JP2008506325A - マルチ分岐受信機用等価器 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチ分岐受信機用の等価器を提供する。
【解決手段】マルチ分岐受信機は、それぞれの分岐入力信号をフィルタして対応する分岐出力信号を生成する分岐フィルタを含む複数の信号分岐と、混合されたベースバンド信号を生成するために分岐出力信号を混合する混合器と、最小位相チャネル特性で受信信号を生成するように、混合されたベースバンド信号をフィルタするプレフィルタと、受信信号に含まれるデータ系列の推定を生成する等価器を備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、マルチ分岐受信機用等価器に関する。本願は、２００１年５月１１に提出された米国出願Ｎｏ．０９／８５３、２０７の一部継続出願である。その出願の全体はここに組み込まれるものである。

チャネル干渉（ＣＣＩ（Co-channel interface））及びシンボル間干渉（ＩＳＩ（intersymbol interference））は、セルラネットワークの容量を制限する２つの主たる障害である。チャネル干渉は、同一の周波数で、２つ以上の同時の送信が起きる場合に発生する。ＧＳＭ／ＥＧＤＥシステムのようなＴＤＭＡシステムの場合、チャネル干渉は、周波数の再使用によるものが主である。システム容量を増加するため、無線周波数搬送波は複数のセルで再使用される。受信機で受信された信号は、他の共有チャネルセルからの希望する信号を含むだけでなく、希望しない信号も含むであろう。共有チャネルセル間の最小距離は、受信機における最大許容チャネル干渉に依存する。チャネル干渉に強い受信機では、多くの周波数の再使用が可能となり、したがって大きなシステム容量が可能となる。

ダイバシテイ技術がチャネル干渉を軽減するために使用されてきた。ダイバシテイの１つは、受信機ダイバシテイとして知られている。２つ以上のアンテナを備える受信機は、独立にフェージングしている複数のチャネルから希望する信号を受信する。同じ干渉信号が、各ダイバシテイパスから得られた信号に存在するので、受信した信号は、ＣＣＩを抑制するために混合され、信号対雑音比（ＳＮＲ（signal to noise ratio））が改善される。

ＩＳＩは、周波数が制限され、時間分散されたチャネルでのマルチパスフェージングにより生ずる。ＩＳＩは、送信された信号に歪を与え、その結果、隣接パルスが互いに重なる。ＩＳＩは、移動体無線チャネルでの高速データ送信に対する主な障害として認知されてきた。ＩＳＩは、受信機の等価器で軽減される。ＩＳＩの存在する所での受信信号の検出用の最適な受信機は、最尤系列推定（ＭＬＳＥ（maximum likelihood sequence estimation））受信機である。個々に各シンボルを推定する代わりに、ＭＬＳＥ受信機は、補正される可能性が最大である系列を見出すことを試みる。チャネルの推定を使用して、ＭＬＳＥ受信機は、仮定した系列用の尤メトリックを計算し、最尤メトリックを生成する系列を選ぶ。等価用にＭＬＳＥを使用することは、最初に、Forneyによる「Maximum-likelihood Sequence Estimation of Digital Sequence in the Presence of Intersymbol Interference, IEEE Trans.Info.Theory, vol.IT-18pp.363-378, May 1972」で提案され、さらに、Ungerboeckによる「Adaptive Maximum-likelihood Receiver for Carrier Modulated Data-Transmission Systems, IEEE Transactions On Communications, vol COM-22, pp.624-636, May 1974」で検討されている。

ＭＬＳＥ受信機は、ビタビ（Viterbi）アリゴリズムを使用して実施されてもよい。ビタビアリゴリズムは、格子を介して最短の経路を見出す課題を簡単にする巡回技術である。格子を介した各経路は、１つの可能性のある送信された系列に対応し、各分岐は、１つの可能性のある送信されたシンボルに対応する。格子の各分岐には、尤度を表す分岐メトリックが割り当てられ、対応するシンボルは、送信された系列の一部である。その後、経路を備える分岐メトリックを加算することで、経路メトリックが経路用に計算される。受信したシンボル系列に最も近似して整合する経路は、最も小さい経路メトリックを有する経路である。

典型的な等化器の複雑度が、受信機の複雑度の全体の主な部分であるので、等価器が実施される方法は、無線受信機のコストに大きな影響を及ぼす。ビタビアリゴリズムを使用して実施された等価器においては、それらの複雑度は、異なる仮定された系列の尤度の評価に使用されるメトリックの複雑度に依存する。

単一アンテナ受信機には、２つの良く知られた等価器メトリックとして、フォーニィ（Forney）メトリックとアンガボエック（Ungerbaoeck）メトリックがある。２つのメトリックは等価的なものであるが、それがユークリッド距離に依存することから、フォーニィメトリックは、幾何学的に直感的であり、計算が簡単であるとする優位性を有する。さらに、決定帰還系列推定（ＤＦＳＥ（decision feedback sequence estimation））等価器や減少状態系列推定（ＲＳＳＥ（reduced-state sequence estimation））等価器等のように文献に見られる、殆どの実際的な簡素化等価技術は、フォーニィメトリックに基づく。

マルチアンテナ受信機においては、フォーニィ等価器メトリックが、全てのアンテナからの受信信号において、ユークリッド距離の二乗の和として典型的に実施される。この実施は、メトリック混合として知られている。その結果、フォーニィメトリックが使用された場合には、等価器の複雑度は、アンテナの数に直接関連して増加する。アンガボエックメトリックがマルチアンテナ受信機に使用される場合は、各アンテナからの受信信号は、整合フィルタされ、分岐メトリックが計算される前に混合される。したがって、アンガボエックメトリックが使用される場合は、等価器の複雑度は、アンテナの数とは独立している。しかしながら、アンガボエックメトリックは、フォーニィメトリックより、計算はより複雑であり、アンガボエックメトリックに基づき複雑性を緩和する技術は殆どない。

本発明は、ダイバシテイ受信機のようなマルチ分岐受信機に、フォーニィメトリックによる等価器を実施するための効果的な方法を提供する。

新規なプレフィルタは、マルチ分岐受信機で使用される単一の分岐、または単一のアンテナの受信機用に設計された同じ等価器でもよいとさせる。分岐入力信号は、フィルタされ、混合されて混合ベースバンド信号を生成する。混合ベースバンド信号は、それから最小位相チャネル特性を提供するように設計されたプレフィルタでフィルタされる。その後、その結果の受信信号は、等価器に入力される。

本発明は、受信機が有する物理的なアンテナの実際の数に関係なく、受信信号のマルチ分岐を有するいかなる受信機に適用されてもよい。受信信号のマルチ分岐は、たとえば異なるサンプリング位相でアナログ受信信号をサンプリングする、または複合受信信号の同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）成分を２つの別の分岐として取り扱う、またはそれらの組み合わせ等により、単一アンテナ受信機から得られてもよい。

本発明は、マルチアンテナ受信機で再使用されるフォーニィメトリックを伴う単一アンテナ受信機用に設計されたソフトウエアまたはハードウエアであることを可能とする。本発明は、特に複数の受信アンテナを伴う移動局の開発にとって魅力的である。さらに、本発明の等価器は、等価器により採用される格子型検索技術とは殆ど無関係である。提案された同じ受信機の構造が、等価器の複雑性を減少する既存の技術をマルチ分岐およびマルチアンテナ受信機に適用する直接の場を提供する、全検索の最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等価器と同様に、減少された状態の等価器を伴って使用され得る。

本発明によれば、ダイバシテイ受信機のようなマルチ分岐受信機に、フォーニィメトリックによる等価器を実施するための効果的な方法を提供することができる。

以下図面を参照し、無線通信システムにおける移動体端末１０の背景につき説明する。しかしながら、本発明は、多くの異なる機器に実施されてもよく、図示された実施例は限定であるとは解釈されない。

移動体端末１０は、システム制御器１２、ベースバンドプロセッサ２０、ＲＦ部３０、及びアンテナ組立体４０を含む。システム制御器１２は、メモリに蓄積されたプログラム命令にしたがって、移動体端末１０の全体の動作を制御する。ベースバンドプロセッサ２０は、移動体端末１０により送信し、及び受信した信号を処理する。ベースバンドプロセッサ２０は、受信信号プロセッサ２２及び送信信号プロセッサ回路２４を含む。ＲＦ部３０は、ベースバンドプロセッサ２０とアンテナ組立体４０とのインタフェースを行う。ＲＦ部３０は、受信機フロントエンド３２及び送信回路３４を含む。受信機フロントエンド３２は、受信信号をベースバンド周波数に下方変換し、受信信号を増幅し、ＡＤ変換を実行して、受信信号プロセッサ２２に対する入力に適したベースバンド信号を生成する。送信回路３４は、送信信号プロセッサ２４により出力された送信系列を変調してＲＦ搬送波に乗せ、フィルタし、送信信号を増幅するのに必要なＲＦ部品を含む。

アンテナ組立体４０は、全二重動作を可能にするＲＦスイッチ、又はマルチプレクサ４２と、１つ以上のアンテナ４４を備える。アンテナ組立体４０で受信した信号は、受信機フロントエンド３２まで通過し、送信回路３４から出力された送信信号は、アンテナ組立体４０に印加される。単一のアンテナ４４のみが示されているが、当業者には当然のことながら、移動体端末１０は、複数のアンテナ４４を含んでもよい。複数のアンテナ４４を伴う実施例においては、各アンテナ４４に対して個別の受信機フロントエンド３２が提供されてもよい。

無線通信システムにおいては、受信信号は干渉により損傷を受ける。干渉の主な２つは、チャネル干渉（ＣＣＩ（co-channel interference））、及びシンボル間干渉（ＩＳＩ（intersymbol interference））である。ＣＣＩを抑制するため、受信機は２つ以上のアンテナ４４を含んでもよい。なぜなら同じ干渉信号が、各ダイバシテイ経路で受信した信号に存在するので、受信信号は、ＣＣＩを抑制し、信号対雑音比（ＳＮＲ）を改善するために混合される。ＩＳＩは、典型的に受信機の等価器で軽減される。ＩＳＩが存在するなかで、受信信号検出用の最適な受信機は、最尤系列推定（ＭＬＳＥ（maximum likelihood sequence estimation））受信機である。ＭＬＳＥ受信機は、受信信号プロセッサ２２においてビタビ（Viterbi）アルゴリズムを使用して実施されてもよい。

ビタビアルゴリズムを実施する２つの良く知られた等価器メトリックは、フォーニィ（Forney）メトリック、及びアンガボエック（Ungerbaoeck）メトリックである。２つのメトリックは等価であるが、フォーニィメトリックは、ユークリッド距離に基づくことから、幾何学的に理解し易く、計算が簡単であるとする利点を有する。さらに加えて、決定帰還系列推定（ＤＦＳＥ（decision feedback sequence estimation））等価器や減少状態系列推定（ＲＳＳＥ（reduced-state sequence estimation））等価器等の、文献にみられる多くの実際的に簡略化された等価技術は、フォーニィメトリックに基づく。

図２に示す等価器５０は、分岐メトリックの計算にマルチ分岐フォーニィメトリックを使用する。マルチアンテナ受信機用の等価器５０は、図２に図示される。各アンテナ４４からの受信信号は、等価器５０に入力される。等価器５０は、全てのアンテナ４４上の分岐メトリックを、ユークリッド距離メトリックの二乗の和として計算する。具体的には、等価器５０は、複数の受信信号に直接基づき、次に示す分岐メトリックを計算する。

ここで、それぞれ、N_rはアンテナ４４の数を示し、{S[n]}は（仮定された）送信されたシンボル系列を示し、r_i[n]はi番目のアンテナから受信した信号を示し、h_i[n]は、（最大）長Lのi番目のアンテナのチャネル応答を示す。この手法は、メトリック混合と称される。このメトリック混合手法によれば、分岐メトリック計算の複雑度は、アンテナの数にしたがって直線的に増加する。

図３は、アンガボエックメトリックを採用するマルチアンテナ受信機用の等価器６０を図示する。アンガボエックメトリックがマルチアンテナ受信機に使用される場合、各アンテナ４４からの受信信号は、分岐メトリックが計算される前に、整合化フィルタ６２でフィルタされ、混合器６４で混合される。等価器は、メトリックを直接に混合信号で計算する。この実施において、次に示す分岐メトリックが計算される。

ここで、γ[m]=Σ^Nr _i=1Σ^L-1 _k=-(L-1)h_i[k]h^* _i[k-m]及びr_c[n]=Σ^Nr _i=1Σ^L-1 _m=0h^* _i[m]r_i[n+m]は、混合され、整合化フィルタされた信号である。アンテナ４４の数はメトリックの計算に影響しないが、アンガボエックメトリックは、フォーニィメトリックより、計算がより難しい。さらに、アンガボエックメトリックは、使用しても殆ど簡略の効果のない技術でしかない。

図４は、マルチアンテナ受信機、又はマルチ分岐受信機用の受信信号プロセッサ１００を図示する。図４の受信信号プロセッサ１００は、図１の受信信号プロセッサ２２用に使用されてもよい。本発明は、マルチアンテナ受信機に限定されることなく、マルチ信号分岐を伴う単一アンテナ受信機で採用されても良い。例えば、マルチ分岐入力信号は、受信信号をオーバサンプルし、異なる信号分岐に各シンボル間隔のサンプルセットを供給することで得ることができる。本発明の他の実施例においては、受信信号の同相及び直交成分が個別の信号分岐で処理される。

受信信号プロセッサ１００は、整合化フィルタ１０４を伴う複数の信号分岐１０２、混合されたベースバンド信号を形成するために分岐出力信号を混合する混合器１０６、混合されたベースバンド信号に最小位相チャネル特性を与えるプレフィルタ１０８、及び等価器１１０を備える。マルチアンテナ受信機において、各アンテナ４４は、分岐入力信号を提供するために、それぞれの信号分岐１０２に結合される。上記したように、本発明は、マルチアンテナ受信機に限定されない。

整合化フィルタ１０４は、各アンテナ４４で受信した信号をフィルタするが、それらは、ここではダイバシテイ信号とする。整合化フィルタ１０４は、その出力に最大の信号対雑音比（ＳＮＲ）を提供するように設計された線形フィルタである。整合化フィルタのフィルタ機能は、対応する信号分岐用のチャネルインパルス応答の時間を反転した共役である。もし、H_i(z)が信号分岐のチャネルインパルス応答のz変換を示すとすれば、分岐入力信号は、z変換H^* _i(z^-1)を伴う整合化フィルタによりフィルタされる。H^*(z)=(H(z^*))^*とする表記は、H(z)の全ての係数の共役であり、変数zではない。

分岐出力信号は、混合されたベースバンド信号を生成するように混合器１０６で混合される。混合されたベースバンド信号は、その後、ｚ変換1/G^*(Z^-1)を伴うプレフィルタ１０８でフィルタされ、ここで、G(z)は、次の方程式を満足する混合されたチャネル応答の最小位相スペクトルファクタである。

結果である単一分岐出力信号γ_G[n]は、以下のフォーニィメトリックを伴い等価器に与えられる。

ここで、g(k)は、G(z)のインパルス応答を示す。プレフィルタ１０８は、複合ベースバンド信号に最小位相チャネル特性を提供する因果関係フィルタである。方程式３を満足するスペクトルファクタG(z)の存在は、D.C.Youlaによる「On Factorization of Rational Matrices,"IRE TRans. on Information Theory,pp. 172-189, July 1961」で確立されている。多くの複雑度の低いスペクトルファクタ化アルゴリズムが存在し、この分野で良く知られている。最小位相スペクトルファクタを計算するアルゴリズムは、W.G.Tuel,Jrによる「Computer Algorithms for Special Factorization od Rational Matrics, IBM Journal, pp. 163-170, March 1968」、及びG.Wilsonによる「Factorization of Convariance Generating Function of a Pure Moving Average Process, SIAM J. Numer. Anal., vol. 6, pp. 1-7, March 1969」で説明されている。もし望むのであれば、スペクトルファクタG(z)を得たあとで、z変換が1/G^*(z-1)であるプレフィルタの時間領域係数は、当業者には良く理解されているように、長分割を使用して簡単に計算できる。

M₂と同様に、新たなメトリックM₃の計算は、受信機分岐N_rの数と一緒には大きくならない。ただ、等価メトリックの計算よりはかなり単純な整合化フィルタ１０４の数が増える。潜在している信号妨害がホワイトとかガウスであるときは、混合され、整合化フィルタされた信号は、シンボル系列検出用のいかなる情報も失わない。さらに、メトリックM₁(r,h,s)及びM₃(r,h,s)は、仮定されたシンボルメトリックから独立しているとの意味で、実際は等価であることが分かる。したがって、M₁又はM₃のいずれかを採用する等価器は、信号妨害の本当の確立分布に関係なく、基本的に同じ性能を提供するであろう。

異なる信号分岐１０２に跨る雑音が時間的に及び信号分岐１０２間で相関がない場合、上記した発明は、さらに最適な性能を提供する。図５は、異なる信号分岐１０２に跨る雑音が空間的に、或いは一時的に色がつく場合の状況に適用される本発明の実施例を図示する。図５に示すように、分岐入力信号は、はじめに整合化フィルタされ、混合される前に時空間的ホワイト化フィルタ１２０によってフィルタされる。ホワイト化フィルタ１２０の入力及び出力は、次の式のように関連する。

ここで、{A[k]}^M _k-0は、時空間的ホワイト化フィルタのマトリクス係数の組を示す。図５に図示された受信機の構造において、整合化フィルタ係数は、好ましくは、ホワイト化後に各信号分岐１０２の等価チャネルインパルス応答にしたがって選ばれなければならない。間接汎用最小二乗法等の良く知られた技術が、各信号分岐１０２のホワイト化フィルタ係数{A[k]}^M _k-0及び等価複合チャネル応答の両方の推定をするのに使用されてもよい。汎用最小二乗法は、Torsten Soderstorm及びPetre Stoicaによる「System Identification, Prentice-Hall,1989」に述べられている。

図６は、マルチ信号分岐のサンプルレートがボーレートの整数倍である場合の状況下での、本発明の第３実施例を図示する。本実施例においては、直列−並列（Ｓ／Ｐ）変換器１１４が、ホワイト化フィルタ１２０及び整合化フィルタ１０４との間の各信号分岐１０２に挿入され、Ｐ倍でオーバサンプルされた信号をボーレートＰのサンプルストリームに変換する。Ｓ／Ｐ変換器１１４の出力は、i=1,2,…,N_r, J=1,2,…P, 及び全てのnに対し単純に次のように与えられる。

図７乃至９は、本発明で使用される受信機フロントエンド３２を図示する。図７は、マルチアンテナ受信機用のフロントエンドであり、一方、図８及び９は、単一アンテナ受信機用のフロントエンド３２を示す。図７の受信機フロントエンド３２は、それぞれのアンテナ４４に結合された複数のフロントエンド３２−１乃至３２−Ｎを備える。フロントエンド３２−１乃至３２−Ｎのそれぞれは、対応する信号分岐１０２に分岐入力信号を提供する。図８において、受信機フロントエンド３２は、ＡＤ変換器３６及び直列−並列変換器３８を含む。ＡＤ変換器３６は、好ましくはシンボルレートの幾らかの整数倍でオーバサンプルされた信号を提供する。直列−並列変換器３８は、オーバサンプルされた信号を、受信信号プロセッサ１００のそれぞれの信号分岐１０２に印加される複数のシンボル間隔のサンプルストリームに分割する。図９において、フロントエンド３２は、受信した信号の同位相及び直交成分をそれぞれの信号分岐１０２に印加する。

等価器１１０は、全てこの分野では良く知られている、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等価器、決定帰還（ＤＦＥ）等価器、決定帰還系列推定（ＤＦＳＥ）等価器、又は減少状態系列推定等価器（ＲＳＳＥ）を備えていてもよい。ＭＬＳＥ等価器は、Forneyによる「Maximum-likelihood Sequence Estimation of Digital Sequence in the Presence of Intersymbol Interference, IEEE Trans.Info.Theory, vol.IT-18pp.363-378, May 1972」に述べられている。ＤＦＥ等価器は、J.R.roakisによる「Digital Commubnications, McGraw-Hill,#rd Ed. 1989,pp.539-600」に述べられている。ＤＦＳＥ等価器は、A. Duel-Hallen及びC. Heegardによる「Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation, IEEE Trans. on Commun.,vol 37, pp.428-436, May 1989」に述べられている。ＲＳＳＥ等価器は、M.V.Eyuboglu及びS.U.H.ureshiによる「Reduced-State Sequence Estimation With Set partitioning and Decision Feedback, IEEE Trans. on Commun.,vol.36,pp.13-20,Jan.1988」に述べられている。これらの文献はこの明細書に組みこまれる。
本発明は、セルラ基地局のように、複数のアンテナを有するＧＳＭ／ＥＤＧＥシステムの受信機にとって利益がある。本発明の構造が、単一アンテナ受信機用に設計された同じハードウエア及びソフトウエアをマルチアンテナ受信機で再使用することが出来るので、また、マルチアンテナ移動局の開発に重要な役割を果たすこととなる。

移動体端末の機能ブロック図である。 マルチ分岐フォーニィメトリックを使用するマルチ分岐受信機用の等価器のブロック図である。 単一分岐アンガボエックメトリックを使用するマルチ分岐受信機用の等価器のブロック図である。 単一分岐フォーニィメトリックを使用する、本発明の第１の実施例に係るマルチ分岐受信機のブロック図である。 単一分岐フォーニィメトリックを使用する、本発明の第２の実施例に係るマルチ分岐受信機のブロック図である。 単一分岐フォーニィメトリックを使用する、本発明の第３の実施例に係るマルチ分岐受信機のブロック図である。 、 、 本発明のマルチ分岐受信機用の受信機フロントエンドのブロック図である。

Claims (18)

1. 対応する分岐出力信号を生成するために、それぞれの分岐入力信号をフィルタするように構成された分岐フィルタを含み、前記分岐入力信号は単一のアンテナで受信した２つ以上の信号を備え、前記２つ以上の信号は異なるサンプル位相の２つ以上の信号サンプル系列を備える、複数の信号分岐と、
   混合されたベースバンド信号を生成するために、前記分岐フィルタからの分岐出力信号を混合するように構成された混合器と、
   最小位相チャネル特性を有する受信信号を生成するために、前記混合されたベースバンド信号をフィルタするように構成されたプレフィルタと、
   前記混合されたベースバンド信号に含まれるデータ系列の推定を生成するために、前記受信信号を等価するように構成された等価器と、を備えるマルチ分岐受信機。
2. 前記分岐入力信号は、直交及び同位相の信号を備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
3. 前記分岐フィルタのそれぞれは、対応する信号分岐のチャネルインパルス応答に整合した整合フィルタを備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
4. 前記等価器は、最尤系列推定等価器を備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
5. 前記等価器は、決定帰還等価器を備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
6. 前記等価器は、決定帰還系列推定等価器を備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
7. 前記等価器は、減少状態系列推定等価器を備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
8. 前記分岐入力信号の中の雑音をホワイト化するために、前記分岐フィルタの前にホワイト化フィルタを備える請求項１に記載のマルチ分岐受信機。
9. 前記分岐入力信号は、オーバサンプルされた信号を備え、
   前記複数の信号分岐は、各信号分岐に対して、複数の分岐出力信号を生成するために構成された直列−並列変換器をさらに備える請求項８に記載のマルチ分岐受信機。
10. マルチ分岐受信機において信号を受信する方法であって、
    前記方法は、
    対応する分岐出力信号を生成するために、前記マルチ分岐受信機それぞれの信号分岐において複数の分岐入力信号をフィルタするステップであって、そこにおいて前記複数の分岐入力信号は、単一のアンテナで受信した２つ以上の信号を備え、さらに前記２つ以上の信号は、異なるサンプル位相の２つ以上の信号サンプル系列を備え、
    混合されたベースバンド信号を生成するために、前記分岐出力信号を混合するステップと、
    最小位相チャネル特性を備える受信信号を生成するために、前記混合されたベースバンド信号をプレフィルタするステップと、
    前記混合されたベースバンド信号に含まれるデータ系列の推定を生成するために、前記受信信号を等価するステップと、を備える方法。
11. 前記複数の分岐入力信号は、直交及び同位相の信号を備える請求項１０に記載の方法。
12. 前記複数の分岐入力信号をフィルタするステップは、対応する信号分岐のチャネルインパルス応答に整合した整合フィルタを使用して前記複数の分岐入力信号をフィルタするステップを備える請求項１０に記載の方法。
13. 前記受信信号を等価するステップは、最尤系列推定等価器を使用して前記受信信号を等価するステップを備える請求項１０に記載の方法。
14. 前記受信信号を等価するステップは、決定帰還等価器を使用して前記受信信号を等価するステップを備える請求項１０に記載の方法。
15. 前記受信信号を等価するステップは、決定帰還系列推定等価器を使用して前記受信信号を等価するステップを備える請求項１０に記載の方法。
16. 前記受信信号を等価するステップは、減少状態系列推定等価器を使用して前記受信信号を等価するステップを備える請求項１０に記載の方法。
17. 前記複数の分岐入力信号をフィルタするステップの前に、前記複数の分岐入力信号をホワイト化するステップを備える請求項１０に記載の方法。
18. 前記複数の分岐入力信号は、オーバサンプルされた信号を備え、
    前記複数のオーバサンプルされた分岐入力信号を、複数のシンボル間隔の系列に変換するステップをさらに備える請求項１０に記載の方法。

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