JP2009038817A - Ｃｄｍａセルラ方式における同期捕捉方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

【課題】基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用いて、測定のための同期捕捉を高速、高精度、高信頼度で行えるようにした同期捕捉方法およびその装置を提供する。
【解決手段】ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムの基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用い、移動受信局にて通信品質を測定するにあたり、前記移動受信局では、受信信号をシンボル単位で相関検出して得られた受信信号ベクトルを、前記シンボルの前後で加減算することにより前記基地局の送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離し、該受信信号ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定する。
【選択図】図２９

Description

本発明は、ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムにおける同期捕捉方法およびその装置に関し、より詳細には、設置基地局より常時送信されている比較的長い既知の拡散系列で拡散されたチャネルを用いて、通信品質を測定するのに好適な同期捕捉方法及びその装置に関する。

ＣＤＭＡセルラ方式において、従来の通信品質（伝搬特性）の測定では、まず、測定チャネルの同期チップタイミング、すなわち受信チップタイミングを検出する必要がある。なお、受信チップタイミングは、通信に有効な送受信間パスの時間的位置と一致していることが前提である。次に、受信チップタイミングに対してフィンガと呼ばれる相関器を設定し、その相関検出値から受信チップタイミングにおける受信信号べクトルを求める。

図１に、希望信号電力と干渉信号電力とを求めるプロセスを示す。上述した受信信号べクトルは、希望信号と干渉信号が加算されたものである。そこで、ある一定時間（通常３〜５シンボル程度）内で得られた受信信号べクトルをベクトル平均し、得られたべクトルを希望信号のべクトルとする。希望信号電力は、希望信号べクトルの電力として求める。干渉信号電力は、希望信号ベクトルを基準とする受信信号ベクトルの分散から求める。ここで、相関に用いるチップ長は、１シンボルとしている。

ところで、送受信間の有効パスは一般に市街地において３〜５パス程度存在する（ただし、チップレート４Ｍｃｐｓ相当）。従って、これら全てのパスに対して希望信号電力、干渉信号電力、ＳＩＲを求めるためには、当該パス分のフィンガが必要となり効率的ではない。また、測定の過程にベクトル平均が含まれていることから、この平均に用いるシンボルは、「希望信号べクトルの位相が同一と見なせるシンボル」である必要がある。通常は、時間的に連続したシンボルが用いられる。ただし、測定チャネルに送信ダイバーシチが運用されている場合には、状況が異なる。

例えば、測定チャネルを送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルとした場合には、まず、相関検出で得られた受信信号ベクトルを前後のシンボルで加減算して、各送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離する。次に、各受信信号ベクトル毎に上述の計算を行い希望信号電力と干渉信号電力とを求める。得られた各送信アンテナに対する希望信号電力と干渉信号電力とを合成することにより、送信ダイバーシチ運用時の希望信号電力と干渉信号電力とを求める。

この過程において、各送信アンテナに対する受信信号ベクトルは、２シンボル時間毎にしか得ることができない。従って、ベクトル平均に用いるサンプル数、すなわち受信信号ベクトル数は、送信ダイバーシチを運用していない場合に較べて少なくなり、各送信アンテナに対する測定精度は劣化する。サンプル数を、送信ダイバーシチを運用していない場合と同数にすると、フェージングによる希望信号ベクトルの位相変化が無視できなくなり、この場合にも各送信アンテナに対する測定精度は劣化する。当然ながら、各送信アンテナに対する測定精度が劣化すれば、最終的な合成後の測定精度も劣化する。

一方、測定システムを移動測定車に搭載し、移動しながら通信品質を測定する場合、測定車の移動に伴い送受信間のパス位置は、各パス毎に移動する。従って、測定時には常に受信チップタイミングの検出を行い、フィンガの位置を更新しなければならない。更新速度がパスの移動に対して遅い場合には、受信チップタイミングとパス位置がずれてしまうことから、得られる測定値は、正しい値とは言えなくなる。

通信品質の測定を行う前段階として、同期チップタイミングを検出する方法、すなわち移動機が接続基地局との間で同期捕捉をする方法として、広帯域ＣＤＭＡ（以下、Ｗ−ＣＤＭＡという。）セルラ方式においては、いわゆる３段階セルサーチ法が用いられている。より具体的には、基地局より送信されているＰＳＣＨ（Primary Synchronization CHannel) 、ＳＳＣＨ（Secondary Synchronization CHannel）、ＣＰＩＣＨ（Common Pilot CHannel：共通パイロットチャネル）の３チャネルを用いて同期捕捉を行うのが、いわゆる３段階セルサーチ法と呼ばれる同期捕捉方法である。３段階セルサーチ法により３チャネルが用いられている理由は、基地局より送信されているチャネルのコード（スクランブリングコード）が未知であることに起因するためである。

しかし、測定対象基地局（対象スクランブリングコード）を予め決定しておく測定システムなどにおいては、効率的な同期捕捉方法であるとは言えない。例えば、測定チャネルとして、基地局より送信されているＣＰＩＣＨを用いる場合には、測定対象基地局のＣＰＩＣＨが拡散されているスクランブリングコードのみを用いて同期捕捉を行えばよい。

また、同期捕捉直後に基地局と移動機との間で通信を行う必要がなく、同期チップタイミングはある範囲を持って決定すればよい場合には、完全な同期捕捉は必要とされない。さらに、実際の基地局を設置する前に先だって、擬似基地局を設置してサービスエリアの測定を行う場合もあるが、この場合にも、測定のために擬似基地局よりＰＳＣＨ，ＳＳＣＨ，ＣＰＩＣＨ相当の３チャネルを送信するのは効率的ではない。

従来の方法では、測定チャネルの同期捕捉を行うに際して、その測定チャネル以外のチャネルが必要とされており、効率的でないという問題もある。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは測定チャネルのみを用いて、測定のための同期捕捉を高速、高精度、高信頼度で行えるようにした同期捕捉方法およびその装置を提供することにある。

また、本発明の目的は、同期捕捉に共通パイロットチャネルのみを用いて、送信ダイバーシチが運用されている時の同期捕捉を高速、高精度、高信頼度で行えるようにした同期捕捉方法およびその装置を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムの基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用い、移動受信局にて通信品質を測定するにあたり、前記移動受信局では、受信信号をシンボル単位で相関検出して得られた受信信号ベクトルを、前記シンボルの前後で加減算することにより前記基地局の送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離し、該受信信号ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする。

この方法によれば、基地局に送信ダイバーシチが運用されている場合においても、同期捕捉に３チャネルを必要としない。

請求項２に記載の発明は、請求項１において、複数のアンテナから送信される信号のシンボルパターンがアンテナ間で直交する単位を１周期として、複数周期で得られた前記送信アンテナ毎の受信信号ベクトルを平均した平均ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の同期チップタイミング検出処理を複数回行い、得られた複数の電力加算した値を、電力平均した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムの基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用い、移動受信局に設けられて通信品質を測定するための同期捕捉装置であって、前記移動受信局は、受信信号をシンボル単位で相関検出して得られた受信信号ベクトルを、前記シンボルの前後で加減算することにより前記基地局の送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離し、該受信信号ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定する手段を備えたことを特徴とする。

この構成によれば、基地局に送信ダイバーシチが運用されている場合においても、同期捕捉に３チャネルを必要としない。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の前記手段は、複数の送信アンテナから送信される信号のシンボルパターンがアンテナ間で直交する単位を１周期として、複数周期で得られた前記送信アンテナ毎の受信信号ベクトルを平均した平均ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、前記手段は、請求項４または５に記載の同期チップタイミング検出処理を複数回行い、得られた複数の電力加算した値を、電力平均した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、測定チャネルのみを用いるので、測定のための同期捕捉を高速、高精度、高信頼度で行うことが可能となる。また、測定ウィンドウを用いた通信品質測定を前提とした同期捕捉の場合には、測定ウィンドウの位置とウィンドウ幅が決定されれば良いことから、完全な同期捕捉は必要とされない。

また、本発明によれば、測定チャネルに送信ダイバーシチが運用されていても、高速、高精度、高信頼度で同期捕捉行うことが可能であり、また、高精度かつ効率的に通信品質を測定することが可能となる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。最初に、同期チップタイミングを検出する方法である同期捕捉について説明し、次に通信品質の測定について説明する。

（同期捕捉方法）
図２に、本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の移動通信システムの全体構成を示す。移動通信システムは、基地局２０１と移動局２０２とから構成されている。また、移動局２０２は、基地局との通信および通信品質測定のために、測定チャネルの同期チップタイミングを検出する同期捕捉部２２１と、検出された同期チップタイミングの情報を蓄積する同期チップタイミング情報部２２５と、検出された同期チップタイミングを受信チップタイミングとして、基地局との通信および通信品質の測定を行うために、測定チャネルの拡散コードと受信波との間で相関値を求める相関検出部２２２と、相関検出後の受信信号ベクトルの時系列データを生成する時系列生成部２２３と、生成された時系列データから通信品質を計算する通信品質計算部２２４とを備えている。また、同期捕捉部２２１は、同期する可能性のある全チップタイミングをブロック化して、同期タイミング候補を生成する同期タイミング候補生成部２２１０と、同期タイミング候補に対して受信信号との間で部分相関値を求める部分相関検出部２２１１と、各候補タイミングの部分相関値から同期チップタイミングを決定する同期チップタイミング決定部２２１２とを備えている。

図３に、ＣＰＩＣＨのフレーム構成を示す。ＣＰＩＣＨ（共通パイロットチャネル）の１フレームには、１５０個のシンボルが含まれている。１フレームは、１０msec の周期である。本実施形態においては、測定チャネルとして、各基地局から常時送信されているＣＰＩＣＨを用いるものとする。すなわち、測定チャネルのみを用いる同期捕捉方法では、当該測定チャネルの拡散コードと受信信号との間で部分相関を求め、その値が最大となるピーク値を求めることで、同期するチップタイミングを検出することが可能である。ここで、相関検出にマッチドフィルタを用い、マッチドフィルタに書き込むコードを逐次変更しながら部分相関値を求めることにより、高速な同期チップタイミングの検出が可能となる。

なお、他の実施形態として後述するが、得られた部分相関値をある一定間隔毎に平均し、その平均値を用いて同期チップタイミングを検出することにより、その同期捕捉精度を向上させることが可能となる。さらに、同期チップタイミング検出を数回繰り返し、それらの値を用いて測定の対象とする同期チップタイミングを決定するか、同期チップタイミングをある範囲を持たせて決定するか、あるいは、再び同期捕捉を行うかのいずれかの判定を行うことにより信頼性を向上させることが可能となる。

また、後述する同期捕捉の実施形態では、簡単のため同期タイミングの時間分解能を１チップ長としているが、より詳細な同期のタイミングを検出する場合には、チップ長に対してＸ倍のオーバサンプリングとして、本発明にかかる同期捕捉方法を行えばよい。

図４に、本発明にかかる同期捕捉方法における第１の実施形態の動作原理を示す。第１の実施形態では、部分相関の対象を２５６チップ長としている。測定チャネルをＣＰＩＣＨとした場合、同期する可能性のあるチップタイミングは、３８４００通りある。最初に、チップタイミングをシンボル単位でブロック化する。次に、同期タイミングとして、フレーム先頭のシンボル番号を基準に１５０個の候補を生成する。次に、各同期タイミング候補のコードと受信信号との部分相関を、図４に示したように逐次求め、各同期タイミング候補毎の電力遅延プロファイルを取得する。最後に、取得した各候補の電力遅延プロファイルの中から最大ピークとなるチップタイミングを検索し、得られたタイミングを測定チャネルの同期チップタイミングとする。このように、同期捕捉とは、この同期チップタイミングを検出することである。

ところで、Ｗ−ＣＤＭＡ方式では同一周波数で複数のチャネルを送信することから、測定チャネル以外は全て干渉となる。ただし、プロセスゲインについてみると、干渉信号の電力は、平均的に相関検出に用いるチップ長分だけ抑圧される。図４に示した実施形態では、２５６チップ長（１シンボル＝２５６チップ）で部分相関を行うことから、プロセスゲインは２５６であり、干渉信号の平均電力は１／２５６になる。

第１の実施形態による同期捕捉方法では、通信に有効なパス位置と一致するチップタイミングの受信信号電力が、他のタイミングの受信信号電力以上である場合に、同期チップタイミングの検出成功となる。従って、部分相関のチップ長（ブロック化の単位）を長くすることにより、同期チップタイミングの検出成功確率を高くすることができる。

図５に、本発明を適用した移動局の相関検出部にマッチドフィルタを用いた場合の動作説明を示す。部分相関の演算にマッチドフィルタを用い、１／１５msec毎にマッチドフィルタ内のコードを書き換える。書き換えるコードは、図５に示すように、１５０個のタイミング候補＃１〜＃１５０の中から、２５６チップを抽出してマッチドフィルタの書き込みコードとする。

第１の実施形態によれば、同期チップタイミングを検出するために要する時間は、１０msec で済む。

次に、同期捕捉方法における第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では、図２に示した同期捕捉部２２１における平均化処理を説明する。移動通信システムにおいては、一般にマルチパスフェージングの影響を受けることから、受信信号の電力（相関検出値）は激しく変動する。また、相関検出に部分相関を用いていることから、必ずしも相関検出精度は良いとは限らない。

図６に、本発明にかかる同期捕捉方法における第２の実施形態の動作原理を示す。第２の実施形態では、各同期タイミング候補の部分相関値を一定時間内で平均化し、得られた平均値を用いて同期チップタイミングを検出する。従って、平均化時間内の各タイミング候補のサンプル数をＮとすれば、同期チップタイミングを検出するまでに要する時間は、Ｎ・１０msec となる。平均化の方法として、電力平均処理を行う方法とベクトル平均処理を行う方法とがある。

図７に、同期捕捉方法の第２の実施形態における平均化処理として電力平均処理を行った場合を示す。マッチドフィルタから出力される同期タイミング候補＃ｉ、そのシンボル内チップ番号ｋ、の時刻ｔにおける受信信号ベクトルを（Ii_k(t),Qi_k(t)）とし、平均化後の同期タイミング候補＃ｉ、そのシンボル内チップ番号ｋにおける電力をPi_kとする。

電力平均処理では、各同期タイミング候補の受信信号ベクトルから瞬時の受信信号電力を計算し、続いて、それらの受信信号電力を同期タイミング候補毎にＮ個分電力平均する。そして、得られた平均化後の電力値より、測定チャネルの同期チップタイミングを決定する。電力平均処理では、サンプル数Ｎを増やすと、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力の標準偏差が、小さくなることが特徴である（但し、平均値は変わらない）。

図８に、平均化処理として電力平均処理を行った後の受信信号電力分布を示す。あるスクランブリングコードを２５６チップ長で部分相関検出し、サンプル数５、１０、１５で電力平均した後の、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力値の分布である。但し、フェージングは付加していない。図８から判るように、サンプル数Ｎを増やせば、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力値の標準偏差が小さくなる。その結果として、同期捕捉の検出成功確率は高くなる。

図９に、電力平均処理による同期チップタイミング検出手順を示す。ステップＳ１において、同期捕捉を開始する。ステップＳ２では、同期タイミング候補を設定する（ｉ＝０）。ステップＳ３では、部分相関演算を行う。ステップＳ４では、受信信号電力を演算する。ステップＳ５では、ｉ＜max ｉであるか否かを判別する。ステップＳ６では、ｉをインクリメントする。ステップＳ７では、ｋ＜Ｎであるか否かを判別する。ステップＳ８では、ｋをインクリメントする。ステップＳ９では、全同期タイミング候補、全チップタイミングについて電力平均を行う。ステップＳ１０では、全同期タイミング候補、全チップタイミングについて最大受信信号電力の探索を行う。ステップＳ１１では、同期チップタイミングの決定を行う。ステップＳ１２では、同期捕捉を終了する。

図１０に、同期捕捉方法の第２の実施形態における平均化処理としてベクトル平均処理を行った場合を示す。ベクトル平均処理では、まず、各同期タイミング候補の受信信号ベクトルをＩ側，Ｑ側それぞれについて平均化する（個数Ｎ個分）。続いて、平均化後のＩ，Ｑの値から受信信号電力を計算し、その値を用いて測定チャネルの同期チップタイミングを決定する。但し、ベクトル平均処理では、平均化時間内においてフェージングによる希望信号ベクトルの位相回転が無視できることを前提としているので、図１０に示した例では、１同期タイミング候補あたりのサンプリング間隔を１／１５msec としている。

上述したベクトル平均処理では、平均化サンプル数を増やすことにより、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力の平均値が小さくなることが特徴である（但し、標準偏差は変わらない）。

図１１に、平均化処理としてベクトル平均処理を行った後の受信信号電力分布を示す。あるスクランブリングコードを２５６チップ長で部分相関検出し、サンプル数５，１０，１５でベクトル平均した後の、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力値の分布である。但し、フェージングは付加していない。本図から判るように、サンプル数Ｎを増やせば、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力値の平均値が小さくなる。その結果として、同期捕捉の検出成功確率は高くなる。

図１２に、ベクトル平均処理による同期チップタイミング検出手順を示す。ステップＳ２１において、同期捕捉を開始する。ステップＳ２２では、同期タイミング候補を設定する（ｉ＝０）。ステップＳ２３では、部分相関演算を行う。ステップＳ２４では、ｋ＜Ｎであるか否かを判別する。ステップＳ２５では、ｋをインクリメントする。ステップＳ２６では、同期タイミング候補＃ｉの全チップタイミングについてベクトル平均を求める。ステップＳ２７では、同期タイミング候補＃ｉの全チップタイミングについて電力値を算出する。ステップＳ２８では、ｉ＜max ｉであるか否かを判別する。ステップＳ２９では、ｉをインクリメントする。ステップＳ３０では、全同期タイミング候補，全チップタイミングについて最大受信信号電力の探索を行う。ステップＳ３１では、同期チップタイミングの決定を行う。ステップＳ３２では、同期捕捉を終了する。

図１３に、本発明にかかる同期捕捉方法における第３の実施形態の動作原理を示す。上述した第２の実施形態を更に改良した同期捕捉方法を示している。すなわち、平均化処理のプロセスを複数回設定可能とし、各プロセスにおいて同一もしくは異なる平均化方法で複数回平均化して得た平均値を用いて、前記測定チャネルの同期チップタイミングを決定するものである。

第３の実施形態では、平均化の操作を２回としている。平均化の第１段階では、同期タイミング候補毎にＮ１個のベクトル平均処理を行う。続いて、ベクトル平均化後の受信信号ベクトルから電力値を算出し、それらＮ２個の平均値を求める。第２段階平均化後の受信信号電力が最大となるチップタイミングを測定チャネルの同期チップタイミングとして検出する。

第３の実施形態では、まず第１段階平均化により、本来の同期チップタイミング以外における受信信号電力の平均値がサンプル数Ｎ１個分だけ小さくなり、続く第２段階の平均化により、その標準偏差がサンプル数Ｎ２個分だけ小さくなる。その結果として、同期捕捉の検出成功確率は、平均化操作が１回の場合に比べて更に高くなる。第３の実施形態において、同期捕捉に要する時間は（Ｎ１×Ｎ２×１０）msec である。

図１４に、同期捕捉方法の第３の実施形態による同期チップタイミング検出手順を示す。ステップＳ４１において、同期捕捉を開始する。ステップＳ４２では、同期タイミング候補を設定する（ｉ＝０）。ステップＳ４３では、部分相関演算を行う。ステップＳ４４では、ｋ１＜Ｎ１であるか否かを判別する。ステップＳ４５では、ｋ１をインクリメントする。ステップＳ４６では、同期タイミング候補＃ｉの全チップタイミングについてベクトル平均を求める。ステップＳ４７では、タイミング候補＃ｉの全チップタイミングについて受信信号電力値を算出する。ステップＳ４８では、ｉ＜max ｉであるか否かを判別する。ステップＳ４９では、ｉをインクリメントする。ステップＳ５０では、ｋ２＜Ｎ２であるか否かを判別する。ステップＳ５１では、ｋ２をインクリメントする。ステップＳ５２では、全同期タイミング候補，全チップタイミングについて電力平均を求める。ステップＳ５３では、全同期タイミング候補，全チップタイミングについて最大受信信号電力の探索を行う。ステップＳ５４では、同期チップタイミングの決定を行う。ステップＳ５５では、同期捕捉を終了する。

さらに、同期捕捉方法における第４の実施形態について説明する。第４の実施形態は、上述した第１〜３の実施形態における同期チップタイミング検出処理を複数回行い、得られた複数の同期チップタイミング値の平均値と標準偏差値を用いて前記測定チャネルの同期チップタイミングを決定するか、同期チップタイミングをある範囲を持たせて決定するか、または、再び同期捕捉を行うか否かのいずれかの判定を行うものである。

すなわち、上述した第２，３の実施形態で述べた平均化の処理により、同期捕捉の検出成功確率を高くすることができるが、検出した同期チップタイミングが必ずしも正しいとは限らない。そこで、第４の実施形態では、検出した同期チップタイミングが妥当か否かの判定を行うものである。

図１５に、本発明にかかる同期捕捉方法における第４の実施形態の動作原理を示す。平均化後に検出した同期チップタイミングをＭ個用意し、それらから、測定の対象とする同期チップタイミングを判定する。なお、第４の実施形態では、完全な同期捕捉を必要とせず、ある範囲（測定ウィンドウ）に同期チップタイミングが入っていれば良いものとする。

第４の実施形態では、同期捕捉後に測定ウィンドウ内の全チップタイミングの測定を行うことを前提としている。まず、検出同期チップタイミングＭ個の平均値を求める。続いて、その値を用いて標準偏差を求める。測定ウィンドウの中心を求めた平均値とし、求めた標準偏差の値が測定ウィンドウ幅内に収まっていれば、測定が可能となることから、検出成功とする。他方、求めた標準偏差が測定ウィンドウ幅内に収まらない場合は、検出が失敗している確率が高いと判断して、再び同期捕捉を開始する。

次に、ＣＰＩＣＨに送信ダイバーシチが運用されている場合の同期捕捉方法について説明する。

図１６に、送信ダイバーシチが運用されている場合のＣＰＩＣＨのフレーム構成と受信信号を示す。α1は、基地局の送信アンテナ#1から移動局までの伝搬路に依存するベクトル変化量であり、α2は、基地局の送信アンテナ#2から移動局までの伝搬路に依存するベクトル変化量である。これらは、移動局の場所的移動に伴い時間的に変化する。また、基地局の各アンテナから送信される信号は、シンボル毎にＡまたは−Ａの変調が施されており、このパターンは一意に定められている。なお、送信ダイバーシチが運用されていない場合のシンボル変調パターンは、アンテナ#1と同一である。

基地局のアンテナ#1とアンテナ#2とから送信されたＣＰＩＣＨは、各伝搬路の影響を受け、移動局では信号が合成された形で受信される。従って、基地局から送信されたシンボル０番の信号は、移動受信局において、

で受信される。ここで、R(0)は、相関検出後の受信信号ベクトルであり、Pt1、Pt2は、各送信アンテナにおけるＣＰＩＣＨの送信電力であり、N(0)は、干渉信号ベクトルである。

同期捕捉は、移動受信局において、シンボル０番の位置を検出することである。なお、後述する送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定は、希望信号電力である

と、干渉電力である

とを求めることである。ここで、<・>は、平均を表す。

次に、式（１）で表される合成された受信信号ベクトルを、各送信アンテナからの受信信号ベクトルに分離する。分離するためには、２つの連続するシンボルが使用される。基準とするシンボルをｉ番目のシンボル（ただし、ｉは偶数。）とすると、各アンテナからの受信信号ベクトルr1、r2は、

となる。式(４)は、α1(i+1)≒α1(i)およびα2(i+1)≒α2(i)の近似を用いている。

図１７に、本発明にかかる同期捕捉方法における第４の実施形態の動作原理を示す。同期捕捉は、受信信号からＣＰＩＣＨの先頭位置（同期チップタイミング）を検出することである。図１７に示した＃０〜＃１４９は、図２に示した同期タイミング候補生成部２２１０で生成される同期タイミング候補である。なお、ブロック化の単位は１シンボルとしている。受信信号との相関計算は、同期タイミング候補＃０〜＃１４９の中から順次対象シンボル番号を抽出し、このシンボル番号に対応する拡散コード（２５６チップ長）で行う。

例えば、ベクトル平均個数を N1 とすると、同期タイミング候補 #i からは、シンボル番号 2(N1+1)i から連続して、2N1+1 個が選択されて相関演算が行われる。相関演算にマッチドフィルタを用いた場合には、全同期タイミング候補に対して相関演算が終了する時間は、T1=10×(2N1+1)[ms]である。

次に、得られた受信信号ベクトル R(i)とR(i+1) から、式(４)を用いて、各送信アンテナからの受信信号ベクトルに分離する。ここで、同一の同期タイミング候補に属する分離後の受信信号ベクトル数は、１送信アンテナあたり N1 個である。これらN1個の受信信号ベクトルを送信アンテナ毎にベクトル平均し、最後に得られた２つの平均ベクトルを電力加算する。図１７は、ベクトル平均個数 N1=2 とした場合である。なお、実際には、上述した演算は、各シンボル内２５６チップ全てに対して行う。また、ｘ倍のオーバーサンプリングで実行した場合には、256×xのサンプル数に対して演算を行う。同期チップタイミングは、最大電力値を有する同期タイミング候補とそのシンボル内チップ番号より決定される。

図１８に、同期捕捉方法の第６の実施形態による同期チップタイミング検出手順を示す。本実施形態では、演算に要する時間を除けば、同期捕捉の開始から終了までの時間は、T1=10×(2N1+1)×N2[ms]である。

ステップＳ６１において、同期捕捉を開始する。ステップＳ６２では、同期タイミング候補を設定する（ｉ＝０）。ステップＳ６３では、部分相関演算を行う。ステップＳ６４では、ｋ１＜２Ｎ１＋１であるか否かを判別する。ステップ６５では、ｋ１をインクリメントする。ステップＳ６６では、同期タイミング候補の全チップタイミングについて受信信号ベクトルをアンテナ毎に分離する。ステップＳ６７では、前記受信信号ベクトルのベクトル平均値を算出する。ステップＳ６８では、最初に、前記平均受信信号ベクトルを各アンテナ毎に電力値に変換し、次に、各アンテナ毎の電力値を加算する。

ステップＳ６９では、ｉ＜max ｉであるか否かを判別する。ステップＳ７０では、ｉをインクリメントする。ステップＳ７１では、ｋ１＝０とする。ステップＳ７２では、ｋ２＜Ｎ２であるか否かを判別する。ステップＳ７３では、ｋ２をインクリメントする。ステップＳ７４では、ｋ１＝０とする。ステップＳ７５では、同期タイミング候補の全チップタイミングについて電力平均を求める。ステップＳ７６では、受信信号電力が最大となる同期タイミング候補およびチップタイミングを探索する。ステップＳ７７では、同期チップタイミングの決定を行う。ステップＳ７８では、同期捕捉を終了する。

（通信品質測定方法）
次に通信品質の測定方法について説明する。

図１９に、本発明を適用した移動局の全体構成を示す。移動局２０２は、図２に示した構成に同じである。通信品質計算部２２４は、時系列生成部２２３で生成させた受信信号ベクトルにおける２つの時系列データから自己共分散行列を求め、その固有値を計算する行列演算手段２３０１と、この固有値を用いて、希望信号電力と干渉信号電力を演算する電力演算手段２３０２と、ＳＩＲを算出するＳＩＲ演算手段２３０３とから構成されている。

また、移動通信システムの構成要素である制御部２３０４を利用して、ＳＩＲ演算手段２３０３において算出されたＳＩＲ値を用い、通信に有効となる送受信間パスを求め、同期チップタイミング情報部２２５を制御することで、より正確な値を測定することができる。

本実施形態においては、同期捕捉部で得られた同期チップタイミングを基準にある範囲内の全チップタイミングを測定の対象とする。すなわち、測定ウィンドを用いた通信品質測定を行うものとする。

図２０に、本発明にかかる通信品質測定方法における第１の実施形態の動作原理を示す。相関検出を行うチップ長および測定ウィンドウ幅を１シンボルとする。ここで、測定ウィンドウ内のあるチップタイミングｋについて着目する。チップタイミングｋにおける希望信号電力と干渉信号電力を求めるためには、ある一定時間内（平均化時間）におけるチップタイミングkの受信信号べクトルを時系列的に並べて系列１とし、系列１から数シンボル離れた受信信号べクトルの時系列データを系列２とする。

次に、系列１と系列２の自己共分散行列を求め、その固有値を計算する。得られた固有値を用いて、図２０に示す演算を行うことで、チップタイミングkにおける希望信号電力と干渉信号電力を平均化時間内の平均値として求めることができる。ただし、図２０に示す固有値から当該電力を求める演算が成り立つのは、２系列間の相関が比較的高い場合である。言い換えれば、２系列間の時間差がマルチパスフェージングによる希望信号ベクトルの変動に対して十分小さい時間の場合である。本実施形態では、サンプリング間隔（１系列内のデータ間隔）およびサンプル数（１系列内のデータ数）に制限はない。

なお、平均化時間内のサンプル数が多いほど、真の平均値に近づく。チップタイミングkにおけるＳＩＲは、得られた希望信号電力と干渉信号電力との比から求めることができる。また、測定ウィンドウを用いない通信品質測定の場合は、同期捕捉部で得られた同期チップタイミングを、チップタイミングkとして測定すれば良い。

図２１に、本発明にかかる通信品質測定方法における第２の実施形態の動作原理を示す。上記２系列の相関が非常に高い場合、即ち、相関値０．８５以上においては、希望信号電力と干渉信号電力は、２つの時系列データ間で受信時間が接近している受信信号べクトルに対する加算べクトルおよび差分べクトルから求めることができる。より好ましくは、相関値０．９以上で、図２０の第１の実施形態と同等の精度で、希望信号電力および干渉信号電力を算出することができる。さらに、より好ましくは、相関値０．９５以上で、図２０の第１の実施形態と同等の精度で、かつ、より簡易な計算方法で希望信号電力および干渉信号電力を算出することができる。

本実施形態では、時系列間の時間差（遅延時間差）を１シンボルとし、隣り合うシンボル間の受信信号べクトルから加算べクトル、差分べクトルを求めている。まず、平均化時間内Ｎ個の差分べクトルを用いて、図２１に示した演算により干渉信号電力を求める。次に、平均化時間内Ｎ個の加算べクトルおよび既に求めた干渉信号電力を用いて希望信号電力を求める。求めた希望信号電力と干渉信号電力の比より、当該平均化時間におけるＳＩＲを求めることができる。なお、本実施形態においても、図２０に示した第１の実施形態と同様に、サンプリング間隔とサンプル数に対する制約は基本的に無い。

本実施形態では、図１９に示した時系列生成部２２３において、受信信号ベクトルの２つの時系列データ生成に加えて、加算ベクトルと差分ベクトルの時系列データ生成までを行う。なお、本実施形態では、固有値を求める必要が無いことから、図１９に示した行列演算部２３０１は必要としない。

図２２に、通信品質測定方法における第２の実施形態によるシミュレーション結果を示す。シミュレーションにより求めた測定ウィンドウ内の希望信号電力と干渉信号電力の出力結果例である。シミュレーションでは、あるコードで拡散された波が５チップ遅れで２波到来するとした。すなわち、送受信間パスが２パス存在するとした。１パス目の位置は１０チップ目、２パス目の位置は１５チップ目である。２パス目に到来する波が１パス目における干渉信号となり、１パス目に到来する波が２パス目における干渉信号となる。平均化時間は１５００シンボル、サンプリング間隔は１シンボルである。なお、２パス目に到来する波の電力は１パス目に到来する電力より５ｄＢ低く設定し、相関検出は２５６チップ長の４倍オーバサンプリングである。

図２３に、本発明にかかる通信品質測定方法における第３の実施形態の動作原理を示す。上述した第１の実施形態または第２の実施形態で求めた希望信号電力および干渉信号電力を、さらに電力平均することでより安定した値（平均値）を得ることができる。本実施例では、まず、第１の実施形態または第２の実施形態の方法を用いて平均化時間内Ｎ１個毎の希望信号電力および干渉信号電力の平均値を求める（１次平均）。次に、２次平均として、１次平均より得られたＮ２個の希望信号電力および干渉信号電力値を電力平均する。なお、求めた希望信号電力と干渉信号電力の比より、当該平均化区間におけるＳＩＲは求められる。

図２４に、通信品質測定方法における第３の実施形態によるシミュレーション結果を示す。シミュレーション条件は、平均化方法を除いて図２２の場合と同一である。平均化サンプル数は１次平均５個、２次平均が３００個であり、トータルの平均化時間は１５００シンボルである。図２２の結果と比べると、より安定した値が得られていることが分かる。

図２５に、本発明にかかる通信品質測定方法における第４の実施形態の動作原理を示す。本実施形態では、測定チャネル数をＭとした。同一チャネルが２シンボル分連続しているのは、第１の実施形態または第２の実施形態の平均化法により２つの時系列データが必要であるからである。図２５に示したように、２シンボルを１組とすれば、サンプリング区間内において他チャネルの測定が可能となり、ある一定時間内において、ほぼ同一条件で複数チャネルの測定データを得ることができる。ベクトル平均を用いる従来技術では、平均化時間内において“マルチパスフェージングによる希望信号ベクトルの位相変化が無視できること”とする制約があることから、測定チャネル数が多く、平均化時間が比較的長い場合には、本実施例のように、サンプリング区間内に他チャネルを時間多重することは困難である。

図２６に、本発明にかかる通信品質測定方法における第５の実施形態の動作原理を示す。本実施形態では、１チャネルのサンプリング区間内に他チャネルを時間多重して１次平均を求め、得られた結果より、２次平均（電力平均）を行う。

図２７に、本発明にかかる通信品質測定方法における第６の実施形態の動作原理を示す。本実施形態では、１チャネル毎にまず１次平均を行い、２次平均化時間内で他チャネルを多重することで、各チャネルの２次平均化後の値を得る。

図２８に、通信品質測定方法における第５の実施形態によるシミュレーション結果を示す。図２８（ａ）は、図２２および図２４と同一条件でシミュレーションを行い、得られた受信信号電力のプロファイルである。ただし、平均化方法は各チップ毎に電力平均のみしか行っていない。図２８（ｂ）は、図２２より得られた希望信号電力と干渉信号電力を用いて求めた各チップ毎のＳＩＲのプロファイルである。従来、通信に有効となるパスの位置は、図１９に示した同期捕捉部２２１において、図２８（ａ）に示すような受信信号電力を、各チップ毎に求め、その電力が最大となるピークから、同期チップタイミングとして検出を行っていた。

図２８（ａ）では、希望信号電力が干渉信号電力より比較的高く設定してあるために、そのピーク値からパスの位置を検出しやすい。しかし、干渉信号電力が高くなるにつれて、そのピーク値が実際のパス位置か否かの判定は困難となる。また、電力のピーク値のみでは、パスが存在していることによるピークなのか、ノイズの変動によるピークなのか区別がつかない。同期捕捉部２２１において同期チップタイミングに誤りがあった場合、通信品質測定部２２４では、通信に有効なパス位置とは異なるチップタイミングで測定を行うことから、測定精度は劣化する。

一方、本実施形態では、同期捕捉部２２１で得られた同期チップタイミングを受信チップタイミングとして、第１の実施形態または第２の実施形態によりＳＩＲを測定し、図１９に示した制御部２３０４において、測定されたＳＩＲ値から、受信チップタイミングが通信に有効なパス位置からずれているか否かの判定を行う。ずれていると判定された場合には、図１９に示した同期チップタイミング情報部２２５を制御することにより、同期チップタイミングの変更を行う。

また、測定ウィンドウを前提とした通信品質測定の場合には、測定ウィンドウ内の全チップタイミングに対して、希望信号電力と干渉信号電力とＳＩＲとを測定することから、図２８（ｂ）に示すＳＩＲプロファイルが得られる。図２８（ｂ）において、パスの存在しない場所は確実にＳＩＲ＜０となり、パスが存在する場所ではＳＩＲ＞０となっている。図１９に示した制御部２３０４では、ＳＩＲ＞０となるピーク値を検出し、その位置を通信に有効なパス位置として検出する。

測定ウィンドウの位置またはウィンドウ幅が適当でないと判定された場合には、図１９の同期チップタイミング情報部２２５を制御することにより、測定ウィンドウの位置もしくはウィンドウ幅の変更を行う。このような制御により、移動局が移動することで送受信間パス位置が移動したとしても、ウィンドウの位置はパスの移動に追従して変更され、その結果、精度を劣化させること無く通信品質の移動測定が実現可能となる。

（送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法）
図２９に、送信ダイバーシチを運用した移動通信システムの全体構成を示す。移動局２０２は、図２に示した構成に同じである。時系列生成部２２３は、相関検出後の受信信号ベクトルを所定の遅延シンボル数だけ遅延させる遅延回路３３０１と、受信信号ベクトルの差分と加算から、差分ベクトルと加算ベクトルを求めるベクトル計算部３３０２と、通信品質計算部２２４で計算を行うためのベクトルを選択するベクトル選択部３３０３とから構成されている。

測定チャネルとして送信ダイバーシチを使用した通信が運用されている場合には、無線基地局の２つの異なるアンテナから、共通の拡散コードを用いてそれぞれ異なるパターンの既知の送信シンボル系列が繰り返し送信されるチャネルを想定している。送信ダイバーシチを使用した通信が運用されていない場合には、無線基地局の１つのアンテナから、既知のパターンの送信シンボル系列が繰り返し送信されるチャネルを想定している。無線基地局の２つのアンテナは近接しているが、空間相関が十分小さくなるようにアンテナ距離を設定しているため、サービスエリア内の受信点では、独立した伝送路の影響を受けた信号として到達する。２つのアンテナから送信された信号は、空間でベクトル合成されて受信点のアンテナで受信される。

図３０に、送信ダイバーシチが運用されたチャネルが受信点に到達するまでを示す。一般的に、アンテナ#１からの送信系列 s1(t) と、アンテナ#２からの送信系列 s2(t) とは、それぞれ独立のフェージング c1(t), c2(t) を受ける。これらの２つの系列は、空間において合成された後に受信される。従って、伝搬遅延を無視すると、受信系列は、r(t)=c1(t)*s1(t)+c2(t)*s2(t) となる。ここで、伝搬路の影響が同一と見なせる時間範囲で考えると、フェージングも一定と見なせるため、c1(t)=c1, c2(t)=c2 とおける。このため、受信系列は、送信系列 s1(t) と s2(t) の組合せ毎に一定の値をとる。

例えば、ある時間のアンテナ#１の送信系列のシンボルをＡ、アンテナ#２の送信系列のシンボルをＡとした場合には、受信系列は、Ｘとなる。ある時間のアンテナ１の送信系列のシンボルをＡ、アンテナ#２の送信系列のシンボルをＢとした場合には、受信系列は、Ｙとなる。このように、伝搬路の影響が一定と見なせる時間範囲において、受信系列は、送信系列にのみ依存して決まる。

このことから、送信系列において、規則的なパターンが周期的に繰り返し送信されていれば、受信系列においても同一の周期で何らかの系列パターンが繰り返されることになる。このとき、受信系列とそれを規則的な系列パターンの周期分遅延させた遅延受信系列との間で相関値を求めると１となる。すなわち、送信系列パターンの周期分遅延させた遅延受信系列と受信系列とは完全に一致し、系列相互の相関が１になることを意味している。ここで、送信側において、既知の系列パターンを複数回繰り返した単位をフレームと定義する。

図３１に、本発明の一実施形態にかかる相関検出過程を示す。相関前の受信系列 r’(t) のtj+1+iΔτを先頭とする相関単位であるシンボルを r’(tj+1+iΔτ)とすると、対応するそれぞれのシンボルを拡散しているコード m(tj+1+iΔτ)を設定したマッチドフィルタのような相関器で相関検出処理を行うと、相関後の受信信号ベクトル系列 r(tj+1+iΔτ) を得ることができ、受信信号ベクトルを rk(tj+1+iΔτ) とする。ただし、Δτは、１シンボル長の時間、j は、フレーム内における系列パターンの繰り返し番号、i は、パターン内シンボル番号、k は、シンボル内の受信チップタイミングである。また、測定チャネルフレーム先頭位置、シンボル位置などの情報が既知であると仮定している。

図３２に、本発明の一実施形態にかかる遅延過程を示す。予め設定された遅延シンボル数 I により、相関検出後の受信信号ベクトル系列を数シンボル分遅らせることにより、遅延受信信号ベクトル系列を生成させる。遅延シンボル数 I には、送信系列パターンの繰り返し周期の整数倍を設定する。

図３３に、本発明の一実施形態にかかるベクトル計算過程を示す。相関後の受信信号ベクトル系列 r(t) と当該系列を遅延シンボル数 I 遅らせた遅延受信信号ベクトル系列 r(t-IΔτ) の２つの時系列データ間において、シンボル内の受信チップタイミング k における受信信号ベクトル rk(tj+1+iΔτ) と、当該系列を遅延シンボル数 I 遅らせた同じ受信チップタイミングにおける受信信号ベクトル系列 rk(tj+1+iΔτ-IΔτ)、すなわち rk(tj+iΔτ) より受信信号ベクトルの差分と加算から、差分ベクトルと加算ベクトルを求める。加算ベクトルは、αi_k(tj)=rk(tj+1+iΔτ)+ rk(tj+iΔτ) となり、差分ベクトルは、βi_k(tj)=rk(tj+1+iΔτ)- rk(tj+iΔτ) となる。

図３４に、本発明の一実施形態にかかるベクトル選択過程と通信品質計算過程を示す。ベクトル選択は、予め設定したベクトル選択情報 seli_k(tj) により、通信品質計算過程に入力すべきベクトル計算過程の出力、すなわち差分ベクトルと加算ベクトルを選択する。ベクトル選択情報は、シンボル単位の ON=1, OFF=0 の情報である。

通信品質計算は、入力された加算ベクトル α’i_k(tj) と差分ベクトルβ’i_k とを用いる。差分ベクトルの平均から干渉信号電力を、加算ベクトルの平均と差分ベクトルの平均から希望信号電力を求める。ＳＩＲは、希望信号電力と干渉電力の比から求めることができる。

図３５に、Ｗ−ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムにおける送信ダイバーシチ運用時のＣＰＩＣＨを示す。ＣＰＩＣＨは、１フレーム１５０シンボルからなり、アンテナ#１からは（Ａ，Ａ，Ａ，Ａ）が、アンテナ#２からは（Ａ，Ｂ，Ｂ，Ａ）の４シンボルを周期としたシンボル系列が繰り返し送信されている。ただし、１フレーム毎に送信シンボル系列がいったんリセットされるため、フレーム境界においては、４シンボル周期の規則性が連続しない。このため、送信シンボル系列との相関が１となるような系列を得るためには、遅延時間を１フレームとしなければならないが、このように大きな遅延を与えた系列では、伝搬路の影響が一定と見なせる範囲を逸脱し、正しい加算ベクトルと差分ベクトルを求めることができない。

これを回避するために、遅延時間を４シンボルとしてフレーム境界を回避し、正しい加算ベクトルと差分ベクトルのみを選択する方法と、遅延時間シンボルを１シンボルとして、１シンボルおきに現れる正しい加算ベクトルと差分ベクトルのみを選択する方法とがある。

図３６に、本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第１の実施形態の動作原理を示す。遅延時間を４シンボルとして通信品質を計算する。系列１において、１フレーム１５０シンボル中１４６シンボルは、系列２のシンボルと一致するが、フレーム境界から４シンボルは一致しない。このため、系列１と系列２との相関値が１とならない。このままでは、正しい加算ベクトルと差分ベクトルを算出できないので、フレーム境界における非一致シンボル部分のベクトル情報を、ベクトル選択過程において OFF=0 にセットすることにより、通信品質計算過程において正しい計算結果を得ることができる。

図３７に、本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第２の実施形態の動作原理を示す。遅延時間を１シンボルとして通信品質を計算する。系列１において、フレーム先頭から第１番目を除き、奇数番目のシンボルは、系列２のシンボルと一致するが、フレーム先頭から偶数番目のシンボルは一致しない。このため、系列１と系列２との相関値が１とならない。このままでは、正しい加算ベクトルと差分ベクトルを算出できないので、フレーム先頭から第１番目と、フレーム先頭から偶数番目のベクトル情報を、ベクトル選択過程において OFF=0 にセットすることにより、通信品質計算過程において正しい計算結果を得ることができる。

図３８に、Ｗ−ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムにおける送信ダイバーシチを運用しない時のＣＰＩＣＨを示す。パイロットチャネルは、１フレーム１５０シンボルからなり、アンテナ#１のみから（Ａ，Ａ，Ａ，Ａ）の４シンボルを周期としたシンボル系列が繰り返し送信されている。１フレーム毎に送信シンボル系列がいったんリセットされるが、シンボルが一定のため、フレーム境界での不連続は発生しない。このため、どのような遅延時間を与えても送信シンボル系列の相関が１となる。従って、伝搬路の時間相関が小さくなる任意の遅延時間において、正しい加算ベクトルと差分ベクトルを求めることができる。

このことは、図３６に示した遅延時間を４シンボルとして通信品質を計算する方法、または図３７に示した遅延時間を１シンボルとして通信品質を計算する方法のいずれを用いても、送信ダイバーシチを運用しない時の希望信号電力と干渉信号電力とが正しく測定されることを示している。従って、送信ダイバーシチを運用する基地局と、送信ダイバーシチを運用しない基地局とが混在するときにも、計算方法を区別する必要なく共通的に適用できることを示している。

図３９に、本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第３の実施形態の動作原理を示す。送信ダイバーシチ運用時のＣＰＩＣＨを測定チャネルとして、図２９に示したベクトル選択部２２３を必要としない通信品質測定方法を示す。図２９に示した同期捕捉部２２１で検出され、同期チップタイミング情報部２２５に蓄積されている同期チップタイミングを受信チップタイミングとして、相関検出は、受信信号のシンボル番号に合わせて、参照信号の拡散コードを変更しながら実行する。各送信アンテナに対する受信信号ベクトルは、相関検出により得られる受信信号ベクトルを用いて、式（４）により算出する。

次に、各送信アンテナ毎に加算ベクトルと差分ベクトルを作成する。送信ダイバーシチ運用時の希望信号電力と干渉信号電力とは、各アンテナに対する加算ベクトルと差分ベクトルより算出する。図３９において、希望信号電力と干渉信号電力とを求める際の N は、１送信アンテナ当たりの加算ベクトルもしくは差分ベクトルのサンプル数であり、例えば、平均化時間が１５０シンボル（１フレーム内シンボル数）の場合には、N=74 となる。また、図３９においては、簡単のため相関検出をフレーム先頭から行っているが、必ずしも先頭から行う必要はない。

図４０に、送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法の第３の実施形態によるシミュレーション結果を示す。測定ウィンドウを用いた通信品質測定を前提とし、演算はチップタイミングに対して４倍のオーバサンプリング点で行っている。シミュレーションは、希望信号の受信電力を 0dBm（各アンテナに対して-3dBm）、干渉信号の受信電力を ?100dBm、送受信間のパス位置を測定ウィンドウ内１０チップ目と設定した。図４０より、設定した送受信間パス位置において、希望信号電力と干渉信号電力とが精度良く演算されていることがわかる。

図４１に、本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第４の実施形態の動作原理を示す。送信ダイバーシチ運用時のＣＰＩＣＨを測定チャネルとして、図２９のベクトル選択過程２２３を必要としない通信品質測定方法を示す。本実施形態では、相関検出により得られた受信信号ベクトルから、１送信アンテナに対する受信信号ベクトルのみを式（４）により算出する。ここで、選択する送信アンテナはアンテナ#１、アンテナ#２どちらでもよいが、算が単純なのはアンテナ#１の方であり、図４１では選択する送信アンテナをアンテナ#１としている。

次に、得られた１送信アンテナにおける受信信号ベクトルに対し、加算ベクトルと差分ベクトルを生成する。送信ダイバーシチ運用時の希望信号電力と干渉信号電力とは、この加算ベクトルと差分ベクトルにより算出する。図４１において、希望信号電力と干渉信号電力とを求める際の N は、加算ベクトルもしくは差分ベクトルのサンプル数であり、例えば、平均化時間が１５０シンボル（１フレーム内シンボル数）の場合には、N=74 となる。また、希望信号電力と干渉信号電力とを求める際の (Pt1+Pt2)/Pt1 は、補正値であり既知の値である。ここで、Pt1、Pt2は、各送信アンテナにおけるＣＰＩＣＨの送信電力である。なお、図４１においては、簡単のため相関検出をフレーム先頭から行っているが、必ずしも先頭から行う必要はない。

図４２に、送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法の第４の実施形態によるシミュレーション結果を示す。シミュレーション条件は、図４０に同じである。ただし、図４２は送信電力による補正を行う前の値である。送受信間パス位置において、希望信号電力と干渉信号電力とが設定値より ?3dB 低く演算されていることがわかる。一方、補正値は、(Pt1+Pt2)/Pt1 = 2（3dB）である。従って、補正値3dBを加えることにより、希望信号電力と干渉信号電力が正しく測定されることがわかる。

従来技術における希望信号電力と干渉信号電力とを求めるプロセスを示した図である。 本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の移動通信システムの全体構成を示したブロック図である。 ＣＰＩＣＨのフレーム構成を示した図である。 本発明にかかる同期捕捉方法における第１の実施形態の動作原理を示した図である。 本発明を適用した移動局の相関検出部にマッチドフィルタを用いた場合の動作説明図である。 本発明にかかる同期捕捉方法における第２の実施形態の動作原理を示した図である。 同期捕捉方法の第２の実施形態における平均化処理として電力平均処理を行った場合の図である。 平均化処理として電力平均処理を行った後の受信信号電力分布を示した図である。 電力平均処理による同期チップタイミング検出手順を示したフローチャートである。 同期捕捉方法の第２の実施形態における平均化処理としてベクトル平均処理を行った場合の図である。 平均化処理としてベクトル平均処理を行った後の分布を示した図である。 ベクトル平均処理による同期チップタイミング検出手順を示したフローチャートである。 本発明にかかる同期捕捉方法における第３の実施形態の動作原理を示した図である。 同期捕捉方法の第３の実施形態による同期チップタイミング検出手順を示したフローチャートである。 本発明にかかる同期捕捉方法における第４の実施形態の動作原理を示した図である。 送信ダイバーシチが運用されている場合のＣＰＩＣＨのフレーム構成と受信信号を示した図である。 本発明にかかる同期捕捉方法における第５の実施形態の動作原理を示した図である。 同期捕捉方法の第６の実施形態による同期チップタイミング検出手順を示したフローチャートである。 本発明を適用した移動局の全体構成を示したブロック図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第１の実施形態の動作原理を示した図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第２の実施形態の動作原理を示した図である。 通信品質測定方法における第２の実施形態によるシミュレーション結果を示した図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第３の実施形態の動作原理を示した図である。 通信品質測定方法における第３の実施形態によるシミュレーション結果を示した図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第４の実施形態の動作原理を示した図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第５の実施形態の動作原理を示した図である。 本発明にかかる通信品質測定方法における第６の実施形態の動作原理を示した図である。 通信品質測定方法における第５の実施形態によるシミュレーション結果を示した図である。 送信ダイバーシチを運用した移動通信システムの全体構成を示したブロック図である。 送信ダイバーシチが運用されたチャネルが受信点に到達するまでを説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかる相関検出過程を説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかる遅延過程を説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかるベクトル計算過程を説明するための図である。 本発明の一実施形態にかかるベクトル選択過程と通信品質計算過程を説明するための図である。 Ｗ−ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムにおける送信ダイバーシチ運用時のＣＰＩＣＨを示した図である。 本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第１の実施形態の動作原理を示した図である。 本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第２の実施形態の動作原理を示した図である。 Ｗ−ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムにおける送信ダイバーシチを運用しない時のＣＰＩＣＨを示した図である。 本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第３の実施形態の動作原理を示した図である。 送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法の第３の実施形態によるシミュレーション結果を示した図である。 本発明にかかる送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法における第４の実施形態の動作原理を示した図である。 送信ダイバーシチ運用時の通信品質測定方法の第４の実施形態によるシミュレーション結果を示した図である。

符号の説明

２０１ 基地局
２０２ 移動局
２２１ 同期捕捉部
２２２ 相関検出部
２２３ 時系列生成部
２２４ 通信品質計算部
２２５ 同期チップタイミング情報部
２２１０ 同期タイミング候補生成部
２２１１ 部分相関検出部
２２１２ 同期チップタイミング決定部
２３０１ 行列演算部
２３０２ 電力演算部
２３０３ ＳＩＲ演算部
２３０４ 制御部
３３０１ 遅延回路
３３０２ ベクトル計算部
３３０３ ベクトル選択部

Claims (6)

1. ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムの基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用い、移動受信局にて通信品質を測定するにあたり、
   前記移動受信局では、受信信号をシンボル単位で相関検出して得られた受信信号ベクトルを、前記シンボルの前後で加減算することにより前記基地局の送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離し、該受信信号ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とするＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉方法。
2. 複数のアンテナから送信される信号のシンボルパターンがアンテナ間で直交する単位を１周期として、複数周期で得られた前記送信アンテナ毎の受信信号ベクトルを平均した平均ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉方法。
3. 請求項１または２に記載の同期チップタイミング検出処理を複数回行い、得られた複数の電力加算した値を、電力平均した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とするＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉方法。
4. ＣＤＭＡセルラ方式を用いた移動通信システムの基地局から常時送信されている送信ダイバーシチ運用時の共通パイロットチャネルを用い、移動受信局に設けられて通信品質を測定するための同期捕捉装置であって、
   前記移動受信局は、受信信号をシンボル単位で相関検出して得られた受信信号ベクトルを、前記シンボルの前後で加減算することにより前記基地局の送信アンテナ毎の受信信号ベクトルに分離し、該受信信号ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定する手段を備えたことを特徴とするＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉装置。
5. 前記手段は、複数のアンテナから送信される信号のシンボルパターンがアンテナ間で直交する単位を１周期として、複数周期で得られた前記送信アンテナ毎の受信信号ベクトルを平均した平均ベクトルを電力加算した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とする請求項４に記載のＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉装置。
6. 前記手段は、請求項４または５に記載の同期チップタイミング検出処理を複数回行い、得られた複数の電力加算した値を、電力平均した値に基づいて、同期チップチップタイミングを決定することを特徴とするＣＤＭＡセルラ方式における同期捕捉装置。
   

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