JP2008518263A - アクティブマトリクスディスプレイ装置 - Google Patents

Abstract

アクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、夫々の画素に対して、固定成分と、駆動トランジスタ（２２）の閾値電圧の測定に依存する成分とを有するゲート電圧を駆動トランジスタへ印加することにより駆動トランジスタに電流を流すステップと、駆動トランジスタのゲート−ソース間の容量を放電する放電トランジスタ（３６）により表示素子（２）の光出力及び画素データ信号に依存する時点で駆動トランジスタをオフするステップとを有する。この方法は、表示素子の出力のデューティーサイクル制御を実施するために光学フィードバックを用いる。オン時の表示素子の輝度は駆動トランジスタの駆動電圧により決定され、これは閾値電圧を考慮する。光学フィードバックシステムはこのように最初に補償を提供することにより閾値電圧の補償を可能にするが、光学フィードバックシステムが正確に機能する寿命が延長可能である。駆動トランジスタがオフされる時間は、また、放電トランジスタの測定された閾値電圧に依存しうる。

Description

本発明は、アクティブマトリクスディスプレイ装置、具体的には、それだけではないが、夫々の画素に結合された薄膜スイッチングトランジスタを有するアクティブマトリクス電界発光ディスプレイ装置に関する。

電界発光や光放射型の表示素子を用いるマトリクスディスプレイ装置が良く知られる。前記表示素子は、例えばポリマー材料を用いる有機薄膜電界発光素子、又は従来のIII−Ｖ族半導体化合物を用いる発光ダイオード（ＬＥＤ）を有しても良い。有機電界発光物質、特にポリー材料における最近の発展は、特にビデオディスプレイ装置に使用されるべきそれらの能力を実証している。一般的に、これらの物質は、一対の電極の間に挟まれた半導体共役高分子の１又はそれ以上の層を有する。一対の電極の1つは透明であり、他は空孔又は電子を高分子層に入れるのに適した物質から成る。

ポリマー材料は、ＣＶＤ処理、又は、簡単に、水溶性共役高分子の溶液を用いるスピンコーティング技術によって製造可能である。また、インクジェット印刷が使用されても良い。有機電界発光物質は、それらが表示機能及びスイッチング機能の両方を提供する能力を有するように、ダイオードのようなＩ−Ｖ特性を示すよう配置され得、従って、パッシブ型ディスプレイにおいて使用可能である。代替的には、これらの物質は、表示素子と、表示素子を流れる電流を制御するスイッチングデバイスとを夫々が有する画素を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置に用いられても良い。

この形式のディスプレイ装置は電流アドレス指定式の表示素子を有するので、従来のアナログ駆動方式は、表示素子へ制御可能な電流を供給する。画素構造の一部として電流源トランジスタを設けることが知られる。この電流源トランジスタへ供給されるゲート電圧は、表示素子を流れる電流を決める。蓄積コンデンサは、アドレス指定相の後にゲート電圧を保持する。

図１は、既知のアクティブマトリクスアドレス指定型電界発光ディスプレイ装置を示す。ディスプレイ装置は、規則正しく間隔を空けられた画素の行及び列のマトリクス配列を有するパネルを有する。画素は、ブロック１によって表わされ、結合される切り替え手段と共に電界発光表示素子２を有し、行（選択）及び列（データ）のアドレス導電体４及び６の交差する組の間の共通部分に置かれている。簡単のため、数個の画素しか図には示されていない。実際には、画素の数百の行及び列が存在しうる。画素１は、行走査ドライバ回路８及び列データドライバ回路９を含む周辺の駆動回路によって、行及び列のアドレス導電体の組を介してアドレス指定される。これらのドライバ回路は、導電体の夫々の組の終端に接続されている。

電界発光表示素子２は、ここではダイオード素子（ＬＥＤ）として表わされ、有機電界発光物質の１又はそれ以上のアクティブ層がその間に挟まれた一対の電極を有する有機発光ダイオードを有する。配列の表示素子は、結合されるアクティブマトリクス回路と共に絶縁支持材の一方の側に載せられている。表示素子の陰極又は陽極のいずれか一方は、透明な導電物質で形成されている。支持材は、例えばガラスのような透明な物質から作られ、基板に最も近い表示素子２の電極は、例えばＩＴＯのような透明な導電物質から成っても良い。従って、電界発光層より発せられる光は、支持材の他の側において観測者に対して可視的であるように、これらの電極及び支持材を介して伝達される。

図２は、電圧アドレス式動作を提供する第１の既知の画素及び駆動回路配置を簡単な回路図形式で示す。夫々の画素１は、ＥＬ表示素子２と、結合されるドライバ回路とを有する。ドライバ回路は、行導電体４の行アドレスパルスによりオンされるアドレストランジスタ１６を有する。アドレストランジスタ１６がオンされると、列導電体６の電圧は、残りの画素へ伝わることができる。具体的には、アドレストランジスタ１６は、列導電体電圧を電流源２０へ供給する。電流源２０は、駆動トランジスタ２２と、蓄積コンデンサ２４とを有する。列電圧は、駆動トランジスタ２２のゲートへ供給され、ゲートは、行アドレスパルスが終了した後でさえ、蓄積コンデンサ２４によってこの電圧に保たれる。

この回路内の駆動トランジスタ２２は、ｐ形ＴＦＴとして実施されているので、蓄積コンデンサ２４は、ゲート−ソース間電圧を一定に保つ。これにより、トランジスタ２２を流れる一定のソース−ドレイン間電流が得られる。従って、トランジスタ２２は、画素の所望の電流源動作を提供する。

上記基本的な画素回路では、ポリシリコンに基づく回路に関して、トランジスタのチャネルにおけるポリシリコン粒子の統計的分布に起因して、トランジスタの閾値電圧にばらつきが存在する。しかし、ポリシリコントランジスタは、電流及び電圧ストレスの下で極めて安定しているので、閾値電圧は、実質的に一定のままである。

閾値電圧のばらつきは、少なくとも基板上の短距離に亘って、アモルファスシリコントランジスタでは小さいが、閾値電圧は電圧ストレスに対して極めて敏感である。駆動トランジスタに必要とされる閾値を超える高電圧の印加は、閾値電圧において大きな変化を引き起こす。この変化は、表示される画像の情報コンテンツに依存する。従って、常にオンであるアモルファスシリコントランジスタの閾値電圧では、そうではないトランジスタに比べて大きな差異が存在しうる。この差異エージングは、アモルファスシリコントランジスタにより駆動されるＬＥＤディスプレイでは深刻な問題である。

トランジスタ特性のばらつきに加えて、ＬＥＤ自体の差異エージングも存在する。これは、電流ストレス後に発光物質の効率が下がることに起因する。ほとんどの場合において、ＬＥＤを流れる電流及び電荷が多くなればなるほど、効率はますます低くなる。

（電圧アドレス指定式画素よりもむしろ）電流アドレス指定式画素は、基板全体に亘ってトランジスタのばらつきの影響を低減又は除去することができることが知られている。例えば、電流アドレス指定式画素は、所望の画素駆動電流が流されるサンプリングトランジスタのゲート−ソース間電圧をサンプリングするために電流ミラーを使用することができる。サンプリングされたゲート−ソース間電圧は、駆動トランジスタをアドレス指定するために使用される。これは、サンプリングトランジスタ及び駆動トランジスタが基板上で互いに隣接し、より正確に互いに整合することができるので、装置の均一性の問題を部分的に軽減する。他の電流サンプリング回路は、たとえ更なるトランジスタ及びアドレスラインが必要とされるとしても、トランジスタの整合が必要とされないように、サンプリング及び駆動のために同じトランジスタを使用する。

ＬＥＤ材料のエージングを補償する電圧アドレス指定式画素回路も提案されている。例えば、様々な画素回路が提案されており、そのような回路において、画素は光受素子を有する。この素子は、表示素子の光出力に応答し、アドレス指定期間の間にディスプレイ装置の積分光出力を制御するように、光出力に応答して蓄積コンデンサに蓄えられた電荷を放出するよう動作する。図３は、この目的のための画素配置の一例を示す。このような形式の画素構造の例は、国際特許出願ＷＯ０１／２０５９１及び欧州特許出願ＥＰ１０９６４６６において詳細に記載されている。

図３の画素回路では、フォトダイオード２７が、コンデンサ２４に蓄えられたゲート電圧を放電する。ＥＬ表示素子２は、駆動トランジスタ２２のゲート電圧が閾値電圧に達するともはや発光せず、そのとき、蓄積コンデンサ２４は放電を停止する。電荷がフォトダイオード２７から放出される割合は、表示素子出力の関数であるから、フォトダイオード２７は、光受フィードバックデバイスとして機能する。明らかなように、積分光出力は、フォトダイオード２７の影響を考慮に入れて、以下の式：

によって与えられる。

この式において、η_ＰＤはフォトダイオードの効率であり、ディスプレイ装置全体に亘って極めて均一である。Ｃ_Ｓは蓄積容量であり、Ｖ（０）は、駆動トランジスタの最初のゲート−ソース間電圧であり、Ｖ_Ｔは、駆動トランジスタの閾値電圧である。従って、光出力は、ＥＬ表示素子の効率とは無関係であって、エージング補償を提供する。しかし、Ｖ_Ｔは、ディスプレイ全体に亘って変化するので、それは不均一性を示すことがある。

アモルファスシリコントランジスタの閾値電圧変動を引き起こすストレスを更に補償し、この回路における駆動電流の漸進的な降下を回避するために、図４の回路が本願出願人によって提案されている。

図４はこの提案される画素配置の一例を示し、アモルファスシリコンｎ形トランジスタを用いる実施に関して示される。

駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧は、先と同じく蓄積コンデンサ３０で保持される。しかし、このコンデンサは、充電トランジスタ３４（Ｔ２）によって充電ライン３２から一定電圧へ充電される。従って、駆動トランジスタ２２は、表示素子が照射されるべき場合に、画素へ入力されるデータとは無関係である一定レベルへ駆動される。輝度は、デューティーサイクルを変化させることによって、具体的には、駆動トランジスタがオフされる時間を変化させることによって制御される。

駆動トランジスタ２２は、蓄積コンデンサ２０を放電する放電トランジスタ３６によってオフされる。放電トランジスタ３６がオンされると、コンデンサ３０は急速に放電され、駆動トランジスタ２２はオフされる。

放電トランジスタは、ゲート電圧が十分な電圧に達するとオンされる。フォトダイオード３８は、表示素子２によって照射され、表示素子２の光出力に依存して光電流を発生させる。光電流は放電コンデンサ４０を充電し、ある時点で、コンデンサ４０の両端の電圧は放電トランジスタ３６の閾値電圧に達して、その放電トランジスタをオンに切り替える。この時間は、コンデンサ４０にもともと蓄積されていた電荷と、表示素子の光出力に依存する光電流とに依存する。

従って、データライン６で画素へ供給されるデータ信号は、アドレストランジスタ１６（Ｔ１）によって供給され、放電コンデンサ４０に蓄積される。低い輝度は、（少量の更なる電荷しか、トランジスタ３６がオフに切り替わるために必要とされないように）高いデータ信号によって表され、（多量の更なる電荷が、トランジスタ３６がオフに切り替わるために必要とされるように）低いデータ信号によって表される。

このようにして、この回路は、表示素子のエージングを補償する光学フィードバックを有し、また、駆動トランジスタの閾値補償も有する。これは、駆動トランジスタの特性のばらつきが、表示素子出力の差ももたらしうるためである。表示素子出力の差は、光学フィードバックによって補償されるエージングである。トランジスタ３６に関して、閾値を超えるゲート電圧は極めて小さく保たれるので、閾値電圧変動はそれほど重要ではない。

この回路及び関連するタイミングは、国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８で更に詳細に説明されている。当該回路に対する変形例も、この特許文献に示されている。
国際特許出願ＷＯ０１／２０５９１ 欧州特許出願ＥＰ１０９６４６６ 国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８

上記回路は、駆動トランジスタの閾値電圧におけるドリフト及びＯＬＥＤのエージングを補償するが、スナップオフ・トランジスタ３６の閾値電圧における如何なるドリフトも、フィードバック補償が有効なままである時間及び／又は表示出力に依然として影響を及ぼすことがある。

本発明に従って、夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、前記画素の夫々のアドレス指定のために：
駆動トランジスタの閾値電圧を測定するステップ；
駆動電圧を前記駆動トランジスタの閾値電圧に加えて、補正駆動電圧を得、該補正駆動電圧を蓄積コンデンサに蓄えるステップ；
前記補正駆動電圧により前記駆動トランジスタを駆動するステップ；
前記表示素子の光出力によって照射される光依存デバイスを流れる電荷フローにより、前記画素へ供給される画素電圧とは無関係に放電トランジスタをオンに切り替えるステップ；及び
前記画素電圧及び前記光出力に依存する時点で前記放電トランジスタにより前記蓄積コンデンサを放電して、前記駆動トランジスタをオフにするステップ；
を有する方法が提供される。

前記放電トランジスタは、上述されたスナップオフ・トランジスタとして機能する。

当該方法は、前記表示素子の出力に対してデューティーサイクル制御を実施するために光学フィードバックを用いる。オン時の表示素子の輝度は、駆動トランジスタの駆動電圧によって決定される。これは、閾値電圧を考慮する。光学フィードバックシステムは、このようにして最初に補償を提供することによって閾値電圧の補償を可能にするが、光学フィードバックシステムの正確に機能する寿命が延長可能である。

前記光依存デバイスは、前記表示素子の光出力とは無関係に、前記放電トランジスタへ印加されたゲート電圧を変化させることによって前記放電トランジスタの動作のタイミングを制御することができる。前記光依存デバイスは、オフ状態からオン状態への前記放電トランジスタの切り替えのタイミングを制御することができる。

当該方法は、前記放電トランジスタの閾値電圧を測定するステップと、前記蓄積コンデンサが補正画素電圧に依存する時点で放電されるよう、前記画素電圧を前記放電トランジスタの閾値電圧に加えて、前記補正画素電圧を得るステップとを更に有しても良い。

本発明の第２態様に従って、夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、前記画素の夫々のアドレス指定のために：
固定成分と、前記駆動トランジスタの閾値電圧の測定に依存する成分とを有するゲート電圧を前記駆動トランジスタへ印加することによって前記駆動トランジスタに電流を流すステップ；及び
前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間の容量を放電するための放電トランジスタにより、前記表示素子の光出力及び画素データ信号に依存する時点で前記駆動トランジスタをオフに切り替えるステップ；
を有する方法が提供される。

当該方法は、アモルファスシリコンの実施にとって特に適しうる。

前記駆動トランジスタがオフに切り替えられる前記時点は、また、前記放電トランジスタの測定された閾値電圧に依存しうる。

本発明の第３の態様に従って、夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、前記画素の夫々のアドレス指定のために：
定電圧を有するゲート電圧を前記駆動トランジスタへ印加することによって前記駆動トランジスタに電流を流すステップ；及び
前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間の容量を放電するための放電トランジスタにより、前記表示素子の光出力と、画素データ信号と、前記放電トランジスタの測定された閾値電圧とに依存する時点で前記駆動トランジスタをオフに切り替えるステップ；
を有する方法が提供される。

当該方法は、ポリシリコンの実施にとって特に適しうる。

本発明は、また、表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置であって、夫々の画素は：
電流駆動発光表示素子；
該表示素子に電流を流すための低温ポリシリコン駆動トランジスタ；
該駆動トランジスタをアドレス指定するために使用されるべき電圧を蓄える蓄積コンデンサ；
該蓄積コンデンサを放電して、前記駆動トランジスタをオフに切り替える放電トランジスタ；及び
前記表示素子の光出力とは無関係に、前記放電トランジスタへ印加されるゲート電圧を変化させることによって前記放電トランジスタの動作のタイミングを制御する光依存デバイス；
を有し、
当該装置は、前記放電トランジスタの閾値電圧測定を実施する手段を更に有し、
夫々の画素は、前記放電トランジスタの閾値電圧測定の間に前記駆動トランジスタをオフに切り替えるために、電源ラインと前記駆動トランジスタとの間に接続された絶縁トランジスタを更に有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を提供する。

当該回路は、前記駆動トランジスタがその測定を損なわせないことを確実にすることによって、前記放電トランジスタの閾値電圧の正確な測定を可能にする。

以下、本発明について、一例として添付の図面を参照して説明する。

添付の図面は図表に過ぎず、実寸で描かれているわけではないことに留意すべきである。これらの図面に含まれる部分の相対的な寸法及び比率は、図における明確性及び簡単化のために、拡大縮小されている。

図４は、本願出願人の同時係属する国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８に記載される既知の画素回路の１つを示しており、この画素回路の例は、本発明を説明するために用いられる。この例は、スナップオフ・トランジスタにおける如何なる閾値電圧ドリフトも補償するために、あるいは、光学フィードバック及び駆動電圧補償の両方により駆動トランジスタの閾値変動を補償することによってディスプレイの正確な動作を延長するために、特別な動作を提供する。

図４では、陰極は接地電位にある。実際には、以下の例で示されるように、陰極電位は負であっても良く、電源ラインは０Ｖであっても良い。

本発明に従って、光学フィードバック画素駆動方式が、デューティーサイクル制御アプローチにより提供される。実施例では、駆動トランジスタの駆動状態は、たとえ駆動トランジスタの閾値電圧がフィードバックシステムによって補償されるとしても、この閾値電圧の測定を考慮する。他の実施例では、（デューティーサイクルを制御する）放電トランジスタの駆動状態は、その放電トランジスタの測定された閾値電圧を考慮に入れる。これら２つのアプローチは、単一の駆動方式にまとめられても良い。

本発明の駆動方法は、異なるタイミング制御による場合を除いて、既知の回路に対して実施可能である。

その駆動方法は、Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）（以降Ｔ_Ｄとも称される駆動トランジスタ２２の閾値電圧）が、常に、Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）（以降Ｔ_Ｓとも称されるスナップオフ／放電トランジスタ３６の閾値電圧）よりも大きいか、あるいは等しいと仮定する。これは、Ｔ_Ｄがその寿命のほんの僅かの間に高い過剰閾値電圧を有し、一方、Ｔ_Ｓが常にその閾値か、あるいはそれよりも下にあって、少量の閾値電圧ドリフトを有しうるので、有効な前提である。Ｔ_Ｓが長期間逆バイアスをかけられる場合には、負側ドリフトが発生することがある。従って、時間０では、閾値電圧は等しく、その後Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）＞Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）となりうる。

駆動方式について説明するために、回路は以下の初期状態、即ち、コンデンサ３０は放電され、Ｔ_Ｓはその閾値電圧Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）にあり、コンデンサ４０は電圧Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）を保持している状態にあると仮定する。必要ならば、この状態は、回路をこのモードへと駆動することによって容易に得られる。

図５は、駆動方式の説明のために有用である幾つかの例となる電圧を有する上記状態の有効な回路を示す。

この場合に、以下のステップは、駆動トランジスタ及びスナップオフ・トランジスタの閾値測定を組み合わせた駆動方式の一例を詳細に説明する。

［ステップ１−回路極性の反転］
第１のステップは、駆動トランジスタが通常の回路動作に対して反対方向に動作するような電圧レベルを供給するステップを有する。この目的は、以下で更に明らかとするように、スナップオフ・トランジスタ及び駆動トランジスタの両方の閾値電圧がサンプリングされることを可能にすることである。これは、また、ＯＬＥＤ表示素子が逆バイアスをかけられて、以下で説明される様々なサンプリング動作の間にオフとなることを確実にする。

陰極は、最初に、例えば１０Ｖといった高い電圧へ駆動される。有効な回路が図６（ａ）で示される。陽極は高インピーダンスノードであるから、放電することができず、最終的に約１２Ｖの電位となる。

駆動トランジスタＴ_Ｄは、そのトランジスタが通常の画素動作のためにバイアスをかけられる方向に対して反対方向にバイアスをかけられる。このようにして、コンデンサ３０での零電圧は、ゲート−ソース間電圧よりもむしろゲート−ドレイン間電圧を決定する。従って、図６（ｂ）に示されるように、大きなゲート−ソース間電圧と、駆動トランジスタＴ_Ｄの導通とが起こり、Ｔ_Ｄの閾値電圧付近へと陽極を至らせる。これらの高電位では、図４のスイッチ１６、３６はオフであり、即ち、それらのゲートは低電位にある。

このことは、ゲート電圧が図６（ａ）において＋１２Ｖよりも高くなる必要がないことを意味する。最大ゲート電圧は、０Ｖよりも数ボルトだけ高くなる。従って、適度なゲート電圧振幅、例えば２５Ｖが用いられても良い。

次に、陰極は、例えば５Ｖといった低い電圧へと駆動される。等価回路が図７に示される。

陰極電圧でのこの５Ｖの降下は、ＯＬＥＤ容量によって陽極へ容量的に結合される。従って、陽極は、図７に示されるように、それが先と同じく高インピーダンスノードであるために、−５Ｖ＋Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）の電圧へと下げられる。

このステップは、閾値電圧がサンプリングされる状態に回路を置く。

［ステップ２−スナップオフ・トランジスタの閾値電圧のサンプリング］
次に、アドレストランジスタ１６及び充電トランジスタ３４のアドレスラインＡ１及びＡ２は、（全てのディスプレイ行に対して）ハイ（Ｈｉｇｈ）となる。これは、２つのコンデンサ３０、４０を充電ライン３２及びデータライン６を介して０Ｖへ接続する効果を有する。０Ｖの電圧は、この目的のために、充電ライン３２及びデータライン６へ供給される。

ＯＬＥＤの容量は、コンデンサ３０、４０と比較して非常に高いので、これらの容量は最初に５Ｖ−Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）へ充電される。

コンデンサ３０、４０の充電は、駆動トランジスタＴ_Ｄ及びスナップオフ・トランジスタＴ_Ｓをオンする。（上述されたように）Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）≧Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）であるから、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓは、駆動トランジスタＴ_Ｄの後に導通を中断し、陽極は、電圧Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）がコンデンサ４０に蓄えられるとともに、−Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）まで充電する。

次に、アドレスラインＡ１及びＡ２は、スイッチ１６、３４をオフするようロー（Ｌｏｗ）に至らされる。実際には、駆動トランジスタＴ_Ｄは、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓよりも約１０倍幅広く、従って、両デバイスの閾値が達成されると、より多く漏出させる。

その目的は、正確な測定がスナップオフ・トランジスタの閾値電圧についてなされるように、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓが全ての場合にＴ_Ｄよりも導通することである。

これは、更に、例えば２又は３Ｖといった０Ｖよりも高い電圧にデータライン６を保持することによって達成可能であり、一方、充電ラインは依然として０Ｖのままである。

Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）の測定は正確であり、陽極はこの電圧のままである（データ追加の準備が整っている）。これは、Ｔ_Ｓ及びＴ_Ｄの漏れ電流が極めて小さいためである。実際には、充電トランジスタのためのアドレスラインＡ２はトランジスタ３４をオフに切り替えるようローになるので、コンデンサ３０がスナップオフ・トランジスタＴ_Ｓによって放電される場合に、Ｔ_Ｓのドレイン−ソース電圧は０になりうる。このスナップオフ・トランジスタの閾値電圧を測定するためのステップの終了時に、駆動トランジスタＴ_Ｄのゲート−ソース間電圧は０であり、これは漏れ電流を低減する。

［ステップ３−コンデンサ４０での画素データ電圧の供給］
次に、画素データは、関連するアドレスラインＡ１をハイにすることによって、順に夫々のラインで、コンデンサ４０へ加えられる。この時間の間に、アドレスラインＡ２がハイ又はローであるかどうかは問題はない。

列６へ印加されるデータは、黒状態の画素に対する０ボルト又はオン状態の画素に対する０に満たない電位のいずれかである。

図７を参照すると、データ列６は、そのデータ電圧振幅、即ち０Ｖから−Ｖ_ＤＡＴＡまで動き、コンデンサ４０で結果として生ずる電圧は（アドレスラインＡ２がハイであって、コンデンサ３０の１つの端子を０Ｖへと結合すると仮定すると）：

によって与えられる。

この式は、データライン６の電圧におけるステップ変化が平衡を乱した後に、３つの容量の間で共有される電荷から派生する。Ｃ_１は駆動トランジスタの蓄積コンデンサ３０の容量であり、Ｃ_２はスナップオフ・トランジスタの蓄積コンデンサ４０の容量であり、Ｃ_ＯＬＥＤはＯＬＥＤ表示素子の容量である。

列電圧におけるステップ充電は、閾値電圧測定（漏れ電流が生じないと仮定する。）を損なわせ、データ電圧は幾つかの容量分割を有する。しかし、この容量分割は、Ｃ_ＯＬＥＤが概してＣ_１又はＣ_２よりもずっと大きい場合には小さい。例となる値は、Ｃ_ＯＬＥＤ＝１．５ｐＦ、Ｃ_１＝０．１ｐＦ及びＣ_２＝０．５ｐＦの場合に、４０％の開口度で３００μｍ×１００μｍとなりうる。この場合に、分割係数は０．７６であり、従って、ほとんどのデータが蓄積される。

コンデンサ３０へのデータの追加は、また、データが加えられる場合にＴ_Ｓ又はＴ_Ｄを流れる漏れ電流が少ししかないので正確となりうる。データは、スナップオフ・トランジスタを更にもっとオフにする（その閾値電圧を下回らせる）よう動作する。従って、電流は（短時間の）データ追加時にはＴ_Ｓを流れることができない。

［ステップ４−駆動トランジスタ閾値の測定］
このステップでは、ディスプレイにおける全ての駆動ＴＦＴ Ｔ_Ｄの閾値電圧が同時に測定される。スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓは、オン状態にある画素のデータを蓄える場合に完全にオフとなり、あるいは、黒状態にある画素のデータを蓄える場合にほぼオフとなる。

次に、陰極電圧は、図８に示されるように、より低く、例えば０Ｖに至らせられる。これは、駆動トランジスタＴ_Ｄをオンするよう陽極を十分に低くする。アドレスラインＡ２は、駆動トランジスタのゲート電圧を０Ｖに保持するようハイに至らされ、駆動トランジスタＴ_Ｄは、駆動ＴＦＴの閾値までコンデンサ３０を放電する。結果として、その場合に、−Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）の電圧が図８に示されるように陰極に存在する。

［ステップ５−コンデンサ３０への一定駆動電圧の付加］
次に、例えば５Ｖといった一定の駆動電圧が、全ての充電ラインに亘ることによって、ディスプレイにおける全てのコンデンサ３０へ加えられる。図８を参照すると、充電ラインは、その電圧振幅、即ち０ＶからＶ_{ＣＨＡＲＧＥ}まで動き、その場合に、コンデンサ３０で結果として生ずる電圧は：

によって与えられる。

従って、約０．７５×５Ｖ＋Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）の電圧が（容量Ｃ_１を有する）コンデンサ３０で供給される。その場合に、アドレスラインＡ２の全てがローに至らせられる。

Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）の測定の正確さは、２つの理由のために完璧ではない。第１には、電流が駆動トランジスタＴ_Ｄを流れて、コンデンサ３０に蓄えられた測定を損なわせるように、データの付加が駆動トランジスタＴ_Ｄをオンすることである。第２には、黒色画素状態のために、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓがその閾値にあって、コンデンサ４０に蓄えられた電荷を減衰させうることである。しかし、光学フィードバックは如何なる誤差も補正しうるので、駆動トランジスタＴ_Ｓの閾値電圧の大まかな推定値しか必要とされない。

［ステップ６−光学フィードバックによる画素の動作］
最後のステップは、図４に示される方法で同時にディスプレイ内の全ての画素を照射するよう−１５Ｖのその動作点へと陽極を至らせることである。その場合に、回路は、国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８に記載されるように動作する。

上述したフレーム時間内に６つのステップが存在する。第１のステップは、その後のステップが実行されることを可能にするための準備段階である。５つのその後のステップが図９で手短に述べられ、ステップの全てを示す更に詳細なタイミング図は図１０に示される。

回路は、（アドレストランジスタ１６及び充電トランジスタ３４のための）アドレスラインＡ１及びＡ２が独立していることを要求し、更に、フィードバック光受ＴＦＴ３８のゲートがそのＴＦＴ３８がオンしないことを確実にするよう独立した共通ラインへと接続されることを要求する。

しかし、国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８における例の幾つかで必要とされるように、ディスプレイの電力ラインを切り替えることは不要である。

充電ライン３２を取り除いて、電力ラインとコンデンサ３０との間に充電トランジスタ３４を接続することが可能である。この場合に、充電ライン電圧がデータをコンデンサ３０に結合するよう変更されるところの図５において、電源ラインは、データ電圧をコンデンサ３０へ結合するようより高い電圧へと動かれうる。

上述した動作における１つのあり得る困難は、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓの閾値が測定されるステップ２の間にある。

アモルファスシリコンＴＦＴは、負のゲート−ソース間電圧で最小漏れ電流を有する。この最小値が０Ｖではない場合に、駆動トランジスタは依然として電流を流す。このことは、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧の測定を損なわせる。図７を参照すると、たとえコンデンサ３０が放電されたとしても、駆動トランジスタにおける漏れ電流は、閾値電圧の測定時にコンデンサ４０に蓄えられた電圧に影響を及ぼす。

しかし、駆動ＴＦＴ閾値電圧が１又は２ボルト（最小値の一例としてのオーダー）によってドリフトされているならば、スナップオフ・トランジスタの閾値測定は、その場合に駆動トランジスタが０Ｖのゲート−ソース間電圧を供給することによってその最小漏れ電流へとバイアスをかけられるので、改善される。

駆動トランジスタを流れる漏れ電流の問題は、図１１に示されるように、駆動トランジスタＴ_Ｄへのデュアルゲートの追加によって解消可能である。

余分のゲートは、Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）及びＶ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）の両方が測定される場合に、駆動トランジスタＴ_Ｄを流れる如何なる電流も中断するよう駆動トランジスタがオフにされることを可能にする。

その場合に、正確な測定は、両方の閾値電圧に対して得られる。

代替的に、セットアップ相が適用され、これによって、駆動トランジスタの閾値電圧は、ディスプレイが使用される前に所要量だけドリフトされる。このことは、陰極を電源電圧に保持し、例えば、駆動トランジスタがオフであることを確実にするようコンデンサ４０に−１Ｖを蓄え、例えば２０Ｖといった高い電圧を充電ラインへ印加する（Ａ２はハイである）ことによって、達成可能である。この電圧は、アドレスラインＡ２を再びローにすることによってコンデンサ３０に蓄えられる。これは、駆動トランジスタに大きな正ゲートバイアスを与え、駆動トランジスタは数時間のうちは十分にドリフトを有する。

ゲートラインＡ２は、短時間の間だけであるが、充電ライン電圧を上回ることを必要とする。所定のドリフト時間の後、コンデンサ３０は、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓを短時間オンすることによって放電される。

更なる代替案は、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧を測定せずにＶ_Ｔ（Ｔ_Ｄ）のおおよその測定を可能にするよう、僅かに異なる駆動方式を使用することである。このアプローチは、フィードバック補償方式の寿命が延長されることを可能にし、スナップオフ・トランジスタの閾値変動が大きな影響力を有しないように見つけられる場合に適切である。これは、アモルファスシリコンの実施にとって適切である。アモルファスシリコンの実施では、駆動トランジスタの閾値ドリフトは、光学フィードバックシステムが正確に機能することができるところの寿命に著しく影響を及ぼす。スナップオフ・トランジスタへ印加される低電圧ストレスは、閾値電圧の変動がそれほど大きくはなく、補正される必要がないことを意味する。

この場合のステップについて図１２を参照して以下で説明する。

［ステップ１−初期化］
陰極は０Ｖ、即ち、電力ラインと同じ電位へ至らされる。

アドレスラインＡ２はハイとなり、充電ラインは、例えば１０Ｖといった高い電位に保たれる。これにより駆動トランジスタＴ_Ｄはなかなかオンとならず、陽極を電力ライン電圧（０Ｖ）まで引き上げる。このことは、データ電圧を加えるための良好な基準を与え、ＯＬＥＤはオフである。

［ステップＳ２−画素データ蓄積］
陽極が（コンデンサ４０の片側を保持する）この基準電圧に保たれる間、データは、適切なＡ１ラインをアドレス指定することによって、１度に１つのラインのコンデンサ４０へ加えられる。

［ステップＳ３−駆動トランジスタの閾値測定］
全てのラインのデータ電圧を蓄えると、駆動トランジスタの閾値電圧が測定される。全てのアドレスラインＡ１及びＡ２は、この動作の間はローである。充電ラインは０Ｖにされ、陰極は、ハイ、例えば５Ｖをとる。これはステップ３として示される。

［ステップＳ４−蓄積コンデンサへの固定駆動電圧の結合］
次に、アドレスラインＡ２はオンされ、陰極は再び０Ｖへ駆動される。その場合に、駆動トランジスタは、その閾値まで放電する。その場合に、充電ラインは、オンデータを結合するよう、ハイ、例えば５Ｖに引き上げられる。

［ステップ５−照射］
次に、陰極は、ステップ５で、ディスプレイを照射するようＯＬＥＤ素子をオンするためにプルダウンされる。

低温ポリシリコンを用いる実施に関して、駆動トランジスタの閾値電圧の変動はそれ程大きくなく、光学フィードバックシステムは、全体の期待される寿命に亘って閾値電圧の変動を補償することができる。この場合に、スナップオフ・トランジスタＴ_Ｓの僅かな閾値電圧変動のみが補償されないままである。従って、ＬＴＰＳ実施のための駆動方式は、スナップオフ・トランジスタの電圧しか補正することができない。

回路のＬＴＰＳ実施は、図４と全く同じであっても良い。この場合に、光受素子は、フォトＴＦＴ（図示せず。）又はＮＩＰ／ＰＩＮアモルファスシリコンフォトダイオード、又はフォトレジスタのいずれかであっても良い。

上述されたように、駆動トランジスタの漏れ電流は、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧の測定の正確性を低減しうる。ＬＴＰＳ ＴＦＴは、駆動トランジスタの漏れ電流がスナップオフ・トランジスタの閾値電圧の測定を著しく損なわせることがないように、ゲート−ソース間電圧が零である場合に最小漏れ電流を有する。

しかし、図１３は、電流経路内に余分のＴＦＴを有するＬＴＰＳ回路を示す。これは、Ｖ_Ｔ（Ｔ_Ｓ）が測定される間に、駆動トランジスタからの如何なる漏れ電流も完全に遮断されることを可能にする。

図１４は、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧が補償されるところの方式を実施するための詳細なタイミング図を示す。

［ステップ１−初期化］
陰極は、全てのアドレスラインＡ２と同様に、ハイにされる。第１のステップは、駆動トランジスタが通常回路動作に対して反対方向に動作されるような電圧レベルを供給するステップを有する。この目的は、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧が逆バイアスされたＯＬＥＤ表示素子によりサンプリングされることを可能にすることである。

［ステップ２−スナップオフ・トランジスタの閾値電圧のサンプリング］
次に、（この場合に、アドレストランジスタ１６及び充電トランジスタ３４である）アドレスラインＡ１は、全てのディスプレイ行に対してハイとなる。これは、充電ライン３２及びデータライン６を介して定電圧へ２つのコンデンサ３０、４０を接続する効果を有する。上記と同様に、スナップオフ・トランジスタの閾値電圧がサンプリングされる。

充電ラインは、駆動トランジスタの閾値電圧の補償が行われないので、変更される必要がない。

［ステップ３−コンデンサ４０での画素データ電圧の供給］
次に、画素データは、関連するアドレスラインＡ１をハイにすることによって、順に全てのラインで、コンデンサ４０へ加えられる。

［ステップ４−照射］
上記のように、陰極電圧は照射段階を開始するために低減される。

［変形例］
詳細に本発明の方法を説明するために用いられた回路は、ｎ形のみの配置である。従って、この回路はアモルファスシリコンの実施にとって適切である。上で示されたように、本発明は、また、低温ポリシリコン処理を用いる実施のための回路へ適用されても良く、これらはｎ形及びｐ形のデバイスを使用することができる。また、共通陰極ＬＥＤ表示素子配置が使用されても良い。

他の配置は、国際特許出願ＷＯ２００４／０８４１６８に記載され、本発明の方法は、これらの回路の変形により使用されるよう構成可能である。

様々な他の変形例は、当業者には明らかであろう。

既知のＥＬディスプレイ装置を示す。 ＥＬディステプレイ装置を電流アドレス指定するための既知の画素回路の簡単な回路図である。 異なるエージングを補償する既知の画素設計を示す。 改良された既知の画素回路を示す。（この図は、本発明の方法の例を説明するために用いられる。） 図４が本発明の方法を実施するために用いられる場合に、図４の回路の様々な動作状態を示す。 図４が本発明の方法を実施するために用いられる場合に、図４の回路の様々な動作状態を示す。 図４が本発明の方法を実施するために用いられる場合に、図４の回路の様々な動作状態を示す。 図４が本発明の方法を実施するために用いられる場合に、図４の回路の様々な動作状態を示す。 図４が本発明の方法を実施するために用いられる場合に、図４の回路の様々な動作状態を示す。 本発明の方法のステップをまとめる。 本発明の方法の一例の詳細なタイミング図を示す。 第１の回路変形例を示す。 図５から１０を参照して説明された方法に対する第１の変形例を示す。 第２の回路変形例を示す。 図５から１０を参照して説明された方法に対する第２の変形例を示す。

Claims (17)

1. 夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、
   前記画素の夫々のアドレス指定のために：
   駆動トランジスタの閾値電圧を測定するステップ；
   駆動電圧を前記駆動トランジスタの閾値電圧に加えて、補正駆動電圧を得、該補正駆動電圧を蓄積コンデンサに蓄えるステップ；
   前記補正駆動電圧により前記駆動トランジスタを駆動するステップ；
   前記表示素子の光出力によって照射される光依存デバイスを流れる電荷フローにより、前記画素へ供給される画素電圧とは無関係に放電トランジスタをオンに切り替えるステップ；及び
   前記画素電圧及び前記光出力に依存する時点で前記放電トランジスタにより前記蓄積コンデンサを放電して、前記駆動トランジスタをオフにするステップ；
   を有する方法。
2. 前記光依存デバイスは、前記表示素子の光出力とは無関係に、前記放電トランジスタへ印加されたゲート電圧を変化させることによって前記放電トランジスタの動作のタイミングを制御する、請求項１記載の方法。
3. 前記光依存デバイスは、オフ状態からオン状態への前記放電トランジスタの切り替えのタイミングを制御する、請求項１又は２記載の方法。
4. 前記光依存デバイスは、前記放電トランジスタのゲートと定電圧ラインとの間に設けられた放電コンデンサを充電又は放電するために用いられる、請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の方法。
5. 前記放電トランジスタの閾値電圧を測定するステップ；及び
   前記蓄積コンデンサが補正画素電圧に依存する時点で放電されるよう、前記画素電圧を前記放電トランジスタの閾値電圧に加えて、前記補正画素電圧を得るステップ；
   を更に有する、請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の方法。
6. 前記放電トランジスタの閾値電圧を測定するステップ；
   前記補正画素電圧を得るステップ；
   前記駆動トランジスタの閾値電圧を測定するステップ；
   前記補正駆動電圧を得るステップ；
   前記駆動トランジスタを駆動するステップ；
   放電トランジスタを切り替えるステップ；及び
   前記蓄積コンデンサを放電するステップ；
   の順に実行される、請求項５記載の方法
7. 前記放電トランジスタの閾値電圧を測定する前に、前記補正駆動電圧により前記駆動トランジスタを駆動するためのバイアスとは反対に前記駆動トランジスタにバイアスをかけるステップを更に有する、請求項５又は６記載の方法。
8. 前記放電トランジスタの閾値電圧を測定するステップは、前記放電トランジスタがオフするまで、前記ゲートとソースとの間に接続されたコンデンサにより前記放電トランジスタを駆動するステップを有する、請求項５乃至７のうちいずれか一項記載の方法。
9. 前記駆動トランジスタの閾値電圧を測定するステップは、前記駆動トランジスタがオフするまで、前記蓄積コンデンサにより前記駆動トランジスタを駆動するステップを有する、請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の方法。
10. 駆動トランジスタはアモルファスシリコントランジスタを有する、請求項１乃至９のうちいずれか一項記載の方法。
11. 夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、
    前記画素の夫々のアドレス指定のために：
    固定成分と、前記駆動トランジスタの閾値電圧の測定に依存する成分とを有するゲート電圧を前記駆動トランジスタへ印加することによって前記駆動トランジスタに電流を流すステップ；及び
    前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間の容量を放電するための放電トランジスタにより、前記表示素子の光出力及び画素データ信号に依存する時点で前記駆動トランジスタをオフに切り替えるステップ；
    を有する方法。
12. 前記駆動トランジスタがオフに切り替えられる前記時点は、また、前記放電トランジスタの測定された閾値電圧に依存する、請求項１１記載の方法。
13. 前記駆動トランジスタはアモルファスシリコントランジスタを有する、請求項１１又は１２記載の方法。
14. 夫々が駆動トランジスタ及び電流駆動発光表示素子を有する表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置を駆動する方法であって、
    前記画素の夫々のアドレス指定のために：
    定電圧を有するゲート電圧を前記駆動トランジスタへ印加することによって前記駆動トランジスタに電流を流すステップ；及び
    前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間の容量を放電するための放電トランジスタにより、前記表示素子の光出力と、画素データ信号と、前記放電トランジスタの測定された閾値電圧とに依存する時点で前記駆動トランジスタをオフに切り替えるステップ；
    を有する方法。
15. 前記駆動トランジスタへ印加される前記ゲート電圧は、前記定電圧成分と、前記駆動トランジスタの閾値電圧の測定に依存する成分とを有する、請求項１４記載の方法。
16. 前記駆動トランジスタは低温ポリシリコントランジスタを有する、請求項１４又は１５記載の方法。
17. 表示画素の配列を有するアクティブマトリクスディスプレイ装置であって、
    夫々の画素は：
    電流駆動発光表示素子；
    該表示素子に電流を流すための低温ポリシリコン駆動トランジスタ；
    該駆動トランジスタをアドレス指定するために使用されるべき電圧を蓄える蓄積コンデンサ；
    該蓄積コンデンサを放電して、前記駆動トランジスタをオフに切り替える放電トランジスタ；及び
    前記表示素子の光出力とは無関係に、前記放電トランジスタへ印加されるゲート電圧を変化させることによって前記放電トランジスタの動作のタイミングを制御する光依存デバイス；
    を有し、
    当該装置は、前記放電トランジスタの閾値電圧測定を実施する手段を更に有し、
    夫々の画素は、前記放電トランジスタの閾値電圧測定の間に前記駆動トランジスタをオフに切り替えるために、電源ラインと前記駆動トランジスタとの間に接続された絶縁トランジスタを更に有するアクティブマトリクスディスプレイ装置。

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