JP2008532367A

JP2008532367A - ビットインターリーブ化符号化変調信号を送受信するための方法および装置

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Publication number: JP2008532367A
Application number: JP2007556495A
Authority: JP
Inventors: バオホ，ゲルハルト; セスラマン，プラサンナ
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2005-02-28
Filing date: 2005-02-28
Publication date: 2008-08-14
Anticipated expiration: 2025-02-28
Also published as: WO2006089569A1; JP4463857B2; DE602005010740D1; EP1817886B1; EP1817886A1

Abstract

送信信号を生成するための送信機であって、第１のビット数の符号ビットを、第１のビット数より小さく第１のビット数との比が符号化率を定義する第２のビット数の情報ビットから生成するための前方向誤り訂正符号器（２０２）と、少なくとも３ビットの符号ビットのグループの各々を前記送信信号を代表する送信シンボル系列の送信シンボルに写像するためのマッパ（２１２）とを具備する。前記マッパは、各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて写像する働きをする。符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有する。

Description

本発明は、送信機、受信機、送信信号を生成するための方法、およびデジタル伝送技術において使用することが可能な情報信号を生成するための方法に関する。

将来の無線システムはスペクトル効率の高い高データレート伝送をサポートすることが期待されている。目標値は４〜１０ビット／秒／Ｈｚの範囲内にある。斯かる高いスペクトル効率を高い電力効率と共に実現するには、理論的な限界に近い性能を発揮する強力な符号化技術が必要である。それと同時に、符号化・変調スキームは、その時々のチャネル状態と必要とされるＱｏＳ（サービス品質）に適応するように、高い適応性を備えることが必要である。これらの目標を実現する上で最も将来性のあるアプローチはターボ原理を適用することであることが示されている。

特に関心のあるスキームは、誤り訂正符号、例えば畳み込み符号、ビットインタリーバ（bit-interleaver）、およびＱＡＭ／ＰＳＫ変調スキームのマッパ（mapper）を連結させるものである。受信機側では、デマッパ（demapper）と復号器との間でイタレーション（iterations）が実行できる。目標は、イタレーションを用いる検出器（iterative detector）が低いＳＮＲで収束し、高いＳＮＲで低いエラーフロア（error floor）を示すように、符号ビットの送信シンボルへの写像（mapping）を設計することにある。それと同時に、必要なイタレーション回数を最小化することが望まれる。

イタレーションを用いるデマッピング・復号法（iterative demapping and decoding）は、例えば“S. ten Brink, J. Speidel, and R.-H. Yan. Iterative demapping for qpsk modulation. Electronic Letters, pages 1459-1460, July 1998”、“A. Chindapol and A. Ritcey. Design, analysis and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in Rayleigh fading channels. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 19(5):944 957, May 2001”、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters, 7(12):593-595, December 2003”、“F. Schreckenbach and G. Bauch. EXIT charts for the design of iteratively decoded multilevel modulation. In European Signal Processing Conference (EUSIPCO), September 2004”に提案されている。

主なアイデアを図１４に示す。送信機側において、データは誤り制御符号の符号器１４０２によって符号化される。符号ビットｃ_k,lはインタリーブされ、ＱＡＭ／ＰＳＫ変調スキームの複素コンスタレーションポイント（constellation point、信号点）ｄ_kに写像（map）される。受信機側では、デマッパ１４７２は受信値ｙ_kに基づいて符号ビットについての軟外部値（soft extinsic value）Ｌ_e ^(m)（ｃ∧_k,l）を生成し、その値は復号器１４０６２に渡される。復号器１４６２は改善された外部情報（extrinsic information）Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,l）を計算し、その情報はデマッパ１４７２にフィードバックされ、新たな復号化の試行において事前情報（a-priori information）として使用される。こうしたイタレーションを何回か実行することで誤り率を大きく低減することができる。また符号ビットのＱＡＭ／ＰＳＫ送信シンボルへの写像は極めて重要であることが判明した。特に、グレイマッピング（Gray mapping）が使用される場合にはイタレーションを用いるスキームにおいて利得は全く得られない（例えば、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”参照）。それゆえ注目されたのは、ＱＡＭ／ＰＳＫ変調に対してグレイマッピングとは異なる、イタレーションを用いる検出器の大きな利得を可能にする、写像の設計であった。ターボ検出のための最適化された写像は、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”および“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters, 7(12):593-595, December 2003”に提示されている。

別の特に関心のあるスキームは、“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding, pages 255-266, January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on Information Theory and its Applications (ISITA), pages 21-26, October 2004”に提示された。ここでは、ビットの変調スキームのコンスタレーションポイントへの非一意写像（non-unique mapping）が使用されている。つまり、ｂビット（ｂはビット数）がＭ（Ｍ＜２^b）個の異なるポイントのコンスタレーション上に写像される。例えば、図１５ａ〜ｃでは、３ビット／シンボルの送信に６−ＰＳＫコンスタレーションが使用される。３ビット／シンボルの一意写像（unique mapping）は２³＝８個の異なるポイントのコンスタレーションを必要とするので、アンビギュイティ（ambiguities；多義性）が生じる。斯かるアンビギュイティはイタレーションを用いるプロセスで解消される。斯かる写像の利点は一意写像（unique mapping）と比較して若干高いＳＮＲで収束性を犠牲にしてエラーフロアが低くなることである。

“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding, pages 259-266,. January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on Information Theory and Its Applications (ISITA), pages 21 - 2 6., October 2004”における議論は全てのポイントが円上に配置される信号コンスタレーション、つまりＰＳＫ型コンスタレーション、に限定される。図１５ａ〜ｅに例を示す。しかしながら、図１５ａ〜ｃにおいて隣り合うコンスタレーションポイント間の距離はαの値に応じて異なることがあり得る。“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding, pages 259-266, January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on information Theory and its Applications (ISITA), pages 21-26, October 2004”では、ＦＥＣ（forward error control）符号は写像の設計には考慮されていない。上記２点の参考文献の中で報告されたアンビギュイティのある写像は本願の新規な提案の基礎となるものである。

次に、図１４に示されたシステムに基づいて、イタレーションを用いるデマッピング・復号法（iterative demapping and decoding）の原理を説明する。

イタレーションを用いるような（“ターボ（turbo）”）検出が実行されるビットインタリーブ化符号化変調（ＢＩＣＭ：bit interleaved coded modulation）を議論する。図１４にそのブロック図を示す。データは例えば２元畳み込み符号（binary convolutional code）といったＦＥＣ（forward error control）符号の符号器１４０２によって符号化される。符号ビットｃ_k,lはインターリービング（並べ替え）ルールΠに従ってビットインタリーブされ、複素シンボルｄ_k（ＱＡＭ／ＰＳＫ信号空間コンスタレーションＣの要素）上に写像される。シンボルｄ_kは通信路（チャネル）１４３０に送出される。チャネル出力側の受信シンボルはｙ_kと表記される。符号化ブロックのＬ個の受信値の系列はベクトルｙ＝［ｙ₀，ｙ₁，．．．，ｙ_L-1］にまとめられる。軟出力デマッパ（soft-output demapper）１４７２は符号ビットに対する軟値（soft values）を対数尤度比（log-likelihood ratios）（Ｌ値）の形で計算する。

上式において、ｐ（ｃ_k，_l＝±１｜ｙ）は受信系列がｙである条件下で符号ビットｃ_k,lが送信された条件付き確率である。メモリレスチャネルの場合、ｙはｙ_kで置き換えることができる。Ｃ₊はｃ_k，_l＝＋１に関連する全てのコンスタレーションポイントｄ_kの集合を表し、Ｃ_-はｃ_k，_l＝−１に関連する全てのコンスタレーションポイントｄ_kの集合を表す。

チャネル係数ｈ_k、実次元あたり分散σ²の加算性ホワイトガウスノイズｎ_k、つまり、
ｙ_k＝ｈ_kｄ_k＋ｎ_k
が成り立つフラットフェージングチャネルに対しては、

が得られる。
上式において、（・）^Tは転置を意味する。ベクトルｃ（ｄ_k）＝［ｃ_k,1，．．．，ｃ_k,b］^Tはコンスタレーションポイントｄ_kに関連する符号ビットを含む。ベクトルＬ_e ^(d)（ｃ∧_k）＝［Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,1），．．．，Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,b）］^TはＦＥＣ復号器１４６２からフィードバックされたそれぞれの外部情報を含む。

式（１）はmax-log（対数和最大化）近似によって次のように近似することができる。

事後対数尤度比（a-posteri log-likelihood ratio）Ｌ^(m)（ｃ∧_k,l）から、デマッパ１４７２へ入力される事前対数尤度比Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,l）のビット単位の減算によって、外部情報Ｌ_e ^(m)（ｃ∧_k,l）が計算される。最初の検出ステップではＬ_e ^(d)（ｃ∧_k,l）＝０である。外部Ｌ値はＦＥＣ復号器１４６２に渡される。ＦＥＣ復号器１４６２は、例えば“L.R. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, and J. Raviv. Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate. IEEE Trans-actions on Information Theory, IT-20:284-287, March 1974”に定義されたようなＢＣＪＲアルゴリズムまたはビタビ（Vitabi）アルゴリズムを基礎とすることができ、符号制約条件を考慮して符号ビットについての改善された事後Ｌ値Ｌ^(d)（ｃ∧_k,l）を計算する。同様に外部情報Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,l）が計算され、デマッパ１４７２にフィードバックされる。デマッパ１４７２は、記憶された受信値ｙと、追加の事前情報としてフィードバックされたＬ値Ｌ_e ^(d)（ｃ∧_k,l）とに基づいて、新たなＬ値Ｌ_e ^(m)（ｃ∧_k,l）を提供する。何度かイタレーションを実行することで誤り率を大きく改善することが可能である。

しかしながら、“S. ten Brink,, J. Speidel, and R.-H. Yan. Iterative demapping for qpsk modulation. Electronic Letters, pages 1459-1460, July 1998”、“A. Chindapol and A. Ritcey. Design, analysis and performance evaluation for BICM-ID with square QAM constellations in Rayleigh fading channels. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 19(5):944-957, May 2001”、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”、“F. Schreckenbach, N, Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters, 7(12):593-595, December 2003”、および“F. Schreckenbach and G. Bauch. EXIT charts for the design of iteratively decoded multi-level modulation. In European Signal Processing Conference (EUSIPCO), September 2004”において、斯かるターボイタレーション（turbo iterations）による利得はグレイマッピングとは異なる特別な写像が使用される場合にのみ実現することが可能である。最適化された写像を見つけるためのアルゴリズムは、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”および“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters, 7(12):593-595,December 2003”に提案されている。

特に関心のあるマッピングスキームが、“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding, pages 259-266, January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on Information Theory and its Applications (ISITA), pages 21-26, October 2004”に提示された。ここでは、変調スキームのコンスタレーションポイントへのビットの非一意写像が使用される。つまり、ｂビット（ｂはビット数）はＭ（＜２^b）個の異なるポイントのコンスタレーション上に写像される。例えば、３ビット／シンボルの伝送に６−ＰＳＫコンスタレーションが使用される。３ビット／シンボルの一意写像は２³＝８個のポイントのコンスタレーションを必要とすることから、アンビギュイティが生じる。斯かるアンビギュイティはイタレーションを用いる（iterative）プロセスによって解消される。斯かる写像の利点は一意写像と比較して若干高いＳＮＲにおいて収束性を犠牲にしてエラーフロアが低くなるということにある。同じコンスタレーションポイントに割り当てられるビット系列は少なくとも２ビットで異なっていなければならない。でなければ、フィードバックされた外部情報に基づいてアンビギュイティは解消することはできない。これは外部情報は現時点の判定がそれに関して行われるビット以外の残りのビットに対してのみ利用可能であることを意味するからである。同じコンスタレーションポイントに割り当てられた２つのビット系列が最後のビットでのみ異なる場合、最後のビットに関する判定のための外部情報は両方のビット系列で同じものとなり、このため、ターボイタレーションによる利得は全く得られない。

“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding, pages 259-266, January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on Information Theory and Its Applications (ISITA), pages 21-26, October 2004”における議論は全てのポイントが円上に配置される信号コンスタレーション、つまりｂ≦３ビット／シンボルのＰＳＫ型コンスタレーション、に限定される。更に、多くて２つのビット系列がある特定のコンスタレーションポイントに写像される。図１５ａ〜ｃに例を示す。しかしながら、図１５ａ〜ｃにおいて隣り合うコンスタレーションポイント間の距離はαの値に応じて異なることがあり得る。

図１５ａ〜ｃに与えられたような非一意写像の場合、一部のビットのＬ値Ｌ_e ^(m)（ｃ∧_k,l）はアンビギュイティのためにゼロになる。その結果、イタレーションが全く実行されなければパフォーマンスは低くなる。つまり、イタレーションは、一意写像では選択的であるのに対して非一意写像では必須である。

“S. ten Brink. Iterative decoding trajectories of parallel concatenated codes. In 3rd ITG Conference Source and Channel Coding, pages 75-80, January 2000”で導入されたＥＸＩＴ（Extrinsic information transfer）チャートはターボ検出器（turbo detectors）の収束性を評価するための強力なツールである。最初に、ＥＸＩＴチャートの原理を図１４に示した直列連結システムを例にとって説明する。ＥＸＩＴチャートは送信された符号ビットと入力されたＬ値との間の平均相互情報量（average mutual information）を示す。これらの入力されたＬ値は、送信された符号ビットと外部出力Ｌ値（他の検出段階に渡される）との間の平均相互情報量に対して他のターボ検出段階から得られる。このシステムに対し、ｘ軸は、ＦＥＣ復号器からフィードバックされた外部情報である、デマッパの入力における相互情報量Ｉ（ｃ，Ｌ_e ^(d)（ｃ∧））である。一方、ｙ軸は、復号器に入力情報として渡される、デマッパの出力における相互情報量Ｉ（ｃ，Ｌ_e ^(d)（ｃ∧））を示す。入力相互情報量と出力相互情報量との間の関係に対する曲線がデマッパ１４７２とＦＥＣ復号器１４６２の双方に対してプロットされる。事前情報なしにデマッパ１４７２から始まる、２つの曲線の間のトラジェクトリ（軌跡）は、ターボイタレーションによって改善されたパフォーマンスを示す。トラジェクトリの理論値の例を図１６に示す。トラジェクトリが２つの曲線の間をトンネルして進むことができれば、つまりデマッパと復号器の曲線が交わらなければ、誤りのない検出、つまりＩ（ｃ，Ｌ_e ^(d)（ｃ∧））＝１、が可能である。

符号ビット（code bits）ｃとＬ値（L-values）Ｌ（ｃ）との間の平均相互情報量は、“S. ten Brink. Convergence behavior of iteratively decoded parallel concatenated codes. IEEE Transactions on Communications, 49(10):1727-1737, October 2001”の数値評価によって次のように計算することができる。

ＥＸＩＴチャート計算では、入力Ｌ値Ｌ_e ^(m)（ｃ∧_k，_l）およびＬ_e ^(d)（ｃ∧_k，_l）は統計的に互いに独立なガウス分布となる。

ＥＸＩＴチャートは写像の最適化に利用することができる。ここで、その意図は、右上隅へできるだけ遠くに達するデマッパＥＸＩＴ曲線を得ることにある。これはＱＡＭ／ＰＳＫマッパとしての非回帰的内部ターボ（non-recursive inner turbo）コンポーネントでは全体に避けられないエラーフロアの低下を意味するためである。斯かる最適化された写像を見つけるため、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December .2003”および“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol. mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters,. 7(12):593-595., December 2003”に説明されたバイナリスイッチングアルゴリズム（binary switching algorithm）が適用された。このアルゴリズムでは、コスト関数を使用して、デマッパのＥＸＩＴ曲線のエンドポイントを最大化する。つまり、完全外部情報に対して、デマッパ入力においてＩ（ｃ，Ｌ_e ^(d)（ｃ∧））＝１。完全外部情報は、現在の判定がそれに関して行われるビットを除いた全てのビットが完全に分かっていることを意味する。この場合、判定は残りの２つのコンスタレーションポイントの間で行われる。

アンビギュイティを持つ提案された写像は、アンビギュイティがイタレーションでのみ解消できることから、イタレーションが全く行われなければ極めて低いパフォーマンスを示す。その結果、高いＳＮＲでも、イタレーションは必須である。

さらに、イタレーションを実行しないこともある低コスト受信機は適用することはできない。

“T. Clevorn and P. Vary. Iterative decoding of BICM with non-regular signal constellation sets. In International ITG Conference on Source and Channel Coding., pages 259-266, January 2004”および“T. Clevorn, S. Godtmann, and P. Vary. EXIT chart analysis of non-regular signal constellation sets for BICM-ID. In International Symposium on Information Theory and its Applications (ISITA), pages 21-26, October 2004”における提案の他の利点は、写像はＰＳＫ型コンスタレーションに制約されるということである。これは有効な帯域幅効率を制限する。

以上の点から、本発明の目的は、パフォーマンスが改善されたデジタル伝送を可能にする、送信機、受信機、送信方法、受信方法、およびコンピュータプログラムを提供することにある。

上記目的は、請求項１に記載された送信機、請求項１８に記載された受信機、請求項１９に記載された送信方法、請求項２２に記載された受信方法、および請求項２３に記載されたコンピュータプログラムによって達成される。

本発明は、上記目的を達成するため、送信信号（transmit signal）を生成するための送信機を提供する。本発明の送信機は、
第１のビット数の符号ビットを、第１のビット数より小さく第１のビット数との比が符号化率を定義する第２のビット数の情報ビットから生成するための前方向誤り訂正符号器（forward error correction encoder）と、
少なくとも３ビットの符号ビットのグループの各々を前記送信信号を代表する送信シンボル系列の送信シンボルに写像（map）するためのマッパ（mapper）と
を具備し、
前記マッパは、各コンスタレーションポイント（constellation point、信号点）がそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラム（constellation diagram）に基づいて写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有する。

本発明は、上記目的を達成するため、情報信号（information signal）を生成するための受信機も提供する。本発明の受信機は、
各送信シンボルを少なくとも３ビットの符号ビットのグループに逆写像（demap）するためのデマッパ（demapper）を具備し、
前記デマッパは各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて逆写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有し、
前記情報信号を代表する情報ビット系列の第２のビット数の情報ビットを第２のビット数より大きな第３のビット数の符号ビットから生成するための前方向誤り訂正復号器（forward error correction decoder）を更に具備する。

本発明は、誤り制御符号（error control code）がその設計に含まれる、アンビギュイティ（ambiguities）を伴う新規な非一意写像（non-unique mapping）方法を提案する。本発明においては、アンビギュイティは重要度が最も低い符号ビットに対する特定のビットポジションでのみ生じ、そのおかげでイタレーション（iterations）がなくても合理的なパフォーマンスが実現可能である。イタレーションが全く実行されなければ、受信機はより高い有効符号化率が得られる。本スキームはハイブリッドＡＲＱ（Automatic Repeat Request）スキームと類似している。しかしながら、帯域幅効率を低下させるが受信機におけるイタレーションの際に有効になるインクリメンタルリダンダンシー（漸増的冗長）は通信路（チャネル）を別々に送信されない。このため、イタレーションは有効符号化率を低下させる。これは、イタレーションを全く実行しない低コスト受信機が、ターボ（turbo）イタレーションを実行するハイエンド受信よりも高い符号化率が得られる、一種の階層型変調と見なすことができる。

提案したスキームは、パフォーマンスが改善された、例えば既存提案と比べてエラーフロア（error floor）が低い、ターボ（turbo）ビットインタリーブ化符号化変調を可能にする。

本スキームは非一意写像により変調アルファベット（modulation alphabet）のサイズを小さくした帯域幅効率の高い伝送を可能にする。これは検出の複雑さを低減する。さらに、ピーク対平均電力比が低下し、このため増幅器の線形性に対する要件が緩和される。また増幅器のバックオフ（back-off）を下げることが可能で、その結果、バッテリ消費量とコストが減少する。

非一意写像に基づく既存提案とは対照的に、本発明の提案はイタレーションがなくても合理的なパフォーマンスを可能にする。これは、イタレーションを全く実行しない低コスト受信機と、イタレーションを実行して有効符号化率を下げるハイエンド受信機を使った階層型変調（hierarchical modulation）を可能にする。

本提案の非一意写像は一種の階層型変調と見なすことができる。イタレーションは必要なときにのみ実行される。例えば、低コスト受信機はイタレーションを実行することはないが、全てのビットポジションでアンビギュイティのある写像とは違って、合理的なＢＥＲを実現する。ハイエンド受信機はターボ（turbo）イタレーションによってより高いパフォーマンスを実現することができる。

別の特徴は、一意写像（unique mappings）と比べて非一意写像（non-unique mappings）では、候補送信シンボル数ｄ_kをより少なくすることができることから、デマッパ（demapper）の複雑さを減らすことが可能であるという点である。

本発明は、送信すべき符号ビットが符号ビットの２つの集合に分離される部分的に非一意的な写像（partially non-unique mapping）に基づく。本発明のマッピングスキームにおいては、第１の集合に属するビットはアンビギュイティのないビットポジションに写像され、もう一方の集合のビットはアンビギュイティのあるビットポジションに写像される。第１の集合の符号ビットはイタレーションの必要のない受信機で抽出することができ、イタレーションを実行することによって残りの非一意的なビットを復号するために使用することができる。

本発明の具現化の１つの態様として、符号ビットはＦＥＣ（Forward Error Correction Code）符号化に従って分離される。本態様においては、“J. Hagenauer. Rate-compatible punctured convolutional codes (RCPC codes) and their applications. IEEE Transactions on Communications, 36(4):389-400, April 1988”に定義されたＲＣＰＣ（rate-compatible punctured convolutional）符号を使用することができる。

本態様においては、ＦＥＣ符号器は重要度の高い方の符号ビットから成る第１のグループと重要度の低い方の符号ビットから成る第２のグループを生成するようにされた前方向誤り訂正符号を使用するようになっており、本送信機は、重要度の高い方の符号ビットから成る第１のグループを少なくとも２ビットのプライマリビットして選択し、重要度の低い方の符号ビットから成る第２のグループを少なくとも１ビットのセコンダリビットして選択するためのセレクタ（selector）を更に備える。非常に単純な誤り訂正符号の例は、２ビットの情報ビットから成る各グループを繰り返して符号ビットの各グループが４ビットになるようにした（例えば情報ビットのグループを二度繰り返した）繰り返し符号（repeat code）である。ここで、可能な重要なビットは、第１ビットおよび第２ビット、第１ビットおよび第４ビット、または第２ビットおよび第３ビットの組み合わせである。より高い冗長率を生み出す符号に対しては、ビットの重要度に関する判定は追加的に符号ビットのグループ内における冗長ビットのビットポジションに基づく。符号ビットの分離は、符号器で利用される符号に応じたパンクチャリング符号またはパンクチャリング行列を使用することによって実行することができる。

本発明の具現化の１つの態様として、写像は送信シンボルの左端２ビットにおいて非一意的（non-unique）であり、右端２ビットにおいて一意的（unique）である。これは、アンビギュイティのあるビットは右端ビットに写像され、アンビギュイティのないビットは左端ビットに写像されることを意味する。写像は次のように最適化することが可能である。最初に、右端ビットはイタレーションが行われなければ最適なＢＥＲ性能を実現するグレイマッピングを使用して固定される。右端ビットがこのように制約された上で、ＥＸＩＴ曲線のエンドポイントが最大化されるように、“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. In IEEE Globecom, December 2003”および“F. Schreckenbach, N. Goertz, J. Hagenauer, and G. Bauch. Optimized symbol mappings for bit-interleaved coded modulation with iterative decoding. IEEE Communications Letters, 7(12) :593-595, December 2003”に定義されたようなバイナリスイッチングアルゴリズム（binary switching algorithm）を使用して左端２ビットが最適化される。

本発明の具現化の１つの態様として、符号ビットの２つの集合は別個にインタリーブされ、その後、それぞれの送信シンボルに組み合わされる。あるいはその代わりに、インタリーブされた第１の符号ビットは第１の選択された可能なコンスタレーションポイントに事前に写像（premap）され、その後に更なるマッパは、符号ビットの第２の集合に基づいて、先ほどの事前に選択されたコンスタレーションポイントの中から、送信するための最終的なコンスタレーションポイントを選択することができる。

本発明の具現化の更なる態様として、第１の集合の符号ビット数と第２の集合の符号ビット数の比は送信機で使用される符号器の符号化率以下である。これにより、送信された情報ビットのセキュアな検出が受信機内でイタレーションを実行する必要なく可能になることが保証される。

図面を参照して、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

図１に本発明に係る部分的に非一意的な写像の信号空間コンスタレーションポイントを示す。図１にはＰＳＫコンスタレーションポイントが円上に配置されている様子が示されている。８個のコンスタレーションポイントの各ポイントにはそれぞれ２つの送信シンボルが写像される。送信シンボル１０１０および０１０１は第１のコンスタレーションポイント１に写像され、送信シンボル１１１１および００１１は第２のコンスタレーションポイント２に写像され、送信シンボル１０１１および０１１１は第３のコンスタレーションポイント３に写像され、送信シンボル１１０１および０００１は第４のコンスタレーションポイント４に写像され、送信シンボル１０１０および０１０１は第５の送信シンボル５に写像され、送信シンボル１１００および００００は第６のコンスタレーションポイント６に写像され、送信シンボル１０００および０１００は第７のコンスタレーションポイント７に写像され、最後に送信シンボル００１０および１１１０は第８のコンスタレーションポイント８に写像される。

各送信シンボルは４ビットの送信シンボルである。図１から分かるように、各送信シンボルの点線丸で囲まれた右端の２ビットはそれぞれのコンスタレーションポイントに一意に写像され、その一方、各送信シンボルの左端の２ビットはコンスタレーションポイントに非一意に写像される。例えば、コンスタレーションポイント１では、右端の２ビット１０はコンスタレーションポイント１に対応する両方の送信シンボルで同一である。残りの２ビットはコンスタレーションポイント１に非一意に写像される。これは第１のコンスタレーションポイントに対応する第１の送信シンボルの左端２ビット１０は第１のコンスタレーションポイントに対応する第２の送信シンボルの左端２ビット０１とは異なることを意味する。

これは受信されたコンスタレーションポイントから、送信シンボルの右端２ビットがイタレーション（iterations）の必要なく得られることを意味する。左端２ビットを得るにはイタレーションが必要である。これらのイタレーションは各送信シンボルからすでに２ビットが分かっているので低い誤り率を有する。

図２に本願の実施の一形態による送信機の概略構成を示す。送信機１００は符号器（encoder）１０２とマッパ（mapper）１１２から構成される。符号器１０２は第１のビット数の符号ビットを、第１のビット数より小さな第２のビット数の情報ビットから生成するためのＦＥＣ（forward error correction）符号器であることが可能である。第２のビット数と第１のビット数の比は符号化率（code rate）を定義する。マッパ１１２は符号器１０２から符号ビットを受信し、符号ビットのグループをコンスタレーションポイントに対応する送信シンボルに写像する働きをする。マッパ１１２は図１に示した信号空間コンスタレーションポイントに基づくことができるマッピングダイアグラムまたはマッピングスキームに従って符号ビットを写像するようになっている。

例えば、図２に示すように、符号器１０２は送信機によって送信される情報ビット系列の一部である２情報ビット１１を受信し、その情報ビット１１から符号ビットのグループ１１１１を生成するようにすることができる。図１においては、マッパ１１２は符号ビットのグループ１１１１を図１のコンスタレーションポイント２に対応する送信シンボルに写像するようにされている。

図３ａに本願の実施の別の形態による送信機の概略構成を示す。図２に示した送信機の構成に加えて、送信機３００は、図３ａに示すように、セレクタ（selector）３０４、プライマリインタリーバ（primary interleavor）３０６、セコンダリインタリーバ（secondary interleavor）３０８、および結合器（combiner）３１０を含む。符号器１０２は情報ビットを受信し、ＦＥＣ（forward error correction）符号に基づいて符号ビットを提供するようにされている。セレクタ３０４は符号ビットを受信し、それらの符号ビットをプライマリビットとセコンダリビットに分離するようにされている。プライマリビットとはコンスタレーションポイントのアンビギュイティのないポジションに写像されるビットである。セコンダリビットとはコンスタレーションポイントのアンビギュイティのあるポジションへ写像されるビットである。本実施形態においては、プライマリビットはプライマリインタリーバ（primary interleaver）３０６によって受信され、プライマリインタリーバ３０６は受信したプライマリビット系列をインタリーブする働きをする。一方、セコンダリインタリーバ（secondary interleaver）３０８は受信したセコンダリビット系列をインタリーブして、インタリーブされたセコンダリビットを提供する働きをする。結合器３１０はプライマリインタリーバ３０６からのインタリーブされたプライマリビットをセコンダリインタリーバ３０８からのインタリーブされたプライマリビットと再結合して、インタリーブされた符号ビットを出力する。インタリーブされた符号ビットのグループはマッパ１１２によって対応する送信シンボルに写像される。この場合も同様に、マッパ１１２は図１に示すようにマッピングダイアグラムを使用することができる。

本発明においては、符号器の符号ビットはダイレクトにインタリーブされ、写像されるのではなく、最初に符号ビットは符号ビットの２つの集合（セット）に分割される。符号ビットの分割された集合は、別々にインタリーブされた後、再結合される。

図３ｂに図３ａに示した送信機における信号の流れを例示する。上述の信号コンスタレーションは単なる例示であって、実際の符号器またはインタリーバに対応していない。２つの連続した情報ビット系列０１および１１が符号器１０２によって符号ビットの２つのグループ０１１０および１１００に符号化される。セレクタ３０４は符号ビットの最初の２ビット０１および００をプライマリビットとして選択し、符号ビットの最後の２ビット１０および００をセコンダリビットとして選択する。

プライマリビットおよびセコンダリビットはインタリーバ３０６、３０８によってインタリーブされる。インタリーバ３０６、３０８は例えば、プライマリビットとセコンダリビットの２つのグループの最初のビットと最後のビットを交換する。その結果、インタリーバはインタリーブされたプライマリビット１１、１０とインタリーブされたセコンダリビット００、０１を出力する。結合器３１０はインタリーブされたプライマリビットと対応するインタリーブされたセコンダリビットとを結合させる。この結果、インタリーブされた符号ビットの２つのグループ００１１および０１１０が結合器３１０から出力され、マッパ２１２に入力される。マッパ２１２は符号ビットの第１のグループ００１１を図１のコンスタレーションポイント６に写像し、符号ビットの第２のグループ０１１０を図１のコンスタレーションポイント４に写像する。

図４ａに本発明の実施の更なる一形態による送信機の概略構成を示す。図３ａの構成との違いとして、送信機４００は、プレマッパ４１２ａとその後に続くマッパ４１２ｂから成るマッパ４１２を具備する。プレマッパ４１２ａは、プライマリインタリーバ３０６から、インタリーブされたプライマリビットを受信するようにされている。プレマッパ４１２ａは、好ましくは一意的なビットポジションに写像されるプライマリビットを送信するために使用されるコンスタレーションポイントを事前に選択するようにされている。その後のマッパ４１２ｂは、送信シンボルの非一意的なビットポジションに写像されるインタリーブされたセコンダリビットを見て、事前に選択されたコンスタレーションポイントの中から最終的なコンスタレーションポイントを選択する。

図４ｂに図４ａに示した送信機４００における信号の流れを例示する。図３ｂとの違いとして、インタリーブされたプライマリビット１１、１０はインタリーブされたセコンダリビット００、０１とは結合されない。その代わりに、プレマッパ４１２ａはインタリーブされたプライマリビットの第１のグループに対してコンスタレーションポイント３またはコンスタレーションポイント２を事前に選択し、インタリーブされたプライマリビットの第２のグループ１０に対してコンスタレーションポイント８およびコンスタレーションポイント１を事前に選択する。この選択は図１に基づいており、インタリーブされたプライマリビットは図１に示した送信シンボルの右端ビットに対応する。次に図１に示したダイアグラムの左端ビットを使用して、インタリーブされたセコンダリビットの第１のグループの組み合わせ００からコンスタレーションポイント２が選択され、インタリーブされたセコンダリビットの第２のグループの組み合わせ０１からコンスタレーションポイント１が選択される。

図５に本願の更なる実施形態による送信機５００および受信機５５０の構成を示す。送信機５００は、符号器２０２と、セレクタ３０４と、プライマリインタリーバ３０６およびセコンダリインタリーバ３０８と、プライマリ符号ビットのための第１のマッパとセコンダリ符号ビットのための第２のマッパから成るマッパ２１２とから構成される。マッパ２１２によって生成されるコンスタレーションポイントは通信路（チャネル）５３０を介して受信機５５０に送信される。受信機５５０は、復号器５６２と、デインタリーバ５６６と、インタリーバ５６７と、およびデマッパ５７２とから構成される。図５に示したブロックの機能は図１４に関連して詳細に説明したブロックに対応する。ただ図１４との違いとして、符号ビットは送信機４００におけるセレクタ３０４によってプライマリビットとセコンダリビットに分離される。さらに、プライマリ符号ビットおよびセコンダリ符号ビットは別々にインタリーブされ、写像される。本発明においては、マッパ２１２およびデマッパ５７２は、図１４に示したマッパ１４１２およびデマッパ１４７２とは異なるマッピングスキームに基づく。それでもなお受信機５５０は図１４で述べた受信機と同じ構造を有する。

図５に示した送信機５００と受信機５５０はＦＥＣ符号化と部分的に一意的な写像のジョイント設計に基づく。

本実施形態においては、写像はある特定のビットポジションでのみアンビギュイティが起こり得るように修正される。さらに、どの符号ビットがアンビギュイティのあるビットポジションに写像されるかの判定にＦＥＣ符号を考慮に入れることが提案される。より具体的に言えば、誤り率性能をイタレーション（iterations）を用いることなく最適化するため、重要度が最も低い符号ビットはアンビギュイティのあるビットポジションに写像されるべきである。

ＦＥＣ符号化に対してrate-compatibleパンクチャド符号、例えばＲＣＰＣ（rate-compatible punctured convolutional）符号、を使用することが提案される。セレクタ３０４におけるパンクチャリングパタン（puncturing pattern）ｐはどの符号ビットがより重要（ｐ_k＝１）かまたはより重要でない（ｐ_k＝０）かを示す。パンクチャリングパタンは、符号ビットを別々にインタリーブされる２つの集合に分離するために使用される。通常パンクチャされるビットはアンビギュイティのあるビットポジションに写像され、パンクチャされないビットはアンビギュイティのないビットポジションに写像される。従って、パンクチャされているビットはセコンダリビットである。本提案の写像の例を図６ａ〜ｄに示す。

図６ａは対称型８−ＰＳＫｓ、図６ｂは非対称型８−ＰＳＫｓ、図６ｃは対称型８−ＰＳＫｅ、図６ｄは非対称型８−ＰＳＫｅを示している。

図６ａの信号空間ダイアグラム（constellation diagram）についてはすでに図１で説明した。また図６ｂ〜ｄに示した信号空間ダイアグラムは図１で述べた信号空間ダイアグラムに対応する。

図６ａ〜ｄに示した写像は左端２ビットにおいて非一意的であり、右端２ビットにおいて一意的である。写像は次のように最適化される。最初に、右端２ビットが、イタレーションが実行されない場合に最適なＢＥＲ性能を実現する、グレイマッピング（Gray mapping）を使用して固定される。右端２ビットがこのように制約された上で、ＥＸＩＴ曲線のエンドポイントが最大化されるよう、左端２ビットがバイナリスイッチングアルゴリズム（binary switching algorithm）を使用して最適化される。

図６ａおよび図６ｃの写像における隣り合うコンスタレーションポイントは同じユークリッド距離を有する。その距離は図６ｂおよび図６ｄのコンスタレーションにおいて更に最適化される。

図６ｂにおいては、第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１１および００１１に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１０および０１１０に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１０および００１０に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００１および０１０１に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１０１および０００１に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１１１および１０１０１に対応する。

図６ｃにおいては、第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ００１１および１１１１に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１１０および１０１０に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１０１および０００１に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ００１０および１１１０に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１００１および０１０１に対応する。

図６ｄにおいては、第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１０および０１１０に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０００１および１１０１に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１０および００１０に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１０１および１００１に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１１および００１１に対応する。

図５に示した受信機５５０における第１のデマッピング（demapping）ステップではアンビギュイティは解消できず、その結果、写像が非一意的なビットポジションのデマッパＬ値はゼロになる。図６ａ〜ｄにおける部分的に非一意的な写像の利点は、ＦＥＣ復号器が、写像が一意的なビットポジションで送られている最重要のビットに対して非ゼロＬ値を取得し、イタレーションがなくても合理的な誤り率を作り出すことが可能であることにある。例えば、符号化率Ｒ＝１／３の符号が図６ａ〜ｄの写像の１つと組み合わせて適用される場合、最初の復号ステップにおける符号は解消可能でないアンビギュイティによってＲ＝２／３までパンクチャされる。イタレーションにおいて、非ゼロＬ値はその他の符号ビットに対しても利用可能になるが、これは基本的にイタレーションは有効符号化率を下げることを意味する。これは、最初にパンクチャされたビットが必要に応じて追加的に送信される、冗長が漸増する（インクリメンタルリダンダンシーのある）ハイブリッドＡＲＱスキームと類似している。ＡＲＱとは対照的に、非一意写像によって、インクリメンタルリダンダンシーはアンビギュイティのあるビットポジションで送られるが、ＡＲＱとは異なり帯域幅の拡張は引き起こされない。インクリメンタルリダンダンシーはイタレーションによって利用可能となる。

図７に図６ａ〜６ｄにおける部分的に一意的な写像のＢＥＲ性能のシミュレーション結果を示す。チャネル符号化には、符号化率１／３の畳み込み符号が使用された。比較のため、グレイマッピングと符号化率２／３の畳み込み符号のＱＰＳＫ性能が同じ伝送レートで含まれる。部分的に一意的な写像は大きなターボ利得を可能にするがイタレーションが適用されない場合にまだ合理的なパフォーマンスを示すことが結論付けられる。例えば、非対称型８−ＰＳＫｓはイタレーションが実行されなければＱＰＳＫより１ｄＢだけ悪いパフォーマンスを示すが、５回のイタレーションの後はＢＥＲ１０^-4においてグレイ符号化のＱＰＳＫより４ｄＢ以上の利得を実現する。このＢＥＲ性能は４ビット／シンボルの部分的に一意的な写像のものである。

以下の実施形態は、一部のコンスタレーションポイントをシフトさせる影響は比較的小さいことが見出されていることから、隣り合うポイント間のユークリッド距離が全てのコンスタレーション要素に対して同じ写像に制限される。ｂ＝４ビット／シンボル（Ｍ＜２^b＝１６個のコンスタレーションポイント）の伝送の例を示す。一意写像はＭ＝１６個のコンスタレーションポイントを必要とする。１６−ＰＳＫおよび１６−ＱＡＭ変調に対する最適化された写像を図８ａと図８ｂに示す。

最初に、コンスタレーションポイントがいくつ使用されるべきかを考察する。Ｍ＝１２およびＭ＝８個のコンスタレーションポイントが存在するＰＳＫ型コンスタレーションに対する最適化された非一意写像を図９ａ〜ｃに示す。Ｍ＝８個のコンスタレーションポイントが存在する写像は、ある特定のシンボルに割り当てられるビット系列の数が異なる。

本発明のアプローチは図に示したような４ビットの送信シンボルまたは符号グループに限定されることはなく、３ビット以上の場合も含めることが可能である。さらに、図９ｂに示すように、例えば３つ以上の送信シンボルを単一のコンスタレーションポイントに割り当てることが可能である。図９ｂでは４つの送信シンボルが第１のコンスタレーションポイント９０１と第５のコンスタレーションポイント９０５に割り当てられている。第１のコンスタレーションポイント９０１は送信シンボル１１００、００１１、０１１０、０１１０、１０１０に対応する。この場合も同様に、第１のコンスタレーションポイント９０１に対応する４つの送信シンボルの中の２つの送信シンボル０１１０および１０１０が共通の対応するビットポジションに同一の２ビット１０を有する。代わりに（図９ｂには示されていないが）、第１のコンスタレーションポイントの４つの送信シンボル全てが同じビットポジションに同一ビットを有することもあり得る。同一のビットは右端２ビットのポジションに置かれる必要はなく、送信シンボルの任意のビットポジションに置かれることが可能である。さらに、本発明のアプローチは、任意の種類の２つ以上のコンスタレーションポイントからなるマッピングダイアグラムに適用することが可能である。

図８ａ、ｂにおけるＰＳＫコンスタレーションに対するＥＸＩＴチャートを図１１に示す。Ｍ＝１２ポイントのコンスタレーションは最適化された１６−ＰＳＫコンスタレーションで達成できるよりもＥＸＩＴチャートの高いエンドポイントに到達することがわかる。これはエラーフロアが低下したことを意味する。図１１はＰＳＫ写像に対するＥＸＩＴチャートである。Ｅ₈／Ｎ₀＝１０ｄＢ。図１２はＱＡＭ写像に対するＥＸＩＴチャートである。Ｅ_s／Ｎ₀＝１０ｄＢ。

更にもっと高いエンドポイントはコンスタレーション８−ＰＳＫｍで実現できる。しかしながら、このコンスタレーションでは、ＥＸＩＴ曲線はかなり低い方の値から始まるためにターボスキームはかなり高い方のＳＮＲで収束する。より早期の収束はエアフロアが高くなることを犠牲にしてコンスタレーション８−ＰＳＫｃで実現できる。早期の収束と低いエアフロアの良好なトレードオフを実現するため、コンスタレーションサイズの縮小は２倍未満にしておくべきであることが観察される。同様な結果は図１０ａ〜ｄにおけるＱＡＭコンスタレーションでも得られる。

ＥＸＩＴ曲線のより高いエンドポイントは一意写像よりも非一意写像で得られるという効果を図１３に示す。ＥＸＩＴ曲線のエンドポイントはデマッパ５７２の入力における完全外部情報（perfect extrinsic information）（現時点の判定がそれに関して行われるビット以外の全てのビットが完全に知られている）を暗示する。その結果、誤り確率は、未知のビットで異なる、コンスタレーションポイント間のユークリッド距離で決まる。これらの距離を図１３に示す。コンスタレーションポイント数を減らしたＰＳＫコンスタレーションは最小ユークリッド距離を有するポイント間の判定の確率を低減させることがわかる。

符号ビットをパンクチャリングパタンに基づいて２つの集合（セット）に分離し、一方の集合のビットをアンビギュイティのないビットポジションに写像するとともに他方の集合のビットをアンビギュイティのあるビットポジションに写像する本発明のアプローチは、情報信号を送信し、送信信号を受信するための方法に利用することが可能である。このマッピングスキームはＰＳＫコンスタレーションやＱＡＭコンスタレーションに限定されず、それ以外にも例えばＱＰＳＫ、ＰＡＭ、ＱＡＭ、ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、Ｍ−ＰＳＫ（Ｍは２以上の整数）に基づく任意の他の信号空間コンスタレーションダイアグラムに使用することが可能である。

条件に応じて、情報信号を送信し、送信信号を受信するための本発明の方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実施が可能である。その実装は、本発明の方法が実行されるようにプログラマブルなコンピュータシステムと協働することができるデジタル記憶媒体、特に電子的に可読な制御信号を使用する磁気ディスクまたはＣＤで実施されることがある。一般に、本発明はコンピュータ上で走らせたときにオリジナルデータを暗号化するための本発明の方法を実行するための機械可読媒体に記憶されたプログラムコードを含むコンピュータプログラム製品としても実施することが可能である。言い換えると、本発明は、コンピュータ上で走らせたときにオリジナルデータを暗号化するための本発明の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムとして実施することが可能である。

本願に係る写像が部分的に一意的なＰＳＫ信号コンスタレーションを示す図である。本願の実施の一形態による送信機のブロック図である。本願の実施の更なる一形態による送信機のブロック図である。図３ａに示された送信機の信号の流れを例示する図である。本願の実施の更なる一形態による送信機のブロック図である。図４ａに示された送信機の信号の流れを例示する図である。本願の実施の更なる一形態による送信機および受信機を示す図である。本願の実施形態による写像が部分的に非一意的なＰＳＫ信号コンスタレーションを示す図である。部分的に非一意的な写像のＢＥＦ性能を示す図である。本発明による１６−ＰＳＫと１６−ＱＡＭに対する最適化された一意的な写像を示す図である。本願の実施形態による最適化された非一意的なＰＳＫ写像を示す図である。本願の実施の一形態による非一意的なＱＡＭ写像を示す図である。ＰＳＫ写像のＥＸＩＴチャートを示す図である。ＱＡＭ写像のＥＸＩＴチャートを示す図である。１６−ＰＳＫおよび１２−ＰＳＫコンスタレーション（信号点配置）に対する完全外部情報に関係のあるコンスタレーションポイント間距離を示す図である。先行技術によるイタレーションを用いるデマッピング・復号法のブロック図である。先行技術による写像が非一意的なＰＳＫ信号コンスタレーションを示す図である。先行技術によるデマッパのＥＸＩＴチャートを示す図である。

Claims

送信信号を生成するための送信機であって、
第１のビット数の符号ビットを、第１のビット数より小さく第１のビット数との比が符号化率を定義する第２のビット数の情報ビットから生成するための前方向誤り訂正符号器（２０２）と、
少なくとも３ビットの符号ビットのグループの各々を前記送信信号を代表する送信シンボル系列の送信シンボルに写像するためのマッパ（２１２）と
を具備し、
前記マッパは、各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有する、送信機。
前記前方向誤り訂正符号器（２０２）は、前記第２のビット数の情報ビットに対して、重要度が高い方の符号ビットの第１のグループと重要度が低い方の符号ビットの第２のグループとを生成するようにされた誤り訂正符号を使用するようにされており、
前記重要度が高い方の符号ビットの第１のグループを前記少なくとも２ビットのプライマリビットとして選択し、前記重要度が低い方の符号ビットの第２のグループを前記少なくとも１ビットのセコンダリビットとして選択するためのセレクタ（３０４）を更に具備する、請求項１に記載の送信機。
前記セレクタ（３０４）は前記符号器（２０２）からの符号ビットの前記プライマリビットを少なくとも１ビットのセカンダリビットから分離する働きをし、
前記プライマリ符号ビットをインタリーブしてインタリーブされたプライマリ符号ビットを提供する働きをするプライマリインタリーバ（３０６）と、
前記少なくとも１ビットのセカンダリ符号ビットをインタリーブしてインタリーブされたセカンダリ符号ビットを提供する働きをするセカンダリインタリーバと、
前記インタリーブされたプライマリ符号ビットを前記少なくとも１ビットの対応するインタリーブされたセカンダリビットと結合して結合されたインタリーブされた符号ビットのグループを前記マッパ（２１２）に提供する働きをする結合器（３１０）と
を更に具備する請求項２に記載の送信機。
前記セレクタ（３０４）は前記符号器（２０２）からの符号ビットの前記プライマリビットを前記少なくとも１ビットのセカンダリビットから分離する働きをし、
前記マッパ（２１２）は、前記プライマリビットをプライマリマッピングダイアグラムに基づいて全コンスタレーションポイントの少なくとも２つのポイントへ事前に写像する働きをするプライマリマッパ（４１２ａ）と、前記少なくとも１ビットのセコンダリビットを、センコンダリマッピングダイアグラムに基づいて、前記プライマリマッパによって選択された前記少なくとも２つのコンスタレーションポイントの１つに写像する働きをするセコンダリマッパ（４１２ｂ）とを含み、前記セコンダリマッパによって選択されるコンスタレーションポイントは前記送信信号の送信シンボルに対応する、請求項２に記載の送信機。
前記セレクタ（３０４）からのプライマリビットをインタリーブしてインタリーブされたプライマリビットを前記プライマリマッパ（４１２ａ）へ提供する働きをするプライマリインタリーバ（３０６）と、
前記セレクタからのセコンダリビットをインタリーブしてインタリーブされたセコンダリビットを前記セコンダリマッパ（４１２ｂ）へ提供する働きをするセコンダリインタリーバ（３０８）と
を更に具備する請求項４に記載の送信機。
１グループの符号ビットのプライマリビット数とセコンダリビット数の比は前記符号化率以下である、請求項１〜５のいずれかに記載の送信機。
前記複数のコンスタレーションポイントは異なる位相を有する信号ベースのコンスタレーションポイントである、請求項１〜６のいずれかに記載の送信機。
前記コンスタレーションポイントは、それぞれ異なる位相を有し、１つの円上に連続的に配置される、請求項７に記載の送信機。
第１のコンスタレーションポイント（１）は符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第２のコンスタレーションポイント（２）は符号ビットのグループ１１１１および００１１に対応し、第３のコンスタレーションポイント（３）は符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第４のコンスタレーションポイント（４）は符号ビットのグループ１１０１および０００１に対応し、第５のコンスタレーションポイント（５）は符号ビットのグループ１００１および０１０１に対応し、第６のコンスタレーションポイント（６）は符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第７のコンスタレーションポイント（７）は符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第８のコンスタレーションポイント（８）は符号ビットのグループ００１０および１１１０に対応する、請求項８に記載の送信機。
第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１１および００１１に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１０および０１１０に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１０および００１０に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００１および０１０１に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１０１および０００１に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１１１および１０１０１に対応する、請求項８に記載の送信機。
第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ００１１および１１１１に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１１０および１０１０に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１０１および０００１に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ００１０および１１１０に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１００１および０１０１に対応する、請求項８に記載の送信機。
第１のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１００および００００に対応し、第２のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１０および０１１０に対応し、第３のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０００１および１１０１に対応し、第４のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０１１および０１１１に対応し、第５のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１０００および０１００に対応し、第６のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１０および００１０に対応し、第７のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ０１０１および１００１に対応し、第８のコンスタレーションポイントは符号ビットのグループ１１１１および００１１に対応する、請求項８に記載の送信機。
前記信号空間ダイアグラムは、Ｍを２以上の整数としたとき、ＱＰＳＫ、ＰＡＭ、ＱＡＭ、ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、Ｍ−ＰＳＫといったマッピングスキームの１つである、請求項１〜１２のいずれかに記載の送信機。
前記符号器は前方向誤り訂正（ＦＥＣ）にＲＣ（rate-compatible）パンクチャド符号を使用するようにされており、前記セレクタは当該前方向誤り訂正符号に対応するパンクチャリングパタンを使用して前記セコンダリビットから前記プライマリビットを分離するようにされている、請求項１〜１３のいずれかに記載の送信機。
前記符号ビットのグループは４ビットから成り、その左端２ビットはプライマリビットであり、その右端２ビットはセコンダリビットである、請求項１〜１４のいずれかに記載の送信機。
プライマリマッピングダイアグラムはグレイ（Gray）マッピングスキームに基づく、請求項４または５に記載の送信機。
セコンダリマッピングダイアグラムはバイナリスイッチングアルゴリズムに基づく、請求項４または５に記載の送信機。
情報信号を生成するための受信機であって、
各送信シンボルを少なくとも３ビットの符号ビットのグループに逆写像するためのデマッパ（５７２）を具備し、
前記デマッパは各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて逆写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有し、
前記情報信号を代表する情報ビット系列の第２のビット数の情報ビットを第２のビット数より大きな第３のビット数の符号ビットから生成するための前方向誤り訂正復号器を更に具備する受信機。
ターボ検出に基づくイタレーション復号スキームを使用するようにされている請求項１８に記載の受信機。
前記前方向誤り訂正復号器は復号にＢＣＪＲアルゴリズムまたはビタビ（Viterby）アルゴリズムを使用するようにされている、請求項１７または１８に記載の受信機。
送信信号を生成するための送信方法であって、
第１のビット数の符号ビットを、第１のビット数より小さく第１のビット数との比が符号化率を定義する第２のビット数の情報ビットから生成するステップと、少なくとも３ビットの符号ビットのグループの各々を前記送信信号を代表する送信シンボル系列の送信シンボルに写像するステップとを含み、
マッパは各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有する、送信方法。
情報信号を生成するための受信方法であって、
各送信シンボルを少なくとも３ビットの符号ビットのグループに逆写像するステップを含み、
デマッパは各コンスタレーションポイントがそれぞれの送信シンボルに対応する複数のコンスタレーションポイントを有する信号空間ダイアグラムに基づいて逆写像する働きをし、符号ビットの少なくとも２つの別々の利用可能なグループが同じコンスタレーションポイントに対応付けされており、その少なくとも２つの別々の利用可能なグループは、共通の対応するポジションに置かれていてグループ相互に相等しい少なくとも２ビットのプライマリビットと、別の共通の対応するポジションに置かれていて２つのグループで互いに異なる少なくとも１ビットのセコンダリビットとを有し、
前記情報信号を代表する情報ビット系列の第２のビット数の情報ビットを第２のビット数より大きな第１のビット数の符号ビットから生成するステップを更に含む受信方法。
コンピュータ上で走らせたときに請求項２１または２２に記載された方法のうち少なくとも１つの方法を実行するためのコンピュータプログラム。