JP2009050027A - 無線送受信ユニット、および、無線通信のための受信信号を処理するための方法 - Google Patents

Abstract

【課題】処理労力に関して最適にすること。
【解決手段】無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）および方法は、無線通信システム内で、サンプリングされた受信信号を処理して無線通信を確立および／または維持するために使用される（図９および１０）。選択的制御可能コヒーレント累積ユニットは、電力遅延プロファイルを作成する。選択的制御可能後処理ユニットは、しきい値制限された大きさ近似値およびＰＤＰ位置を、レーキ受信器などのデバイスに渡して、受信信号パスを決定する。
【選択図】図９

Description

本発明は、無線通信機器のための方法、および、コンポーネントに関し、詳細には、無線通信の開始および維持を容易にするための方法、および、コンポーネントに関する。

無線通信システムは当技術分野で周知である。無線システムのためのグローバルな接続性を提供するために、規格が開発され、実施されている。広く使用されている１つの現在の規格は、Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ）として知られる。これは、いわゆる第２世代移動無線システム規格（２Ｇ）と見なされ、その後にその改訂（２．５Ｇ）が続く。ＧＰＲＳおよびＥＤＧＥは、２．５Ｇ技術の例であり、（２Ｇ）ＧＳＭネットワークの上で比較的高速なデータサービスを提供する。これらの規格の各々は、追加の機能および強化により以前の規格を改良することを求めた。１９９８年１月、European Telecommunications Standard Institute-Special Mobile Group（ＥＴＳＩ ＳＭＧ）が、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）と呼ばれる第３世代無線システムのための無線アクセススキームについて合意した。ＵＭＴＳ規格をさらに実施するために、第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）が１９９８年１２月に結成された。３ＧＰＰは、共通の第３世代移動無線規格に取り組み続けている。

現在の３ＧＰＰ仕様による通常のＵＭＴＳシステムアーキテクチャを、図１に示す。ＵＭＴＳネットワークアーキテクチャには、Ｉｕとして知られるインターフェースを介して、ＵＭＴＳ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＵＴＲＡＮ）と相互接続されたコアネットワーク（ＣＮ）が含まれ、Ｉｕは、現在公的に入手可能な３ＧＰＰ仕様文書で詳細に定義される。ＵＴＲＡＮは、無線通信サービスをユーザに、３ＧＰＰにおいてユーザ機器（ＵＥ）として知られる無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）を通じて、Ｕｕとして知られる無線インターフェースを介して提供するように構成される。ＵＴＲＡＮは１つまたは複数の無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、および、３ＧＰＰにおいてノードＢとして知られる基地局を有し、これらは集合的に、ＵＥとの無線通信のための地理的カバレッジを提供する。１つまたは複数のノードＢは各ＲＮＣに、３ＧＰＰにおいてＩｕｂとして知られるインターフェースを介して接続される。ＵＴＲＡＮは、異なるＲＮＣに接続されたノードＢのいくつかのグループを有する場合があり、２つを図１に示す実施例において示す。複数のＲＮＣがＵＴＲＡＮ内で提供される場合、ＲＮＣ間の通信はＩｕｒインターフェースを介して実行される。

ネットワークコンポーネントの外部の通信は、ユーザレベルではノードＢによってＵｕインターフェースを介して、ネットワークレベルではＣＮによって外部システムへの様々なＣＮ接続を介して実行される。

一般に、ノードＢなど、基地局の主要な機能は、無線通信を基地局のネットワークとＷＴＲＵの間で提供することである。通常、基地局は共通チャネル信号を出力し、接続されていないＷＴＲＵが、基地局のタイミングと同期することができるようにする。３ＧＰＰでは、ノードＢはＵＥとの物理的な無線接続を実行する。ノードＢは信号をＩｕｂインターフェースを介してＲＮＣから受信し、信号は、ノードＢによってＵｕインターフェースを介して送信された無線信号を制御する。

ＣＮは、情報をその正しい宛先にルーティングすることを担う。例えば、ＣＮは、ＵＭＴＳによって受信されるＵＥからの音声トラフィックを、ノードＢの１つを介して、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）、または、インターネットに向かうことになるパケットデータにルーティングすることができる。３ＧＰＰでは、ＣＮは６つの主要なコンポーネントを有し、すなわち、１）サービス側の汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）サポートノード、２）ゲートウェイＧＰＲＳサポートノード、３）ボーダーゲートウェイ、４）ビジターロケーションレジスタ、５）移動通信交換局、および、６）ゲートウェイ移動通信交換局である。サービス側ＧＰＲＳサポートノードは、インターネットなど、パケット交換ドメインへのアクセスを提供する。ゲートウェイＧＰＲＳサポートノードは、他のネットワークへの接続のためのゲートウェイノードである。他のオペレータのネットワークまたはインターネットに行くすべてのデータトラフィックは、ゲートウェイＧＰＲＳサポートノードを通過する。ボーダーゲートウェイは、ネットワーク外部の侵入者による、ネットワーク領域内の加入者への攻撃を防止するための、ファイアウォールの機能を果たす。ビジターロケーションレジスタは、サービスを提供するために必要とされた加入者データの現在のサービス側ネットワーク「コピー」である。この情報は最初に、モバイル加入者を管理するデータベースから来る。移動通信交換局は、ＵＭＴＳ端末からネットワークへの「回線交換」接続を管理する。ゲートウェイ移動通信交換局は、加入者の現在のロケーションに基づいて必要とされたルーティング機能を実施する。ゲートウェイモバイルサービスはまた、外部ネットワークからの加入者からの接続要求を受信および管理する。

ＲＮＣは一般に、ＵＴＲＡＮの内部機能を制御する。ＲＮＣはまた、ノードＢとのＵｕインターフェース接続を介してローカルコンポーネント、および、例えば、国内ＵＭＴＳ内の携帯電話から行われた国際電話など、ＣＮと外部システムの間の接続を介して外部サービスコンポーネントを有する、通信のための中間サービスをも提供する。

通常、ＲＮＣは複数の基地局を監視し、ノードＢによってサービスされた無線サービスカバレッジの地域内の無線リソースを管理し、Ｕｕインターフェースのための物理的無線リソースを制御する。３ＧＰＰでは、ＲＮＣプロバイダのＩｕインターフェースはＣＮへの２つの接続を提供し、一方はパケット交換ドメインへの接続であり、他方は回線交換ドメインへの接続である。ＲＮＣの他の重要な機能には、機密性および保全性の保護が含まれる。このようなシステムのための背景仕様データは公的に入手可能であり、開発され続けている。

一般に、商用無線システムは、無線通信信号の送信のために明確なシステムタイムフレームフォーマットを利用する。第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）時分割複信（ＴＤＤ）および周波数分割複信（ＦＤＤ）システムなどの通信システムでは、可変レートデータの複数の共有および専用チャネルが送信のために結合される。しかし、システムがＴＤＤに基づくか、ＦＤＤに基づくかにかかわらず、受信無線信号は、それらの信号が送信されるタイムフレーム構造に従って復号化されなければならない。

無線通信の開始において実行されるべき最初のタスクの１つは、同期のために受信信号の相対的タイミングを決定することである。現代のシステムでは、搬送波、周波数、コード、シンボル、フレームおよびネットワーク同期など、様々なレベルの同期がある。各レベルで、同期を２つの段階、すなわち、獲得（初期同期）および追跡（細かい同期）に分割することができる。

第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）で指定されるものなど、通常の無線通信システムは、ダウンリンク通信を基地局から１つまたは複数のユーザ機器（ＵＥ）へ、アップリンク通信をＵＥから基地局へ送信する。各ＵＥ内の受信器は、受信されたダウンリンク信号を既知のコードシーケンスと相関または分散させることによって動作する。相関器から最大出力を得るために、コードシーケンスは受信されたシーケンスに同期化される。

受信器は、マルチパスとして知られる、送信された通信信号の時間オフセットコピーを、受信することができる。マルチパスフェーディングチャネルでは、異なるエコーパスおよびスキャタリングのために、信号エネルギーがある量の時間にわたって分散される。パフォーマンスを改善するために、受信器は信号のマルチパスコピーを結合することによって、チャネルを推定することができる。受信器がチャネルプロファイルについての情報を有する場合、信号エネルギーを収集する１つの方法は、いくつかの相関器ブランチを異なるエコーパスに割り当て、それらの出力を構造的に結合することである。これは従来、ＲＡＫＥ受信器として知られる構造を使用して行われる。

従来は、ＲＡＫＥ受信器はいくつかの「フィンガー」を有し、各エコーパスにつき１つのフィンガーを有する。各フィンガーにおいて、直接または最古の受信パスなど、ある参照遅延に関するパス遅延が、送信の間中、推定および追跡されなければならない。時間内のパス初期位置の推定を、マルチパス探索アルゴリズムを使用することによって得ることができる。マルチパス探索アルゴリズムは、相関器を通じて拡張探索を行い、所望のチップ精度によりパスを探し出す。ＲＡＫＥ受信器はマルチパス伝搬を活用して、送信信号のパスダイバーシティから利益を得ることができる。複数のパスまたは光線を使用することは、受信器にとって使用可能な信号電力を増す。加えて、これはフェーディングに対する防御を提供し、これは、いくつかのパスが深いフェードを同時に受ける可能性が低いからである。適切な結合により、これは、受信された信号対雑音比を改善し、フェーディングを低減し、電力制御問題を緩和することができる。

受信中に、受信されたエネルギーを、異なるマルチパスコンポーネントに帰属可能なコンポーネントに分離することは、必ずしも可能とは限らない。これは、例えば、様々な到着パスの相対遅延がチップの持続時間に比較して非常に小さい場合、発生する場合がある。このような状況はしばしば、屋内および都会の通信チャネルにおいて生じる。この問題はしばしば、「ファットフィンガー効果（Ｆａｔ Ｆｉｎｇｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ）」と呼ばれる。したがって、ファットフィンガーを識別することができるＲＡＫＥ受信器が開発されており、これは、開示されたＲＡＫＥ受信器などである（例えば、２００３年８月２１日に公開番号ＵＳ−２００３−０１５７８９２−Ａ１として公開され、本発明の譲受人によって所有された、「RECEIVER FOR WIRELESS TELECOMMUNICATION STATIONS AND METHOD」という名称の特許文献１参照）。図２は、ファットフィンガー割り振りを含む、好ましいＲＡＫＥ受信器による受信無線通信信号の処理の例示である。

図２で例示するように、受信無線通信システムは、ＲＡＫＥフィンガー割り振りの前の初期セル探索前処理を受ける。初期前処理は、パイロットシーケンス、または、例えば、ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）のプリアンブルシーケンスなど、特定の信号シーケンスの受信を識別する。既知の送信信号シーケンスを探索および識別する様々な方法は、当技術分野で知られている。例えば、このような方法および装置が開示されている（例えば、２００３年８月２８日に公開番号ＵＳ−２００３−０１６１４１６として公開され、本発明の譲受人によって所有された、「APPARATUS AND METHOD OF SEARCHING FOR KNOWN SEQUENCES」という名称の特許文献２参照）。

受信器に知られたシンボルのシーケンスがなぜ送信器から送出される可能性があるかの目的はいくつかあり、例えば、パス探索などにおけるタイミング遅延、振幅および位相に関するチャネル推定、ＲＡＣＨプリアンブル検出などによる（スロッテド）ＡＬＯＨＡマルチアクセス衝突検出およびアクセス付与のためのシグナリング、ならびに、セル探索などにおけるタイミング関係およびコードグループ割り振りのシグナリングである。

下位レベルのシグナリングが関連する場合、通常は、場合によっては送出される可能性のあるいくつかの異なる既知のシーケンスがあり、シグナリング値は、発見されるものによって決まる。したがって、探索は、すべての使用可能な、可能または関連のあるシーケンスにわたって実行されなければならない。

既知のシーケンスの正確な受信タイミングは、しばしば知られていない。残念ながら、これは、送信器と受信器の間の距離およびしたがって伝搬レイテンシが知られていない場合、例えばＲＡＣＨプリアンブルでは、まさに重要なパラメータである。加えて、セル探索などにおいて、送信タイミングは完全に未知となる可能性があり、または、既知のシーケンスの受信は、タイミング、振幅および位相に関して異なるレプリカ内になる可能性があるが、これらのパラメータは次いで、パス探索などにおいて、特に重要となる。

一般に、シーケンスが受信されると予想される、ある時間ウィンドウがあり、この時間ウィンドウは、ある送信タイミング関係、または、シーケンスが繰り返して定期的に送出される場合は単に繰り返し率によって、構成される。したがって、受信側では、シーケンスの探索は時間ウィンドウ内で行われ、通常は、時間内の連続インスタンスで入ってくる受信信号の繰り返された相関と、その後に続く、相関器の出力信号における最大の探索またはしきい値比較によって行われる。この連続時間インスタンスでの相関のオペレーションを、期待されたシーケンスをＦＩＲフィルタのための係数として使用する、入ってくる信号の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリングと見なすことができる。これは、検出のためのマッチドフィルタを使用する考えと一致する。

３ＧＰＰシステムでは、既知のシンボルのシーケンスは、ルート二乗余弦（ｒｏｏｔ−ｒａｉｓｅｄ−ｃｏｓｉｎｅ）（ＲＲＣ）タイプのパルス整形フィルタを使用して送信される。受信器側では、この送信パルスにマッチされたＲＲＣタイプのフィルタが使用される。時間ドメイン畳み込みにおける両方のフィルタの結合は、次いで二乗余弦（ＲＣ）タイプである。図３は、時間ドメインにおけるＲＣフィルタのインパルス応答を示し、３ＧＰＰで使用されるように０．２２のフィルタロールオフ係数を有し、最大振幅として１．０に正規化される。図３のフィルタのためのインパルス応答のｄＢ単位の振幅の大きさを、図４に示す。

シンボルのための送信および受信タイミングが十分に調整される場合、受信信号振幅は最大であり、シンボル持続時間Ｔ_Cの整数の倍数で間隔をあけられた隣接シンボルでは、受信信号はゼロである。これは、これらのタイプのフィルタの本質的な特性の１つであり、このタイプのフィルタがこの応用例で使用される理由である。

正確なシンボルタイミングが知られておらず、受信があるタイミングオフセットによってオフである場合、受信信号振幅はもはや最大ではない。未知のタイミングを有する既知のシーケンスの探索では、正確なシンボルタイミングは通常満たされなくなる。したがって、このタイプの誤差はほとんど常に発生する。

既知のシーケンスのための探索がＴ_Cの時間において間隔をあけられて実行される場合、最大可能なタイミング誤差はＴ_C／２であり、この結果生じる振幅劣化は、図４に示すように、約４ｄＢであり、パフォーマンスの理由でひどく高い。Ｔ_C／２で間隔をあけられて実行されたシーケンス探索では、最大タイミング誤差はＴ_C／４であり、振幅劣化は約０．９４ｄＢである。

上記に鑑みて、全相関をＴ_C／２のレートで実行することは、未知のタイミングを有する既知のシーケンス探索の課題への現在の手法において、もっとも幅広く見られる手法である。例えば、図５は、ディラック（ｄｉｒａｃ）パルス１２がシーケンスＦＩＲフィルタ１４に適用されるシステムモデル１０を示し、ディラックパルス１２は、チャネル１６の一部を形成するルート二乗余弦（ＲＲＣ）ＦＩＲフィルタ１８に適用される。受信側では、ルート二乗余弦（ＲＲＣ）ＦＩＲフィルタ２０は送信信号を受信し、フィルタ２０は送信パルスにマッチされる。フィルタ１８および２０の組合せは、二乗余弦（ＲＣ）タイプフィルタとして機能する。既知シーケンス検出器２２は、信号処理チェーンにおいて使用される。補間の後、後処理、例えば、最大探索またはしきい値検出がステージ２２で実行される。

ＦＩＲフィルタ構造を信号処理チェーンから除くと、相関による既知のシーケンスのための探索となり、深刻なパフォーマンス劣化を被るか、または、すでに主要なチップレート処理の複雑さが倍にされることが必要となる。例えば、図６は「強引な」方法を示し、既知シーケンス検出器２２は相関器有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２４を含み、相関器有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２４は着信信号を、チップにつき２サンプルのレートで受信し、その出力を、同様にチップにつき２サンプルのレートで動作するピーク探索検出器２５に提供する。

米国特許第１０／３０４８９４号明細書 米国特許第１０／３２２１８４号明細書 米国特許第１０／３０４４０３号明細書

比較すると、上記で参照し、図７に示す、特許文献２で開示された実施態様は、着信信号をシーケンス相関器ＦＩＲフィルタ２４に、チップにつき１サンプルのレートで提供する。その出力もまたチップにつき１サンプルであり、マルチプレクサ２８、ならびに、推定フィルタ２６に直接適用され、推定フィルタ２６は好ましくは４タップＦＩＲフィルタである。信号はＦＩＲフィルタ２４に、チップにつき１サンプルのレートで適用され、その出力も同様にチップにつき１サンプルのレートであり、推定ＦＩＲフィルタ２６によって処理される。マルチプレクサ２８は２つの信号ストリームを受信し、ピーク探索／検出器２５へのこれらのストリームの通過を交互に行い、ピーク探索／検出器２５はピーク探索／検出オペレーションをチップにつき２サンプルのレートで実行する。しかし、この改善された手法でも、処理労力に関して最適ではない。

無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）および方法は、無線通信システム内で、サンプリングされた受信信号を処理して無線通信を確立および／または維持するために使用される。選択的制御可能コヒーレント累積ユニットは、電力遅延プロファイルを作成する。選択的制御可能後処理ユニットは、しきい値制限された大きさ近似値およびＰＤＰ位置を、レーキ受信器などのデバイスに渡して、受信信号パスを決定する。

コヒーレント累積を対象とする本発明の一態様では、アンテナシステムは、無線信号を受信し、選択されたレートで受信信号サンプルの少なくとも１つの順次ストリームを作成する。Ｎ個のベクトル相関器ＶＣ［１］からＶＣ［Ｎ］の順次アレイが提供され、各々は、順次受信信号サンプルのＬサイズのセットをコヒーレントに累積するように構成される。ベクトル相関器は好ましくはアンテナシステムに結合され、いかなる所与の一連のＮ＋Ｌ−１個のサンプル、Ｓ１からＳＮ＋Ｌ−１についても、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮは、各サンプルＳｉからＳｉ＋Ｌ−１を処理するようにし、ただし、サンプルＳ１は第１のベクトル相関器ＶＣ［１］によって処理されたセットの第１の要素となる。シーケンス生成器は、受信無線信号内で検出されるように求められた既知シーケンスを選択的に生成するように構成される。シーケンス生成器は好ましくはベクトル相関器に結合され、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮが、一連のサンプルＳ１からＳＮ＋Ｌ−１内のＬ個の順次サンプルのセットを処理するとき、Ｌ個の生成された要素の所与の既知のシーケンスの生成された要素Ｇｊ、Ｇ０からＧＬ−１は、ＶＣ［ｉ］内でサンプルＳｉ＋ｊと混合されて、ＶＣ［ｉ］内でコヒーレントに累積される混合値が作成されるようにする。ベクトル相関器累積器制御回路は好ましくは、各ベクトル相関器の累積された混合値出力を選択的に制御し、各ベクトル相関器が、Ｌ個の累積された混合値の選択された倍数Ｍのセットを累積した後、累積値を出力するように、構成される。この結果、一連の少なくともＮ個の要素Ｅ１からＥＮの電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）が作成され、ただし、各ＰＤＰ要素Ｅｉは、ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮ、によって作成されたＭ＊Ｌ個の混合値のコヒーレント累積を表す。

ベクトル相関器累積器制御回路は好ましくは、各ベクトル相関器の累積された混合値出力を選択的に制御し、各ベクトル相関器が、選択された数Ｐの累積された値を出力するように構成される。このような場合、一連のＮ＊Ｐ個の要素Ｅ１からＥＮ＊Ｐの電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）が作成され、ただし、各ＰＤＰ要素Ｅｉ＋（ｊ＊Ｎ）は、ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］によって作成されたＭ＊Ｌ個の混合値のコヒーレント累積を表し、ただしｉ＝１からＮ、および、ｊ＝０からＰ−１である。アンテナシステムは好ましくは複数のアンテナと共に、選択されたレートで受信信号サンプル複数の順次ストリームを作成するように構成される。各ベクトル相関器は好ましくは、複数のサンプルストリームの中から、各ベクトル相関器によって処理するためにそこからサンプルを受信するべきサンプルストリームを選択するように構成された、制御可能アンテナスイッチデバイスを含む。好ましくは、アンテナスイッチ制御回路はアンテナスイッチデバイスを制御し、いかなる所与の一連のＮ＋Ｌ−１個のサンプル、Ｓ１からＳＮ＋Ｌ−１についても、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮ、の各アンテナスイッチデバイスが、ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］のための特定のサンプルストリームを選択して、そこから受信された各サンプルＳｉからＳｉ＋Ｌ−１を処理するように、制御されるようにし、ただし、サンプルＳ１は、特定のサンプルストリームから受信された、第１のベクトル相関器ＶＣ［１］によって処理されたセットの第１の要素となる。

ベクトル相関器を、それぞれ複数のｎ個の累積器デバイスＡＤ１からＡＤｎと共に構成することができる。その場合、各累積器デバイスＡＤｊは、ｊ＝１からｎについて、好ましくは、各ベクトル相関器によって処理された信号サンプルと混合するために共通の生成シーケンスの要素を受信するために、シーケンス生成器に選択的に結合され、各サンプルをｎ個の異なるシーケンスと共に処理して、混合値のｎ個の累積を作成することができるようにする。この結果、ベクトル相関器アレイは、ｎ個のＰＤＰを同時に作成する能力を有し、各ＰＤＰはｎ個の異なるシーケンスの１つに対応する。シーケンス生成器は、スクランブリングコード生成器、および、ｎ個のシグネチャコード生成器を含むことができる。シーケンス生成器は次いで好ましくは、ｎ個の出力ＳＧＯ１からＳＧＯｎと共に構成され、各シーケンス生成器出力ＳＧＯｊが、生成された要素の異なるシグネチャ／スクランブリングコードの組合せシーケンスを出力するようにする。ベクトル相関器がそれぞれ複数のｎ個の累積器デバイスＡＤ１からＡＤｎと共に構成される場合、各累積器デバイスＡＤｊは、ｊ＝１からｎについて、各ベクトル相関器によって処理された信号サンプルと混合するために共通の生成シーケンスの要素を受信するために、シーケンス生成器に選択的に結合され、各サンプルをｎ個の異なるシーケンスと共に処理して、混合値のｎ個の累積を作成することができるようにする。これにより、ベクトル相関器アレイはｎ個のＰＤＰを同時に作成することが可能となり、各ＰＤＰはｎ個の異なるシーケンスの１つに対応する。

好ましくは、ベクトル相関器アレイは、選択されたサンプリングレートより４８倍速い速度で動作する。補間器をベクトル相関器と結合し、補間を通じて要素の数をＰからＰの所望の倍数に増すことによって、拡張ＰＤＰを作成するように構成することができる。後処理ユニットは好ましくは、拡張ＰＤＰ値の大きさ近似値を計算すること、および、しきい値デバイスによって制限される大きさ近似値および関連付けられたＰＤＰ位置値をＲＡＫＥ受信器タイプのデバイスに渡すことによって、拡張ＰＤＰを処理する。ＷＴＲＵを、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内で使用するために、ノードＢまたはＵＥとして構成することができる。

受信無線信号を処理するための方法が提供され、選択されたレートで受信信号サンプルの少なくとも１つの順次ストリームが作成される。順次受信信号サンプルのＬサイズのセットは、Ｎ個のベクトル相関器ＶＣ［１］からＶＣ［Ｎ］の順次アレイを使用してコヒーレントに累積され、いかなる所与の一連のＮ＋Ｌ−１個のサンプル、Ｓ１からＳＮ＋Ｌ−１についても、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮは、各サンプルＳｉからＳｉ＋Ｌ−１を処理するようにし、ただし、サンプルＳ１は第１のベクトル相関器ＶＣ［１］によって処理されたセットの第１の要素となる。受信無線信号内で検出されるように求められた既知シーケンスは、コヒーレント累積中に選択的に生成および混合され、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮが、一連のサンプルＳ１からＳＮ＋Ｌ−１内のＬ個の順次サンプルのセットを処理するとき、Ｌ個の生成された要素の所与の既知のシーケンスの生成された要素Ｇｊ、Ｇ０からＧＬ−１は、ＶＣ［ｉ］内でサンプルＳｉ＋ｊと混合されて、ＶＣ［ｉ］内でコヒーレントに累積される混合値が作成されるようにする。各ベクトル相関器の累積された混合値出力が選択的に制御され、各ベクトル相関器が、Ｌ個の累積された混合値の選択された倍数Ｍのセットを累積した後、累積値を出力するようにし、それにより、一連の少なくともＮ個の要素Ｅ１からＥＮの電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）が作成され、ただし、各ＰＤＰ要素Ｅｉは、ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］、ただしｉ＝１からＮ、によって作成されたＭ＊Ｌ個の混合値のコヒーレント累積を表すようにする。この方法の変形形態は、所望の構成およびパラメータに従って作成される。

本発明のもう１つの態様では、作成されたＰＤＰの後処理のための様々な構成が提供される。電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットは、既知のシーケンスと共に混合された受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有する、対応するＰＤＰのグループＧ１〜ＧＮを作成し、対応するＰＤＰのセットは各グループからのＰＤＰによって定義され、対応するＰＤＰのセットのすべてのＰＤＰについて、各ＰＤＰ要素が、同じ既知のシーケンスを使用してコヒーレント累積処理に基づいて作成される。後処理ユニットは、各ＰＤＰのＬ／２個未満のＰＤＰ要素を選択するように、および、選択されたＰＤＰ要素の値および各ＰＤＰ位置値を格納するように構成される。後処理ユニットは選択的に、格納されたＰＤＰ値を結合し、同じ各ＰＤＰ位置について格納される対応するＰＤＰのセットの各ＰＤＰの要素の値が結合されるようにする。後処理ユニットは、各ＰＤＰ位置について結合された値を、選択されたしきい値に対して評価して、しきい値制限された結合値および各位置値を、それと共に各ＰＤＰ要素が作成される既知のシーケンスと共に送信された信号の受信信号パスにおける決定において使用するために、さらなる信号処理のために渡す。

後処理ユニットを、各ＰＤＰのＮ個の上位値を選択するように構成することができ、ただしＮは＞２および＜Ｌ／２である。ＰＤＰ要素値が同相および直角成分を含む場合、後処理ユニットを、しきい値評価のためにコヒーレント結合によって、格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合するように構成することができる。その場合、後処理ユニットは好ましくは、しきい値制限される各結合値について大きさ近似値を計算し、しきい値制限された大きさ近似値および各位置値が、受信信号パスの決定において利用されるようにする。代替として、後処理ユニットをさらに、各格納されたＰＤＰ要素値について大きさ近似値を計算するように、コヒーレントに結合される対応するＰＤＰ要素値の大きさ近似値を非コヒーレントに結合するように、および、受信信号パスの決定におけるさらなる信号処理のために、コヒーレントおよび非コヒーレントに結合された値をしきい値に対して別々に評価して、各ＰＤＰ位置の値を制限するように、構成することができる。

後処理ユニットによって処理されたＰＤＰ要素値が、信号サンプルの順次セットのコヒーレント累積の大きさ近似である場合、後処理ユニットは好ましくは、しきい値評価のために非コヒーレント結合によって、格納されたＰＤＰ要素値を、選択的に結合するように構成される。

後処理ユニットを、制限された数のＰＤＰ要素をＰＤＰの第１のグループＧ１から選択し、これらの要素の値および各位置値を格納するように、および次いで、ＰＤＰの各他のグループが処理されるとき、ＰＤＰセットの各対応するＰＤＰからのそれぞれ位置決めされた要素の要素値および各位置値を格納するように、構成することができる。その場合、第１のグループＧ１のＰＤＰから選択された要素のいかなる位置にもマッチしない制限された数の他の要素もまたＰＤＰから選択され、しきい値制限のために格納される。後処理ユニットを、要素を第１のグループＧ１ ＰＤＰから、ＰＤＰ要素の上位のＮ個の値を選択することに基づいて、選択するように構成することができ、ただし、ＮはＬ／４未満である。代替として、後処理ユニットを、要素をグループＧ１ ＰＤＰから、しきい値制限によって選択するように構成することができ、ただし、Ｌ／４個未満の要素が第１のグループＧ１ ＰＤＰの各々から選択されるように、しきい値が設定される。

電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）を処理する方法が提供され、対応するＰＤＰのグループＧ１〜ＧＮは、既知のシーケンスと共に混合された受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有し、対応するＰＤＰのセットは各グループからのＰＤＰによって定義され、対応するＰＤＰのセットのすべてのＰＤＰについて、各ＰＤＰ要素が、同じ既知のシーケンスを使用してコヒーレント累積処理に基づいて作成されるようにする。この方法は、各ＰＤＰのＬ／２個未満のＰＤＰ要素を選択すること、および、選択されたＰＤＰ要素の値および各ＰＤＰ位置値を格納することを含む。格納されたＰＤＰ値は選択的に結合され、同じ各ＰＤＰ位置について格納される対応するＰＤＰのセットの各ＰＤＰの要素の値が結合されるようになる。各ＰＤＰ位置について結合された値は、選択されたしきい値に対して評価される。しきい値制限された結合値および各位置値は、それと共に各ＰＤＰ要素が作成される既知のシーケンスと共に送信された信号の受信信号パスにおける決定において使用するために、さらなる信号処理のために渡される。この方法の変形形態は、所望の構成およびパラメータに従って作成される。

本発明のもう１つの態様では、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）値の作成が選択的に制御される。これは特にパス探索において有用である。無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）は無線信号を他のＷＴＲＵから受信し、ＷＴＲＵによって受信されるときの各無線信号の相対的タイミングが知られ、無線信号が、システムタイムフレームのタイムスロット内で送信された一連の所定の数Ｊのシンボル、ＳＹＭ（０）からＳＹＭ（Ｊ−１）によって定義されるようにし、ただし各シンボルは所定のビット長Ｂを有する。電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットは、既知のシーケンスと共に混合された、選択された数Ｐの受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有するＰＤＰを作成するように構成され、ただし、ｐは、選択された正の整数ＩについてのＢ倍に等しく、ｐ＝Ｂ＊Ｉである。電力遅延プロファイル作成ユニットは好ましくは、受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰを選択的に作成するように構成され、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊ｎ））ｍｏｄ Ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についてのＰＤＰの処理は、第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１）））ｍｏｄ Ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１））＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である。

ｐ＝Ｊ＊Ｂであるように、Ｊ個のシンボルを表す受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有するＰＤＰを作成することが望ましい場合、電力遅延プロファイル作成ユニットは、受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰを選択的に作成し、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についてのＰＤＰの処理は、第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（ｊ＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である。一実施例では、ＷＴＲＵは、２５６０チップのシステムタイムスロットを有するユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内で使用するために構成され、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットは、パイロットチャネルタイムスロットにつき２５６ビットのパイロットチャネルフォーマットされた１０シンボル上で受信された無線信号についてＰＤＰを作成するように構成される。

無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）内で電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成を制御するための方法が提供され、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）は、無線信号を他のＷＴＲＵから受信し、ＷＴＲＵによって受信されるときの各無線信号の相対的タイミングが知られ、無線信号が、システムタイムフレームのタイムスロット内で送信された一連の所定の数Ｊのシンボル、ＳＹＭ（０）からＳＹＭ（Ｊ−１）によって定義されるようにし、ただし各シンボルは所定のビット長Ｂを有し、ただし、ＰＤＰはそれぞれ、既知のシーケンスと共に混合された、選択された数ｐの受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有し、ただし、ｐは、選択された正の整数ＩについてのＢ倍に等しく、ｐ＝Ｂ＊Ｉである。受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰが選択的に作成され、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊ｎ））ｍｏｄ Ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についてのＰＤＰの処理は、第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１）））ｍｏｄ Ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１））＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である。

他の目的および利点は、以下の本発明の現在好ましい実施形態の説明に基づいて、当業者には明らかであろう。

本発明を、図面を参照して説明し、図面の全体にわたって、類似の番号は類似の要素を表す。基地局、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）およびモバイルユニットという用語は、それらの一般的な意味において使用される。本明細書で使用されるとき、基地局という用語には、それだけに限定されないが、基地局、ノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント、または、ＷＴＲＵに、基地局が関連付けられるネットワークへの無線アクセスを提供する、無線環境内の他のインターフェーシングデバイスが含まれる。

本明細書で使用されるとき、ＷＴＲＵという用語には、それだけに限定されないが、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定またはモバイル加入者ユニット、ページャー、基地局、または、無線環境内で動作することができる他のタイプのデバイスが含まれる。ＷＴＲＵには、電話、テレビ電話、および、ネットワーク接続を有するインターネット対応電話など、パーソナル通信デバイスが含まれる。加えて、ＷＴＲＵには、ＰＤＡ、および、類似のネットワーク機能を有する無線モデムを有するノートブックコンピュータなど、ポータブルパーソナルコンピューティングデバイスが含まれる。ポータブルであるか、またはそうでない場合は、ロケーションを変更することができるＷＴＲＵは、モバイルユニットと呼ばれる。

本発明は、複数のＷＴＲＵからの無線通信を受信する基地局と共に使用されるとき、特に有用であるが、一般に既知のシーケンスの検出のためにＷＴＲＵのための幅広い適用可能性を有する。例えば、本発明を、図１に例示した従来のＵＴＭＳシステムのＵＥまたはノードＢにおいても実施することができ、例えば、３ＧＰＰ ＴＳ ２５．２１１セクション５．２．２によって指定されたフォーマットにより送信されたＦＤＤ ＲＡＣＨまたはＣＰＣＨプリアンブルの、パス探索または共通アップリンク物理チャネル検出を実施する、ノードＢ基地局のために、特別な有用性を有する。

図８を参照すると、本発明によるシーケンス検出のためのベクトル相関器（ＶＣ）ベースのアーキテクチャ３０が示される。通信が開始されるとき、送信された信号シーケンスが受信器に到達する正確な時間は知られておらず、モバイルＷＴＲＵの速度、オシレータの不確実性、および、セルサービスエリア内の位置のために、後で変わる可能性がある。受信信号はかなり頻繁に、わずかに異なる時間に受信された送信信号の複数のコピーを含み、これは、受信器のアンテナに到達する電波が異なるパスを取るからである。ＲＡＫＥ受信器は従来、受信信号のこれらのコピーを結合して、受信機能を高めるために使用される。したがって、基地局は、ある時間ウィンドウ内で、期待されたシーケンスの到着を探索する。一般に、探索ウィンドウは、Ｌチップの長さなど、所望のサイズのものが選択され、ただし、Ｌは、信号の初期コピーならびにマルチパスコピーを取り込むために十分長くなるように選択される。

従来、受信信号のフロントエンド処理は、ＲＦ、混合信号、および信号サンプルのベースバンドフィルタリングによって実行される。本発明では、無線通信信号は１つまたは複数のアンテナａｎｔ１．．．ａｎｔ Ｍを介して受信される。受信信号は、選択されたレートでのサンプリングによって前処理される。特許文献２で開示された好ましい実施形態のように、比較的高価なオーバーサンプリングを回避するために、サンプリングは好ましくはシステム送信のために指定されたチップレート１／Ｔｃで行われる。

前処理の後、サンプルを次いで既知のシーケンスコードに相関させることができ、すなわち、コヒーレント累積である。ある３ＧＰＰシステム送信では、例えば、相関は、既知の長さおよびスクランブリングコードのシーケンス／シグネチャコードの関数である。既知の送信シーケンスはしばしば、より短いシーケンスまたはシグネチャの繰り返しで構成される。例えば、現在、３ＧＰＰ ＦＤＤ ＲＡＣＨプリアンブルは、１６ビットのシグネチャコードの２５６の繰り返しからなる、４０９６チップの長さとして指定される。現在は、ＲＡＣＨプリアンブル送信について指定された１６個の異なるシグネチャコードがあり、それらの１６ビットのシグネチャのうち１つが選択されて、特定の送信のための拡散コードによる符号化のためにＲＡＣＨプリアンブル全体が作成される。１６個の拡散コードは通常、３ＧＰＰシステムの各セルについて割り振られるが、異なるセルが異なるグループの拡散コードを使用する場合がある。

静的な場合、サンプルの推定値を完全なシーケンスにわたって統合し、最大の増大された信号対雑音比（ＳＮＲ）とすることができる。しかし、これは一般に、ＷＴＲＵの送信および受信が互いに対して低い速度でのみ移動する場合にのみ、実現可能である。最大時速２５０ｋｍの移動のドップラー効果によって引き起こされた周波数オフセットが考慮される場合、シーケンス全体のコヒーレント結合は通常、適切に機能しなくなる。これは、シーケンス全体を、非コヒーレントに結合することができるより小さい均等なパッケージに分割すること、非コヒーレント累積が望ましい場合の一例である。ＲＡＣＨプリアンブル検出では、１０２４チップのセグメント長が選択されることが好ましく、ただし、各セグメントは、送信された１６ビットシグネチャコードの６４の繰り返しを表す。

本発明によれば、コヒーレント累積ユニット３１が提供され、コヒーレント累積ユニット３１は、選択されたアンテナソースからの受信信号のサンプルストリームの選択を含み、サンプルストリームは、シーケンス生成器によって作成された既知のシーケンスと相関される。サンプルストリームおよび既知のシーケンスは、ベクトル相関器アレイ内で相関されて、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）が作成される。以下で詳細に説明するように、コヒーレント累積ユニット３１のベクトル相関器アレイハードウェアは、多様なセットのパラメータの下でＰＤＰを作成するために、大変適合可能である。アンテナ選択ユニットが各ベクトル相関器のために別々に含まれて、複数のアンテナに渡る活用ＲＸダイバーシティが可能にされることが好ましい。一般に、異なるアンテナ上で受信された同じ送信信号のサンプルのチップアラインメントを維持することはできるが、ＲＸ処理のために受信信号サンプルの品質を高めるか、または下げる、著しい位相差がある場合がある。

コヒーレント累積ユニット３１によって作成されたＰＤＰは補間器３２に渡されて、補間によってチップレート処理が増す。好ましくは、これは特許文献２で説明されるように、図７に例示したような推定フィルタ２６を使用して、チップの長さを倍にし、チップ長さはＰＤＰの長さを倍にすることによって実施される。

拡張ＰＤＰは好ましくは次いで大きさ近似デバイス３３（ＭＡＧ）に渡されて、各ＰＤＰ要素の累積されたサンプルの大きさが近似される。３ＧＰＰによって指定されたものなどのシステムにおけるサンプリングで通常であり、各サンプルは、少なくとも同相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を有するようになる。コヒーレント累積後に結果として生じるＰＤＰ要素は、ＩおよびＱ成分を保持する。ＭＡＧ３３によって実行された大きさ近似は、好ましくは、従来のｍａｘ（Ｉ，Ｑ）＋０．５ｍｉｎ（Ｉ，Ｑ）の公式化を使用して実行される。

非コヒーレント累積ユニット３４は、ＰＤＰ要素の大きさ近似値を受信し、それらを元の順序で、または位置情報と共に格納する。ＰＤＰプロファイルの大きさ近似値の完全セットが入手可能であるとき、これらを、しきい値比較ユニット３５を通過させることができ、しきい値比較ユニット３５は好ましくは、しきい値制限された大きさ近似および位置の値を、ＲＡＫＥ受信器のフィンガー決定コンポーネントに渡す。十分な大きさを有するＰＤＰ要素は一般に、受信無線信号内の既知の送信シーケンスの少なくとも１つのコピーの開始のロケーションを表す。

プロファイル内で検出されたピークおよびそれらの位置は、ＲＡＫＥ受信器ソフトウェアに供給され、ＲＡＫＥ受信器ソフトウェアは、好ましくは「ファットフィンガー検出（Ｆａｔ Ｆｉｎｇｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）」と呼ばれるタスクにより開始する。これは、共に非常に接近して位置するピークが２つの分離されたピークとして扱われず、１つのピークとして一体化されて、例えば、レークフィンガーの割り当てにおける問題が回避されることを意味する。ファットフィンガー検出ソフトウェアは、ＲＡＣＨプリアンブルおよびパス探索シーケンス検出の両方について好ましい。

図９は、コヒーレント累積ユニット４０の全体的な好ましい構成を例示する。コヒーレント累積ユニット４０は、関連付けられたベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［Ｎ］のアレイを含む。単純な場合、各ＶＣユニットはあるＷＴＲＵのためのＰＤＰの１つの値を作成する。並行して処理することができるＷＴＲＵの最大数、およびＰＤＰの長さで、ハードウェアの複雑さが決定する。以下で説明するように、ハードウェア処理速度を利用して、各ＶＣユニットにより複数の値を作成して、ＰＤＰの長さをＶＣユニットの数より大きくすることが可能であるので、有利である。

単一のアンテナを使用することができるが、複数のアンテナＡｎｔ １．．．Ａｎｔ Ｍが提供される場合、各ベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［Ｎ］は好ましくは各アンテナスイッチＡＳ［１］．．．ＡＳ［Ｎ］を含み、各アンテナスイッチは、処理のために複数のアンテナの中からサンプルストリームを選択する。コヒーレント累積ユニット４０は、アンテナスイッチ制御のための入力４１を含み、入力４１を通じて制御信号がアンテナスイッチＡＳ［１］．．．ＡＳ［Ｎ］に送信されて、処理入力が、選択されたアンテナサンプルに切り替えられる。通常、制御信号は累積の開始で送信される。好ましくは、ユニット４０は、入力４１からの制御信号が第１のベクトル相関器ＶＣ［１］のアンテナスイッチＡＳ［１］に向けて送られ、次いで順次に、指定された遅延、好ましくは１チップの長さの遅延を有して、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］の各順次アンテナスイッチＡＳ［ｉ］、ｉ＝２からＮ、にカスケードされるように、構成される。したがって、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］は好ましくは、それと共に第１のベクトル相関器ＶＣ［１］がシーケンス相関を開始した第１のサンプルに対してｉ番目のサンプルにより、シーケンス相関を開始する。各後続のアンテナスイッチＡＳ［ｉ］への遅延カスケード制御信号を実施するため、第１のベクトル相関器ＶＣ［１］のアンテナスイッチＡＳ［１］について例示するように、遅延デバイスｚが、各先行するアンテナスイッチＡＳ［ｉ−１］に関連付けられる。

既知のシーケンスを生成するシーケンス生成器４２が提供され、既知のシーケンスと、選択されたアンテナからのサンプルストリームが各ベクトル相関器内で相関される。シーケンス生成器は好ましくはベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［Ｎ］と、各ミキサー４３［１］．．．４３［Ｎ］を介して結合されて、生成された既知のシーケンスを、各累積デバイス４４［１］．．．４４［Ｎ］内で累積された混合サンプルと直列に混合し、これはそれぞれ、作成されているＰＤＰの累積された要素を作成する。各一連のサンプルは、生成されたシーケンスと混合され、第１の生成された要素が各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］内で、それと共に第１のベクトル相関器ＶＣ［１］がシーケンス相関を開始した第１のサンプルに対してｉ番目のサンプルと混合されるようになり、すなわち、第１の生成された要素が、第１のベクトル相関器ＶＣ［１］内の第１のサンプルと、および、最後のベクトル相関器ＶＣ［Ｎ］内のＮ番目のサンプルと混合されるようになる。各後続のＶＣ［ｉ］への、生成されたシーケンス要素の遅延を実施するため、ベクトル相関器ＶＣ［１］内の生成されたシーケンス要素パスについて例示するように、遅延デバイスｚが、各先行するベクトル相関器ＶＣ［ｉ−１］内の生成されたシーケンス要素パスに関連付けられる。

制御入力４５は、各ベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［Ｎ］の累積デバイス４４［１］．．．４４［Ｎ］に関連付けられて、選択された数のサンプルｐでの累積の終了をシグナル通知して、各ＶＣによる各ＰＤＰ要素の出力をトリガする。対応する１チップ遅延デバイスは、制御信号を各後続のＶＣ［ｉ］にカスケードする。

サンプリングレートより大きいクロック速度で動作する、コヒーレント累積ユニット４０内のハードウェアデバイスを利用することによって、ベクトル相関器を複数回使用して、Ｎ個以上の要素を有するＰＤＰを作成することができる。例えば、コヒーレント累積ユニット４０内のハードウェアデバイスが、サンプリングレート１／Ｔｃの２倍であるレート２／Ｔｃで動作する場合、シーケンス生成器４２を、順次作成されたあらゆる奇数要素についての既知のシーケンスの第１のコピー、および次いで、Ｎ個の偶数要素の遅延の後に順次作成されたあらゆる偶数要素についてのその既知のシーケンスの第２のコピーを出力するように、構成することができる。このように、シーケンス生成器から出力された第１、第３および第５の要素は、既知のシーケンスの第１のコピーの第１、第２および第３の要素に対応するようになり、シーケンス生成器から出力された２Ｎ＋２、２Ｎ＋４、および２Ｎ＋６番目の要素は、既知のシーケンスの第２のコピーの１番目、２番目および３番目の要素に対応するようになる。

このような場合、１／Ｔｃのレートで各選択されたアンテナから受信された各サンプルは、２／Ｔｃで動作する各ミキサー４３［１］．．．４３［Ｎ］に２回供給され、累積器デバイス４４［１］．．．４４［Ｎ］は、偶数および奇数の生成された要素との混合をそれぞれ追跡し、累積器デバイスは２Ｎ個の生成された要素の遅延の後に偶数の混合を追跡する。ｐ個のサンプルが各ＰＤＰ要素について累積される場合、第１のベクトル相関器ＶＣ［１］は次いで、最初のｐ＋Ｎ個のサンプルを第１のアンテナから処理して、ＰＤＰの１番目およびＮ＋１番目の要素を作成することができる。１番目のＰＤＰ要素は１番目のｐの奇数の累積混合サンプルであり、すなわち、奇数の混合サンプル１、３、５．．から２ｐ＋１であり、Ｎ＋１のＰＤＰ要素は、２Ｎ＋２ないし２Ｎ＋２ｐからの偶数の累積サンプルである。

代替として、ハードウェアが２／Ｔｃで動作して１／Ｔｃ受信サンプルを処理するような場合では、シーケンス生成器は、同じシーケンスの２つのコピーまたは２つの異なるシーケンスを生成することができ、一方のコピーまたはシーケンスは、奇数の生成された要素について生成され、他方のコピーまたは異なるシーケンスは、偶数の生成された要素について生成される。

同じシーケンスの２つのコピーが生成される第１の場合、アンテナセレクタＡＳ［１］．．．ＡＳ［Ｎ］は、各サンプルの交互のコピーを２つの異なるアンテナから提供し、ＶＣが一方のアンテナからのサンプルを、奇数の生成されたシーケンス要素と共に処理して、そのアンテナのサンプリングされた信号のＰＤＰを作成するようにし、ＶＣが他方のアンテナからのサンプルを、偶数の生成されたシーケンス要素と共に処理して、他方のアンテナのサンプリングされた信号の第２のＰＤＰを作成するようにすることができる。

２つの異なるシーケンスが生成される第２の場合、各サンプルの２つのコピーをＶＣによって処理して、第１のＰＤＰを、第１の既知のシーケンスを定義する奇数の生成されたシーケンス要素と共に混合されたサンプルに基づいて作成し、同時に、第２のＰＤＰを、第２の異なる既知のシーケンスを定義する偶数の生成されたシーケンス要素と共に混合されたサンプルに基づいて作成することができる。このように、２つの異なるＷＴＲＵから送信された信号からのＰＤＰを同時に生成することができ、一方のＷＴＲＵは、第１の既知のシーケンスにより符号化されたその信号を送信したものであり、他方のＷＴＲＵは、第２の既知のシーケンスにより符号化されたその信号を送信したものである。

より複雑な実施例を、コヒーレント累積ユニット４０の機能性のよりよい理解のために考察することができる。表１は、コヒーレント累積ユニットの構成における機能性およびサイズについて使用されたパラメータを識別する。

簡単にするために、以下の２つの実施例は、ただ１つのアンテナの場合に基づく。このような場合、アンテナスイッチは常に同じアンテナを選択するか、または、アンテナスイッチをまったく取り除くことができる。第１の実施例では、ハードウェアは、Ｎ＝１０、Ｌ＝１０、Ｍ＝１、ｃ＝１、ｕ＝１、ｐ＝１０２４について構成される。コヒーレント累積ユニット４０は次いで、１ｘで実行する１０個のＶＣユニットＶＣ［１］〜ＶＣ［１０］を含んで、１つのアクティブなＷＴＲＵについて長さ１０の１つの遅延プロファイルを作成することができる。１０２４チップが処理された後、第１のＶＣユニットＶＣ［１］は第１の遅延プロファイル値を作成し、１０２４＋９チップが処理された後、最後のＶＣユニットＶＣ［１０］は最後の遅延プロファイル値を作成し、ＰＤＰが完成される。

第２の実施例では、ハードウェアは、Ｎ＝１０、Ｌ＝２０、Ｍ＝１、ｃ＝２、ｕ＝１、ｐ＝１０２４について構成される。コヒーレント累積ユニット４０は次いでまた、１０個のＶＣユニットＶＣ［１］〜ＶＣ［１０］を含むが、これらは２ｘで実行するものであり、１つのアクティブなＷＴＲＵについて長さ２０の１つの遅延プロファイルを作成することができる。これを実行するために、シーケンスコードの２つのコピーがＶＣにキューイングされる。これは例えば、上述のように、第１のコピーが第１のＶＣユニットＶＣ［１］に、奇数の生成された要素、すなわち、１番目、３番目、５番目などの生成された要素と共に供給され、第２のコピーが２０、すなわち（２＊Ｎ）個の要素の遅延を有して、第１のＶＣユニットＶＣ［１］に、偶数の生成された要素、すなわち、２２番目、２４番目、２６番目などの生成された要素において供給される場合に、実施することができる。第１のＶＣユニットＶＣ［１］は次いで、１０２４番目のサンプルを２０４７番目に生成された要素と共に処理した後、第１のＰＤＰ値を作成し、１０３４番目のサンプルを２０６８番目に生成された要素と共に処理した後、１１番目のＰＤＰ値を作成する。同様に、最後のＶＣユニットＶＣ［１０］は次いで、１０３３番目のサンプルを２０４７番目に生成された要素と共に処理した後、１０番目のＰＤＰ値を作成し、１０４３番目のサンプルを２０６８番目に生成された要素と共に処理した後、１２番目のＰＤＰ値を作成して、長さ２０のＰＤＰを完成させる。このように、２ｘで実行する１０個のハードウェアＶＣユニットが使用されて、１ｘで実行する２０個の仮想ＶＣユニットが定義される。

仮想ＶＣユニットの数は、可能な遅延プロファイルの最大の長さを決定する。ＵＭＴＳ ＦＤＤでは、これは、コヒーレント累積ブロックによって処理することができる、最大セル半径に等しい。ハードウェアによって提供された仮想ＶＣユニットの数は、ｃ＊Ｎの積である。システムにより必要とされた仮想ＶＣユニットの数は、Ｌ＊ｕの積である。

好ましくは、パス探索では、コヒーレント累積ユニット４０は、１００個のベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［１００］により構成され、４８／Ｔｃで動作して、１／Ｔｃでサンプリングされた受信信号を処理する。好ましくは、シーケンス生成器は次いで、それぞれが異なるスクランブリングコードを使用する最大４８個の異なるＷＴＲＵによって送信されたシーケンスについて同時に探索するために、４８個の異なるスクランブリングコードに基づいて、シーケンスを生成するように構成される。これを達成するために、各異なる生成されたシーケンスの第１の要素が生成された後に、既知のシーケンスのいずれかの次の順次要素が生成される前に、すべての既知のシーケンスの各順次要素が続くように、シーケンス生成器を構成することができる。これは例えば、第１のＶＣユニットＶＣ［１］が、１番目の信号サンプルを４８個の既知のシーケンスの各々の１番目の要素と共に処理すること、および、ｉ番目の信号サンプルを４８個の既知のシーケンスの各々のｉ番目の要素と共に処理して、４８個のＰＤＰの１番目の値を作成することを可能にし、各々は、受信信号を４８個のスクランブリングコードのうち異なる１つにより処理することに対応する。この場合、各ＰＤＰの長さは１００である。

同じハードウェア構成を制御して、長さ２００のＰＤＰを作成することができ、ただし各ＶＣは２つの値を作成する。これは、同時に作成することができるＰＤＰの数を４８から２４に減らす。

もう１つの実施例の構成では、コヒーレント累積ユニット４０は、６４個のベクトル相関器ＶＣ［１］．．．ＶＣ［６４］により構成され、４８／Ｔｃで動作して、１／Ｔｃでサンプリングされた受信信号を処理する。オペレーションでは、コヒーレント累積ユニット４０はセルサイズ毎に基づいて制御され、例えば以下の通りである。

・ １０２４チップの所望の探索ウィンドウについて、セル半径が４０ｋｍである場合、シーケンス生成器は次いで、長さ１０２４のＰＤＰを同時に作成するために、３個のスクランブリングコードに基づいてシーケンスを生成するように構成される。

・ ５１２チップの所望の探索ウィンドウについて、セル半径が２０ｋｍである場合、シーケンス生成器は次いで、長さ５１２のＰＤＰを同時に作成するために、６個のスクランブリングコードに基づいてシーケンスを生成するように構成される。

・ ２５６チップの所望の探索ウィンドウについて、セル半径が１０ｋｍである場合、シーケンス生成器は次いで、長さ２５６のＰＤＰを同時に作成するために、１２個のスクランブリングコードに基づいてシーケンスを生成するように構成される。

・ １２８チップの所望の探索ウィンドウについて、セル半径が５ｋｍである場合、シーケンス生成器は次いで、長さ１２８のＰＤＰを同時に作成するために、２４個のスクランブリングコードに基づいてシーケンスを生成するように構成される。

・ ６４チップの所望の探索ウィンドウについて、セル半径が２．５ｋｍである場合、シーケンス生成器は次いで、長さ６４のＰＤＰを同時に作成するために、４８個のスクランブリングコードに基づいてシーケンスを生成するように構成される。

コヒーレント累積ユニット４０は特に、シーケンスを複数の同時無線信号から検出することがしばしば望ましい、無線システム基地局について有用である。加えて、コヒーレント累積ユニット４０は、基地局または他のＷＴＲＵから受信された通信信号についてのパス探索のためにマルチパス信号を検出するためなど、単一ユーザＷＴＲＵについて大変有用である。

図１０は、４８／Ｔｃで動作して、１／Ｔｃでサンプリングされた受信信号を処理する、２２個のベクトル相関器ＶＣ［１］〜ＶＣ［２２］を有する基地局による３ＧＰＰ ＦＤＤ ＲＡＣＨプリアンブル検出のために構成された、コヒーレント累積ユニット５０の好ましい実施例を例示する。上記で説明したように、これは、２２の倍数である長さを有する様々なＰＤＰが容易に作成されることを可能にする。コヒーレント累積ユニット５０は好ましくは、表２で示すパラメータに基づいて基地局によってサービスされたセルサイズによる長さを有する、ＰＤＰを作成するように構成される。したがって、例えばＰＤＰサイズが８８に選択される場合、各ＶＣは各ＰＤＰの４個の要素を作成する。

図９で例示した一般的な実施形態のように、各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］は、関連付けられたアンテナスイッチＡＳ［ｉ］を有し、第１のＶＣユニットＶＣ［１］を例外として、各先行するＶＣユニットＶＣ［ｉ−１］に対して１チップ遅延を有して動作する。コヒーレント累積ユニット５０は同様に、アンテナスイッチ制御信号のための入力５１を含み、各アンテナスイッチに対して１チップ遅延を有して動作する。コヒーレント累積ユニット５０では、各ベクトル相関器が、使用可能なシグネチャコードの数に等しいいくつかの累積器デバイスを含むように修正される。現在のＦＤＤ ＲＡＣＨ仕様の場合、１６個のシグネチャコードが使用可能であり、そのため各ベクトル相関器ＶＣ［ｉ］は好ましくはそれぞれ１６個の累積器ユニット５４［ｉ，１］〜５４［ｉ，１６］を含む。

ＲＡＣＨスクランブリングコードを生成するためのシーケンス生成器５２が提供される。シーケンス生成器５２は、１６個のシグネチャコード生成器５２［ｓ１］〜５２［ｓ１６］の各々に関連付けられる。好ましくは、各シグネチャコード生成器５２［ｓｊ］は、許可される１６個の異なるＲＡＣＨプリアンブルを形成するために使用された、１６個の指定された１６ビットシグネチャの１つを、繰り返して生成する。各シグネチャコード生成器５２［ｓｊ］の出力は、シーケンス生成器５２によって生成された１つまたは複数のスクランブリングシーケンスと混合されて、既知のシーケンス要素が第１のベクトル相関器ＶＣ［１］の各累積器デバイス５４［１，ｊ］に提供され、次いで、１チップ遅延を有して、各後続のベクトル相関器ＶＣ［ｉ］の対応する累積器デバイス５４［ｉ，ｊ］にカスケードされる。

ＰＤＰの長さが２２で設定される場合、シーケンス生成器５２を、４８個のＲＡＣＨスクランブリングコードを生成するように構成することができるので、有利である。現在、３ＧＰＰ仕様は、１６個のスクランブリングコードをＦＤＤ ＲＡＣＨプリアンブル送信について使用可能であると指定するが、異なるセルのための異なるセットのスクランブリングコードを提供することができる。したがって、生成された４８個の異なるスクランブリングコードまでの容量は、基地局が、異なるスクランブリングコードのセットが各異なるセル内で使用される３ＧＰＰシステム内で、同時に３つの異なるセルについてＦＤＤ ＲＡＣＨプリアンブルのためのすべてのシグネチャ／スクランブリングコードの組合せを検出することを可能にする。

このような場合、各シグネチャコード生成器５２［ｓｊ］によって生成された「ｊ番目」のシグネチャとの混合が、ｊ番目のシグネチャシーケンスの４８個の異なるようにスクランブルされたコピーを、４８個のＰＤＰの１番目のＰＤＰ要素を生成する第１のベクトル相関器ＶＣ［１］の各累積器デバイス５４［１，ｊ］に渡し、各ＰＤＰはｊ番目のシグネチャシーケンスの異なるようにスクランブルされたバージョンに対応する。４８個のＰＤＰの各セットが、１６個の異なるＲＡＣＨシグネチャコードプリアンブルの各々について生成される。したがって、このような構成では、コヒーレント累積ユニット５０は、いかなるＷＴＲＵ ＲＡＣＨプリアンブル送信について観察されたウィンドウ内で送信されたＲＡＣＨプリアンブルをも、１６個の許可されたシグネチャシーケンスのいずれかと組み合わせて、４８個のスクランブリングコードのいずれかに基づいて、検出するようになる。

ｊをシグネチャコードについて、ｉをスクランブリングコードについて使用して、作成されたＰＤＰを、ＰＤＰ［ｊ，ｉ］として示すと、ＰＤＰ［１２，１７］によって識別されたＰＤＰが非雑音値を含む場合、ＰＤＰ［１２，１７］は、ＷＴＲＵによって送信されたＲＡＣＨプリアンブルの受信を、１２番目に指定されたシグネチャシーケンスおよび１７番目のスクランブリングコードを使用して反映する。少数のＷＴＲＵのみがＲＡＣＨプリアンブルを送信中である場合、少数のみの作成されたＰＤＰが非雑音値を含むようになり、これらは、送信側ＷＴＲＵによって使用されたシグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰである。

好ましくは、コヒーレント累積ユニット５０は信号サンプルを、図１０に例示するようなＡｎｔ＿１ａ、Ａｎｔ＿１ｂないしＡｎｔ＿６ａ、Ａｎｔ＿６ｂのペアなど、１つまたは複数のペアのアンテナから受信する。ＲＡＣＨプリアンブルは反復セグメントからなるので、コヒーレント累積ユニット５０を、プリアンブルシーケンス全体についてのＰＤＰではなく、ＲＡＣＨプリアンブルセグメントについてのＰＤＰを作成するように構成することができる。

コヒーレント累積ユニット５０のための構成を、アンテナダイバーシティを活用しながら、コヒーレント累積のために、４０９６チップＲＡＣＨプリアンブルを４つの１０２４チップセグメントに分割することに基づくようにすることができる。このような場合、１つの好ましい実施例は、各セグメントのためのアンテナ信号サンプルソースを、長さ２２のＰＤＰを作成することにおいて、アンテナペアの２つのアンテナから受信された信号の間で切り替えることである。したがって、アンテナＡｎｔ＿１ａは、最初の１０２４個のサンプルをＶＣ［１］に提供して、第１のＲＡＣＨプリアンブルセグメントのための各シグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰの第１のＰＤＰ値を作成することができる。アンテナスイッチＡＳ［１］は次いで、アンテナＡｎｔ＿１ｂに切り替えて、サンプル１０２５ないし２０４８をＶＣ［１］に提供して、第２のＲＡＣＨプリアンブルセグメントのための各シグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰの第１のＰＤＰ値を作成する。アンテナスイッチＡＳ［１］は次いでアンテナＡｎｔ＿１ａに戻すように切り替えて、サンプル２０４９ないし３０７２をＶＣ［１］に提供して、第３のＲＡＣＨプリアンブルセグメントのための各シグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰの第１のＰＤＰ値を作成する。アンテナスイッチＡＳ［１］は最後にアンテナＡｎｔ＿１ａに戻すように切り替えて、サンプル３０７３ないし４０９６をＶＣ［１］に提供して、第４のＲＡＣＨプリアンブルセグメントのための各シグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰの第１のＰＤＰ値を作成する。アンテナの切り替えは、各後続のＶＣについて１チップ遅延され、ＶＣ［２２］が、アンテナＡｎｔ＿１ａからの信号チップ２２から１０４３、および２０７０から３０９１、ならびに、アンテナＡｎｔ＿１ｂからのチップ１０４４から２０６９、および３０９２から４１１５を処理して、４つのＲＡＣＨプリアンブルセグメントのための各シグネチャ／スクランブリングコードの組合せに対応するＰＤＰの最後のＰＤＰ値を作成するようにする。図１５は、このようなＶＣ処理のためのタイムラインを反映し、Ｌは上記の実施例における２２に等しい。

ＰＤＰ値がコヒーレント累積ユニットによって作成された後、ＰＤＰ値は好ましくは補間器３２に渡され、補間器３２は、補間された値を元のＰＤＰ値と共にＭＡＧ３３に渡す。ｐ個のサンプルに渡るコヒーレント累積は一般に、各ＰＤＰ値を作成するためにｐチップの時間を要するが、これらの値はコヒーレント累積ユニットから各ＰＤＰについて、各後続のＶＣによる処理における遅延のレートで出力される。上記で説明したように、その遅延は、各ＰＤＰのためのＰＤＰ値が１／Ｔｃのレートで作成されるように、１チップであることが好ましい。したがって、補間器３２は、ＭＡＧ３３によって処理される拡張ＰＤＰを定義する、補間された値を提供するとき、各ＰＤＰについてチップレートを２／Ｔｃへと２倍にすることが好ましい。

複数のＰＤＰが同時に作成される場合、補間器を、より高速で動作するように構成することができ、または、複数の補間器を提供して、同時に作成されたＰＤＰの異なるものを処理することができる。例えば、コヒーレント累積ユニット５０が、１６個のシグネチャコードおよび４８個のスクランブリングコードの組合せの各々について、長さ２２のＰＤＰを同時に作成するように構成される場合、１６個の補間器を提供することができ、各補間器は、拡張ＰＤＰを、１５３６／Ｔｃの全体の有効出力レートについて、９６／Ｔｃの集合的レートで出力するように動作する。このような集合的出力を処理するため、ＭＡＧ３３を、それぞれ４８／Ｔｃで動作する３２個のＭＡＧサブユニットに分割して、補間ユニット３２を介して作成された各拡張ＰＤＰのための値の大きさ近似を実行することができる。

図８に例示したような好ましい実施形態では、ＭＡＧ３３内の大きさ近似の後、拡張ＰＤＰの各々について作成された値が、非コヒーレント累積ユニット３４に渡される。図１１を見るともっともよくわかるように、非コヒーレント累積ユニット３４は好ましくは、長さ２ＬのＫ個のラウンドロビン構造６２［１］〜６２［Ｋ］を含み、各ラウンドロビン構造が、１つのＰＤＰのための大きさ近似値の拡張セット全体を格納することができるようにする。制御入力６５が提供されて、逆多重化デバイス６６が制御され、ＭＡＧ３３から受信された各拡張ＰＤＰセットの各値が、各ラウンドロビン構造６２［１］〜６２［Ｋ］に向けて送られるようにする。拡張ＰＤＰ値の各セットは次いで、ラウンドロビン構造からしきい値比較ユニット３５に向けて送られ、しきい値比較ユニット３５は、各拡張ＰＤＰの大きさおよび位置の値をＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー検出ユニット３６に渡す。好ましくは、選択された数のみの上位値がそれらの位置と共に、しきい値比較ユニット３５を通じてＲＡＫＥフィンガー検出ユニット３６に渡される。このタイプの純粋な非コヒーレント処理は、ＳＮＲ性能を損なわず、比較的安価である。

時々、新しいＰＤＰが作成される場合がある。制御信号は次いで各ラウンドロビン構造を選択して、新しいＰＤＰをアップデートする。ＲＡＣＨプリアンブル検出のために、ラウンドロビン構造の数は１６＊ｕで固定されることが好ましい。パス探索では、この数は、ＰＤＰがタイムフレームベースで配信されるべきであるか、タイムスロットベースで配信されるべきであるかに基づいて選択され、タイムフレームベースが好ましい。非コヒーレント累積ユニット３４を、ラウンドロビンの出力が選択的に制御されて関連のあるＰＤＰが結合されるように、構成することができる。例えば、同じシグネチャ／スクランブリングコードの組合せの異なるＲＡＣＨセグメントについてのＰＤＰを、ＲＡＫＥ受信器によって同時に処理するしきい値比較ユニット３５に向けて送ることができる。同様に、シーケンス検出ハードウェアがパス探索についてタイムフレームベースで構成される場合、非コヒーレント累積ユニット３４は、アンテナダイバーシティ結合のためのアンテナ的なＰＤＰ結合に加えて、スロット内結合のためのセグメント的なＰＤＰ結合、および、スロット間結合のためのスロット的なＰＤＰ結合をも許可するように、構成されることが好ましい。ラウンドロビンユニットのプールの同じ大変単純な構造は、このような結合の汎用性を許可し、これは、結合されるべきすべての関連ＰＤＰがラウンドロビンユニットの集合から容易にアクセス可能であるからである。

非コヒーレント累積ユニット３４のラウンドロビンのために必要とされたメモリのサイズは、格納されるべきＰＤＰの数ＫおよびＰＤＰサイズＬの一次関数である。ＫおよびＬが増すとき、メモリ要件はひどく高くなる可能性がある。

ＲＡＣＨプリアンブル検出では、好ましいサイズのメモリは受け入れの境界に近いが、上述の構造の単純さは、このような応用例のための、図１１で反映された構成の実現可能性を支える。しかし、ＲＡＣＨプリアンブル検出は、シーケンス探索器のための唯一の応用例ではない。

例えば、パケットチャネル技術に基づいた共通パケットチャネル（ＣＰＣＨ）についての現在の３ＧＰＰ仕様は、ＲＡＣＨについて指定されたプリアンブルに大変類似しているプリアンブルの送信を指定する。しかし、ＣＰＣＨでは、可能なスクランブリングコードの数が６４に増やされる。これは、図１１に例示したような非コヒーレント累積ユニット３４を実施するために必要なメモリを増す。このような単純な構造でメモリがひどく高くなる場合、作成されたＰＤＰの処理においてそのメモリの低減を可能にするアルゴリズムを実施することが好ましい。

図１２、１４、および１６は、図１１に例示した非コヒーレント累積ユニット３４の代わりに代替処理を提供する、３つの代替物を提供する。説明のため、３つの代替物を、４０９６チップの長さを有するＲＡＣＨプリアンブルに基づいて説明し、このＲＡＣＨプリアンブルはまたＣＰＣＨの場合でも使用され、その場合、プリアンブルはそれぞれ長さ１０２４チップの４つのセグメントに分割される。各セグメントのためのＰＤＰ要素は、図１０に例示したユニット５０など、コヒーレント累積器ユニット内で、１０２４チップ、すなわちｐ＝１０２４にわたって、チップサンプルをコヒーレントに結合することによって作成される。特定の送信シーケンスの４つのセグメントを表す、作成されたＰＤＰは、次いでコヒーレントおよび／または非コヒーレントに結合される。４つのセグメントの結合は、後処理と呼ばれる。

メモリを低減するための代替物は、事前選択アルゴリズムに基づく。図１２、１４および１６で反映された後処理の３つの異なる方法を、それぞれ以下のように特徴付けることができる。
・ 最大ソートによる事前選択、
・ 既知の最大位置を利用したソートによる事前選択、および
・ 既知の位置を使用したしきい値比較による事前選択。

ソートによる事前選択を後処理するために、これらの方法を実施するためにスケーラブルなソーターが提供されることが好ましい。

ＲＡＣＨプリアンブル検出の実施例では、最大４８個のスクランブリングコード、１６個のシグネチャ、および、２２から１０２４まで変わる長さの探索ウィンドウにわたって、探索が行われる。コヒーレント累積ユニットは、各セグメントについてのＰＤＰ値の大きいマトリックスＡ_j、ｊ＝１から４を作成して、すべてのシグネチャ／スクランブリングコードの組合せを考慮することができる。非コヒーレント累積ユニット３４のラウンドロビン構造内でセグメントマトリックスＡ_j、ｊ＝１から４について作成された値の完全セットを格納するためのメモリを提供する代わりに、事前選択を使用することができるので有利である。これは、制限された数のＰＤＰプロファイルの非常に少数の要素のみが受信プリアンブル送信を表すようになるので、実行可能である。ＰＤＰ値の残りは、累積された雑音を表す。

結合されたＰＤＰはしきい値に対して比較される。値が、選択されたしきい値より上である場合、プリアンブルは、ＰＤＰ内のＰＤＰ値の各位置で開始するとして検出されると見なされる。しきい値は好ましくは、１０^-3のフォールスアラームおよび検出誤り率に到達されるように、選択される。フォールスアラームは、プリアンブルが送信されなかったときにプリアンブルが検出されると見なされる場合、発生する。検出誤りは、プリアンブルが送信されたときにプリアンブルが検出されない場合、発生する。しきい値検出器３５のために使用された従来のしきい値は、事前選択の代替物では、フォールスアラームおよび検出誤り率に関する参照としての機能を果たす。

最大ソートによる事前選択
図１２を参照すると、ＰＤＰ値の設定サイズをそれぞれ２Ｌに増す、補間された値による拡張されたＰＤＰの作成から、しきい値制限されたＰＤＰ値および関連付けられた位置をＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡すことまでの、プロセスの全体図が、提供される。様々なファンクションのハードウェアおよびソフトウェア実施の間の好ましい分散は、ハードウェア内で実施されることが好ましいファンクションのわずかな陰影によって示される。

ＭＡＧ機能性はオプショナルで、ＰＤＰ値のコヒーレントおよび／または非コヒーレント結合が望まれるかどうかに応じて、ハードウェアまたはソフトウェアのいずれかで、３つの例示されたロケーション、ＭＡＧ¹、ＭＡＧ²、ＭＡＧ³の１つで実施される。大きさ近似値への変換の前に、それらの複雑なコンポーネントを追加することによる、ＰＤＰ値の結合は、ＭＡＧファンクションが位置ＭＡＧ¹で発生するときなど、コヒーレント結合を表す。それらの大きさ近似値を追加することによる、ＰＤＰ値の結合は、ＭＡＧファンクションが位置ＭＡＧ³で発生するときなど、非コヒーレント結合を表す。ＭＡＧファンクションが位置ＭＡＧ²で発生するとき、コヒーレントおよび非コヒーレント結合を実施して、しきい値評価のために、各ＰＤＰ位置について、生の複合の結合値および大きさ近似値の両方を渡すことができる。このような場合、好ましくは、複合の結合値または大きさ近似値のいずれかが各しきい値を超える場合、大きさ近似値および関連付けられた位置データは、しきい値比較を通過してＲＡＫＥフィンガー制御に行く。

ＭＡＧ機能性がＭＡＧ¹に位置すると仮定すると、最大ソートによる事前選択の処理は、図１２に示したように、図１３に示したタイミングにより進行し、以下のパラグラフで説明する。

第１セグメントＰＤＰが生成および補間され、Ａ１によって表され、これらの値はソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ個の最大値が発見され、次いで、Ｎ個の複合値および各位置値がメモリＲ１に格納される。

第２セグメントＰＤＰは、Ａ１値のソートと同時に開始して、生成および補間され、Ａ２によって表される。Ａ２値はソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ個の最大値が発見され、次いで、Ｎ個の複合値および各位置値がメモリＲ２に格納される。

第３セグメントＰＤＰは、Ａ２値のソートと同時に開始して、生成および補間され、Ａ３によって表される。Ａ３値はソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ個の最大値が発見され、次いで、Ｎ個の複合値および各位置値がメモリＲ３に格納される。

第４セグメントＰＤＰは、Ａ３値のソートと同時に開始して、生成および補間され、Ａ４によって表される。Ａ４値はソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ個の最大値が発見され、次いで、Ｎ個の複合値および各位置値がメモリＲ４に格納される。

上記で処理されたＰＤＰ毎の要素の数は、補間を通じて作成された追加の要素を含むように意図され、Ｌ’と呼ぶことができる。好ましくは、補間は、ＰＤＰ毎の要素の数を２倍にし、最初にＬ個の要素により作成されたＰＤＰでは、Ｌ’＝２＊Ｌであるようにする。最大値の数Ｎは常に、Ｌ’の半分未満に選択されるが、好ましくは実質的にその数未満である。例えば、探索ウィンドウが１０２４チップであり、その結果、補間により２倍にすることにより、Ｌ’＝２０４８となる場合、Ｎは好ましくは１００であり、上位の１００個のＰＤＰ値がＡ１、Ａ２、Ａ３およびＡ４の各ＰＤＰから選択されるようにする。

表３および４は、上記のプロセスを実施するためのスケーラブルなソーターおよびメモリＲ１〜Ｒ４のための、典型的なハードウェア要件を提供する。

その後、プロセッサ７５ａが提供され、メモリＲ１〜Ｒ４にアクセスされて、４つのセグメントの対応するＰＤＰのＰＤＰセット、すなわち、Ａ１、Ａ２、Ａ３およびＡ４の各々からの１つのＰＤＰによって定義された各ＰＤＰセットの、格納値がコヒーレントに結合されて、以下のステップが実行される。
・ ＰＤＰセットにつき２回発生する、Ｒｊ、ｊ＝１から４のすべての位置を発見する。発見された複合振幅をコヒーレントに結合し、結果および関係する位置をソフトウェア構成Ｓ２に格納する。
・ ＰＤＰセットにつき３回発生する、Ｒｊ、ｊ＝１から４のすべての位置を発見する。発見された複合振幅をコヒーレントに結合し、結果および関係する位置をソフトウェア構成Ｓ３に格納する。
・ ４つのセットＲｊ、ｊ＝１から４の各々において発生する、ＰＤＰセット毎のすべての位置を発見する。発見された複合振幅をコヒーレントに結合し、結果および関係する位置をソフトウェア構成Ｓ４に格納する。

コヒーレント結合の代わりに、非コヒーレント結合、および／または、２つの組合せが、上述のように代替ＭＡＧロケーション、ＭＡＧ²、ＭＡＧ³に基づいて実行される。

処理は、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４に渡された各ＰＤＰセットの値についての、各しきい値Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３に対する比較を継続する。候補がしきい値より上である場合、その位置が格納され、プリアンブルが検出される。しきい値は、結合された値の数により、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４について異なる。しきい値はまた、それらの特性値に基づいたコヒーレントおよび非コヒーレントメトリックスについても異なるが、所望のフォールスアラームおよび検出誤り率を達成するように選択される。

既知の最大位置を利用したソートによる事前選択
図１４を参照すると、補間された値による拡張ＰＤＰに基づいたＭＡＧによる大きさ近似値の作成から、しきい値制限された拡張ＰＤＰ大きさ近似値および関連付けられた位置をＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡すことまでの、プロセスの全体図が、提供される。様々なファンクションのハードウェアおよびソフトウェア実施の間の好ましい分散は、ハードウェア内で実施されることが好ましいファンクションのわずかな陰影によって示される。

ＭＡＧ機能性はオプショナルで、拡張ＰＤＰ値のコヒーレントおよび／または非コヒーレント結合が望まれるかどうかに応じて、異なるロケーションで実施することができる。図１４は、拡張ＰＤＰ値の非コヒーレント結合がそれらの大きさ近似値を追加することによって行われる、好ましい実施形態を例示する。したがって、既知の最大位置を利用したソートによる事前選択は、図１４に示したように、図１５に示したタイミングにより進行することが好ましい。

第１セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ１によって表された拡張ＰＤＰ大きさ近似値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は好ましくはソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ１個の上位の最大値が発見され、これらの値は、対応する位置レジスタＲ１’_posに渡された各位置値と共にランク付けされた順序で、レジスタＲ１’_valに渡される。Ｎ１個の上位の最大値が次いで、位置の順序に従って再ソートされ、再ソートされたＰＤＰ毎のＮ１個の最大値は、対応する位置メモリＲ１_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ１_valに格納される。Ｒ１_valおよびＲ１_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第２、第３および第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第１セグメントＰＤＰのＮ１個の最大の大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ４に選択的に渡す。

第２セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ２によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は最初に位置マッチングデバイスを通過させられて、第２セグメントＰＤＰごとに、各対応する第１セグメントＰＤＰのＮ１個の上位の最大値の位置に対応する、大きさおよび位置の値が抽出され、これらの値が次いでメモリＲ２１に格納される。残りの第２セグメントＰＤＰ値はＡ２’によって表され、ソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ２個の上位の最大値が発見され、これらの値は、対応する位置レジスタＲ２’_posに渡された各位置値と共にランク付けされた順序で、レジスタＲ２’_valに渡される。Ｎ２個の上位の最大値が次いで、位置の順序に従って再ソートされ、再ソートされたＰＤＰ毎のＮ２個の最大値は、対応する位置メモリＲ２_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ２_valに格納される。Ｒ２_valおよびＲ２_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第３および第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第２セグメントＰＤＰのＮ２個の最大の大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ３に選択的に渡す。

第３セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ３によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は最初に位置マッチングデバイスを通過させられて、第３セグメントＰＤＰ毎に、次いでメモリＲ３１に格納される、各対応する第１セグメントＰＤＰのＮ１個の上位の最大値の位置に対応する、および、次いでメモリＲ３２に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＮ２個の上位の最大値の位置に対応する、大きさおよび位置の値が抽出される。残りの第３セグメントＰＤＰ値はＡ３’によって表され、ソートデバイスを通過させられて、ＰＤＰ毎にＮ３個の上位の最大値が発見され、これらの値は、対応する位置レジスタＲ３’_posに渡された各位置値と共にランク付けされた順序で、レジスタＲ３’_valに渡される。Ｎ３個の上位の最大値が次いで、位置の順序に従って再ソートされ、再ソートされたＰＤＰ毎のＮ３個の最大値は、対応する位置メモリＲ３_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ３_valに格納される。Ｒ３_valおよびＲ３_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第２セグメントＰＤＰのＮ３個の最大の大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ２に選択的に渡す。

第４セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ４によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は位置マッチングデバイスを通過させられて、第４セグメントＰＤＰ毎に、以下に対応する、大きさおよび位置の値が抽出される。
・ 次いでメモリＲ４１に格納される、各対応する第１セグメントＰＤＰのＮ１個の上位の最大値の位置、
・ 次いでメモリＲ４２に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＮ２個の上位の最大値の位置、および
・ 次いでメモリＲ４３に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＮ３個の上位の最大値の位置。

第４セグメントＰＤＰのＮ１個の要素がＲ４１メモリに格納された後、Ｒ４１メモリに関連付けられた分散デバイスは、それぞれＲ３１、Ｒ２１メモリに関連付けられた類似の分散デバイスと共に、および、Ｒ１_valおよびＲ１_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ４に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第１、第２、第３および第４セグメントＰＤＰの各々についての、Ｎ１個の最大の第１セグメントＰＤＰ値のＮ１個の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ４は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ１に対して比較される。Ｋ１しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。

第４セグメントＰＤＰのＮ２個の要素がＲ４２メモリに格納された後、Ｒ４２メモリに関連付けられた分散デバイスは、Ｒ３２メモリに関連付けられた類似の分散デバイスと共に、および、Ｒ２_valおよびＲ２_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ３に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第２、第３および第４セグメントＰＤＰの各々についての、Ｎ２個の最大の第２セグメントＰＤＰ値のＮ２個の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ３は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ２に対して比較される。Ｋ２しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。

第４セグメントＰＤＰのＮ３個の要素がＲ４３メモリに格納された後、Ｒ４３メモリに関連付けられた分散デバイスは、Ｒ３_valおよびＲ３_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ２に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第３および第４セグメントＰＤＰの各々についてのＮ３個の最大の第３セグメントＰＤＰ値のＮ３個の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ２は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ３に対して比較される。Ｋ３しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。各しきい値Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、結合される値の数により、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４について異なるが、所望のフォールスアラームおよび検出誤り率を達成するように選択される。

上記で処理されたＰＤＰ毎の要素の数は、補間を通じて作成された追加の要素を含むように意図され、Ｌ’と呼ぶことができる。好ましくは、補間は、ＰＤＰ毎の要素の数を２倍にし、最初にＬ個の要素により作成されたＰＤＰでは、Ｌ’＝２＊Ｌであるようにする。最大値の総数Ｎ１＋Ｎ２＋Ｎ３は常に、Ｌ’の半分未満に選択されるが、好ましくは実質的にその数未満である。例えば、探索ウィンドウが１０２４チップであり、その結果、補間により２倍にすることにより、Ｌ’＝２０４８となる場合、Ｎ１は好ましくは９０であり、上位の９０個のＰＤＰ値がＡ１の各ＰＤＰから選択され、Ｎ２は好ましくは８０であり、上位の８０個のＰＤＰ値がＡ２’の各ＰＤＰから選択され、Ｎ３は好ましくは５０であり、上位の５０個のＰＤＰ値がＡ３’の各ＰＤＰから選択される。

既知の位置を利用したしきい値比較による事前選択
図１６を参照すると、補間された値による拡張ＰＤＰに基づいたＭＡＧによる大きさ近似値の作成から、しきい値制限された拡張ＰＤＰ大きさ近似値および関連付けられた位置をＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡すことまでの、プロセスの全体図が提供される。様々なファンクションのハードウェアおよびソフトウェア実施の間の好ましい分散は、ハードウェア内で実施されることが好ましいファンクションのわずかな陰影によって示される。

ＭＡＧ機能性はオプショナルで、拡張ＰＤＰ値のコヒーレントおよび／または非コヒーレント結合が望まれるかどうかに応じて、異なるロケーションで実施することができる。図１６は、拡張ＰＤＰ値の非コヒーレント結合がそれらの大きさ近似値を追加することによって行われる、好ましい実施形態を例示する。したがって、既知の最大位置を利用したソートによる事前選択は、図１６に示したように進行することが好ましい。

第１セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ１によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は好ましくはしきい値比較ユニットを通過させられて、そこで大きさ値がしきい値Ｋ４に対して比較される。Ｋ４しきい値を超える大きさ値は次いで、対応する位置メモリＲ１_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ１_valに渡される。Ｒ１_valおよびＲ１_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第２、第３および第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第１セグメントＰＤＰのＫ４制限された大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ４に選択的に渡す。

第２セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ２によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は最初に位置マッチングデバイスを通過させられて、第２セグメントＰＤＰ毎に、次いでメモリＲ２１に格納される、各対応する第１セグメントＰＤＰのＫ４制限された大きさ値の位置に対応する、大きさおよび位置の値が抽出される。残りの第２セグメントＰＤＰ値はＡ２’によって表され、これらの値はしきい値比較ユニットを通過させられ、そこで大きさ値がしきい値Ｋ５に対して比較される。Ｋ５しきい値を超える大きさ値は次いで、対応する位置メモリＲ２_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ２_valに渡される。Ｒ２_valおよびＲ２_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第３および第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第２セグメントＰＤＰのＫ５制限された大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ３に選択的に渡す。

第３セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ３によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は最初に位置マッチングデバイスを通過させられて、第３セグメントＰＤＰ毎に、次いでメモリＲ３１に格納される、各対応する第１セグメントＰＤＰのＫ４制限された大きさ値の位置に対応する、および、次いでメモリＲ３２に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＫ５制限された大きさ値の位置に対応する、大きさおよび位置の値が抽出される。残りの第３セグメントＰＤＰ値はＡ３’によって表され、しきい値比較ユニットを通過させられ、そこで大きさの値がしきい値Ｋ６に対して比較される。Ｋ６しきい値を超える大きさ値は次いで、対応する位置メモリＲ３_posに渡された各位置値と共に、メモリＲ３_valに渡される。Ｒ３_valおよびＲ３_posメモリに関連付けられた分散デバイスは、対応する第４セグメントＰＤＰについての対応する位置値が後述のように格納されているとき、各第２セグメントＰＤＰのＫ６制限された大きさおよび位置の値を、ソフトウェア構成結合デバイスＳ２に選択的に渡す。

第４セグメントＰＤＰは生成および補間され、Ａ４によって表された拡張ＰＤＰ大きさ値のマトリックスを作成するために、それらの大きさを近似させる。これらの値は位置マッチングデバイスを通過させられて、第４セグメントＰＤＰ毎に、以下に対応する、大きさおよび位置の値が抽出される。
・ 次いでメモリＲ４１に格納される、各対応する第１セグメントＰＤＰのＫ４制限された大きさ値の位置、
・ 次いでメモリＲ４２に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＫ５制限された大きさ値の位置、および
・ 次いでメモリＲ４３に格納される、各対応する第２セグメントＰＤＰのＫ６制限された大きさ値の位置。

第４セグメントＰＤＰの第１セグメントＫ４制限された大きさ値の位置に対応するすべての要素がＲ４１メモリに格納された後、Ｒ４１メモリに関連付けられた分散デバイスは、それぞれＲ３１、Ｒ２１メモリに関連付けられた類似の分散デバイスと共に、および、Ｒ１_valおよびＲ１_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ４に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第１、第２、第３および第４セグメントＰＤＰの各々について、第１セグメントＫ４制限された大きさ値の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ４は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ１に対して比較される。Ｋ１しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。

第４セグメントＰＤＰの第２セグメントＫ５制限された大きさ値の位置に対応するすべての要素がＲ４２メモリに格納された後、Ｒ４２メモリに関連付けられた分散デバイスは、Ｒ３２メモリに関連付けられた類似の分散デバイスと共に、および、Ｒ２_valおよびＲ２_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ３に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第２、第３および第４セグメントＰＤＰの各々について、第２セグメントＫ５制限された大きさ値の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ３は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ２に対して比較される。Ｋ２しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。

第４セグメントＰＤＰのＫ６制限された大きさ値の位置に対応するすべての要素がＲ４３メモリに格納された後、Ｒ４３メモリに関連付けられた分散デバイスは、Ｒ３_valおよびＲ３_posメモリに関連付けられた分散デバイスと共に、値の完全セットをソフトウェア構成結合デバイスＳ２に選択的に渡すことができる。このような値の完全セットは、対応する第３および第４セグメントＰＤＰの各々について、第３セグメントＫ６制限された大きさ値の位置に対応する、大きさおよび位置の値から構成される。ソフトウェア構成Ｓ２は次いで、結合された大きさ値を各位置値と共に、関連付けられたしきい値比較ユニットに渡し、そこで結合された大きさ値がしきい値Ｋ３に対して比較される。Ｋ３しきい値を超える結合された大きさ値は次いで、それらの各位置値と共に、ＲＡＫＥ受信器のＲＡＫＥフィンガー制御に渡される。

上記で処理されたＰＤＰ毎の要素の数は、補間を通じて作成された追加の要素を含むように意図され、Ｌ’と呼ぶことができる。好ましくは、補間は、ＰＤＰ毎の要素の数を２倍にし、最初にＬ個の要素により作成されたＰＤＰでは、Ｌ’＝２＊Ｌであるようにする。Ｋ４、Ｋ５およびＫ６しきい値は常に、メモリに渡されたＰＤＰ毎のＰＤＰ要素の総数がＬ’の半分未満であるように選択されるが、好ましくは実質的にその数未満である。Ｋ４、Ｋ５およびＫ６しきい値はすべて同じ値にすることができ、好ましくは、Ｋ１しきい値より低い値により設定することができる。反復的しきい値Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、結合された値の数により、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４について異なる。集合的に、しきい値は、所望のフォールスアラームおよび検出誤り率を達成するように選択される。

後述の後処理は、３ＧＰＰ ＲＡＣＨおよびＣＰＣＨプリアンブルなど、プリアンブルセグメントのＰＤＰを選択的に結合する場合にのみ適用可能であるのではなく、パス探索のために生成されるものなど、ＰＤＰアップデートを結合するために使用することもできる。３ＧＰＰ設定では、あるＵＥ−ノードＢ接続の電力遅延プロファイルＰＤＰの検出、および、レーク受信器の関係するフィンガー割り当てが、ＰＤＰ推定について有効であったフェーディング状態を完全に変更するために十分に長い最大１無線フレーム（１０ｍｓ）を要する場合があることは、まれである。したがって、（非常に低い速度でない限り）ＵＥからノードＢへのすべての接続が検出され、パス接続がそれ以上存在しないと判断されるまで保たれるように、パス探索が設計されることが望ましい。ＰＤＰ結果をある期間にわたって平均することによって、特定のＰＤＰアップデートがその消失を反映する場合も、それがある期間内に再検出される限り、パスを維持することができる。

一般に、非コヒーレント累積は信号対雑音比（ＳＮＲ）を増し、フェーディング状態によって制限されず、したがって、比較的長期間にわたって望ましい。時間の長さは一般に、レーキ受信器で割り振られたパスのアップデートレートによって制限される。このアップデートレートを、システムフレームにつき１回にすることができ、このような状況では、非コヒーレント累積の持続は１タイムフレームより長くないことが好ましい。

ある期間に渡る候補プロファイルの平均化は、有効パスを失うことを回避することができ、その一時的な検出は発生しない。この期間は、相対速度およびモビリティ環境によって決まる。妥当な値は５フレームまたは５０ｍｓである。

３ＧＰＰノードＢは通常、２つのアンテナによる送信を受信するように装備される。パス探索のために構成されたシーケンス検出システムは、デュアルアンテナ受信のＲＸダイバーシティを容易に活用することができる。デュアル受信アンテナは一般に高速フェーディングに対して無相関であるが、低速フェーディングとは相関性がある。すなわち、信号パスの検出されたロケーションは、両方のアンテナ上で同じであるが、パスの振幅は異なる。これを、２つのアンテナから受信された各信号に基づいて作成されたＰＤＰの非コヒーレント結合によって活用して、雑音低減およびフェーディング軽減をもたらすことができる。

選択的パス探索制御
パス探索の１つの目的は、新しい信号パスを識別し、以前に検出された信号パスを、それらの適時な動きに対して追跡することである。適時な動きは、ノードＢから見られた周波数オフセットによって引き起こされる。この周波数オフセットは、モバイルＷＴＲＵの速度によって導入されたドップラー効果、および、その発振器によって導入された周波数オフセットの和である。

上述のように、ＷＴＲＵから基地局への一部または全部のパス接続は、高速フェーディングを被る可能性がある。モバイルＷＴＲＵの速度に応じて、パス接続は、干渉によって引き起こされて消失するが、次いで再度現れるように見える可能性がある。フェーディングによる劣化は、接続が存在しないことを意味するのではなく、位相干渉のためにパスが一時的に認識不可能であることを反映する可能性がある。モバイルＷＴＲＵがおよそ波長の半分移動した後、パスはしばしば再び現れる場合がある。

パス探索を容易にするために、それと共に通信が確立されている、各送信側ＷＴＲＵは、例えば、継続的にパイロットシーケンスをパイロットチャネル上で一意の拡散コードと共に、それと共に通信が確立されている他の送信側ＷＴＲＵに対して、ブロードキャストすることができる。パイロットシーケンスのための他の知られている伝送フォーマットは、パイロットシンボルをシステムタイムフレームのタイムスロット内で繰り返して送信することであり、各タイムスロットは１０シンボルによって定義され、各シンボルは２５６チップからなる。一意のスクランブリングコードは、基地局と通信する各送信側ＷＴＲＵのためのパイロット信号を符号化するために使用され、そのため、タイムスロット全体のチップのすべてを、送信されるシンボルのすべてが同じでない場合でさえ、各スクランブリングコードとのベクトル相関に基づいてコヒーレントに結合することが可能である。

シーケンス検出システム３０を使用して、生成されたシーケンスを変更することによって、異なるＷＴＲＵから逐次に受信されている各通信についてのＰＤＰを生成して、連続ＰＤＰの生成のために異なる拡散コードを反映することができる。例えば、コヒーレント通信が４つのＷＴＲＵと共に行われている場合、各々についてのＰＤＰを引き続いて生成することができ、次いで、プロセスを繰り返して、アップデートされたＰＤＰ値を提供することができる。

異なるＷＴＲＵからの受信信号についての連続ＰＤＰを生成するための１つの手法は、各連続ＰＤＰについてのコヒーレント累積を、タイムスロットの開始時に開始することである。図１７は、４つのＷＴＲＵである、ＷＴＲＵ１、ＷＴＲＵ２、ＷＴＲＵ３、ＷＴＲＵ４について、長さＬの連続ＰＤＰを繰り返して処理する場合を例示し、ただし、受信信号は、正確に同期されるようになり、送信はタイムスロットにつき１０個の２５６チップシンボルのタイムスロットで行われ、タイムスロットが２５６０の長さを有するようになる。受信信号が同期されるので、あらゆる信号の各タイムスロットの開始は、すべてのＷＴＲＵのための正確なタイムスロット信号の終了と正確に位置合わせされる。したがって、この実施例では、特定のＷＴＲＵの信号についてのアップデートＰＤＰの完成の間で、正確に４つのＰＤＰタイムスロットの遅延がある。これは図１７において反映され、ＷＴＲＵ１についての１つのＰＤＰがタイムスロット１の終了プラスＬチップで完成され、ＷＴＲＵ１についての次のＰＤＰがタイムスロット５の終了プラスＬチップで完成される。

しかし、受信信号の正確な同期は、特に送信側ＷＴＲＵがモバイルである場合、実際には達成および維持することが困難である。例えば、３ＧＰＰ ＦＤＤシステムの有意な特性は、ノードＢに到達するＵＥ信号が同期されないことである。したがって、各ＵＥノードＢ接続は異なるタイミングを有する。

一般に、各異なる受信された伝送についての少なくとも１つの相対的に強力なパスのタイミングが知られており、そこから伝送の相対タイムフレーム開始位置が識別される。したがって、受信信号を、各異なる信号の間のタイミングオフセットの量の知識と共に、受信優先度に基づいて処理するために、順序付けることができる。図１８は、４つのＷＴＲＵのための受信信号がどのように時間においてオフセットされる可能性があるかを例示する。ＷＴＲＵ１は、４つの信号の最初の受信信号として例示され、ＷＴＲＵ４は、４つの信号の最後の受信信号として例示される。ＷＴＲＵ受信信号は同期されないので、スケジューリングにおいて、ＰＤＰ処理タイミング調整遅延が必要とされる。

図１９は、図１８の４つのＷＴＲＵである、ＷＴＲＵ１、ＷＴＲＵ２、ＷＴＲＵ３、ＷＴＲＵ４について、長さＬの連続ＰＤＰを繰り返して処理する場合を例示し、ただし、受信信号は同期されず、送信はタイムスロットにつき１０個の２５６チップシンボルのタイムスロットで行われ、タイムスロットが２５６０の長さを有するようになる。受信信号が同期されないので、各連続ＰＤＰ生成の開始の前に必要とされたタイミングに等しい、タイミング遅延がある。例えば、ＷＴＲＵ２についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ２のタイムスロット２の開始で開始し、ＷＴＲＵ２のタイムスロット２の開始はＷＴＲＵ１のタイムスロット１の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ２ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。同様に、ＷＴＲＵ３についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ３のタイムスロット３の開始で開始し、ＷＴＲＵ３のタイムスロット３の開始はＷＴＲＵ２のタイムスロット２の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ３ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。同様に、ＷＴＲＵ４についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ４のタイムスロット４の開始で開始し、ＷＴＲＵ４のタイムスロット４の開始はＷＴＲＵ３のタイムスロット３の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ４ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。

ＷＴＲＵ４のタイムスロット４の終了で、ＷＴＲＵ１についての次のＰＤＰが生成のためにスケジュールされる。しかし、その時点で、Ｄチップの累積遅延がＷＴＲＵ１信号のタイミングに対して発生している。したがって、ＷＴＲＵ１受信信号についての次のＰＤＰの処理は、ＷＴＲＵ１のスロット５の開始で開始することができず、ＷＴＲＵ１のスロット６の開始まで遅延され、これは２５６０−Ｄチップの遅延である。この実施例のすべてのＰＤＰ処理は、信号のタイムスロットの開始で開始するので、この遅延特性を、タイムスロット細分性と称することができる。

本発明者は、ある状況で、タイムスロット伝送に限定されない同等のＰＤＰを作成することができることを認識している。具体的には、本発明者は、３ＧＰＰ仕様のＷＴＲＵによって送信された典型的なパイロット信号について、信号サンプルの等しい数の連続シンボルに渡るサンプルの累積が、パス探索アップデートに使用可能な同等のＰＤＰの結果となることを認識している。したがって、シーケンス検出器３０のコヒーレント累積器ユニット３１を、シンボルベースの細分性遅延のみを有して異なるＷＴＲＵの非同期受信信号についての連続ＰＤＰを作成するように構成することができるので、有利である。作成されたＰＤＰのための累積値はなお、各ＰＤＰ要素についての２５６０チップ累積に基づくが、各ＰＤＰの処理の開始は、タイムスロットの開始ではなく、送信されたシンボルの開始と相対的であることのみが必要とされる。

図２０は、図１８の４つのＷＴＲＵである、ＷＴＲＵ１、ＷＴＲＵ２、ＷＴＲＵ３、ＷＴＲＵ４について、長さＬの連続ＰＤＰを繰り返して処理する場合を例示し、ただし、受信信号は同期されず、送信はタイムスロットにつき１０個の２５６チップシンボルのタイムスロットで行われ、タイムスロットが２５６０の長さを有するようになる。受信信号が同期されないので、各連続ＰＤＰ生成の開始の前に必要とされたタイミングに等しい、タイミング遅延がある。例えば、ＷＴＲＵ２についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ２のタイムスロット２の開始で開始し、ＷＴＲＵ２のタイムスロット２の開始はＷＴＲＵ１のタイムスロット１の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ２ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。同様に、ＷＴＲＵ３についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ３のタイムスロット３の開始で開始し、ＷＴＲＵ３のタイムスロット３の開始はＷＴＲＵ２のタイムスロット２の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ３ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。同様に、ＷＴＲＵ４についてのＰＤＰの生成はＷＴＲＵ４のタイムスロット４の開始で開始し、ＷＴＲＵ４のタイムスロット４の開始はＷＴＲＵ３のタイムスロット３の終了からのタイミングオフセットを有し、そのため、ＷＴＲＵ４ ＰＤＰの処理の開始はその時間量だけ遅延される。

ＷＴＲＵ４のタイムスロット４の終了で、ＷＴＲＵ１についての次のＰＤＰが生成のためにスケジュールされる。図１９に例示したタイムスロット細分性に基づく処理のように、その時点で、Ｄチップの累積遅延がＷＴＲＵ１信号のタイミングに対して発生している。しかし、シンボル細分性に基づいて処理することによって、ＷＴＲＵ１受信信号についての次のＰＤＰの処理は、ＷＴＲＵ１の次に発生するタイムスロット、すなわち、ＷＴＲＵ１のスロット６の開始で開始する必要はなく、ＷＴＲＵ１の次に発生するシンボルで開始するようにスケジュールされ、これは２５６未満の遅延であり、タイムスロット細分性の場合の２５６０−Ｄチップの遅延よりも著しく低い。シンボルを任意にＪと示すと、図２０は、ＰＤＰ値の累積が、ＷＴＲＵ１のスロット５のＪ番目のシンボルないしＷＴＲＵ１のスロット５の（Ｊ−１）番目のシンボルに関することを例示する。他のＷＴＲＵについての次のＰＤＰの作成は、同様に、各タイムスロットのＪ番目のシンボルにより開始する。

一般に、シーケンス検出器３０によるＰＤＰ作成は、シンボル細分性に基づいて適用可能であり、ただし、ビットサイズＢを有する一連のＪ個のシンボル、ＳＹＭ（０）からＳＹＭ（Ｊ−１）がタイムスロット毎に送信され、Ｉ個のシンボルが各ＰＤＰ要素についてコヒーレントに累積される。ＰＤＰ作成は次いで好ましくは、受信ＷＴＲＵ無線信号に対して連続ＰＤＰを選択的に作成するように制御され、Ｎ個のパイロット信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが各無線信号ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）について、既知のタイミングから導出された最古から最新の受信信号の順で作成されるようにする。第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始して、ＰＤＰは、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始して作成される。ＰＤＰ作成は、引き続いて、信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊ｎ））ｍｏｄ Ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についてのＰＤＰの処理は、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１）））ｍｏｄ Ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始する。第１の受信無線信号ＷＳ（０）について作成された次のＰＤＰは、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始し、ただし、Ｋは（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１））＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である。

図２０の実施例は、ＰＤＰ要素についてのコヒーレント累積が１タイムスロット内のシンボルの数にわたって実行される、すなわち、Ｉ＝Ｊである場合を例示する。このような場合、ＰＤＰ作成は、引き続いて、信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、第１の受信無線信号ＷＳ（０）について作成された次のＰＤＰは、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始し、ただし、Ｋは（ｊ＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である。

処理遅延における短縮は、それが経時的に累積的であるので、さらにより著しい。ＷＴＲＵ１ ＰＤＰが生成されるたびに、タイムスロット細分性処理についての２５６０−Ｄチップの遅延と対照的に、シンボル細分性スケジューリングを使用して、２５６チップ未満の類似の遅延を受ける。

スロットに基づくのではなく、シンボルに基づくスケジューリングは、パイロットチャネル上の受信３ＧＰＰ信号の処理においてまったく同じ結果を生じるのではなく、これは、３ＧＰＰ仕様が複数のタイプの２５６ビットシンボルの送信を可能にするからである。しかし、この差は比較的最小限であり、スロットに基づいたスケジューリングと比較して、より非コヒーレントな累積を行うことによって、補正を行うことができる。

コヒーレント累積ユニット４０を、異なる時間で同じ受信信号についてのＰＤＰを作成するようにスケジューリングすることは、非コヒーレント累積のための時間ダイバーシティを可能にする。これは、受信信号の様々なパスフェーディング特性に対抗することによって、パフォーマンスを改善するために有用である。これをベクトル相関器の非擬似ランダムスケジューリングと称することができ、これは、２００３年８月１４日に公開番号ＵＳ−２００３−０１５２１６７−Ａ１として公開され、本発明の譲受人によって所有された、２００２年１１月２６日出願の「RECEIVER FOR WIRELESS TELECOMMUNICATION STATIONS AND METHOD」という名称の特許文献３で開示されたものなど、擬似ランダムの手法と比較することができる。しかし、ベクトル相関器の非擬似ランダムスケジューリングは本質的に同等のパフォーマンスを、より低い実施コストで提供する。

図８〜１２、１４および１６のコンポーネントは、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）など、単一の集積回路上で実装される。しかし、これらのコンポーネントをまた、複数の別々の集積回路上で容易に実装することもできる。ソフトウェアにおける実装であることが好ましいとして示された要素を、このようなＡＳＩＣ上でファームウェアとして供給することができる。

前述の説明は、３ＧＰＰおよび３ＧＰＰ ＦＤＤシステムを、限定としてではなく例としてのみ参照する。本発明は、既知のシーケンスがＷＴＲＵ受信器によって検出される無線通信の他のシステムに適用可能である。本発明と一致する他の変形形態および修正は、当業者によって理解されるであろう。

従来のＵＭＴＳネットワークのシステムアーキテクチャの概観を示す図である。 ＲＡＫＥ受信器の初期ファットフィンガーおよびＲＡＫＥフィンガー割り振りプロセッサのブロック図である。 ０．２２のロールオフ係数を有する、ＲＣフィルタの時間ドメインにおけるインパルス応答のグラフである。 図３のフィルタのデシベル単位の振幅の大きさの図である。 タイミング同期を達成するためのシステムのブロック図である。 図５のシステムのためのシーケンス検出のための「強引な」技術を使用する、シーケンス検出器のブロック図である。 図５のシステムのためのシーケンス検出のための「強引な」技術を使用しない、代替シーケンス検出器のブロック図である。 本発明によって作成された無線受信器のためのシーケンス検出システムのブロック図である。 コヒーレント累積のベクトル相関器実施態様を例示する、図８において例示されたシーケンス検出システムの一部の拡大ブロック図である。 ３ＧＰＰ無線通信システムの基地局のための、ＲＡＣＨプリアンブルを検出するためのコヒーレント累積の一実施態様を例示する、図８において例示されたシーケンス検出システムの一部のさらなる拡大ブロック図である。 非コヒーレント累積のベクトル相関器実施態様を例示する、図８において例示されたシーケンス検出システムの一部の拡大ブロック図である。 シーケンス検出システムのためのセグメント毎の最大ソートによる事前選択の処理図であり、検出されるべきシーケンスは反復的であり、検出解析のためにセグメントに分割することができる図である。 図１２のソートプロセスを実施するための、シーケンス検出システムのためのタイミングスケジューリングの処理図である。 シーケンス検出システムのための既知の最大位置を利用したソートによる事前選択の処理図であり、検出されるべきシーケンスは反復的であり、検出解析のためにセグメントに分割することができる図である。 図１４のソートプロセスを実施するための、シーケンス検出システムのためのタイミングスケジューリングの処理図である。 シーケンス検出システムのための既知の位置を使用したしきい値比較による事前選択の処理図であり、検出されるべきシーケンスは反復的であり、検出解析のためにセグメントに分割することができる図である。 ４つの異なるＷＴＲＵによって送信された、４つの完全に同期された受信信号に対する、連続パス探索のためのシーケンス検出のタイミングスケジューリングの処理図である。 ４つの異なるＷＴＲＵによって送信された受信信号のタイミングオフセットの比較図である。 タイムスロット細分性に基づいた、図１８の４つの異なるＷＴＲＵによって送信された４つの受信信号に対する、連続パス探索のためのシーケンス検出のタイミングスケジューリングの処理図である。 シンボル細分性に基づいた、図１８の４つの異なるＷＴＲＵによって送信された４つの受信信号に対する、連続パス探索のためのシーケンス検出のタイミングスケジューリングの処理図である。

Claims (28)

1. 無線通信システム内で使用するための無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
   既知のシーケンスと共に混合された受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有する、対応するＰＤＰのグループＧ１〜ＧＮを作成する、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットであって、対応するＰＤＰのセットは各グループからのＰＤＰによって定義され、対応するＰＤＰのセットのすべてのＰＤＰについて、各ＰＤＰ要素が、同じ既知のシーケンスを使用してコヒーレント累積処理に基づいて作成される、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットと、
   各ＰＤＰのＬ／２個未満のＰＤＰ要素を選択するように、および、前記選択されたＰＤＰ要素の値および各ＰＤＰ位置値を格納するように構成された、後処理ユニットと、
   前記後処理ユニットは、格納されたＰＤＰ値を選択的に結合し、同じ各ＰＤＰ位置について格納される対応するＰＤＰのセットの各ＰＤＰの要素の前記値が結合されるようにさらに構成され、
   前記後処理ユニットは、各ＰＤＰ位置について前記結合された値を、選択されたしきい値に対して評価して、しきい値制限された結合値および各位置値を、それと共に前記各ＰＤＰ要素が作成される前記既知のシーケンスと共に送信された信号の受信信号パスにおける決定において使用するために、さらなる信号処理のために渡すようにさらに構成されたことを特徴とする無線送受信ユニット。
2. 前記後処理ユニットは、各ＰＤＰのＮ個の上位値を選択するように構成され、ただしＮは＞２および＜Ｌ／２であることを特徴とする請求項１記載の無線送受信ユニット。
3. 前記ＰＤＰ要素値が同相および直角成分を含む場合、前記後処理ユニットは、しきい値評価のためにコヒーレント結合によって、格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合するように構成され、前記後処理ユニットはさらに、しきい値制限される各結合値について大きさ近似値を計算するように構成され、それにより、前記大きさ近似値および各位置値が、受信信号パスの決定におけるさらなる信号処理のために利用されることを特徴とする請求項２記載の無線送受信ユニット。
4. 前記ＰＤＰ要素値が同相および直角成分を含む場合、前記後処理ユニットは、しきい値評価のためにコヒーレント結合によって、格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合するように構成され、
   前記後処理ユニットは、
   各格納されたＰＤＰ要素値について大きさ近似値を計算すること、
   コヒーレントに結合される対応するＰＤＰ要素値の大きさ近似値を非コヒーレントに結合すること、
   受信信号パスの決定におけるさらなる信号処理のために、コヒーレントおよび非コヒーレントに結合された値をしきい値に対して別々に評価して、各ＰＤＰ位置の値を制限することを行うように、構成されたことを特徴とする請求項２記載の無線送受信ユニット。
5. 前記後処理ユニットによって処理された前記ＰＤＰ要素値が、信号サンプルの順次セットのコヒーレント累積の大きさ近似である場合、前記後処理ユニットは、しきい値評価のために非コヒーレント結合によって、格納されたＰＤＰ要素値を、選択的に結合するように構成されることを特徴とする請求項１記載の無線送受信ユニット。
6. 前記後処理ユニットは、
   制限された数のＰＤＰ要素をＰＤＰの第１のグループＧ１から選択し、これらの要素の値および各位置値を格納すること、
   ＰＤＰの各他のグループが処理されるとき、ＰＤＰセットの各対応するＰＤＰからのそれぞれ位置決めされた要素の要素値および各位置値を格納すること、
   次いで、前記第１のグループＧ１の前記ＰＤＰから選択された前記要素のいかなる位置にもマッチしない、制限された数の他の要素をＰＤＰから選択することを行うように、構成されたことを特徴とする請求項１記載の無線送受信ユニット。
7. 前記後処理ユニットは、要素を前記第１のグループＧ１ ＰＤＰから、ＰＤＰ要素の上位のＮ個の値を選択することに基づいて、選択するように構成され、ただし、ＮはＬ／４未満であることを特徴とする請求項６記載の無線送受信ユニット。
8. 前記後処理ユニットは、要素を前記グループＧ１ ＰＤＰから、しきい値制限によって選択するように構成され、ただし、Ｌ／４個未満の要素が前記第１のグループＧ１ ＰＤＰの各々から選択されるように、前記しきい値が設定されることを特徴とする請求項６記載の無線送受信ユニット。
9. 無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）のための後処理ユニットであって、
   電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）のグループＧ１〜ＧＮが作成され、前記電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）のグループＧ１〜ＧＮは、既知のシーケンスと共に混合された受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有し、対応するＰＤＰのセットは各グループからのＰＤＰによって定義され、対応するＰＤＰのセットのすべてのＰＤＰについて、各ＰＤＰ要素が、同じ既知のシーケンスを使用してコヒーレント累積処理に基づいて作成され、
   該後処理ユニットは、
   各ＰＤＰのＬ／２個未満のＰＤＰ要素を選択するように、および、前記選択されたＰＤＰ要素の値および各ＰＤＰ位置値を格納するように構成された、ハードウェアユニットと、
   格納されたＰＤＰ値を選択的に結合し、同じ各ＰＤＰ位置について格納される対応するＰＤＰのセットの各ＰＤＰの要素の前記値が結合されるようにするように構成された、ソフトウェアユニットと、
   各ＰＤＰ位置について前記結合された値を、選択されたしきい値に対して評価して、しきい値制限された結合値および各位置値を、それと共に前記各ＰＤＰ要素が作成される前記既知のシーケンスと共に送信された信号の受信信号パスにおける決定において使用するために、さらなる信号処理のために渡すようにさらに構成された、前記ソフトウェアユニットと
   を具えたことを特徴とする後処理ユニット。
10. 前記後処理ユニットは、
    制限された数のＰＤＰ要素をＰＤＰの第１のグループＧ１から選択し、これらの要素の値および各位置値を格納すること、
    ＰＤＰの各他のグループが処理されるとき、ＰＤＰセットの各対応するＰＤＰからのそれぞれ位置決めされた要素の要素値および各位置値を格納すること、
    次いで、前記第１のグループＧ１の前記ＰＤＰから選択された前記要素のいかなる位置にもマッチしない、制限された数の他の要素をＰＤＰから選択することを行うように、構成されたことを特徴とする請求項９記載の後処理ユニット。
11. 無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）のための、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）を処理する方法であって、
    対応するＰＤＰのグループＧ１〜ＧＮは、既知のシーケンスと共に混合された受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有し、対応するＰＤＰのセットは各グループからのＰＤＰによって定義され、対応するＰＤＰのセットのすべてのＰＤＰについて、各ＰＤＰ要素が、同じ既知のシーケンスを使用してコヒーレント累積処理に基づいて作成され、
    各ＰＤＰのＬ／２個未満のＰＤＰ要素を選択し、前記選択されたＰＤＰ要素の値および各ＰＤＰ位置値を格納するステップと、
    前記格納されたＰＤＰ値を選択的に結合し、同じ各ＰＤＰ位置について格納される対応するＰＤＰのセットの各ＰＤＰの要素の前記値が結合されるようにするステップと、
    各ＰＤＰ位置について前記結合された値を、選択されたしきい値に対して評価して、しきい値制限された結合値および各位置値を、それと共に前記各ＰＤＰ要素が作成される前記既知のシーケンスと共に送信された信号の受信信号パスにおける決定において使用するために、さらなる信号処理のために渡すステップと
    を具えたことを特徴とする方法。
12. 前記後処理ユニットは、各ＰＤＰのＮ個の上位値を選択するように構成され、ただしＮは＞２および＜Ｌ／２であることを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記ＰＤＰ要素値が同相および直角成分を含む場合、しきい値評価のために格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合する前記ステップは、コヒーレント結合によるものであり、さらに、しきい値制限される各結合値について大きさ近似値を計算するステップを具え、それにより、前記大きさ近似値および各位置値が、受信信号パスの決定におけるさらなる信号処理のために利用されることを特徴とする請求項１２記載の方法。
14. 前記ＰＤＰ要素値が同相および直角成分を含む場合、格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合する前記ステップは、しきい値評価のためにコヒーレント結合によるものであり、
    各格納されたＰＤＰ要素値について大きさ近似値を計算するステップと、
    コヒーレントに結合される対応するＰＤＰ要素値の大きさ値を非コヒーレントに結合するステップと、
    受信信号パスの決定におけるさらなる信号処理のために、コヒーレントおよび非コヒーレントに結合された値をしきい値に対して別々に評価して、各ＰＤＰ位置の値を制限するステップと
    をさらに具えたことを特徴とする請求項１２記載の方法。
15. 前記後処理ユニットによって処理された前記ＰＤＰ要素値が、信号サンプルの順次セットのコヒーレント累積の大きさ近似である場合、格納されたＰＤＰ要素値を選択的に結合する前記ステップは、しきい値評価のために非コヒーレント結合によるものであることを特徴とする請求項１１記載の方法。
16. 制限された数のＰＤＰ要素がＰＤＰの第１のグループＧ１から選択され、これらの要素の値および各位置値が格納され、
    ＰＤＰの各他のグループが処理されるとき、ＰＤＰセットの各対応するＰＤＰからのそれぞれ位置決めされた要素の要素値および各位置値が格納され、
    次いで、前記第１のグループＧ１の前記ＰＤＰから選択された前記要素のいかなる位置にもマッチしない、制限された数の他の要素がＰＤＰから格納されることを特徴とする請求項１１記載の方法。
17. 要素は前記第１のグループＧ１ ＰＤＰから、ＰＤＰ要素の上位のＮ個の値を選択することに基づいて選択され、ただし、ＮはＬ／４未満であることを特徴とする請求項１６記載の方法。
18. 要素は前記グループＧ１ ＰＤＰから、しきい値制限によって選択され、ただし、Ｌ／４個未満の要素が前記第１のグループＧ１ ＰＤＰの各々から選択されるように、前記しきい値が設定されることを特徴とする請求項１６記載の方法。
19. 無線通信システム内で使用するための無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
    無線信号を他のＷＴＲＵから受信し、前記ＷＴＲＵによって受信されるときの各無線信号の相対的タイミングが知られ、前記無線信号が、システムタイムフレームのタイムスロット内で送信された一連の所定の数Ｊのシンボル、ＳＹＭ（０）からＳＹＭ（Ｊ−１）によって定義されるようにし、ただし各シンボルは所定のビット長Ｂを有し、前記ＷＴＲＵは、
    電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットであって、既知のシーケンスと共に混合された、選択された数ｐの受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有するＰＤＰを作成するように構成され、ただし、ｐは、選択された正の整数ＩについてのＢ倍に等しく、ｐ＝Ｂ＊Ｉである、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットと、
    前記電力遅延プロファイル作成ユニットであって、受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰを選択的に作成するように構成され、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊ｎ））ｍｏｄ Ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、前記最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についての前記ＰＤＰの処理は、前記第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１）））ｍｏｄ Ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、前記第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１））＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数である、前記電力遅延プロファイル作成ユニットと
    を具えたことを特徴とする無線送受信ユニット。
20. 前記電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットは、ｐ＝Ｊ＊Ｂであるように、Ｊ個のシンボルを表す受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有するＰＤＰを作成するように構成され、それにより、前記電力遅延プロファイル作成ユニットは、受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰを選択的に作成し、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、前記最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についての前記ＰＤＰの処理は、前記第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、前記第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（ｊ＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数であることを特徴とする請求項１９記載の無線送受信ユニット。
21. 前記無線送受信ユニットは、２５６０チップのシステムタイムスロットを有するユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内で使用するために構成され、前記電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットは、パイロットチャネルタイムスロットにつき２５６ビットのパイロットチャネルフォーマットされた１０シンボル上で受信された無線信号についてＰＤＰを作成するように構成されることを特徴とする請求項２０記載の無線送受信ユニット。
22. 前記電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成ユニットと結合され、補間を通じて要素の数をＰからＰの所望の倍数に増すことによって、拡張ＰＤＰを作成するように構成された補間器と、
    前記拡張ＰＤＰを処理するための後処理ユニットであって、
    拡張ＰＤＰ値の大きさ近似値を提供するように構成された大きさ近似デバイスと、
    しきい値評価デバイスとを含む、後処理ユニットと、
    前記しきい値デバイスによって制限される大きさ近似値および関連付けられたＰＤＰ位置値をＲＡＫＥ受信器タイプのデバイスに渡すように構成された、前記後処理デバイスと
    をさらに具えたことを特徴とする請求項２０記載の無線送受信ユニット。
23. 前記無線送受信ユニットは、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内でノードＢとして使用するために構成されることを特徴とする請求項２２記載の無線送受信ユニット。
24. 前記ＷＴＲＵは、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内でユーザ機器（ＵＥ）として使用するために構成されることを特徴とする請求項２２記載の無線送受信ユニット。
25. 無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）内で電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）作成を制御するための方法であって、
    前記無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）は、無線信号を他のＷＴＲＵから受信し、前記ＷＴＲＵによって受信されるときの各無線信号の相対的タイミングが知られ、前記無線信号が、システムタイムフレームのタイムスロット内で送信された一連の所定の数Ｊのシンボル、ＳＹＭ（０）からＳＹＭ（Ｊ−１）によって定義されるようにし、ただし各シンボルは所定のビット長Ｂを有し、ただし、前記ＰＤＰはそれぞれ、既知のシーケンスと共に混合された、選択された数ｐの受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する、選択された数Ｌの順次要素をそれぞれ有し、ただし、ｐは、選択された正の整数ＩについてのＢ倍に等しく、ｐ＝Ｂ＊Ｉであり、
    受信されたＷＴＲＵ無線信号に関して連続ＰＤＰを選択的に作成するステップであって、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊ｎ））ｍｏｄ Ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、前記最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についての前記ＰＤＰの処理は、前記第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１）））ｍｏｄ Ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、前記第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（（ｊ＋（Ｉ＊（Ｎ−１））＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数であることを特徴とする方法。
26. 前記ＰＤＰが、ｐ＝Ｊ＊Ｂであるように、Ｊ個のシンボルを表す受信サンプルの順次セットのコヒーレント累積を表す値を有する場合、受信されたＷＴＲＵ無線信号に関する連続ＰＤＰが選択的に作成され、Ｎ個の無線信号が同時に受信されるとき、ＰＤＰが、既知のタイミングから導出された、最古から最新の受信信号、ＷＳ（０）からＷＳ（Ｎ−１）の順で各無線信号について作成され、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、第１の最古の受信無線信号ＷＳ（０）で開始し、引き続いて、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の既知のタイミングに基づいた時間調整遅延の後、前記無線信号ＷＳ（ｎ）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の発生において開始する、各後続で受信された無線信号ＷＳ（ｎ）、ｎ＝１からＮ−１について継続し、それにより、前記最新の受信無線信号ＷＳ（Ｎ−１）についての前記ＰＤＰの処理は、前記第１の無線信号の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（ｊ）の開始に対して、Ｄチップの累積遅延を有して開始し、前記第１の受信無線信号について作成された次のＰＤＰが、前記第１の無線信号ＷＳ（０）の受信タイミングを有するタイムスロットに関するシンボルＳＹＭ（Ｋ）の発生において開始するようにし、ただし、Ｋは（ｊ＋（Ｄ／Ｂ））ｍｏｄ Ｊ未満の最大整数であることを特徴とする請求項２５記載の方法。
27. 前記方法は、２５６０チップのシステムタイムスロットを有するユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）内で実施され、ＰＤＰは、パイロットチャネルタイムスロットにつき２５６ビットのパイロットチャネルフォーマットされた１０シンボル上で受信された無線信号について選択的に作成されることを特徴とする請求項２６記載の方法。
28. 補間を通じて要素の数をＰからＰの所望の倍数に増すことによって、拡張ＰＤＰを作成するステップと、
    前記拡張ＰＤＰを処理するステップであって、拡張ＰＤＰ値の大きさ近似値を作成するステップを含み、前記しきい値デバイスによって制限される大きさ近似値および関連付けられたＰＤＰ位置値がＲＡＫＥ受信器タイプのデバイスに渡されるようにするステップと
    をさらに具えたことを特徴とする請求項２５記載の方法。

Images