JP2008505595A - 高効率スイッチ保護電力スイッチング - Google Patents

Abstract

発明の基本思想は、電力スイッチング装置のスイッチ（２０）と電力出力側との間に伝送遅延線（２５）を導入して、負荷の火花発生を送電線（２５）の時間遅延でスイッチ（２０）から隠すようにすることである。これにより、スイッチが負荷故障火花の発生を実際に知る前に、負荷火花を検出し、スイッチをオフすることによりスイッチを能動的に保護することが可能になる。或いはまた、送電線の遅延を十分長くして、負荷故障電流がスイッチに達する前に、通常パルス動作中にスイッチが既にオフになっているようにする。何れにせよ、スイッチは通常電流が流れている間にオフになり、破壊的過電流又は過電圧状態を受け難くなる。

Description

本発明は発電機、電力変調器等の電力装置、特にかかる装置における電力スイッチングの問題及びスイッチの保護に関する。

電力システムは事実上あらゆる産業分野に見出され、これ等システムには通常、電力又はエネルギーを目的の負荷に制御伝達するため、何らかの形式の電力スイッチング装置が必要となる。電力スイッチングは機関車の牽引、自動車、コンベヤシステム、エスカレータ及びエレベータ、空調装置、家庭電化製品、マイクロ波システム、医療機器、レーザ励振器、レーダ用途等の種々の用途に用いられている。

一般に用いられる電力システムの一具体例は電力変調器で、これは電力の流れを制御する装置と見做すことができる。電力変調器が電気パルス発生用に設計される場合、それはパルス変調器又はパルス発生器とも言及される。その最も一般的な形態では、電力変調器は特定の負荷に一連の高電力電気パルスを伝達する。例としては、マイクロ波増幅器に電力を供給する高電力電気パルスが、医療照射やレーダを用途とする電子加速器システム及び／又はマイクロ波発生システムを駆動するのに用いられる。世界中の高電力レーダセットは、マイクロ波源に電力を供給するのに電力パルスを用い、次いでマイクロ波源が電力をマイクロ波の周期的バーストとしてアンテナ構造に供給する。勿論、他の用途も多く存在する。発生パルスに付いての要求品質も高い。パルスエネルギー、パルス幅、立上がり時間、立下り時間及びパルス平坦性等が、通常検討される品質パラメタでる。

第２次世界大戦以後数十年経っても、電力変調器の基本構造はそう変わっていない。通常の電力変調器は、ＡＣ電力線から電力を受け取り、電力を整流して直流（ＤＣ）を生成し、通常高エネルギーコンデンサバンクにより形成される蓄積器にエネルギーを送出するのに用いられる電源から成る。これは、入力電力線が通常要求されるピーク電力を送出できないので必要であり、そのため蓄積器がピーク電力を小分けしたエネルギーで送出するのに用いられ、平均電力がずっと低いＤＣ電源により略一定速度で補給、即ち再充電される。この蓄積器のエネルギーの一部は次いで、通常パルス形成回路網（ＰＦＮ）と呼ばれ、普通数個の相互接続インダクタとコンデンサに基づく第２の、より小さな蓄積器に移される。

ＰＦＮは例えば２０ｋＶまで急速に充電され、次いで高圧スイッチによりパルス変圧器に一時的に接続されて、充電電圧の半分をパルス変圧器に送出する。高圧スイッチは一般的には、ターンオンのみが可能で、ターンオフされない水素サイラトロン管等のプラズマ又はイオン化ガススイッチである。一方、ＰＦＮはパルスを生成し、電力をパルス幅に較べて急峻な立上がり及び立下り時間の矩形パルスとして負荷に送出する必要がある。ＰＦＮは、電気パルスがスイッチ端から「開回路」端に進行し、この開回路から反射してスイッチ端に向かって戻り、その走行に従いエネルギー蓄積コンデンサからエネルギーを引き出し、エネルギーをパルス変圧器に供給するようにして進行波様に放電する。パルスは、進行波がＰＦＮを両方向に横切り、全蓄積エネルギーは回路網から引き出されたとき終了する。スイッチング前のＰＦＮ電圧をＶとすると，パルス変圧器の一次側に印加される電圧はＶ／２又はそれより僅かに低い。

ＰＦＮ内の部品が故障したら、部品の交換後にＰＦＮを再調整してパルスを最適形状にする必要がある。これはＰＦＮに高圧を印加してなされねばならないので面倒、且つ危険な作業である。他にも、異なるパルス幅が必要な場合、全ＰＦＮ構造を交換及び／又は再調整する必要がある。

パルスを送出したＰＦＮは次のパルスのため、電圧Ｖに完全に再充電されなければならない。数１／１０％のパルスからパルスへの反復性を維持するため、この大きな充電電圧「スイング」は高い精度で発生されなければならない。また、毎秒数百〜数千回のパルス毎に全ＰＦＮコンデンサを完全に充電し、完全に放電させるには、これ等のコンデンサの誘電材料に大きな歪がかかり、コンデンサの設計を、応力を低くし、従ってエネルギー密度を極めて低くして行わざるを得なくする。その結果、ＰＦＮは極めて大きな構造となる。

サイラトロン又はシリコン制御整流器スイッチ等の高圧ＰＦＮスイッチに基づく全ての従来型電力変調器には、短絡が負荷に生じた（例えば、マグネトロン管で多く発生する）場合に問題がある。これ等の変調器はパルス中にターンオフできず、変調器（特にスイッチ）と負荷の両方を損傷することのある極めて大きな故障電流が生じ得る。電流が零に落ちるまでは高圧ＰＦＮスイッチはターンオフできないので、電流の流れを遮断する方法は無い。

興味或る読者のため、従来のパルス発生器に付いての一般情報は、次の文献に見出される：Vol. 5 of the M.I.T. Radiation Laboratory Series on Radar: “Pulse Generator”, edited by Glasoe and LeBacqz, Wiley, N.Y. （１９４０年代後期から）

米国特許５９０５６４６は図１に概略的に示されているような、ターンオン及びターンオフの両動作が電子的制御可能な一つ以上のスイッチ２０を用いて電源１０をパルス変圧器３０及び／又は負荷４０に多少とも直接接続する新規な電力変調器に係る。電源１０は通常、ＤＣ電源により充電されるエネルギー蓄積コンデンサに基づく。パルス幅は制御回路２２により電子的に制御され、制御回路は２２はスイッチをトリガーしてターンオンさせパルスを開始し、ターンオフさせてパルスを終了する。十分なパルス平坦度を確保するため、専用回路を用いてコンデンサ放電中の電圧ドループを補償できる。この新規な変調器は発明者Lindholm, Crewson及びWoodburnに因んでＬＣＭ変調器とも呼ばれるが、通常のＰＦＮ型変調器と較べて幾つかの利点がある：
・ＰＦＮ回路網の必要が無い
・よりコンパクトな構成が得られる
・浮遊損失が少ない
・期待寿命が長い
・パルス幅の電子的調整が可能。回路変更又は再調整の必要が無い。限界として、パルス幅は要すればパルス毎にさえ変更可能である。
・負荷に送出される電圧はコンデンサ電圧と同一であり、ＰＦＮ型変調器の場合のように半分ではない。このことは、電力（全電圧ｘ電流）の半分でなく、スイッチの全定格出力を用い得ることを意味する。

図２は、従来技術によるＬＣＷ型変調器の一例を示す回路図である。電源１０は基本的に、エネルギー蓄積コンデンサを充電するＤＣ電源である。ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラートランジスタ）スイッチ等の電子的オンオフ制御スイッチ２０は、コンデンサを受動パルス平坦化回路網を介して昇圧パルス変圧器３０の一次側に接続する。

ＬＣＷ変調器は変調器技術における重要な前進をもたらすものであるが、上記利点には代償がある。充電コンデンサ（単数又は複数）と負荷間が単純に、且つ文字通り直接接続されているので、短絡等の負荷故障のある場合スイッチが破壊的ともなる電流及び電圧に曝されることになる。ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラートランジスタ）スイッチ等の最新の固体スイッチによっては、短絡に対する組込み保護機能がある。だが、高電流を遮断すると、ＩＧＢＴの寿命が一般に予測不能なように短くなる。ＩＧＢＴによってはＤＣ電流定格１６００Ａのものがあり、「１０Ｘ」短絡電流定格、即ち約１０μＳ中に定格ＤＣ電流の１０倍、即ち上限１６０００Ａまで遮断可能を意味するものもあるが、この遮断はスイッチにとっては「一生に一度」の事件であり、一般に繰り返されることを意味しない。

従って、スイッチを短絡故障等の負荷故障から保護し、スイッチが破壊されないようにする及び／又はその寿命が失われないようにする必要が一般にある。

本発明は、従来装置のこれ等及び他の欠陥を克服するものである。
本発明の一般的目的は、電力装置の電力スイッチング装置を負荷故障等から保護を可能にすることである。
特に、スイッチ（単数又は複数）を負荷短絡から保護するのが望ましい。

本発明のもう一つの目的は、スイッチ（単数又は複数）を開回路負荷故障から保護できるようにすることにある。

本発明の一特定目的は、電子的にオンオフ制御可能なスイッチに基づく最新式変調回路の利点を保持すると共に、破壊的負荷故障電流及び／又は電圧スパイクの問題を取り除くことにある。
本発明の一特定目的は、改良された電力スイッチング装置を提供することにある。
本発明のもう一つの目的は、改良された電力装置を提供することにある。

これ等及び他の目的は、冒頭の請求の範囲に記載の発明により達成される。

発明の基本思想は、電力スイッチング装置のスイッチと電力出力側との間に伝送遅延線を導入して、負荷の火花発生を伝送線の時間遅延でスイッチから隠すようにすることである。これにより、スイッチが負荷故障火花の発生を実際に知る前に、負荷火花を検出し、スイッチをオフすることによりスイッチを能動的に保護することが可能になる。或いはまた、送電線の遅延を十分長くして、負荷故障電流がスイッチに達する前に、通常パルス動作中にスイッチが既にオフになっているようにする。何れにせよ、スイッチは通常電流が流れている間にオフになり、破壊的過電流又は過電圧状態を受け難くなる。

基本的に、本発明による電力スイッチング装置は好ましくは、電力入力部及び電力出力部と、電力入力部側から電力出力部側へのエネルギーパルスをスイッチングするスイッチと、該スイッチと電力出力部側間に接続され、負荷故障電流からのスイッチの保護を可能にする遅延をして前記エネルギーパルスを伝送するための伝送線とを含んで成る。

遅延を少なくし、従って送電線の物理的寸法を短くするために、負荷故障電流を検出し、スイッチを能動的に保護し、これを好ましくは、過電流がスイッチに達する前に直ちにスイッチをターンオフするのが極めて有利である。

スイッチングには好ましくは、スイッチの電子的に制御されるターンオン及びターンオフ動作が伴い、スイッチはターンオンしてパルスを開始し、ターンオフしてパルスを終了するようにする。最新の固体スイッチのような殆どの電子制御スイッチには、ターンオフ信号の印加と電流のターンオフを開始するスイッチの応答との間の時間遅延に対応する所謂蓄積（ｓｔｏｒａｇｅ）時間がある。この時間遅延は、スイッチのターンオフ遅延としばしば言及される。従って、極端に短いパルスが生成されるのでなければ、送電線は好ましくは、遅延がスイッチのターンオフ遅延より長くなるように構成され、スイッチを実際にターンオフするのに十分な時間があるようにする。

任意選択の安全対策として、安全側に立てば、一般に遅延がスイッチのターンオフ遅延と電流立下り時間の和より長くなるようにして、故障の知らせがスイッチに達する前に電流が完全に「オフ」になるようにする。

パルス形状との干渉を回避するため、送電線は好ましくは、その遅延が半パルス幅より長くなるようにする。このようにして、送電線による反射がパルス中には生じないようにする。

好ましくは、送電線を、通常のＰＦＮ回路網との類似点が多いが、機能が全く異なるインダクタ・コンデンサ（ＬＣ）型送電線とする。この送電線はＰＦＮのようにパルスエネルギーを蓄積するためには用いられず、出力側でも入力側とおよそ同じ電圧でパルスエネルギーを伝送する遅延線である。ＰＦＮ出力電圧は入力電圧の単に半分になり、コンデンサエネルギーを引き出すのに進行波を要求する。

もう一つの任意選択の安全対策として、非スパイクダイオードを、インダクタ・コンデンサ型送電線のコンデンサに並列に、前記送電線の入力側に接続しても良い。

送電遅延線は他の仕方で、例えば多数の飽和鉄心に基づいて構成しても良い。

本発明の一実施例に従い、送電線を、パルス波形を個別仕様にするため、不均一送電線として実際に設計することができる。例えば、送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスと異ならせ、インピーダンスを遅延線に亘ってテーパー化すると良い。送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスより低くすると、例えばコンデンサ型電源の放電中の電圧ドループを補償するようにすることができ、パルスの平坦性を平均パルス振幅の１％以内に保つことができる。例として、断面がテーパー状の導通ロッドを遅延線コイルに挿入して前記テーパー化を図るようにしてもよい。

典型例としては、送電線のインピーダンスを、電力スイッチング装置の使用対象とする負荷に整合させ、パルスエネルギーが負荷に入るが、パルス発生モジュールに跳ね返らないようにする。

負荷には短絡の問題のみならず、開回路負荷故障の問題のある場合もある。この理由で、本発明の電力スイッチング装置は好ましくは、金属酸化物バリスタ等の電圧クランプ回路を送電線の出力側に設け、開回路負荷故障の保護を可能にする。

本発明はまた、スイッチを負荷故障電流から保護するスイッチ式全電力装置に適用可能である。パルス化出力電力を発生する電力変調器等の全電力装置は例えば、昇圧変圧器を前記送電線と負荷側の間に設けて成る。変圧器は例えば、米国特許５９０５６４６又は米国特許６７４１４８４に対応する回路構成におけるスプリットコア変圧器でも良い。

本発明には次のような利点がある：
・送電遅延に基づく効率的スイッチ保護
・高い電力出力。本発明の電力装置は、遅延によるスイッチ保護を含まない対応する従来の電力装置と比較して、出力を４倍（！）まで高める。
短絡負荷故障からの保護
・負荷故障電流とスイッチの能動的ターンオフを検出して、遅延を少なくし、従って送電線の物理的寸法を低減する
・統合電圧ドループ補償をもつ送電遅延線
・開回路負荷故障からの保護

本発明の他の利点は、本発明の実施例の以下の記載から理解されるであろう。

全図面を通して、同一参照符号は対応する又は類似の構成要素を示すのに用いられている。

始めに、基本的な内在する問題を簡単に解析するのが有用であろう。上記背景部で述べたように、ＬＣＷ型電力変調器はＰＦＮ型電力変調器と較べて、多数の利点がある。だが、これ等の利点には代償もある。充電コンデンサと負荷を単純、且つ直接接続しているので、負荷が短絡するとＬＣＷ型変調器のスイッチは破壊的にもなる電流と電圧に曝されることになる。これは、負荷（例えばクライストロン又はマグネトロン真空管）が予測不可能な時点でパルス中に火花を発生することがあるので、例えば多くのマイクロ波変調器システムで生じる。本発明者等は、負荷に短絡が生じた場合、唯一の頼みの綱はできるだけ速くスイッチをターンオフすることであることが分かった。だが、固体スイッチはターンオフ遅延時間が零ではない。例えばＩＧＢＴスイッチでは、ＩＧＢＴゲート電圧を下げてから電流をオフにし始めるＩＧＢＴの応答までの時間は０．１〜２μＳかかり、変調器がμＳ以下でパルス立上がり時間を生じなければならない場合、その内部インダクダンスは低いので、負荷（及びスイッチ）を流れる電流がこの遅延時間中に正常パルス電流の何倍にも達することになる。

スイッチがこの大電流を最終的に遮断するとき、回路のインダクタンスはこの変化に抵抗し、電圧スパイクがスイッチに表れる。これは二重の脅威となる、即ちスイッチがこの大電流により破壊されなくても、電圧スパイクにより破壊されることがある。

発明の基本思想は、電力スイッチング装置のスイッチと電力出力側との間に伝送遅延線を導入して、図３に示すようにスイッチを送電線の時間遅延により負荷故障過電流から遮蔽するようにする。図３の電源装置は図１のものと、遅延線２５がスイッチ２０と（任意選択の）変圧器３０又は実際の負荷４０との間に適切に構成されることを除いて同じである。図３の電力スイッチング装置では、電力入力側が電源１０に接続され、電力出力側が変圧器３０（変圧器が用いられる場合）又は負荷４０に接続される。電力スイッチング側から見ると、（任意選択の）変圧器は負荷の一部と見做すことができる、これは単に論理的概念規定の問題である。電力スイッチング装置は更に、電力入力側から電力出力側へのエネルギーパルスをスイッチングするスイッチ２０と、このスイッチと電力出力側との間に接続され、エネルギーパルスを遅延して伝送してスイッチを可能な負荷故障電流から保護できるようにする送電線２５を有する。このスイッチ保護原理は一般に全ての電力スイッチング装置に適用できるが、ＩＧＢＴ、ＭＣＴ、ＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴ並びに適宜のトリガー又は制御回路２２と共に用いられる他の最新の個体スイッチ等のオフ制御可能なスイッチに特に有用である。

このようにして、電力スイッチ２０はその定格以上の電流を遮断する必要がなくなり、ターンオフ時の「バックスパイク」は大きく低減することになる。これにより、例えばマグネトロン変調器におけるような、反復負荷火花放電に対する抵抗力が得られる。

送電線は図４に示されているように、負荷故障電流がスイッチに達する前に、スイッチが正常パルス動作で既にターンオフする程度まで遅延を長くして構成すれば良い。破線で示したパルスはスイッチから見たパルスであり、実線で示したパルスは電力出力側の負荷から見た遅延パルスである。

従って、本発明は負荷短絡から生ずる過電流からのスイッチの時間遅延遮蔽を提供するものである。本発明による回路では、スイッチは電圧及び電流のその最高定格までの作業を実行できるので、最も効率的に用いられる。ＰＦＮ型回路では、スイッチは動作（充電）電圧の半分を送出するに過ぎず、負荷短絡の結果に曝されるので、定格電流の半分で動作しなければならない。負荷が短絡すると、スイッチ電流は倍増するからである。結局、本発明の保護原理を用いた電力装置は驚くべきことに、遅延型スイッチ保護機能をもたない対応する従来の電力装置と較べて４倍の電力を送出できる。この点に関して、本発明による送電線は好ましくは、実質的に電圧透過である。尤も、電圧変調の中、後述するように、コンデンサ型電源の電圧ドループの補償のため、送電線に統合されるものもある。

図５に概略的に示す本発明の好適な実施例では、電力スイッチング装置にはまた、故障電流を検出し、過電流が検出されると、ターンオフ信号をスイッチに発信する電流検出器が設けられる。このようにして、負荷故障電流を能動的に検出し、能動的にスイッチを、それが負荷故障の存在を実際に知る前に、ターンオフすることもできる。従って、スイッチは正常な電流が流れる間にターンオフ（開）になり、破壊的過電流又は過電圧状態に曝されることはない。検出電流に応答してスイッチを保護する他の方法としては、正常動作中には通常常に閉じている付加的スイッチを設け、これをターンオフ（開）にするものが含まれる。

電流検出器２７は好ましくは、遅延線の出力に設けられる。従来技術から知られたどんな適宜電流検出器でも、例えば単純なコイル及び分路抵抗器から成る電流検出器等を用いても良い。電流検出器には、好ましくは検出器の出力信号で動作する簡単な比較器回路（図示せず）が伴う。比較器は、出力信号が正常電流より高い値、例えば正常電流の１．５倍の値を超えると、自動的にトリップするように構成される。その際、負荷に故障が生じると、電流は２倍になり、これが比較器を自動的にトリップする。例として、ＩＧＢＴスイッチを用いる場合、比較器からの出力電圧は用いてＩＧＢＴゲートに位置するＭＯＳＦＥＴをターンオンし、ＩＧＢＴからゲート電圧を除去する。動作はラッチされるので、リセット信号がパルスを再開始するか、ターンオフ信号を少なくとも延ばすことを要求し、故障過渡状態が遅延線に生じている時間より長くそれが生きるようにし、ＩＧＢＴを他のゲートパルスが現れる前のこの時間間隔の間オフ状態に保つ。全システムは電源に接続されていない状態とするが、システムが接地される場合、電流検出器は好ましくは通電線に設けられる。

電流検出器を用い、スイッチを能動的にターンオフすると云うことは、要求される遅延を図３の基本実施例と較べて最小にすることができることを意味する。このことは、送電線の物理的寸法が最小化できるので、よりコンパクトな構成が可能なことを意味し、これは当然大きな利点である。この点に関して、どの程度の遅延が必要かを考えることが重要である。通常、遅延は超短パルスが発生されない限りスイッチのターンオフ遅延より長くなければならない（ターンオフ遅延が２μＳであり、μＳ以下のパルスを発生する場合、遅延をμＳ以下のパルス幅より長くすれば十分である）。任意選択の安全対策として、安全側に立てば、一般に遅延がスイッチのターンオフ遅延と電流立下り時間の和より長くなるようにして、故障の知らせがスイッチに達する前に電流が完全に「オフ」になるようにする。パルス形状との干渉を回避するため、送電線の遅延は、好ましくは、半パルス幅より長くなるようにする。このようにして、送電線による反射がパルス中には生じないようにする。

例として、ターンオフ遅延時間（ＩＧＢＴゲートの電圧駆動と電流をターンオフするＩＧＢＴの応答間の時間）が例えば２μＳ、及び、遅延後の電流立下り時間が例えば０．５μＳのＩＧＢＴスイッチを考える。そうすると、故障の知らせがＩＧＢＴに達する前に電流が完全にオフになるように、少なくとも２μＳ、好ましくは少なくとも２．５μＳの遅延時間を設けるのが好ましい。これがなされる場合、電圧「バックスパイク」はＩＧＢＴが正常な抵抗性負荷に出会う場合と同じであるべきである。オフにスイッチされている電流は正常より大きくなく、ターンオフ電圧も正常である。

２．５μＳの遅延線を各パルスモジュールとそのパルス変圧器の一次接続間に挿入すると、パルスモジュールは事実上負荷から５μＳの間「反結合」される。換言すれば、モジュールが負荷を「見る」前に、５μＳかかるか、又は遅延線を完全に往復する。このことは、変調器のチューニングを簡単化し、遅延線長が変調器から望まれる最大パルス幅の少なくとも半分であれば、変調器を負荷インピーダンスに対して感応し難くする。最大１０μＳのパルスが望まれるなら、この減結合効果を得るため遅延線は「長さ」が少なくとも５μＳであるべきである。これがなされると、変調器パルスの上部平坦度及び行き過ぎ量を作業台上で、遅延線に印加され、パルス変圧器の浮遊インダクタンス及びキャパシタンスと反射負荷抵抗を表す擬似負荷と同調させることができ、全出力試験及び動作前に正しいパルス波形が発生されることをそのとき確信することができる。

図７は、本発明の第１の好適な実施例によるＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。遅延線はインダクタ・コンデンサ（ＬＣ）型送電線等の受動的送電遅延線であると有利である。ＬＣ型送電遅延線は通常のＰＦＮ回路網と極めて似ているが、機能は全く異なる。送電線はＰＦＮのようにパルスエネルギーを蓄積するのには用いられず、入力側のと、略同一の電圧が出力側にかかるパルスを伝送するための遅延線に過ぎない。ＰＦＮ出力電圧では入力電圧の半分に過ぎず、進行波がコンデンサエネルギーを引き出すのを要求する。この点に関して、本発明の送電遅延線は非ＰＦＮ回路である。

好適な具体例では、０．６８μＦ、１６００ＶのＲＩＦＡ型コンデンサを電流１０００Ａ、電圧１０００Ｖ及びリンギング周波数４００Ｈｚで試験し、これ等のコンデンサが遅延線コンデンサとして確実に役立つのに十分頑強なことが分かった。これ等コンデンサの大きな利点は、品質が極めて高く、且つ廉価であることである。遅延線を組み立てるのに要する空間としてパルス変圧器タンクの内側が利用でき、そこで油等の適宜の冷却液がこれ等構成部品を極めて効率的に冷却できる。一般に、全電力変調器が一旦「同調」され、作動すると、遅延線を調整する必要は無い。

通常、送電遅延線には、負荷側の接続のためと負荷の短絡から生じる過電流からの保護のための２つの出力端子がある。他の対応する構成に付いては後述する。

一般に、送電線のインピーダンスは、本電力スイッチング装置が使用目的とする負荷に整合され、パルスエネルギーが負荷に入り、パルス発生モジュールに跳ね返らないようにする。

遅延線がパルスを伝達するとき通常、出力側には送電線の入力側のと、略同じ電圧がかかるが、送電線は実際にはパルス波形を個別仕様にするため、不均一送電線として設計することもできる。例えば、送電遅延線の出力側のインピーダンスが送電遅延線の入力側のインピーダンスと異なるようにし、インピーダンスが遅延線に亘ってテーパー化するようにしても良い。送電遅延線の出力側のインピーダンスが送電遅延線の入力側のインピーダンスより低くすると、例えば、図８に示すようにコンデンサ型電源の放電中の電圧ドループを補償することができ、パルス平坦度を平均パルス振幅の１％以内にすることができる。例として、断面がテーパー状の導通ロッドを遅延線コイルに挿入してデーパー化を図るようにしても良い。

図９は、本発明の第２の好適な実施例による、ＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。図９の電力スイッチング装置では、非スパイクダイオードが、インダクタ・コンデンサ型送電線のコンデンサに並列に、送電線の入力側に接続されている。この非スパイクダイオードは従って、遅延線の開始点に設けられる。このダイオードには、幾つかの利点がある。ダイオードは遅延線の一部であるコンデンサと並列であるので、逆電圧や電流はこのダイオードに瞬時に印加することはできず、このダイオードはＩＧＢＴスイッチに用いられる固定ダイオードより緩やかにターンオン（及びオフ）してコレクタにおけるターンオフスパイクを制限する。このダイオードは小抵抗と直列に設け、終端クリッパーとして作用する、パルス後に生ずるリンギングを弱めるようにしても良い。

図１０は、本発明の第３の好適な実施例による、ＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。負荷における短絡の問題のみならず、開回路負荷故障での問題がある。このため、図１０に示す電力スイッチング装置では好ましくは、金属酸化物バリスタ等の任意選択電圧クランプ回路が送電線の出力側に遅延線と平行に設けられ、開回路負荷損傷に対する保護を可能にしている。このようにして、負荷が無い場合、電圧クランプは電圧の上昇を制限し、遅延線の出力（及び入力）で電圧が倍加するのを阻止する。従来でも、スイッチにこの目的のためダイオードを組み込んだものもあり、その場合電圧クランプの必要は無い。図１０には更に、負荷故障電流が検出されると、オフ指令信号をスイッチに発信する比較器を電流検出器と組み合わせたものが示されている。装置が接地される場合、電流検出器は全回路の通電線側（ｈｏｔ ｌｉｎｅ ｓｉｄｅ）に配置されなければならない。

上記のように、本発明による電力スイッチング装置は、通常のＰＦＮ回路網に類似する送電線を有するが、実際は全回路中の機能と接続が全く異なる。

以下、本発明を多数の従来技術文献と比較して述べる。

米国特許３２７３０７５は、過飽和リアクトルの直列に接続された大型トランジスタによりスイッチされる従来のＰＦＮ型変調器に関する。このトランジスタがトリガーされると、ＲＣ回路網がパルス変圧器の一次側に放電し、起動用パルスをマグネトロン負荷に与え、それをＰＦＮからの大電力パルスに対して備えさせる。この文献には、このことはマグネトロンが誤振動モードでターンオンするのを阻止する良好な方法であるとしている。この文献によれば、可飽和リアクトルスイッチが閉じられると、トランジスタはＰＦＮの通電側に直接接続され、ＰＦＮの接地側はパルス変圧器一次側に接続される。従って、トランジスタとパルス変圧器負荷との間に時間遅延は無い。マグネトロンからの負荷火花がトランジスタに送信され、直ちにトランジスタ電流を倍増する。

本発明の回路によれば、遅延線がスイッチとパルス変圧器一次側間に挿入され、負荷のどんな火花発生も遅延線の時間遅延によりスイッチから隠蔽される。これは例えば、火花が有ることをスイッチが実際に知る前に、負荷火花を検出し、スイッチをターンオフするのに十分な時間を与える。

米国特許３２７３０７５には、第１のＲＣ回路網がマグネトロンのプライミング時間をもった後、可飽和リアクトルスイッチが閉じるが、一旦このリアクトルスイッチが閉じ、ＰＦＮパルスをマグネトロンに印加すると、負荷（マグネトロン）とトランジスタスイッチとの間に時間遅延は無くなる。本発明による回路とは異なり、どんな負荷短絡もトランジスタスイッチ電流の即座の上昇を生じる。

米国特許３７３７６７９には、ＳＣＲ（サイリスタ）スイッチを用いてＰＦＮをパルス変圧器一次側に放電する方法が記載されている。ＳＣＲスイッチの大きな問題は、ｄＩ／ｄｔの高い値をあまり上手く解決せず、ターンオンｄＩ／ｄｔが毎マイクロ秒数１００Ａを上回ると、損傷を生じることがあることである。従って、追加の小さいＰＦＮを加え、プレパルス電流をＳＣＲに送出し、また可飽和鉄心リアクトルをＳＣＲと主ＰＦＮ間に加え、ＳＣＲが電流で浸され、ＰＦＮの大パルスに対する準備ができるまで主ＰＦＮ放電の開始を遅延する。一旦主ＰＦＮパルスが開始すると、負荷とＳＣＲ間に時間遅延が無くなり、負荷故障（短絡）がＳＣＲ電流の即座の上昇を生じることになる。何れにしても、ＳＣＲが電子的にターンオフすることはない。

それとは著しく違って、本発明による回路ではスイッチと負荷の間に時間遅延が設けられ、スイッチが負荷故障の存在を感じる前の、故障の検出と、スイッチの安全なターンオフが可能になる。

米国特許４１６０２１４には、ＰＦＮを多数の並列モジュールに分割し、各ＰＦＮモジュールをＳＣＲスイッチでスイッチする従来のＰＦＮ型変調器が記載されている。パルス変圧器は、一次側に並列に接続された全ＰＦＮモジュールにより駆動される。従って、スイッチがトリガーされると、基本ＰＦＮセルは所定の長さの基本パルスから成る信号を結果として生じる。ＰＦＮセルの遅延は、ＰＦＮからエネルギーが引き出される時間を定め、従って各基本パルスのパルス長を決定する。従って、ＰＦＮ遅延はパルス決定の一部に過ぎず、発生されるパルス自体のどんな遅延にも関係しない。充電システムは、直列ＳＣＲスイッチを備える従来の共振充電器である。

もう一度云うが、スイッチと負荷間には保護的時間遅延は無く、負荷故障はスイッチにより直接見られる。また、米国特許４１６０２１４のスイッチはＳＣＲ型のものであり、電子的にはターンオフされないので、パルス幅はモジュールＰＦＮセルの遅延により固定され、変更できない。なお、米国特許４１６０２１４ではパルスエネルギーはコンデンサには蓄積されず、ＰＦＮシステムに蓄積される。従って、スイッチをターンオフすることによりパルス幅を電子的に制御することはできない。

米国特許４６１４８７８には、パルスエネルギーをコンデンサにではなく、並列接続ＭＯＳＦＥＴによりスイッチされるＰＦＮ構造に蓄積することに基づくパルス発生器が記載されている。このパルス発生器は一般にμＳ以下のパルス用であり、要素集中型のパルス変圧器ではない、送電線型パルスインバータ及びパルス変圧器を用いるので、それで５又は１０μＳのパルスを作ろうとすると、非実際的に大きくなってしまう。ＰＦＮパルスは反転変圧器に送られて、それを負パルス（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｇｏｉｎｇ ｐｕｌｓｅ）から正パルス（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｇｏｉｎｇ ｐｕｌｓｅ）に変え、その後、同軸線形変圧器により変圧されて負荷に対してより高い電圧を発生する。スイッチ保護の問題は述べられていない。

以下に、多数の、遅延線型電力スイッチング副システムの具体例を特に電力変調器の文脈で論じる。

図１１は、本発明の例示的実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。電源１０は、エネルギー蓄積コンデンサを充電する通常のＤＣ電源に基づく。コンデンサエネルギーを受動ＬＲ回路網等のパルス平坦化回路及び送電遅延線２５を介して昇圧パルス変圧器３０にスイッチングするＩＧＢＴスイッチ等の電力スイッチ２０が設けられている。主ＩＧＢＴの非スパイクダイオードに加えて、好ましくは非スパイクダイオードがインダクタ・コンデンサ型送電線のコンデンサに並列の送電線の入力側に接続されている。これは、この主ＩＧＢＴダイオードストリングが変圧器のインダクタンスからの全残留電流の流れを処理する必要はないので、この主ＩＧＢＴ非スパイキングダイオードストリングから応力の一部を除去ことになる。このダイオードは、ＨＦ１６０（１６００ボルト、７５アンペア）のスタッドマウント型ダイオード等の比較的「緩慢な」ダイオードである。遅延線２５は好ましくは、その遅延を電力スイッチ２０」のターンオフ遅延より大きくして、負荷の短絡からの故障電流の検出を可能にし、過電流の到達以前にスイッチがターンオフするように構成される。パルス中の反射を回避するため、遅延をパルス幅の半分より大きくするのが一般である。

この特定の例では、追加の平坦化回路が用いられる。だが、この機能を遅延線内に組み込み、遅延線がｉ）スイッチ保護の目的のためにエネルギーパルスを遅延させるｉｉ）オンオフトリガー信号により電力スイッチに与えられる所定パルス長のパルスのパルス形状をカスタマイズする二重の機能をもつようにする。従って、遅延線によるパルス形状のカスタマイズ化は一般にパルス長に影響を与えないが、例えば、コンデンサの放電中の電圧ドループを補償するのに用いることができる。

次に、ある具体例において、遅延時間４μＳ（パルス幅７．５μＳのパルスに対して）の遅延線を作り１２モジュール変調器に用いるとする。目的の変調器負荷が１２０Ａの１７０ｋＶとすると、負荷インピーダンスは１４１７Ωになる。パルス変圧器が捲き線比１７０ｋＶ／１２００Ｖ＝１４２（例えば、二次側に７１ターンのスプリットコア半ターン一次側）を有するなら、一次側に反射される負荷は１４１７／（１４２）＾２＝０．０７Ωのようになる。１２個の「独立した」モジュールはそのとき、０．０７ｘ１２＝０．８４Ωの負荷を駆動しなければならない。パルス幅は７．５μＳｍａｘ（ＦＷＨＭ）であるので、８μＳの遅延線往復は最終的にモジュールを負荷から孤立させ、モジュール同調を動作点とは無関係にする。負荷インピーダンスとは無関係に、パルス平坦化又は「同調」させる構成部品は変更を要しないことに注目することが重要である。

本発明のより実際的感覚を得るため、インピーダンス０．８４Ω及び時間長（一方向時間）４μＳの例示的遅延線に対する基本的設計計算を概略する。

ＬＣ型送電線の基本的公式は：

Ｚ＝（Ｌ／Ｃ）^１／２
Ｔ＝Ｎ（ＬＣ）^１／２ （１）

ここで、Ｌは線断面当りのインダクタンス、Ｃは断面当りのキャパシタンス、Ｔは線の端部間の一方向遅延時間（Ｎは線内のＬＣ部の数）である。これ等の良く知られた公式に加えて、もう一つの極めて有用な公式として、遅延線の上昇時間遅延時間に関係させた次のものがある。

ｔ_ｒ＝Ｔ_ｄ／Ｎ^{０．７３５}；Ｎ＝[Ｔ_ｄ／ｔ_ｒ]^１．３６ （２）

ここで、ｔ_ｒは通常の１０〜９０％の上昇時間、Ｔ_ｄは遅延時間、Ｎは線内の部の数である。これは重要な公式（多くの実際の遅延線の測定から得られた）であり、遅延線の設計に初めて用いられたもののはずである。線を一片の同軸ケーブルのように作用させ、通常、パルス形状、少なくともパルス長を変化させず、線の上昇時間が全変調器の上昇時間より速くなるようにするので、線はパルス長に殆ど影響を及ぼすことはない。線の上昇時間を変調器の上昇時間の１／２に選ぶことは、この方向での良いスタートである。明らかに、上昇時間が零の線は、無限数の部（再び、極めて長いカーブルのような）を要するので、作ることはできない。だが、線の上昇時間が系の１／２であれば、系の上昇時間に１０％のレベルで影響を及ぼすに過ぎない。これは、良く知られているように、所定の上昇時間のパルスを上昇時間ｔ_ｒの送電システム（増幅器、変圧器又は遅延線）を通して送る場合、出力パルスの上昇時間は次のように与えられる：

ｔ_ｏｕｔ＝（ｔ^２＋ｔｒ^２）^１／２ （３）

従って、線の上昇時間がパルスの上昇時間の半分であれば、出力パルスの上昇時間は入力パルス上昇時間の１．１１倍である。出力上昇時間０．７５μＳを得ようとすると、入力（モジュール）上昇時間は０．６８μＳ（又は以下）でなければならない。これは、実際の変調器の測定性能に基づいて無理のないものである。従って、これの半分の、即ち０．３４μＳの遅延線上昇時間が求められる。遅延４μＳとすると、公式（２）は２９部がこの遅延線に要すると云う結論に導く。

の２つの式を組み合わせて、次式が与えられる。

ＺＴ＝ＮＬ （４）

Ｚを０．８４Ω、Ｔを４μＳ、Ｎを２９とすると、部当りのインダクタンスはＬ＝０．１１６μＨ、これからＣ＝０．１６４μＦが導かれる。

得られる最も近い標準ＲＩＦＡコンデンサ値は０．１５μＦ（１６００Ｖ）なので、この値を用いる。部当りのインダクタンスは０．１３８μＨとなる。部数２９として、全インダクタンスは２９ｘ０．１１６＝３．３６μＨである。

一例として、遅延線を第２次世界大戦後殆ど全てのレーダＰＦＮに対して「標準的」な構成のギレミン型として作れる。これは、タップと直線上に敷設したコンデンサをもつ直線状の単一コイル（螺旋）である。長い直線螺旋のインダクタンスはμＨ単位で次のように与えられる：

Ｌ＝ｎ^２ｒ^２／（９ｒ＋１０ｌ） （５）

ここで、ｎは螺旋のターン数、ｒは螺旋の平均半径をインチで、ｌは全螺旋長をインチで表す。コンデンサは遅延モジュールの長さを幅でトレードし、且つその体積を最適化するため、二線に亘り、一線は１４個含み、他線は１５個含むように配置される。コンデンサ（例えば、ＲＩＦＡ１５０ｎＦ＠１６００Ｖ，型式ＰＨＥ４５０）は各々が、厚さ０．５インチ、幅１．２５インチ、高さ７／８インチの箱の内部に嵌め込まれる。従って、コンデンサの二線の長い方は、長さ０．５ｘ１５＝７．５インチである。二線のコンデンサは位置が互いに１／４インチ間隔で食い違うようにコイル「タップ」は１／４インチ間隔とする。図１５は、例示的組立の概略図である。螺旋の各部を各１／４インチ長とすると、螺旋コイルの全長は８インチとなる。

式（５）に数字を入れてみると、平均螺旋半径０．２７５インチ６０．５ターンになる。各計算のため、それを６０ターンとする。これは、０．０５０インチ径のワイヤを捲き棒としての０．５インチ径のロッドに巻いたコイルである。コンデンサＮ個とすると、このコイルのＮ−１個の中心部（２つのコンデンサ間の部）と両端部がある。次いで、コイルをＮ＋１個の片に分割する。そうすると、コイルは各約２ターンの３０片に分けられる。

図１２は、本発明のもう一つの例示的実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。この具体例では、図１１に示す別個のパルス平坦化回路は除かれ、その代わり、平坦化回路が遅延線と一体に組み込まれている。この目的のため、遅延線を、送電遅延線の出力側のインピーダンスが送電遅延線の入力側のインピーダンス低くなって、エネルギー蓄積コンデンサの放電中の電圧ドループを補償するように構成しても良い。このインピーダンスのテーパー化を行うため、断面がテーパー状の導電性ロッドを遅延線コイル内に挿入することができる。この例では、変圧器のみが単一の非スパイクダイオードを有する。

図１３は、本発明の好適な実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。図１２の電力変調器と較べて、スイッチとコンデンサが回路位相で位置を交換している。これは、本発明の最も好ましい実施例である。

図１４は、本発明のもう一つ好適な実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。これは、図１３のものと比較して等価回路である。図１３におけるようにパルス変圧器に遅延線から２つの出力端子を接続する代わりに、変圧器は直接接地され、遅延線の通電端子がパルス変圧器の通電端子に接続される。遅延線はまた、接地されている。

本発明は、複数のスイッチ型パルス発生モジュールがパルス変圧器に接続され、スイッチを保護するための一つ以上の送電遅延線を用いる電力変調器及び電力装置適用できる。例えば、変圧器は例えば、米国特許５９０５６４６に対応する、また国際出願公告ＷＯ９８／２８８４５Ａ１（ＰＣＴ出願ＰＣＴ／ＳＥ／９７／０２１３９）に記載されている、例えば数個の独立したパルス発生モジュールを用い、そのコンデンサが電子的に分離されて一次巻線及びパルススイッチに流れる電流の平等化を確保する回路構成における、又は米国特許６７４１４８４による、また国際出願公告ＷＯ０３／０６１１２５Ａ１（ＰＣＴ出願ＰＣＴ／ＳＥ／０２／０２３９８）に記載されている、数個の独立したパルス発生モジュールを用い、その各々が磁気コアの全てを駆動する回路構成におけるスプリットコア変圧器でも良い。例えば、各パルススイッチと一次側接続点間に遅延回路を設け、過電流がスイッチを破壊する前に負荷短絡回路の検出及び各スイッチのターンオフを可能にすることができる。

実際、本発明の故障保護思想は、ＩＧＢＴ等の固体スイッチのみならず、非零ターンオフ遅延時間を有する全てのスイッチに適用できる。また、単に電力変調器のみならず、機関車の牽引、自動車、コンベヤシステム、エスカレータ及びエレベータ、空調装置、家庭電化製品を含む任意の電力スイッチングの使用における固体スイッチの全用途に適用可能である。そのようなものとして、上記思想は広範囲に及び、且つ極めて広範に有用な概念である。

上記の実施態様は単に例示のためであり、本発明はそれに限定されないことが理解されるべきである。本明細書に開示及び請求される本発明の基本原理を保持する更なる修正、変更及び改良も本発明の範囲内にある。

従来技術による電力スイッチを電子的にオンオフ制御する電力装置の概略的ブロック線図である。 従来技術によるＬＣＷ型変調器の一例を示す概略的回路図である。 本発明の例示的基本実施例による電力装置を示す概略的ブロック線図である。 パルスの比較的長い時間遅延を示す概略的信号図である。 本発明の好適な実施態様の一例による、能動的電流検出とターンオフを行う電力装置を示す概略的ブロック線図である。 図４の遅延より比較的短い時間遅延を示す概略的信号図である。 本発明の第１の好適な実施例による、ＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。 本発明による電圧ドループ補償した遅延パルスを示す概略的信号図である。 本発明の第２の好適な実施例による、ＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。 本発明の第３の好適な実施例による、ＬＣ送電線に基づく例示的電力スイッチング装置を示す概略的回路図である。 本発明の一例示的実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。 本発明のもう一つの例示的実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。 本発明の好適な実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。 本発明のもう一つ好適な実施例による電力変調器を示す概略的回路図である。 本発明による遅延線集成装置の例示的具体例を示す概略図である。

符号の説明

１０ 電源
２０ スイッチ
２２ 電子オンオフ制御部
２５ 遅延線
３０ 変圧器
２７ 電流検出器
４０ 負荷

Claims (41)

1. 電力入力部及び電力出力部と、
   電力入力部側から電力出力部側へのエネルギーパルスをスイッチングするスイッチと、
   該スイッチと電力出力部側間に接続され、負荷故障電流からのスイッチの保護を可能にする遅延をして前記エネルギーパルスを伝送するための送電線と
   を含んで成る電力スイッチング装置。
2. 更に、
   前記負荷故障電流を検知する検出器と、
   検出された負荷検出電流に応答して前記スイッチを能動的に保護するための手段と
   を含んで成る請求項１に記載の電力スイッチング装置。
3. 前記スイッチを能動的に保護する手段が、検出負荷故障電流に応答してスイッチを能動的にターンオフするように操作可能である請求項１に記載の電力スイッチング装置。
4. 前記スイッチが、前記エネルギーパルスのスイッチングのターンオン・ターンオフ動作を電子的に制御可能にしており、前記送電線は遅延がスイッチのターンオフ遅延より長くなるように構成されて成る請求項１〜３の何れか一つに記載の電力スイッチング装置。
5. 前記遅延がスイッチのターンオフ遅延と電流立下り時間の和より長くなるようにして成る請求項４に記載の電力スイッチング装置。
6. 前記遅延が半パルス幅より長くなるようにして成る請求項４に記載の電力スイッチング装置。
7. 前記スイッチを電子的にターンオン及びターンオフして前記エネルギーパルスを、それぞれ開始及び終了する手段が更に含まれて成る請求項４に記載の電力スイッチング装置。
8. 前記スイッチが固体スイッチである請求項４に記載の電力スイッチング装置。
9. 送電線がインダクタ・コンデンサ（ＬＣ）型送電線である請求項１に記載の電力スイッチング装置。
10. 前記送電線がギレミンＥ型ＬＣ回路網である請求項９に記載の電力スイッチング装置。
11. 更に非スパイクダイオードを、インダクタ・コンデンサ型送電線のコンデンサに並列に、前記送電線の入力側に接続して成る請求項９に記載の電力スイッチング装置。
12. 前記送電線が、パルス波形を個別仕様にするため、不均一送電線である請求項１に記載の電力スイッチング装置。
13. 送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスとは異にし、インピーダンスが遅延線に亘ってテーパー化するようにした請求項１２に記載の電力スイッチング装置。
14. 送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスより低くし、コンデンサ型電源の放電中の電圧ドループを補償するようにした請求項１３に記載の電力スイッチング装置。
15. 断面がテーパー状の導通ロッドを遅延線コイルに挿入して前記デーパー化を図るようにした請求項１３又は１４に記載の電力スイッチング装置。
16. 前記送電線のインピーダンスを、電力スイッチング装置の使用対象とする負荷に整合させて成る請求項１に記載の電力スイッチング装置。
17. 更に、電圧クランプ回路を前記送電線の出力側に設け、開回路負荷故障の保護を可能にして成る請求項１に記載の電力スイッチング装置。
18. 前記送電線が、負荷側に接続される２つの出力端子を有して成る請求項１に記載の電力スイッチング装置。
19. 前記出力端子の一方が接地され、他の通電端子を負荷側の通電端子への接続用として成る請求項１８に記載の電力スイッチング装置。
20. 電源と、
    該電源から電力出力部側へのエネルギーパルスをスイッチングするスイッチと、
    該スイッチと前記電力出力側間に接続され、
    負荷故障電流からの前記スイッチの保護を可能にする遅延をして前記エネルギーパルスを伝送するための送電線と
    を含んで成る電力装置。
21. 更に、
    前記負荷故障電流を検出する検出器と、
    検出負荷故障電流に応答してスイッチを能動的に保護する手段
    を含んで成る請求項２０に記載の電力装置。
22. 前記スイッチを能動的に保護する手段が、故障負荷電流に応答してスイッチを能動的にターンオフするように動作可能である請求項２１に記載の電力装置。
23. 前記スイッチが、前記エネルギーパルスをスイッチングするためターンオン及びターンオフ動作を電子的に制御でき、前記送電線は遅延がスイッチのターンオフ遅延より長くなるように構成されて成る請求項２０〜２２の何れか一つに記載の電力装置。
24. 前記遅延がスイッチのターンオフ遅延と電流立下り時間の和より長くなるようにして成る請求項２３に記載の電力装置。
25. 前記遅延が半パルス幅より長くなるようにして成る請求項２３に記載の電力装置。
26. 前記スイッチを電子的にターンオン及びターンオフして前記エネルギーパルスを、それぞれ開始及び終了する手段が更に含まれて成る請求項２３に記載の電力装置。
27. 前記スイッチが固体スイッチである請求項２３に記載の電力装置。
28. 送電線がインダクタ・コンデンサ（ＬＣ）型送電線である請求項２０に記載の電力装置。
29. 前記送電線がギレミンＥ型ＬＣ回路網である請求項２８に記載の電力装置。
30. 更に非スパイクダイオードを、インダクタ・コンデンサ型送電線のコンデンサに並列に、前記送電線の入力側に接続して成る請求項２８に記載の電力装置。
31. 前記送電線が、パルス波形を個別仕様にするため、不均一送電線である請求項２０に記載の電力装置。
32. 送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスとは異にし、インピーダンスを遅延線に亘ってテーパー化するようにした請求項３１に記載の電力装置。
33. 前記電源がコンデンサ型電源であり、送電遅延線の出力側のインピーダンスを送電遅延線の入力側のインピーダンスより低くし、コンデンサ型電源の放電中の電圧ドループを補償するようにした請求項３２に記載の電力装置。
34. 断面がテーパー状の導通ロッドを遅延線に挿入して前記デーパー化を図るようにした請求項３２又は３３に記載の電力装置。
35. 前記送電線のインピーダンスを負荷に整合させて成る請求項２０に記載の電力装置。
36. 更に、電圧クランプ回路を前記送電線の出力側に設け、開回路負荷故障の保護を可能にして成る請求項２０に記載の電力装置。
37. 前記送電線が、負荷側に接続される２つの出力端子を有して成る請求項２０に記載の電力装置。
38. 前記出力端子の一方が接地され、他の通電端子を負荷側の通電端子への接続用として成る請求項３７に記載の電力装置。
39. 更に、昇圧変圧器を前記送電線と負荷側の間に設けて成る請求項２０に記載の電力装置。
40. 前記変圧器がスプリットコア変圧器である請求項３９に記載の電力装置。
41. 前記電源がパルス出力電力を発生する電力変調器である請求項２０に記載の電力装置。

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