JP2011120325A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、例えば太陽電池などの分散電源の直流電力を三相出力の交流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, for example, to a power conversion device that converts DC power of a distributed power source such as a solar battery into AC power of three-phase output and outputs it to a load.
従来の電力変換装置として、太陽電池からの直流電力を三相の交流電力に変換して三相の負荷に連系する太陽光発電用電力変換装置に以下に示すものがある。
太陽電池の出力端子間に接続された平滑コンデンサを直流部とした三相インバータと、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとでインバータ部を構成し、三相絶縁トランスを介して負荷に連系する。三相インバータは、負荷電圧の半周期について1パルスの電圧パルスを発生する基本電圧パルスが出力されている期間中の電流の最大値付近で逆極性電圧パルスを出力するようにし、各単相インバータは、半周期内で負担電力を概零にすると共に、三相インバータで逆極性電圧パルスが発生している期間中は各相の目標出力電圧に共通電圧を減算する補正を行う(例えば、特許文献1参照)。
As a conventional power conversion device, there is a solar power generation power conversion device shown below which converts DC power from a solar cell into three-phase AC power and links to a three-phase load.
The inverter part is composed of a three-phase inverter with a smoothing capacitor connected between the output terminals of the solar cells as a DC part and a single-phase inverter connected in series with each AC output line, and through a three-phase insulation transformer. Connected to the load. The three-phase inverter outputs a reverse polarity voltage pulse in the vicinity of the maximum value of the current during the period in which the basic voltage pulse that generates one pulse voltage pulse is output for the half cycle of the load voltage. Performs a correction that subtracts the common voltage from the target output voltage of each phase during the period when the reverse polarity voltage pulse is generated in the three-phase inverter (for example, patent) Reference 1).
上記のような従来の電力変換装置では、太陽電池に接続する三相インバータに三相2レベルインバータを用い、単相インバータの各相目標出力電圧に共通電圧を減算する補正を行って、単相インバータの出力電圧が大きくなるのを抑制している。このような単相インバータの出力補正は、三相2レベルインバータが逆極性電圧パルスを発生する期間のみであるため、通常、単相インバータの出力電圧が大きくなる位相が0,πの付近では変化がなく、単相インバータに必要な直流電圧の低減は限定的なものであった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであって、三相インバータの交流出力線に直列接続される単相インバータの直流電源の電圧を効果的に制御して、小型化、低コスト化を図ることのできる電力変換装置を得ることを目的とする。
In the conventional power conversion device as described above, a three-phase two-level inverter is used for the three-phase inverter connected to the solar cell, and the single-phase inverter is corrected by subtracting the common voltage from each phase target output voltage. The inverter output voltage is suppressed from increasing. Since the output correction of such a single-phase inverter is only during the period in which the three-phase two-level inverter generates a reverse polarity voltage pulse, it usually changes when the phase at which the output voltage of the single-phase inverter increases is near 0, π. Therefore, the reduction of the DC voltage required for the single-phase inverter was limited.
The present invention has been made to solve the above problems, and effectively controls the voltage of the DC power supply of a single-phase inverter connected in series to the AC output line of the three-phase inverter, thereby reducing the size. An object of the present invention is to obtain a power conversion device that can reduce the cost and cost.
この発明に係る電力変換装置においては、
三相インバータと単相インバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、
三相インバータは、直流電源の正負端子間に接続され直流電源の電力を三相交流に変換して三相の交流出力線を介して出力するものであり、
単相インバータは、単相インバータ用直流電源と単相インバータ回路とを有し、単相インバータ回路の直流側が単相インバータ用直流電源に接続され交流側が交流出力線のそれぞれに1または複数直列に接続されたものであり、
三相インバータの出力電圧と各単相インバータの出力電圧との和が負荷に出力されるものであり、
制御装置は、三相交流の各相電圧指令に基づいて三相インバータが各相毎の相電圧指令の半周期の間にそれぞれ1パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するように三相インバータを制御するとともに単相インバータの出力電圧をパルス幅変調制御して負荷に三相交流を供給するようにし、かつ単相インバータ用直流電源の電圧を制御するために単相インバータの出力側における力率に応じて主電圧パルスのパルス幅を制御する制御方式と、主電圧パルスのパルス幅とともに相電圧指令に対する主電圧パルスの出力位相を制御する制御方式とを切り替えるものである。
In the power converter according to the present invention,
A power conversion device including a three-phase inverter, a single-phase inverter, and a control device,
A three-phase inverter is connected between the positive and negative terminals of a DC power source, converts the power of the DC power source into a three-phase AC, and outputs it through a three-phase AC output line.
The single-phase inverter has a single-phase inverter DC power supply and a single-phase inverter circuit, and the DC side of the single-phase inverter circuit is connected to the single-phase inverter DC power supply, and the AC side is connected in series with one or more AC output lines. Connected,
The sum of the output voltage of the three-phase inverter and the output voltage of each single-phase inverter is output to the load.
The control device sets the three-phase inverter so that the three-phase inverter outputs a voltage of one pulse as a main voltage pulse during a half cycle of the phase voltage command for each phase based on each phase voltage command of the three-phase AC. Power factor on the output side of the single-phase inverter to control and control the voltage of the single-phase inverter output voltage by pulse width modulation control to supply three-phase AC to the load, and to control the voltage of the DC power supply for single-phase inverter The control method for controlling the pulse width of the main voltage pulse and the control method for controlling the output phase of the main voltage pulse in response to the phase voltage command together with the pulse width of the main voltage pulse are switched.
この発明は、三相インバータと単相インバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、
三相インバータは、直流電源の正負端子間に接続され直流電源の電力を三相交流に変換して三相の交流出力線を介して出力するものであり、
単相インバータは、単相インバータ用直流電源と単相インバータ回路とを有し、単相インバータ回路の直流側が単相インバータ用直流電源に接続され交流側が交流出力線のそれぞれに1または複数直列に接続されたものであり、
三相インバータの出力電圧と各単相インバータの出力電圧との和が負荷に出力されるものであり、
制御装置は、三相交流の各相電圧指令に基づいて三相インバータが各相毎の相電圧指令の半周期の間にそれぞれ1パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するように三相インバータを制御するとともに単相インバータの出力電圧をパルス幅変調制御して負荷に三相交流を供給するようにし、かつ単相インバータ用直流電源の電圧を制御するために単相インバータの出力側における力率に応じて主電圧パルスのパルス幅を制御する制御方式と、主電圧パルスのパルス幅とともに相電圧指令に対する主電圧パルスの出力位相を制御する制御方式とを切り替えるものであるので、
単相インバータ用直流電源の電圧を効果的に制御して、電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
This invention is a power conversion device comprising a three-phase inverter, a single-phase inverter and a control device,
A three-phase inverter is connected between the positive and negative terminals of a DC power source, converts the power of the DC power source into a three-phase AC, and outputs it through a three-phase AC output line.
The single-phase inverter has a single-phase inverter DC power supply and a single-phase inverter circuit, and the DC side of the single-phase inverter circuit is connected to the single-phase inverter DC power supply, and the AC side is connected in series with one or more AC output lines. Connected,
The sum of the output voltage of the three-phase inverter and the output voltage of each single-phase inverter is output to the load.
The control device sets the three-phase inverter so that the three-phase inverter outputs a voltage of one pulse as a main voltage pulse during a half cycle of the phase voltage command for each phase based on each phase voltage command of the three-phase AC. Power factor on the output side of the single-phase inverter to control and control the voltage of the single-phase inverter output voltage by pulse width modulation control to supply three-phase AC to the load, and to control the voltage of the DC power supply for single-phase inverter The control method for controlling the pulse width of the main voltage pulse in accordance with the control method and the control method for controlling the output phase of the main voltage pulse with respect to the phase voltage command together with the pulse width of the main voltage pulse are switched.
By effectively controlling the voltage of the single-phase inverter DC power supply, the power converter can be reduced in size and cost.
実施の形態1.
図1〜図10は、この発明を実施するための実施の形態1を示すものであり、図1は電力変換装置の構成を示す構成図、図2は図1のメインインバータの動作を説明するための電圧波形を示す図である。図3は図1のサブインバータの動作を説明するための電圧波形を示す図、図4は図1の電力変換装置の動作を説明するための電圧波形を示す図である。図5は図1のメインインバータの出力エネルギーと負荷へ出力されるエネルギーの関係を示す図、図6は図1のサブインバータの直流コンデンサの電圧制御の動作を説明するための電圧及び電流波形を示す図である。図7及び図8は、サブインバータの直流コンデンサの電圧制御の動作を説明するための説明図である。図9は図1のサブインバータの直流コンデンサの電圧制御の動作を説明するための電圧及び電流波形を示す図、図10は図1のサブインバータの直流コンデンサの電圧制御の動作を説明するための電圧及び電流波形を示す図である。
1 to 10 show a first embodiment for carrying out the present invention. FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device, and FIG. 2 explains an operation of a main inverter of FIG. It is a figure which shows the voltage waveform for. FIG. 3 is a diagram showing voltage waveforms for explaining the operation of the sub-inverter of FIG. 1, and FIG. 4 is a diagram showing voltage waveforms for explaining the operation of the power conversion device of FIG. FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the output energy of the main inverter of FIG. 1 and the energy output to the load. FIG. 6 shows voltage and current waveforms for explaining the voltage control operation of the DC capacitor of the sub inverter of FIG. FIG. 7 and 8 are explanatory diagrams for explaining the voltage control operation of the DC capacitor of the sub inverter. 9 is a diagram showing voltage and current waveforms for explaining the voltage control operation of the DC capacitor of the sub-inverter of FIG. 1. FIG. 10 is a diagram for explaining the voltage control operation of the DC capacitor of the sub-inverter of FIG. It is a figure which shows a voltage and an electric current waveform.
図1(a)において、電力変換装置は、直流電源1からの直流電力を三相交流電力に変換して負荷(電力系統)9に出力するものであり、直流電源1はこの実施の形態においては太陽電池、あるいは太陽電池の出力をDC/DCコンバータなどを用いて適切な電圧に変換した電源である。なお、太陽電池は、アースとの間に浮遊静電容量を有する。電力変換装置は、上記直流電源1の電圧2Edを母線電圧とする三相インバータ及び三相3レベルインバータとしてのメインインバータ3と、メインインバータ3の各相の交流出力線としての出力線37にそれぞれ直列接続された単相インバータとしてのサブインバータ5と、サブインバータ5の後段に接続される三相の平滑フィルタ7を備える。なお、平滑フィルタ7は、三相分の図示しない直列リアクトル及び並列コンデンサを有する。メインインバータ3は、それぞれダイオードが逆並列接続されたスイッチング手段としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)33が2個直列に接続されたハーフブリッジ34を3組有する。
In FIG. 1 (a), a power converter converts DC power from a
また、メインインバータ3は、直流電源1の電圧を分圧する2直列のメインコンデンサ31を備え、メインコンデンサ31同士の接続点である中性点Nに、電位固定手段としての中性点スイッチ35としてエミッタ同士を接続した2直列のIGBT36の一方のコレクタ側が接続され、他方のコレクタ側が2直列のIGBT33の接続点にそれぞれ接続されている。各相のハーフブリッジ34を構成する2直列のIGBT33の接続点に各相の出力線37が接続されている。各相の出力線37に2台のサブインバータ5(詳細後述)が直列に接続されている。以上のように、メインインバータ3は、2個のメインコンデンサ31により直流電源1の電圧を2分割し、2個のメインコンデンサ31の接続点である中性点Nを中性点スイッチ35を介して2直列のIGBT33の接続点に接続することにより、3レベルの電圧を出力可能な構成としている。
The
次に、サブインバータ5の構成を図1(b)により説明する。図1(b)において、サブインバータ5は、4個のスイッチング素子である電界効果トランジスタ(FET)51にて構成された単相のフルブリッジ52と、電圧を保持する単相インバータ側直流電源としての直流コンデンサ53とを有する。サブインバータ5は、図1(a)に示すように2台を一組としてその交流側が直列に接続され、直列に接続された交流側の一方がメインインバータ3の出力線37に接続され、他方が平滑フィルタ7に接続されている。交流側が直列に接続された2台のサブインバータ5は、各相毎に三相の出力線37にそれぞれ接続されている。
Next, the configuration of the
これにより、三相の出力線37は、2台直列接続され各相毎に挿入されたサブインバータ5、平滑フィルタ7、インターフェース8を介して負荷9に接続されることになる。従って、各相のサブインバータ出力電圧Vsoは、メインインバータ3の各相のメインインバータ出力電圧Vmoに重畳され、メインインバータ出力電圧Vmoとサブインバータ出力電圧Vsoの和が、負荷9に印加される。なお、インターフェース8は、図示していないが断路器、漏洩電流を検出して遮断動作を行う漏電遮断器及び直流電源1側と負荷9とを絶縁する絶縁トランスを有する。
また、各サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧は、直流電源1の電圧2Edの1/2、すなわちメインコンデンサ31の直流電圧Vmc以下の値に設定されている。
As a result, two three-phase output lines 37 are connected in series to the load 9 via the
The voltage of the
出力制御装置10は、図1(a)に示すように、閾値電圧発生手段11、補正装置12を有する。補正装置12は、比較器12a、PI制御器12b、極性切替器12c、加算器12dを有する。出力制御装置10は、図示していないが、各部の電圧や電流をモニタリングするモニタリングシステムを備え、CPU(Central Processing Unit)やDSP(Digital Signal Processor)、FPGA(Field Programmable Gate Array)などによる演算が可能であり、制御信号を出力してメインインバータ3や各サブインバータ5を駆動制御する。
As shown in FIG. 1A, the
次に、このように構成された電力変換装置の動作を、図2〜図10に示す波形図を用いて説明する。波形の電位は、メインインバータ3については、2直列のメインコンデンサ31の接続点である中性点N(図1(a))を基準とした電位、サブインバータ5についてはメインインバータ出力電圧を基準とした電位として図示している。
図2に、電力変換装置の1相分の出力電圧指令である相電圧指令、例えばU相の出力すべき相電圧指令Vsと、メインインバータ3の1相が実際に出力するメインインバータ出力電圧Vmo(後述)を示す。相電圧指令Vsは、各相が2π/3ずつ異なる位相で、ほぼ同じ波高値を有する正弦波である。
2直列のメインコンデンサ31は直流電源1により直流電圧Vmcの2倍に充電される。直流電源1、各メインコンデンサ31の両端電圧は図示しない検出手段により検出され、各検出電圧値は出力制御装置10へ伝送される。
Next, the operation of the power conversion device configured as described above will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS. For the
FIG. 2 shows a phase voltage command which is an output voltage command for one phase of the power converter, for example, a phase voltage command Vs to be output for the U phase, and a main inverter output voltage Vmo which is actually output by one phase of the
The two series main capacitors 31 are charged to twice the DC voltage Vmc by the
ここで、メインインバータ3は、実際は出力制御装置10の閾値電圧発生手段11から出される閾値電圧Vthを補正装置12において補正した閾値電圧Vth1により制御されるが、まず閾値電圧Vthを補正することなくそのまま用いてメインバータ出力電圧を制御する場合について説明する。すなわち、図1(a)において、比較器12a〜極性切替器12cの動作を停止して、出力制御装置10の閾値電圧発生手段11から出力される閾値電圧Vthを補正することなく用いてメインインバータ3に主電圧パルスを発生させるべく制御する場合について説明する。閾値電圧発生手段11からの閾値電圧Vthにより、メインインバータ3の各相は、メインコンデンサ31のいずれか一方の直流電圧Vmcを入力電圧とし、各メインコンデンサ31の直流電圧Vmcの波高値を有する電圧パルスを、正弦波である相電圧指令Vsの半周期に対して1パルスの割合で出力する。
Here, the
なお、直流電圧Vmcは、直流電源1の電圧2Edの1/2の電圧Edに相当する。上記相電圧指令Vsの半周期に1パルス出力される電圧パルスを、以下、主電圧パルスと称する。ここでは、相電圧指令Vsの1周期に、該相電圧指令Vsの正側に1パルス、負側に1パルスの主電圧パルスを出力する。この主電圧パルスは、サブインバータ5の半周期あるいは1周期の電力収支が0となるように出力される。主電圧パルスは、相電圧指令Vsに対して位相(nπ+θth)で立ち上がり、位相((n+1)π−θth)で立ち下がるパルスである。位相θth及びこの制御についての詳細は後述する。
The DC voltage Vmc corresponds to a voltage Ed that is ½ of the voltage 2Ed of the
図3(a)にサブインバータ出力電圧指令Vssを、図3(b)にサブインバータ出力電圧Vsoを示す。出力制御装置10において、サブインバータ出力電圧指令Vssは、相電圧指令Vsから各相のメインインバータ出力電圧Vmoを減算して得られる。すなわち、Vss=Vs−Vmoである。なお、図3(a)に示すサブインバータ出力電圧指令Vssは、サブインバータ5を出力線37に2台直列にして接続した場合の電圧波形である。出力制御装置10は、サブインバータ出力電圧指令Vssを各サブインバータ5に与え、そのサブインバータ出力電圧を階段状に変化させる制御を行い、図3(b)に示すような階段状に変化する階段波形のサブインバータ出力電圧Vsoの波形を出力させる。各階段波形は、相電圧指令Vsと各相のメインインバータ出力電圧Vmoとの差を埋めるように制御される。
FIG. 3A shows the sub inverter output voltage command Vss, and FIG. 3B shows the sub inverter output voltage Vso. In the
図4に相電圧指令Vs、メインインバータ出力電圧Vmo、サブインバータ出力電圧Vsoと、その和である各相のインバータ出力電圧Vo(平滑フィルタ7の前段の電圧、図1(a)参照)を示す。各相のサブインバータ出力電圧Vsoは、メインインバータ3の各相のメインインバータ出力電圧Vmoに重畳され、サブインバータ5側の出力としては、図4(c)に示すような擬似正弦波のインバータ出力電圧Voが出力される。インバータ出力電圧Voは、平滑フィルタ7を介して負荷9に印加され、正弦波状の出力電流(負荷電流)Jfが流れる。負荷9への各相の出力電流Jfの波形は、メインコンデンサ31同士の接続点である中性点Nの電位を基準に、各相が約2π/3ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する三相交流の正弦波となる。
FIG. 4 shows the phase voltage command Vs, the main inverter output voltage Vmo, the sub-inverter output voltage Vso, and the inverter output voltage Vo of each phase, which is the sum thereof (the voltage before the smoothing filter 7, see FIG. 1A). . The sub-inverter output voltage Vso of each phase is superimposed on the main inverter output voltage Vmo of each phase of the
次に、出力制御装置10によるメインインバータ3の主電圧パルス(メインインバータ出力電圧Vmo)の出力制御及びサブインバータ5の電力収支について説明する。この場合も、メインインバータ3は閾値電圧発生手段11による閾値電圧Vthを補正しないでそのまま用いて制御され、図5(a)に示すようなインバータ出力電圧Voが出力されるものとする。図5(b)は電力変換装置の出力電流Jfである。図5(c)は、メインインバータ出力エネルギーPmoであり、メインインバータ出力エネルギーPmoは図5(a)のメインインバータ出力電圧Vmoと図5(b)の出力電流Jfとの積により求まる。
Next, output control of the main voltage pulse (main inverter output voltage Vmo) of the
一方、図5(d)に示す相電圧指令Vsにより出力すべき指令出力エネルギーPsoは、図5(d)の相電圧指令Vsと図5(e)に示す出力電流Jf(図5(b)と同じである)との積により求めるこができる。図5(f)に、出力すべき指令出力エネルギーPsoを示す。ここで、メインインバータ出力エネルギーPmoと相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPsoは、双方、出力電流Jfとメインインバータ出力電圧Vmo、あるいは相電圧指令Vsとの積により求められることと、出力電流が同じJfであることから、メインインバータ出力エネルギーPmoと相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPsoとの関係は、メインインバータ出力電圧Vmoと相電圧指令Vsとの関係により表される。 On the other hand, the command output energy Pso to be output in accordance with the phase voltage command Vs shown in FIG. 5 (d) includes the phase voltage command Vs shown in FIG. 5 (d) and the output current Jf shown in FIG. 5 (e) (FIG. 5 (b)). Is the same as). FIG. 5F shows the command output energy Pso to be output. Here, the command output energy Pso to be output by the main inverter output energy Pmo and the phase voltage command Vs are both obtained by the product of the output current Jf and the main inverter output voltage Vmo or the phase voltage command Vs; Since the output current is the same Jf, the relationship between the main inverter output energy Pmo and the command output energy Pso to be output by the phase voltage command Vs is expressed by the relationship between the main inverter output voltage Vmo and the phase voltage command Vs. The
上述したように、主電圧パルスは、サブインバータ5の半周期あるいは1周期の電力収支が0となるように出力される。サブインバータ5は、相電圧指令Vsとメインインバータ3の各相の出力電圧Vmoとの差を補うように動作するため、メインインバータ3は、相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPsoと同じエネルギーを主電圧パルスを制御することにより出力すればよい。
出力電流Jfの位相を負荷電圧の位相に一致するよう制御する(力率1運転)場合、相電圧指令Vsのピーク電圧をVp、メインインバータ3に入力する直流電圧(ここでは、直流電源1の電圧、あるいは、各メインコンデンサ31の両端電圧の和)の1/2をEdとすると、主電圧パルスが立ち上がる位相θ1(0<θ1<π/2)は、次の式(1)となる。
θ1=arccos(π・Vp/4・Ed) ・・・(1)
As described above, the main voltage pulse is output so that the power balance of the half cycle or one cycle of the
When controlling the phase of the output current Jf to match the phase of the load voltage (
θ1 = arccos (π · Vp / 4 · Ed) (1)
このように演算される位相(nπ+θ1)で立ち上がる電圧パルスのパルス幅(π−2θ1)が、主電圧パルスの基本のパルス幅Wm0となる(図2参照)。ここで、実際には、回路のL成分やC成分及び平滑フィルタ7を構成するリアクトルのインダクタンスLやコンデンサの容量Cなどのばらつきなどにより、出力電流Jfの位相と負荷電圧Vfの位相が必ずしも一致しないことや、回路損失などにより、メインインバータ出力エネルギーPmoと相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPsoとは、上述したメインインバータ3の主電圧パルスのパルス幅を基本のパルス幅Wm0のままとしたのでは、必ずしも一致するとはいえない。そこで、出力制御装置10において、閾値電圧発生手段11によりまず式(1)により基本のパルス幅Wm0を演算して主電圧パルスのパルス幅を仮決定し、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscをモニタして補正装置12により基本のパルス幅Wm0をパルス幅Wmに補正し、補正したパルス幅Wmとなるように制御を行う。
The pulse width (π−2θ1) of the voltage pulse rising at the phase (nπ + θ1) calculated in this way becomes the basic pulse width Wm0 of the main voltage pulse (see FIG. 2). Here, in practice, the phase of the output current Jf and the phase of the load voltage Vf are not necessarily matched due to variations in the L component and C component of the circuit and the inductance L of the reactor constituting the smoothing filter 7 and the capacitance C of the capacitor. The main inverter output energy Pmo and the command output energy Pso to be output by the phase voltage command Vs due to the circuit loss or the like, the pulse width of the main voltage pulse of the
具体的には、図1(a)における閾値電圧発生手段11は、式(1)に基づいて基本のパルス幅Wm0を決定する位相θ1を計算し、位相θ1に基づいて閾値電圧Vthを決定する。閾値電圧Vthは、主電圧パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを決定するための電圧であり、相電圧指令Vsが閾値電圧Vthを超えたとき主電圧パルスが立ち上がり閾値電圧Vth以下になったとき立ち下がる。この閾値電圧Vthが補正装置12の加算器12dに入力され、補正される。補正装置12における補正は次のようにして行われる。比較器12aに各サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscの目標値S1と直流コンデンサ53の電圧の測定値S2とが入力されて比較され、その差分がPI制御器12bに出力される。PI制御器12bの出力δは極性切替器12cを介して加算器12dに入力され、上記閾値電圧Vthに加算または減算する演算が行なわれ、補正された閾値電圧Vth1として出力される。
Specifically, the
ここで、例えば極性切替器12c及び加算器12dにおいてPI制御器12bの出力δを閾値電圧Vthに加算する演算を行うとした場合、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscの測定値S2がサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscの目標値S1よりも高い場合、すなわちメインインバータ出力エネルギーPmoが相電圧指令Vsにより出力される指令出力エネルギーPsoよりも大きい場合には、閾値電圧Vthに出力δが加算され元の電圧閾値Vthよりも大きくなるように補正され、補正された閾値電圧Vth1が出力される。これにより、メインインバータ3の主電圧パルスのパルス幅Wmが小さくなり、直流コンデンサ53の電圧Vscは低くなる。なお、図6において、位相θth,π−θth,π+θth,2π−θthは、閾値電圧Vthに基づく主電圧パルスの立ち上がりのタイミングと立ち下がりのタイミング、位相α,π−α,π+α,2π−αは、上記補正された閾値電圧Vth1に基づく主電圧パルスの立ち上がりのタイミング(位相)と立ち下がりのタイミング(位相)であり、上記補正された閾値電圧Vth1に基づく主電圧パルスの立ち上がりのタイミング(位相)αと立ち下がりのタイミング(位相)π−αとは互いに逆方向に制御される。
Here, for example, when the polarity switch 12c and the adder 12d perform an operation of adding the output δ of the
また、逆に測定値S2が直流コンデンサ53の電圧Vscの目標値S1以下の場合、すなわち、メインインバータ出力エネルギーPmoが相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPso以下の場合には、閾値電圧Vthが小さくなるように補正され、メインインバータ3の主電圧パルスのパルス幅Wmが大きくなり、直流コンデンサ53の電圧Vscは高くなる。この場合も、主電圧パルスの立ち上がりのタイミングと立ち下がりのタイミングとは、逆方向に移動しパルス幅が広くなっていることになる。
このようにして、極性切替器12c及び加算器12dにおいてPI制御器12bの出力δを閾値電圧Vthに加算する演算を行うとした場合、メインインバータ3の出力する主電圧パルスのパルス幅Wmを制御することにより、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscを略一定に制御することが可能となり、サブインバータ5の直流コンデンサ53の過電圧などに起因するサブインバータ5を構成する半導体スイッチング素子51などの破壊を防止することが可能となる。
Conversely, when the measured value S2 is less than or equal to the target value S1 of the voltage Vsc of the
In this way, when the polarity switcher 12c and the adder 12d perform the operation of adding the output δ of the
ところで、平滑フィルタ7がLCフィルタにより構成される場合、電力変換装置の出力電流Jfとしては、平滑フィルタ7のコンデンサに流す無効電流成分と、負荷9へ流す有効電流成分を出力する必要がある。負荷9への出力エネルギーは有効電流成分により決まる。このため、直流電源(太陽電池)1の出力エネルギーが小さくなり、負荷9への出力エネルギーが小さくなると、上記有効電流よりも無効電流の方が大きくなる。この場合、サブインバータ5の出力端における力率が低下する。特に、負荷9への出力エネルギーがほぼ零の場合には、無効電流のみを流すことになり、負荷電圧Vfと出力電流Jfとの位相は約π/2だけ異なることになる。
By the way, when the smoothing filter 7 is comprised by LC filter, it is necessary to output the reactive current component sent to the capacitor | condenser of the smoothing filter 7, and the effective current component sent to the load 9 as the output current Jf of a power converter device. The output energy to the load 9 is determined by the effective current component. For this reason, when the output energy of the DC power source (solar cell) 1 decreases and the output energy to the load 9 decreases, the reactive current becomes larger than the effective current. In this case, the power factor at the output terminal of the
ここで、上述した閾値電圧Vthは、相電圧指令Vsの対称性から一意に求められるため、上述の制御では、主電圧パルスの立ち下りと立ち上りが、π/2もしくは3π/2の点を基準に、対称に補正されることになる。例えば、図6(a)に示すようにメインインバータ出力電圧Vmoの立ち上がり点は(nπ+α)、立ち下がり点は((n+1)π−α)となる。
しかしながら、上述したような負荷9への出力エネルギーがほぼ零であり、無効電流のみを供給する場合には、π/2もしくは3π/2の点を基準にした制御では、メインインバータ出力エネルギーPmoを調整することができず、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscを制御することが不可能となる。負荷電圧Vfと出力電流Jfの位相がπ/2異なる場合の、メインインバータ出力エネルギーPmoへの上述の制御の影響を図6に示す。
Here, since the threshold voltage Vth described above is uniquely obtained from the symmetry of the phase voltage command Vs, in the above-described control, the falling and rising of the main voltage pulse are based on the point of π / 2 or 3π / 2. Therefore, it is corrected symmetrically. For example, as shown in FIG. 6A, the rising point of the main inverter output voltage Vmo is (nπ + α) and the falling point is ((n + 1) π−α).
However, when the output energy to the load 9 as described above is almost zero and only the reactive current is supplied, the control based on the point of π / 2 or 3π / 2 is used as the main inverter output energy Pmo. It cannot be adjusted, and it becomes impossible to control the voltage Vsc of the
図6(c)に示した波形が負荷電力零の場合のメインインバータ出力エネルギーPmoの波形である。図6(c)に示すように、負荷電力零の場合には、図6(a)のメインインバータ出力電圧Vmoと図6(b)の出力電流Jfとの位相がπ/2ずれることにより、メインインバータ出力エネルギーPmoは、図6(c)に示すように正負対称な波形となる。このような場合、上述の制御にてπ/2もしくは3π/2の点を基準に、対称にパルス幅Wmを増減させたとしても、正負対称波形により半周期のエネルギーは相殺される。このため、負荷電力零時などの負荷出力エネルギーが極端に小さい場合には、上述の制御では、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscを制御することが困難となる。
The waveform shown in FIG. 6C is the waveform of the main inverter output energy Pmo when the load power is zero. As shown in FIG. 6C, when the load power is zero, the phase of the main inverter output voltage Vmo in FIG. 6A and the output current Jf in FIG. The main inverter output energy Pmo has a positive / negative symmetrical waveform as shown in FIG. In such a case, even if the pulse width Wm is increased or decreased symmetrically with respect to the point of π / 2 or 3π / 2 in the above-described control, the half-cycle energy is canceled by the positive / negative symmetric waveform. For this reason, when the load output energy is extremely small, such as when the load power is zero, it is difficult to control the voltage Vsc of the
そこで、本実施の形態においては、補正装置12の極性切替器12c(図1(a))によって、負荷電力が一定値以下の場合に、相電圧指令Vsを基準にしてメインインバータ3の主電圧パルスの立ち上がりのタイミングと立ち下がりのタイミングとを同方向に移動(シフト)させる補正を行う。このため、極性切替器12cは、負荷電力の大きさに応じて、PI制御器12bからの出力δを極性切替器12cを介して加算器12dに加算入力として入力する制御と、減算入力として入力する制御とを切り替える。例えば、負荷零の場合の出力電流は図7(b)に示す相電圧指令Vsをπ/2移相した移相信号Vsfとほぼ等しい位相となる。そして、図7(c)に示すように信号S3は相電圧指令Vs(図7(a))が正の場合はHレベル、零または負の場合は、Lレベルを出力する。信号S4は図7(d)に示すように相電圧指令Vsをπ/2移相した移相信号Vsf(図7(b))が正の場合にHレベルを、負の場合にLレベルを出力する。
Therefore, in the present embodiment, the main voltage of the
このような補正装置12における制御では、各相のサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscの測定値S2が、各相のサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscの目標値S1と比較され、その誤差分をPI制御器12bにて演算処理し、PI制御器12bの出力δを極性切替器12cを介して加算器12dへ出力する。加算器12dにおいては、閾値電圧発生手段11にて式(1)により計算される閾値電圧Vthに足し込む演算を行う。この時、閾値電圧Vthへの足しこみの極性を、上記した信号S3と信号S4の論理値により、図8に示した足し込み極性に従って切り替える。
In such control in the
これにより、例えば、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscが目標電圧よりも高い場合、メインインバータ出力エネルギーPmoが相電圧指令Vsにより出力されるべき指令出力エネルギーPsoよりも大きい場合、閾値電圧Vthに出力δだけ加算されあるいは減算され、図9(a)に示すようにメインインバータ3の出力電圧が極性切替なしのときのメインインバータ出力電圧Vmoから極性切替ありのときのメインインバータ出力電圧Vmo1に変化し、位相が相電圧指令Vsの極性切り替り点の位相であるπ方向にβ1,β2だけ(同方向に)シフトすることにより、図9(c)に示すようにメインインバータ3の出力エネルギー(メインインバータ出力電圧(極性切替あり)Pmo1の波形の正の部分)が小さくなり、入力エネルギー(メインインバータ出力電圧(極性切替あり)Pmo1の波形の負の部分)が大きくなる。この入力エネルギーはサブインバータ5から供給されるため、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscは低くなる。
Thereby, for example, when the voltage Vsc of the
また、負荷電力が一定値以下の場合であって、逆にサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscが目標電圧以下の場合、すなわち、メインインバータ出力エネルギーPmoが相電圧指令Vsにより指令される指令出力エネルギーPso以下の場合には、上記論理積がHレベルの場合には、閾値電圧Vthが小さくなるように足し込み極性が−に、上記論理積がLレベルの場合には、閾値電圧Vthが大きくなるように足し込み極性が+に補正極性が切り替えられる。これにより、図10(a)に示すようにメインインバータ3の出力電圧が極性切替なしのときのメインインバータ出力電圧Vmoから極性切替ありのときのメインインバータ出力電圧Vmo2に変化し、位相が相電圧指令Vsの0の位相にγ1あるいはγ2だけ近づくようにシフトする。すなわち立ち上がりのタイミングと立ち下がりのタイミングとを同方向にシフト(移動)させることにより、メインインバータ出力エネルギーPmoが大きくなり、入力エネルギーが小さくなる(図10(c))。これにより、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscは高くなる。
On the other hand, when the load power is below a certain value and the voltage Vsc of the
なお、負荷電力が一定値を超える場合は上述のような極性切替器12cによる足し込み極性の切替すなわち相電圧指令Vsに対する主パルス電圧の位相をシフトする制御は行わず、PI制御器12bからの出力δを電圧閾値Vthに加算する動作を行う。
また、相電圧指令Vsや電力変換装置の出力電圧に対する負荷電流Jfの位相すなわち負荷9の力率を検出して、サブインバータ5の出力端から見た負荷9側の力率が所定値例えば50%以下のときは極性切替器12cにより電圧閾値Vthから上述した出力δを減算して主電圧パルスの位相のシフトを行うようにしてもよい。
出力制御装置10は、以上のようにして制御信号Smc及び制御信号Sscをメインインバータ3及びサブインバータ5に送り、これらを制御する。
なお、以上においては、サブインバータはその出力電圧を階段状に変化させるものを示したが、出力電圧のパルス幅変調制御を行うものを使用してもよい。
When the load power exceeds a certain value, the polarity switching by the polarity switching unit 12c as described above, that is, the control for shifting the phase of the main pulse voltage with respect to the phase voltage command Vs is not performed. An operation of adding the output δ to the voltage threshold value Vth is performed.
Further, the phase of the load current Jf with respect to the phase voltage command Vs and the output voltage of the power converter, that is, the power factor of the load 9 is detected, and the power factor on the load 9 side as viewed from the output terminal of the
The
In the above description, the sub inverter has been shown to change its output voltage stepwise. However, a sub inverter that performs pulse width modulation control of the output voltage may be used.
以上により、本実施の形態では、三相交流の各相電圧指令Vsに基づいて三相インバータであるメインインバータ3が各相毎の相電圧指令Vsの半周期の間にそれぞれ1パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するようにするとともに、単相インバータであるサブインバータ5の出力電圧Vsoを制御して負荷9に対する電力変換器の各相の出力電圧が2π/3ずつ異なる位相でかつ同じ波高値を有する三相交流となるようにし、かつ負荷9へ供給する電力に応じて主電圧パルスのパルス幅Wmの制御と相電圧指令Vsに対する主電圧パルスの位相の制御とを併せて行うようにしたので、負荷電力零から最大負荷電力まで、サブインバータ5の直流電源としてのサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscを略一定に制御することが可能となり、サブインバータ5の直流電源としての直流コンデンサ53の過電圧などによる、サブインバータ5を構成する素子などの破壊を防止することができる。
また、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧を略一定に制御できることにより、サブインバータ5の電源電圧の上昇などによる素子の破壊を防止できるため、使用する素子の耐電圧を低減することが可能となり、サブインバータ5で、スイッチング手段としての半導体素子の開閉などにより発生する損失を低減することができる。
なお、上記主電圧パルスの制御は、指令値電圧の位相に対する制御を述べたが、指令値電圧の変わりに系統電圧の位相に対して行っても良い。
以上のように、単相インバータであるサブインバータ5の直流電源の電圧を効果的に制御して、小型化、低コスト化を図ことのできるとともに、高い変換効率を有するものとすることができる。
As described above, in the present embodiment, the
In addition, since the voltage of the
Although the control of the main voltage pulse is described with respect to the phase of the command value voltage, it may be performed with respect to the phase of the system voltage instead of the command value voltage.
As described above, it is possible to effectively control the voltage of the DC power supply of the
実施の形態2.
図11〜図13は、この発明の実施の形態2である電力変換装置を示すものであり、図11はこの発明の実施の形態2による電力変換装置の出力制御装置の構成を示す構成図、図12は電力変換装置のサブインバータの直流コンデンサの電圧が不足したときの各部の電圧波形を示す図、図13は電力変換装置のメインインバータの動作を説明するための電圧波形を示す図である。図11において、出力制御装置20は、電圧補償制御手段21を有する。その他の構成につては、図1に示した電力変換装置及び出力制御装置10と同様のものである。上記実施の形態1においては、各サブインバータ5は、相電圧指令Vsと各相のメインインバータ出力電圧Vmoとの差を埋めるように、電圧制御される。この時、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscは、メインインバータ3の直流電圧Vmcよりも小さく設定される。
11 to 13 show a power conversion device according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 11 is a configuration diagram showing a configuration of an output control device of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. FIG. 12 is a diagram showing voltage waveforms of respective parts when the voltage of the DC capacitor of the sub inverter of the power converter is insufficient, and FIG. 13 is a diagram showing voltage waveforms for explaining the operation of the main inverter of the power converter. . In FIG. 11, the output control device 20 has voltage compensation control means 21. About another structure, it is the same as that of the power converter device and the
このサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscは、スイッチング損失を低減するために、なるべく低いことが望ましい。しかしながら、実施の形態1に示したエネルギー制御の観点から求められるメインインバータ3の主電圧パルスのパルス幅により、相電圧指令Vsと各相のメインインバータ出力電圧Vmoとの差が、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscよりも大きくなった場合、相電圧指令Vsとメインインバータ出力電圧Vmoとの差を埋めることができず、出力電圧波形が歪むという問題があり、サブインバータ出力電圧Vsoは、上記差を埋めることが可能な電圧以下に設定することができず、高い電圧のものを使用しなければならなくなる。これは、避けることが望ましい。
The voltage Vsc of the
図12に、メインインバータ出力電圧Vmo、相電圧指令Vs、及びサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscが不足した場合の電力変換装置の出力電圧Vfの3つのモードを示す。図12において、電圧Vbは各相のサブインバータの直流コンデンサ53の電圧Vsc、Vth1は補正後のパルス状のメインインバータ出力電圧Vmo1の立ち上がりタイミングを決める実施の形態1で説明した閾値電圧である。図12(a)は、Vth1>Vbの場合に起こるモードであり、メインインバータ出力電圧Vmoが相電圧指令Vs以下の箇所において生じる。このため、サブインバータ5のみで相電圧指令Vsに応じた波形を出力しようとするがこの差分を負担することができず、サブインバータ出力電圧Vsoが不足し、出力電圧Vfの波形に凹形状が生じる。
FIG. 12 shows three modes of the output voltage Vf of the power converter when the main inverter output voltage Vmo, the phase voltage command Vs, and the voltage Vsc of the
次に、図12(b)は、(Vi−Vth)>Vb(Vi:どちらか片方のメインコンデンサ31の電圧Vmc)の場合に起こるモードであり、メインインバータ出力電圧Vmoが相電圧指令Vsよりも高い箇所において生じる。このため、メインインバータ出力電圧Vmoとサブインバータ出力電圧Vsoの総和で相電圧指令Vsを出力しようとするが、メインインバータ出力電圧Vmoに対して、サブインバータ出力電圧Vsoが不足し、出力電圧Vfの波形に凸形状が生じる。図12(c)は図12(a),(b)の両方が生じるモードであり、Vth>Vb,(Vi−Vth)>Vbの両方の条件を満たすときに生じ、出力電圧に凹凸形状が生じる。 Next, FIG. 12B shows a mode that occurs when (Vi−Vth)> Vb (Vi: voltage Vmc of one of the main capacitors 31). The main inverter output voltage Vmo is obtained from the phase voltage command Vs. Also occurs at higher locations. Therefore, an attempt is made to output the phase voltage command Vs by the sum of the main inverter output voltage Vmo and the sub inverter output voltage Vso, but the sub inverter output voltage Vso is insufficient with respect to the main inverter output voltage Vmo, and the output voltage Vf A convex shape occurs in the waveform. FIG. 12C is a mode in which both of FIGS. 12A and 12B occur, and occurs when both conditions of Vth> Vb and (Vi−Vth)> Vb are satisfied, and the output voltage has an uneven shape. Arise.
上記したような凹凸形状が出力電圧Vfに生じると、出力電流Jfにも同様な歪みが生じることになる。本発明の実施の形態1における電力変換装置を負荷9に接続した場合、このような歪み波形を負荷9に供給することになる。特に本電力変換装置の出力を電力系統に連系させる場合、上記のような歪み波形を系統に供給することは望ましくない。そこで、本実施の形態では、上述のサブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscが不足した場合に、その不足分を、電圧補償制御手段21によってメインインバータ3を高周波PWM制御することにより補う制御を行う。
When the uneven shape as described above occurs in the output voltage Vf, the output current Jf is also distorted similarly. When the power conversion device according to
例として、図12(a)のモードにおけるメインインバータ出力電圧Vmoとサブインバータ出力電圧Vsoを図13に示す。出力制御装置20の電圧補償制御手段21は、図13(a)に示すように、サブインバータ5の直流コンデンサ53の電圧Vscに発生した場合、電圧の不足を検出し、差分である図13(b)に示す不足電圧分V12を演算する。そして、図13(c)に示すようにメインインバータ3が上記不足電圧分V12を出力するようにメインインバータ出力指令Vmsを出力しメインインバータ3をPWM制御する。この制御により、電力変換装置の出力として歪みの無い波形を出力することが可能となる。
As an example, FIG. 13 shows the main inverter output voltage Vmo and the sub inverter output voltage Vso in the mode of FIG. As shown in FIG. 13A, the voltage compensation control means 21 of the output control device 20 detects a shortage of voltage when it occurs in the voltage Vsc of the
なお、図13(b)に示した電圧不足分V12の補償方法としては、電圧不足箇所を判定して、サブインバータ5の出力を停止し、メインインバータ3のみで同電圧不足分V12を出力してもよく、サブインバータ5からある程度の電圧を出力しておき、メインインバータ3で電圧不足分を補うようにPWM制御を行ってもよい。ところで、図13(d)に示したとおり、上記電圧不足補償制御を行った場合の、サブインバータ出力電圧指令Vssは、上記電圧不足補償制御を行わない場合の出力指令Vssと同じである。
As a compensation method for the voltage shortage V12 shown in FIG. 13B, the voltage shortage point is determined, the output of the
以上により、本実施の形態2の、サブインバータ5の電圧が不足した場合にメインインバータ3により補償するように制御を行うことにより、電力変換装置の出力電圧もしくは出力電流に歪み波形を生じさせることなく、出力高調波を抑制することが可能となる。
これにより、サブインバータ5の耐電圧を、メインインバータ出力電圧Vmoと相電圧指令Vsの関係に関係なく選定することができ、素子の小型化、低価格化が可能となる。
なお、本実施の形態2によるサブインバータ5の電圧が不足した場合にメインインバータ3により補償する制御は、電力変換装置の出力電力が負荷電力零から最大電力に至るまで適用することが可能であり、同様な効果を得ることができる。
なお、以上の実施の形態1,2では、主電圧パルスの幅の制御と位相(立ち上り立ち下りタイミング)の制御を同時に行っているが、両者の制御を独立して行ってもよい。
As described above, by performing control so that the
Thereby, the withstand voltage of the
Note that the control compensated by the
In the first and second embodiments, the control of the width of the main voltage pulse and the control of the phase (rising / falling timing) are performed at the same time. However, the control of both may be performed independently.
1 直流電源、3 メインインバータ、5 サブインバータ、9 負荷、
10 出力制御装置、11 閾値電圧発生手段、12 補正装置、20 出力制御装置、
21 電圧補償制御手段、31 メインコンデンサ、37 出力線、
53 直流コンデンサ。
1 DC power supply, 3 main inverter, 5 sub inverter, 9 load,
10 output control device, 11 threshold voltage generation means, 12 correction device, 20 output control device,
21 voltage compensation control means, 31 main capacitor, 37 output line,
53 DC capacitor.
Claims (8)
上記三相インバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を三相交流に変換して三相の交流出力線を介して出力するものであり、
上記単相インバータは、単相インバータ用直流電源と単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記単相インバータ用直流電源に接続され交流側が上記交流出力線のそれぞれに1または複数直列に接続されたものであり、
上記三相インバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との和が負荷に出力されるものであり、
上記制御装置は、三相交流の各相電圧指令に基づいて上記三相インバータが上記各相毎の相電圧指令の半周期の間にそれぞれ1パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するように上記三相インバータを制御するとともに上記単相インバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記負荷に三相交流を供給するようにし、かつ上記単相インバータ用直流電源の電圧を制御するために上記単相インバータの出力側における力率に応じて上記主電圧パルスのパルス幅を制御する制御方式と、上記主電圧パルスのパルス幅とともに上記相電圧指令に対する上記主電圧パルスの出力位相を制御する制御方式とを切り替えるものである
電力変換装置。 A power conversion device including a three-phase inverter, a single-phase inverter, and a control device,
The three-phase inverter is connected between the positive and negative terminals of a DC power source, converts the power of the DC power source into a three-phase AC, and outputs it through a three-phase AC output line.
The single-phase inverter includes a single-phase inverter DC power supply and a single-phase inverter circuit, the DC side of the single-phase inverter circuit is connected to the single-phase inverter DC power supply, and the AC side is one for each of the AC output lines. Or a plurality connected in series,
The sum of the output voltage of the three-phase inverter and the output voltage of each single-phase inverter is output to the load.
The control device is configured so that the three-phase inverter outputs a voltage of one pulse as a main voltage pulse during a half cycle of the phase voltage command for each phase based on each phase voltage command of three-phase AC. In order to control the three-phase inverter and to control the output voltage of the single-phase inverter by pulse width modulation to supply a three-phase AC to the load, and to control the voltage of the DC power supply for the single-phase inverter. A control method for controlling the pulse width of the main voltage pulse according to the power factor on the output side of the phase inverter, and a control method for controlling the output phase of the main voltage pulse with respect to the phase voltage command together with the pulse width of the main voltage pulse The power converter which switches between.
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