であれば、比較器４１が、信号波加算信号を搬送波ＣＡＲＲ２と比較する。
搬送波ＣＡＲＲ１との比較では、信号波加算信号が下がるほど比較器４０の出力のデューティ比が高くなり、０以下になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる。搬送波ＣＡＲＲ２との比較では、信号波加算信号が上がるほど比較器４１の出力のデューティ比が高くなり、０以上になると全ての双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる
加算回路４２は、比較器４０、比較器４１の比較結果の論理積をとって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３に点弧信号を出力する。 The PWM circuit 33 inputs a signal wave addition signal. Then, as shown in FIG. 10, if the signal wave addition signal is positive, the comparator 40 compares the signal wave addition signal with the carrier wave CARR1. If the polarity is negative, the comparator 41 compares the signal wave addition signal with the carrier wave CARR2.
In comparison with the carrier wave CARR1, the duty ratio of the output of the comparator 40 increases as the signal wave addition signal decreases, and when it becomes 0 or less, all the bidirectional switches S1, S2, S3 are turned on. In comparison with the carrier CARR2, the duty ratio of the output of the comparator 41 increases as the signal wave addition signal increases, and all bidirectional switches S1, S2 and S3 are turned on when the signal becomes 0 or more. A logical product of the comparison results of the comparator 40 and the comparator 41 is taken and an ignition signal is output to the bidirectional switches S1, S2, and S3.

・ＰＷＭ制御
以下、偏差量とコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２の補正について詳細に説明する。
図３は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。 PWM control Hereinafter, the correction of the deviation amount and the capacitor voltages E1 and E2 will be described in detail.
FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the balance state of the capacitor voltages E1 and E2 and the ignition signal with reference to the PWM signal when Vu is positive and Vv and Vw are negative. A solid line in the figure indicates an ignition signal output in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced (E1 = E2). A broken line indicates an ignition signal output when the capacitor voltages E1 and E2 are in an unbalanced state (E1 <E2).

図３（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２とを比較して示す図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図３（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。 FIG. 3A is a diagram comparing the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* with the carrier waves CARR1 and CARR2. (B) shows the ON / OFF timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3. In the figure, a, b, c, d, e, f, and g indicate the ON and OFF intervals of the bidirectional switches S1, S2, and S3 in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced. . 3A and 3B, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the signal output timing or the on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3.

双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の状態により、変換回路は、以下の６つの状態を順に取る。各状態を実施形態１ではモードと記し、６つの状態をそれぞれモード１ないしモード６と記す。
なお、モード１ないし６は、動作の過程で変換回路がとる状態を動作の順にしたがって記したものである。モード２とモード６、モード３とモード５が同じ状態であるのは、変換回路が動作の過程で同じ状態になることを示す。
モード１双方向スイッチＳ１のみがオン状態（ａ）。
モード１では、電流が、リアクトル５→双方向スイッチＳ１→コンデンサ１８→ダイオード１３／ダイオード１１→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。 Depending on the state of the bidirectional switches S1, S2, and S3, the conversion circuit sequentially takes the following six states. In the first embodiment, each state is referred to as a mode, and the six states are referred to as mode 1 to mode 6, respectively.
Modes 1 to 6 describe the states that the conversion circuit takes in the process of operation in the order of operation. The mode 2 and mode 6 and the mode 3 and mode 5 are in the same state indicates that the conversion circuit is in the same state during the operation.
Mode 1 Only the bidirectional switch S1 is in the ON state (a).
In mode 1, current flows through the path of reactor 5 → bidirectional switch S1 → capacitor 18 → diode 13 / diode 11 → reactor 6 / reactor 7 → AC power source 1 → reactor 5.

モード２双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｂ）。
モード２では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１１／ダイオード１３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード３双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｃ）。
モード３では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２→リアクトル６→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１３→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード４双方向スイッチＳ２、Ｓ３がオン状態（ｄ）。
モード４では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２／双方向スイッチＳ３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。 Mode 2 The bidirectional switches S1, S2, and S3 are all turned off (b).
In mode 2, current flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 11 / diode 13 → reactor 6 / reactor 7 → AC power source 1 → reactor 5.
Mode 3 Only the bidirectional switch S2 is on (c).
In mode 3, current flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → bidirectional switch S2 → reactor 6 → AC power supply 1 → reactor 5.
Further, it flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 13 → reactor 7 → AC power supply 1 → reactor 5.
Mode 4 The bidirectional switches S2 and S3 are on (d).
In mode 4, current flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → bidirectional switch S2 / bidirectional switch S3 → reactor 6 / reactor 7 → AC power source 1 → reactor 5.

モード５双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｅ）。
モード５では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ２→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１３→リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード６双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｆ）。
モード６では、電流が、リアクトル５→ダイオード８→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード１１／ダイオード１３→リアクトル６／リアクトル７→交流電源１→リアクトル５の経路を通って流れる。 Mode 5 Only the bidirectional switch S2 is in the ON state (e).
In mode 5, the current flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → bidirectional switch S2 → reactor 7 → AC power source 1 → reactor 5.
Further, it flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 13 → reactor 7 → AC power supply 1 → reactor 5.
Mode 6 The bidirectional switches S1, S2, and S3 are all turned off (f).
In mode 6, current flows through the path of reactor 5 → diode 8 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 11 / diode 13 → reactor 6 / reactor 7 → AC power source 1 → reactor 5.

このような変換回路において、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*がプラス側にシフトする（図３（ａ））。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し（図３（ｂ））、上記したモードのうちモード１の期間が短くなる。また、モード４の期間が長くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。
コンデンサ１８は、モード１の期間充電される。また、コンデンサ１７は、モード４の期間充電される。つまり、モード１の期間が短くなり、モード４の期間が長くなることによってコンデンサ電圧Ｅ２が低下し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が上昇する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。 In such a conversion circuit, when the imbalance of capacitor voltage E1 <capacitor voltage E2 is corrected, the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are shifted to the plus side (FIG. 3A). The on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3 is changed by the shift (FIG. 3B), and the mode 1 period of the above-described modes is shortened. Further, the period of mode 4 becomes longer, and the periods of modes 2, 3, 5, and 6 do not change.
The capacitor 18 is charged during the mode 1 period. The capacitor 17 is charged during the mode 4 period. That is, the mode 1 period is shortened, and the mode 4 period is lengthened, whereby the capacitor voltage E2 is lowered and the capacitor voltage E1 is raised. Therefore, according to such control, the unbalance of capacitor voltage E1 <capacitor voltage E2 can be eliminated.

反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*がマイナス側にシフトする。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し、モード１の期間が長くなる。また、モード４の期間が短くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。したがって、コンデンサ電圧Ｅ２が上昇し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が低下する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。 On the contrary, when the imbalance of capacitor voltage E1> capacitor voltage E2 is corrected, the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* shift to the minus side. The on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3 changes due to the shift, and the period of mode 1 becomes longer. Further, the period of mode 4 is shortened, and the periods of modes 2, 3, 5, and 6 are not changed. Therefore, the capacitor voltage E2 increases and the capacitor voltage E1 decreases. Therefore, according to such control, the unbalance of capacitor voltage E1> capacitor voltage E2 can be eliminated.

図４は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図４（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２とを比較して示す図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図４（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。 FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the balance state of the capacitor voltages E1 and E2 and the ignition signal with reference to the PWM signal when Vu is negative and Vv and Vw are positive. A solid line in the figure indicates an ignition signal output in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced (E1 = E2). A broken line indicates an ignition signal output when the capacitor voltages E1 and E2 are in an unbalanced state (E1 <E2).
FIG. 4A is a diagram comparing the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* with the carrier waves CARR1 and CARR2. (B) shows the ON / OFF timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3. In the figure, a, b, c, d, e, f, and g indicate the ON and OFF intervals of the bidirectional switches S1, S2, and S3 in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced. . 4A and 4B, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents signal output timing or on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3.

このような変換回路は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフの組み合わせによって順に６つの状態を取る。各状態を実施形態１ではモードと記し、６つの状態をそれぞれモード１ないしモード６と記す。以下、各モードの電流が流れる経路について説明する。
モード１双方向スイッチＳ１のみがオン状態（ａ）。
モード１では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→双方向スイッチＳ１→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード２双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｂ）。
モード２では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。 Such a conversion circuit sequentially takes six states depending on the combination of ON and OFF of the bidirectional switches S1, S2, and S3. In the first embodiment, each state is referred to as a mode, and the six states are referred to as mode 1 to mode 6, respectively. Hereinafter, the path through which the current in each mode flows will be described.
Mode 1 Only the bidirectional switch S1 is in the ON state (a).
In mode 1, current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 / reactor 7 → diode 10 / diode 12 → capacitor 17 → bidirectional switch S1 → reactor 5.
Mode 2 The bidirectional switches S1, S2, and S3 are all turned off (b).
In mode 2, current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 / reactor 7 → diode 10 / diode 12 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.

モード３双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｃ）。
モード３では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６→双方向スイッチＳ２→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→交流電源１→リアクトル７→ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード４双方向スイッチＳ２、Ｓ３がオン状態（ｄ）。
モード４では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→双方向スイッチＳ２／双方向スイッチＳ３→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。 Mode 3 Only the bidirectional switch S2 is on (c).
In mode 3, a current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 → bidirectional switch S2 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.
Further, it flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 7 → diode 12 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.
Mode 4 The bidirectional switches S2 and S3 are on (d).
In mode 4, current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 / reactor 7 → bidirectional switch S2 / bidirectional switch S3 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.

モード５双方向スイッチＳ２のみがオン状態（ｅ）。
モード５では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６→双方向スイッチＳ２→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
また、リアクトル５→交流電源１→リアクトル７→ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。
モード６双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が全てオフ状態（ｆ）。
モード６では、電流が、リアクトル５→交流電源１→リアクトル６／リアクトル７→ダイオード１０／ダイオード１２→コンデンサ１７→コンデンサ１８→ダイオード９→リアクトル５の経路を通って流れる。 Mode 5 Only the bidirectional switch S2 is in the ON state (e).
In mode 5, current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 → bidirectional switch S2 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.
Further, it flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 7 → diode 12 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.
Mode 6 The bidirectional switches S1, S2, and S3 are all turned off (f).
In mode 6, current flows through the path of reactor 5 → AC power source 1 → reactor 6 / reactor 7 → diode 10 / diode 12 → capacitor 17 → capacitor 18 → diode 9 → reactor 5.

このような変換回路において、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*がプラス側にシフトする（図４（ａ））。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し（図４（ｂ））、上記したモードのうちモード１の期間が長くなる。また、モード４の期間が短くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。
コンデンサ１８は、モード１の期間充電される。また、コンデンサ１７は、モード４の期間充電される。つまり、モード１の期間が長くなり、モード４の期間が短くなることによってコンデンサ電圧Ｅ２が低下し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が上昇する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。 In such a conversion circuit, when the imbalance of capacitor voltage E1 <capacitor voltage E2 is corrected, the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are shifted to the plus side (FIG. 4A). The on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3 changes due to the shift (FIG. 4B), and the mode 1 period of the above modes becomes longer. Further, the period of mode 4 is shortened, and the periods of modes 2, 3, 5, and 6 are not changed.
The capacitor 18 is charged during the mode 1 period. The capacitor 17 is charged during the mode 4 period. That is, the period of mode 1 becomes longer and the period of mode 4 becomes shorter, so that the capacitor voltage E2 decreases and the capacitor voltage E1 increases. Therefore, according to such control, the unbalance of capacitor voltage E1 <capacitor voltage E2 can be eliminated.

反対に、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを補正すると、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*がマイナス側にシフトする。シフトによって双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングが変化し、モード１の期間が短くなる。また、モード４の期間が長くなり、モード２、３、５、６の期間は変化しない。したがって、コンデンサ電圧Ｅ２が上昇し、かつコンデンサ電圧Ｅ１が低下する。したがって、このような制御によれば、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスを解消することができる。 On the contrary, when the imbalance of capacitor voltage E1> capacitor voltage E2 is corrected, the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* shift to the minus side. The on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3 changes due to the shift, and the mode 1 period is shortened. Further, the period of mode 4 becomes longer, and the periods of modes 2, 3, 5, and 6 do not change. Therefore, the capacitor voltage E2 increases and the capacitor voltage E1 decreases. Therefore, according to such control, the unbalance of capacitor voltage E1> capacitor voltage E2 can be eliminated.

なお、上記した動作は、Ｕ相電圧に着目して説明をしたものである。実施形態１は、Ｕ相電圧についてばかりでなく、Ｖ相、Ｗ相についても、以上述べたリアクトルやダイオードの素子に対応する素子に電流を流すことによって同様に制御することができる。したがって、他の相についても、コンデンサ電圧Ｅ１＜コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスは電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をプラス側にシフトさせて補正することができる。また、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２のアンバランスは電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をマイナス側にシフトさせて補正することができる。 Note that the above-described operation has been described focusing on the U-phase voltage. In the first embodiment, not only the U-phase voltage but also the V-phase and W-phase can be controlled in the same manner by passing a current through the elements corresponding to the reactor and diode elements described above. Therefore, for other phases, the unbalance of capacitor voltage E1 <capacitor voltage E2 can be corrected by shifting voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* to the plus side. Further, the imbalance of the capacitor voltage E1> the capacitor voltage E2 can be corrected by shifting the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* to the minus side.

このような実施形態１によれば、電圧検出器２０、２１、加算回路、調節器ＡλＲ３４を設けることによってコンデンサ電圧間のアンバランスを防ぐことができる。このような素子の追加は、双方向チョッパや抵抗の追加、コンデンサの大型化よりも変換装置の大型化を防ぐことに有利である。したがって、実施形態１は、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することができる。 According to the first embodiment, it is possible to prevent imbalance between the capacitor voltages by providing the voltage detectors 20 and 21, the adding circuit, and the regulator AλR34. The addition of such an element is more advantageous in preventing the conversion device from becoming larger than the addition of a bidirectional chopper, a resistor, and a capacitor. Therefore, Embodiment 1 can provide an AC / DC converter that can suppress the occurrence of voltage imbalance without increasing the circuit configuration.

（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２について説明する。
実施形態２は、調節器ＡλＲ３４によって生成された補正信号を、制御信号である電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と比較される搬送波と加算した加算搬送波を生成する。そして、ＰＷＭ回路３３が、加算搬送波に基づいて双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するものである。なお、実施形態２の変換装置の変換回路は、実施形態１と同様の構成であるから図示及び説明を省くものとする。 (Embodiment 2)
Next, Embodiment 2 of the present invention will be described.
In the second embodiment, an addition carrier wave is generated by adding the correction signal generated by the adjuster AλR34 to the carrier wave to be compared with the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* that are control signals. The PWM circuit 33 controls the bidirectional switches S1, S2, and S3 based on the added carrier wave. In addition, since the conversion circuit of the conversion apparatus of Embodiment 2 is the same structure as Embodiment 1, it shall omit illustration and description.

図５は、実施形態２のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。図５に示した回路は、ＡＶＲ２６、乗算回路２７、ＡＣＲ３１を備えている。ＡＶＲ２６は、コンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２の加算値Ｅｄと加算値Ｅｄの設定値Ｅｄ^*との偏差を検出する。そして、検出された偏差によって電流振幅指令値を乗算回路２７に出力する。
乗算回路２７では、電流振幅指令値と交流電源１と同相の基準正弦波Ｖｒref、Ｖｓref、Ｖｔrefとが掛け合わされて力率１を得る電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*が生成される。ＡＣＲ３１は、電流指令値Ｉｒ^*、Ｉｓ^*、Ｉｔ^*とリアクトル５、６、７を流れる電流ＩL1、ＩL2、ＩL３との偏差に基づいて出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして出力されるべき電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する。なお、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、ＰＷＭ制御のため双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を制御するための制御信号である。 FIG. 5 is a diagram for explaining the capacitor voltage detecting means of the second embodiment. The circuit shown in FIG. 5 includes an AVR 26, a multiplier circuit 27, and an ACR 31. The AVR 26 detects a deviation between the added value Ed of the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2 and the set value Ed ^* of the added value Ed. Then, the current amplitude command value is output to the multiplication circuit 27 based on the detected deviation.
The multiplication circuit 27 multiplies the current amplitude command value and the reference sine waves Vrref, Vsref, and Vtref in phase with the AC power supply 1 to generate current command values Ir ^* , Is ^* , and It ^* that obtain a power factor of 1. The ACR 31 is a voltage command value to be output as the output voltages Vu, Vv, Vw based on the deviation between the current command values Ir ^* , Is ^* , It ^* and the currents IL1, IL2, IL3 flowing through the reactors 5, 6, 7. Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are generated. The voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* are control signals for controlling the bidirectional switches S1, S2, S3 for PWM control.

また、図５に示した回路は、電圧検出器２０、２１によって検出されたコンデンサ電圧Ｅ１、コンデンサ電圧Ｅ２間の偏差量を算出する減算回路２５、算出された偏差量に応じてこの偏差量を補正するための補正信号を出力する調節器ＡλＲ３４を備えている。
図５における以上述べた構成は、図２に示した回路と同様のものである。ただし、図５の回路では、ＰＷＭ回路５００が、回路内で発生する搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２と調節器ＡλＲ３４によって出力された補正信号とを加算する加算回路４３、４４を備えている点で実施形態１のＰＷＭ回路３３と相違する。このような実施形態２において、加算回路４３、４４は、実施形態２の信号補正手段として機能する。 Further, the circuit shown in FIG. 5 has a subtraction circuit 25 that calculates a deviation amount between the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2 detected by the voltage detectors 20 and 21, and the deviation amount according to the calculated deviation amount. An adjuster AλR34 that outputs a correction signal for correction is provided.
The configuration described above in FIG. 5 is the same as the circuit shown in FIG. However, in the circuit of FIG. 5, the PWM circuit 500 includes the addition circuits 43 and 44 for adding the carrier waves CARR1 and CARR2 generated in the circuit and the correction signal output by the regulator AλR34. This is different from the PWM circuit 33 of FIG. In the second embodiment, the adder circuits 43 and 44 function as signal correction means of the second embodiment.

実施形態２においても、減算回路２５は、コンデンサ電圧Ｅ１とコンデンサ電圧Ｅ２との差分を求めることによって両者の偏差量を算出する。算出された偏差量は、調節器ＡλＲ３４に入力し、調節器ＡλＲ３４は偏差量を補正するための補正信号を出力する。出力された補正信号は、ＰＷＭ回路５００に入力される。
入力された補正信号は、ＰＷＭ回路５００において極性反転され、加算回路４３においてＣＡＲＲ１と加算される。また、加算回路４４においてＣＡＲＲ２と加算される。実施形態２では、補正信号と加算されたＣＡＲＲ１を加算搬送波１、補正信号と加算されたＣＡＲＲ２を加算搬送波２と以降記すものとする。
ＰＷＭ回路５００は、実施形態１と同様に、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を入力する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、正極性であれば加算搬送波１と比較される。また、負極性であれば、加算搬送波２と比較される。 Also in the second embodiment, the subtraction circuit 25 calculates the difference between the two by obtaining the difference between the capacitor voltage E1 and the capacitor voltage E2. The calculated deviation amount is input to the adjuster AλR34, and the adjuster AλR34 outputs a correction signal for correcting the deviation amount. The output correction signal is input to the PWM circuit 500.
The input correction signal is inverted in polarity in the PWM circuit 500 and added to CARR 1 in the adder circuit 43. Further, the addition circuit 44 adds the value to CARR2. In the second embodiment, CARR1 added to the correction signal is referred to as an added carrier 1, and CARR2 added to the correction signal is referred to as an added carrier 2 hereinafter.
The PWM circuit 500 receives voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* as in the first embodiment. The voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are compared with the additional carrier wave 1 if they are positive. If it is negative, it is compared with the additional carrier wave 2.

図６は、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図６（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２（実線で示す）、加算搬送波１、加算搬送波２（破線で示す）との比較を説明するための図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図６（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。 FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the balance state of the capacitor voltages E1 and E2 and the ignition signal with reference to the PWM signal when Vu is positive and Vv and Vw are negative. A solid line in the figure indicates an ignition signal output in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced (E1 = E2). A broken line indicates an ignition signal output when the capacitor voltages E1 and E2 are in an unbalanced state (E1 <E2).
FIG. 6A is a diagram for explaining a comparison between the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* and the carrier waves CARR1 and CARR2 (shown by solid lines), the added carrier 1 and the added carrier 2 (shown by broken lines). It is. (B) shows the ON / OFF timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3. In the figure, a, b, c, d, e, f, and g indicate the ON and OFF intervals of the bidirectional switches S1, S2, and S3 in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced. . 6A and 6B, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents signal output timing or on / off timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3.

図７は、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にし、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。図中の実線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれている状態（Ｅ１＝Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。破線はコンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２がアンバランスな状態（Ｅ１＜Ｅ２）に出力される点弧信号を示す。
図７（ａ）は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２（実線で示す）、加算搬送波１、加算搬送波２（破線で示す）との比較を説明するための図である。（ｂ）は、双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフのタイミングを示している。図中に示したａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇは、コンデンサ電圧Ｅ１、Ｅ２のバランスがとれた状態の双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン間隔、オフ間隔を示している。図７（ａ）、（ｂ）の横軸はいずれも時間ｔであって、縦軸は信号の出力タイミングまたは双方向スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のオン、オフタイミングを示している。 FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the balance state of the capacitor voltages E1 and E2 and the ignition signal with reference to the PWM signal when Vu is negative and Vv and Vw are positive. A solid line in the figure indicates an ignition signal output in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced (E1 = E2). A broken line indicates an ignition signal output when the capacitor voltages E1 and E2 are in an unbalanced state (E1 <E2).
FIG. 7A is a diagram for explaining a comparison between the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* and the carrier waves CARR1 and CARR2 (shown by solid lines), the added carrier 1 and the added carrier 2 (shown by broken lines). It is. (B) shows the ON / OFF timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3. In the figure, a, b, c, d, e, f, and g indicate the ON and OFF intervals of the bidirectional switches S1, S2, and S3 in a state where the capacitor voltages E1 and E2 are balanced. . In each of FIGS. 7A and 7B, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents signal output timing or ON / OFF timing of the bidirectional switches S1, S2, and S3.

図６、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、加算搬送波１、加算搬送波２は、搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２よりもマイナス側にシフトしている。このため、実施形態２は、補正信号によって電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をプラス側にシフトさせた実施形態１と同様に、双方スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のスイッチングタイミングを変更することができる。
また、図示を省くが、コンデンサ電圧Ｅ１＞コンデンサ電圧Ｅ２の状態のアンバランスが発生していれば、加算搬送波１、加算搬送波２は、搬送波ＣＡＲＲ１、ＣＡＲＲ２よりもプラス側にシフトする。このため、補正信号によって電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をマイナス側にシフトさせる実施形態１と同様に、双方スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３のスイッチングタイミングを変更することができる。 As shown in FIGS. 6, 7A, and 7B, the added carrier 1 and the added carrier 2 are shifted to the minus side of the carriers CARR1 and CARR2. For this reason, in the second embodiment, the switching timings of the two switches S1, S2, and S3 are changed as in the first embodiment in which the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are shifted to the plus side by the correction signal. Can do.
Although not shown in the figure, if an imbalance of the condition of capacitor voltage E1> capacitor voltage E2 occurs, the added carrier 1 and the added carrier 2 are shifted to the plus side with respect to the carriers CARR1 and CARR2. For this reason, the switching timings of the switches S1, S2, and S3 can be changed as in the first embodiment in which the voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* are shifted to the minus side by the correction signal.

このような実施形態２によれば、電圧検出器２０、２１、加算回路、調節器ＡλＲ３４を設けることによってコンデンサ電圧間のアンバランスを防ぐことができる。このような素子の追加は、双方向チョッパや抵抗の追加、コンデンサの大型化よりも変換装置の大型化を防ぐことに有利である。したがって、実施形態２は、実施形態１と同様に、回路構成を大型化することなく電圧のアンバランスの発生を抑止できる交流直流変換装置を提供することができる。 According to the second embodiment, it is possible to prevent imbalance between the capacitor voltages by providing the voltage detectors 20 and 21, the adding circuit, and the regulator AλR34. The addition of such an element is more advantageous in preventing the conversion device from becoming larger than the addition of a bidirectional chopper, a resistor, and a capacitor. Therefore, the second embodiment can provide an AC / DC converter that can suppress the occurrence of voltage imbalance without increasing the circuit configuration, as in the first embodiment.

本発明の実施形態１の交流直流変換装置の変換回路を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the conversion circuit of the alternating current direct current converter of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の、コンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the capacitor voltage detection means of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the relationship between the balance state of a capacitor voltage and an ignition signal on the basis of the PWM signal in case Vu is positive polarity and Vv and Vw are negative polarity of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the relationship between the balance state of a capacitor voltage, and an ignition signal on the basis of the PWM signal in case Vu is negative polarity and Vv and Vw are positive polarity of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態２のコンデンサ電圧検出手段を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the capacitor voltage detection means of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施形態２の、Ｖｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the relationship between the balance state of a capacitor voltage and an ignition signal on the basis of the PWM signal in case Vu is positive polarity and Vv and Vw are negative polarity of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施形態２の、Ｖｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性である場合のＰＷＭ信号を基準にしてコンデンサ電圧のバランス状態と点弧信号との関係を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the relationship between the balance state of a capacitor voltage, and an ignition signal on the basis of the PWM signal in case Vu is negative polarity and Vv and Vw are positive polarity of Embodiment 2 of this invention. 本発明における従来の交流直流変換装置の一例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating an example of the conventional AC / DC converter in this invention. 図８に示した交流直流変換装置を制御する構成を説明するためのブロック図である。It is a block diagram for demonstrating the structure which controls the alternating current direct current | flow converter shown in FIG. 図９に示したＰＷＭ回路の動作を説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the PWM circuit shown in FIG. 9. 従来技術のＶｕが正極性、Ｖｖ、Ｖｗが負極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the ignition signal and output voltage Vu, Vv, Vw in case Vu of a prior art is positive polarity and Vv, Vw is negative polarity. 従来技術のＶｕが負極性、Ｖｖ、Ｖｗが正極性の場合の点弧信号と出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the ignition signal and output voltage Vu, Vv, Vw in case Vu of a prior art is negative polarity and Vv, Vw is positive polarity. コンデンサ電圧のアンバランスを抑えるための従来技術を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the prior art for suppressing the imbalance of a capacitor voltage.

Explanation of symbols

１交流電源、５，６，７リアクトル
８，９，１０，１１，１２，１３ダイオード、１７，１８コンデンサ
２０，２１電圧検出器、２５，３２，４２，４３，４４加算回路
２７乗算回路、３１ＡＣＲ、３３，５００ＰＷＭ回路
３４調節器ＡλＲ、４０，４１比較器
１０１，１０２，１０３ダイオード直列回路、１０４コンデンサ直列回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３双方スイッチ 1 AC power supply, 5, 6, 7 reactor 8, 9, 10, 11, 12, 13 Diode, 17, 18 Capacitor 20, 21 Voltage detector, 25, 32, 42, 43, 44 Adder circuit 27 Multiplier circuit, 31 ACR, 33,500 PWM circuit 34 regulator AλR, 40, 41 comparator 101, 102, 103 diode series circuit, 104 capacitor series circuit S1, S2, S3 both switches

Claims

A conversion circuit having a diode series circuit in which two diodes are connected in series, a capacitor series circuit in which two capacitors are connected in series, and a self-extinguishing switch capable of bidirectional control, and PWM control of the conversion circuit An AC / DC converter comprising: PWM control means;
The conversion circuit includes:
The switch connects a series connection point in the diode series circuit and a series connection point of the capacitor series circuit, and the capacitor series circuit connects an anode and a cathode of the diode series circuit to form a rectification module, The rectifying module is configured to be connected to each phase of the multiphase AC power supply via a reactor,
The PWM control means includes
Capacitor voltage detection means for detecting a capacitor voltage applied to each of the capacitors of the capacitor series circuit;
Deviation amount calculating means for calculating a deviation amount between the capacitor voltages detected by the capacitor voltage detecting means;
A correction signal output means for outputting a correction signal for correcting the deviation amount according to the deviation amount calculated by the deviation amount calculation means;
Signal correction means for correcting a signal for controlling the switch of each rectifying module by the correction signal output by the correction signal output means;
A PWM circuit for setting a voltage value at both ends of the capacitor series circuit to a predetermined value by a signal corrected by the signal correction means;
An AC / DC converter characterized by comprising:

The correction means adds the correction signal and a control signal for controlling the switch to generate a signal wave addition signal, and the PWM circuit controls the switch based on the signal wave addition signal The AC / DC converter according to claim 1.

The correction means generates an addition carrier wave obtained by adding a carrier wave to be compared with the control signal and the correction signal, and the PWM circuit controls the switch based on the addition carrier wave. 1. The AC / DC converter according to 1.