JP2008283848A - Motor control device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor control device for detecting a phase current from a DC input current of an inverter, which copes by a simple process with a period in which an actual measurement of the phase current is not allowed. <P>SOLUTION: A motor control device detects phase currents (i<SB>u</SB>, i<SB>v</SB>) from a current flowing between an inverter (2) and a direct-current power supply (4), and calculates voltage command values (vγ<SP>*</SP>, vδ<SP>*</SP>) on rotational coordinates from the detected phase currents. A period in which the voltage difference between two phases of the U-phase, V-phase and W-phase voltages of a motor (1) is made small, is taken as a holding period. A voltage command value holding part (26) holds the voltage command values (vγ<SP>*</SP>, vδ<SP>*</SP>) immediately before the holding period. Outside the holding period, vector control is made in accordance with the voltage command value from the actually measured phase currents (i<SB>u</SB>, i<SB>v</SB>). Within the holding period, the vector control is executed in accordance with the voltage command value held in the voltage command value holding part (26). <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、1シャント電流検出方式を採用したモータ制御装置に関する。   The present invention relates to a motor control device that drives and controls a motor, and more particularly to a motor control device that employs a single shunt current detection method.
モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、U相、V相及びW相の3相の内、2相分の相電流(例えばU相電流及びV相電流)を検出する必要がある。2相分の相電流を検出するために、通常、2つの電流センサ(カレントトランス等)が用いられるが、2つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。   In order to control the motor by supplying three-phase AC power to the motor, phase currents for two phases (for example, U-phase current and V-phase current) out of the three phases U-phase, V-phase and W-phase are used. It needs to be detected. Usually, two current sensors (such as a current transformer) are used to detect the phase currents for two phases. However, the use of the two current sensors causes an increase in the cost of the entire system incorporating the motor.
このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流(直流電流)を1つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から2相分の相電流を検出する方式が提案されている。この方式は、1シャント電流検出方式(シングルシャント電流検出方式)とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献1に記載されている。   For this reason, conventionally, a method has been proposed in which a bus current (DC current) between an inverter and a DC power source is detected by a single current sensor, and phase currents for two phases are detected from the detected bus current. This method is also called a single shunt current detection method (single shunt current detection method), and the basic principle of this method is described in, for example, Patent Document 1 below.
図19に、1シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ(PWMインバータ)902は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を3相分備え、制御部903から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源904からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ901に供給され、モータ901が駆動制御される。   FIG. 19 shows an overall block diagram of a conventional motor drive system that employs a single shunt current detection method. The inverter (PWM inverter) 902 includes a half-bridge circuit having an upper arm and a lower arm for three phases, and switches each arm in accordance with a three-phase voltage command value given from the control unit 903, so that the DC power source 904 Is converted into a three-phase AC voltage. The three-phase AC voltage is supplied to a three-phase permanent magnet synchronous motor 901, and the motor 901 is driven and controlled.
インバータ902内の各下アームと直流電源904とを結ぶ線路を母線MLという。電流センサ905は、母線MLに流れる母線電流を表す信号を制御部903に伝達する。制御部903は、電流センサ905の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、電圧レベルが最大となる相(最大相)の相電流と最小となる相(最小相)の相電流、即ち、2相分の相電流を検出する。 The line connecting the respective lower arms in the inverter 902 and the DC power source 904 that bus M L. Current sensor 905 transmits a signal representing the bus current flowing through the bus line M L to the control unit 903. The control unit 903 samples the output signal of the current sensor 905 at an appropriate timing, so that the phase current of the phase having the maximum voltage level (maximum phase) and the phase current of the phase having the minimum voltage (minimum phase), that is, The phase current for two phases is detected.
各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって2相分の相電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると2相分の相電流を検出できなくなる。尚、この2相分の相電流が検出できなくなることについての説明を含む1シャント電流検出方式の説明は、図3〜図5を参照しつつ後にも行われる。   When the voltage levels of the phases are sufficiently far from each other, the phase current for two phases can be detected by the above-described processing. However, when the maximum phase of the voltage approaches the intermediate phase, or the minimum phase of the voltage When the intermediate phase approaches, the phase current for two phases cannot be detected. The description of the one-shunt current detection method including the description that the phase currents for the two phases cannot be detected will be given later with reference to FIGS.
これに鑑み、1シャント電流検出方式において、2相分の相電流が実測不能となる期間には、3相のゲート信号に基づいてインバータ内の各アームに対するPWM信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている(例えば、下記特許文献2参照)。   In view of this, in the one-shunt current detection method, the method of correcting the pulse width of the PWM signal for each arm in the inverter based on the three-phase gate signal during a period in which the phase current for two phases is not actually measured. Has been proposed (see, for example, Patent Document 2 below).
この補正にも対応する、一般的な電圧指令値(パルス幅)の補正例を図20に示す。図20において、横軸は時間を表し、920u、920v及び920wは、U相、V相及びW相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値(パルス幅)に従うため、両者は等価と考えることができる。図20に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値(パルス幅)が補正される。これにより、安定的に2相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、電圧指令値(パルス幅)を補正することによって、図20に示す如く各相電圧が歪むため、騒音や振動が大きくなるという欠点を有している。   FIG. 20 shows a correction example of a general voltage command value (pulse width) corresponding to this correction. In FIG. 20, the horizontal axis represents time, and 920u, 920v, and 920w represent voltage levels of the U phase, the V phase, and the W phase. Since the voltage level of each phase follows the voltage command value (pulse width) for each phase, both can be considered equivalent. As shown in FIG. 20, the voltage command value (pulse width) of each phase is corrected so that the “maximum phase and intermediate phase” and “minimum phase and intermediate phase” of the voltage do not approach a predetermined interval or less. Thereby, it becomes possible to detect the phase current for two phases stably. However, by correcting the voltage command value (pulse width), each phase voltage is distorted as shown in FIG. 20, so that there is a drawback that noise and vibration increase.
このため、電圧指令値(パルス幅)を補正することなく、2相分の相電流が実測不能となる期間に対応する技術が求められている。   For this reason, there is a need for a technique corresponding to a period in which phase currents for two phases are not actually measured without correcting the voltage command value (pulse width).
例えば、2相分の相電流を実測不能な期間において、過去の3相電流をdq変換することによって得たd軸q軸電流を3相に再度逆変換することにより、3相電流を推定する手法が提案されている(例えば下記特許文献3参照)。しかしながら、この手法では、複雑な計算が必要となる。また、2相分の相電流を実測不能な期間においてベクトル制御を実行するためには、過去の3相電流から電圧指令値を算出するという演算処理が必要となる。この演算処理の過程で演算誤差が混入してしまう。   For example, in a period in which the phase current for two phases cannot be measured, the three-phase current is estimated by inversely converting again the d-axis q-axis current obtained by dq conversion of the past three-phase current into three phases. A technique has been proposed (see, for example, Patent Document 3 below). However, this method requires complicated calculations. In addition, in order to execute vector control in a period in which phase currents for two phases cannot be measured, an arithmetic process of calculating a voltage command value from past three-phase currents is required. Calculation errors are mixed in the calculation process.
また、PWMインバータのキャリア周波数を変更可能としておき、2相分の相電流を実測可能とするために、必要に応じてキャリア周波数を低減する手法も提案されている(例えば、下記特許文献4〜6を参照)。しかしながら、キャリア周波数を変更するためには、高性能のマイクロコンピュータを利用した煩雑な処理が必要となる。更に、キャリア周波数を低減させれば、制御周期が遅くなる、騒音が大きくなるといったデメリットも生じる。   Further, in order to make it possible to change the carrier frequency of the PWM inverter and to measure the phase current for two phases, a method of reducing the carrier frequency as necessary has been proposed (for example, Patent Documents 4 to 4 below). 6). However, in order to change the carrier frequency, complicated processing using a high-performance microcomputer is required. Furthermore, if the carrier frequency is reduced, there are disadvantages such as a slower control cycle and increased noise.
特許第2712470号公報Japanese Patent No. 2712470 特開2003−189670号公報JP 2003-189670 A 特開2004−64903号公報JP 2004-64903 A 特開2005−45848号公報JP 2005-45848 A 特開2003−224982号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-224982 特開2004−104977号公報JP 2004-104977 A
そこで本発明は、1シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて相電流を実測不能な期間に対応可能なモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a motor control device and a motor drive system that can cope with a period in which phase currents cannot be measured by simple processing when a single shunt current detection method is employed.
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流から、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、 前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧の目標となる電圧指令値を作成して出力する電圧指令値作成手段と、前記電圧指令値作成手段から出力された過去の前記電圧指令値を保持する電圧指令値保持手段と、前記モータのU相、V相及びW相電圧の内の2相間電圧差から特定期間を設定する特定期間設定手段と、を備え、前記特定期間外においては、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する一方、前記特定期間内においては、前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。   The motor control device according to the present invention includes a motor current detecting means for detecting a motor current flowing in the motor from a current flowing between an inverter driving a three-phase motor and a DC power source, and based on the motor current. A voltage command value creating unit that creates and outputs a voltage command value that is a target of the voltage applied to the motor, and a voltage command value holding unit that holds the past voltage command value output from the voltage command value creating unit And a specific period setting means for setting a specific period from a voltage difference between two phases of the U-phase, V-phase, and W-phase voltages of the motor, and outside the specific period, from the voltage command value creating means While controlling the motor via the inverter based on the output voltage command value, the voltage command held by the voltage command value holding means within the specific period. And controls the motor via the inverter based on the value.
これによれば、電圧指令値を保持するという簡素な処理にて、相電流を実測不能な期間に対応することが可能となる。   According to this, it becomes possible to cope with a period in which the phase current cannot be measured by a simple process of holding the voltage command value.
具体的には例えば、前記特定期間設定手段は、前記2相間電圧差が所定の閾値以下である期間を前記特定期間に含める。   Specifically, for example, the specific period setting means includes a period in which the voltage difference between the two phases is equal to or less than a predetermined threshold in the specific period.
また具体的には例えば、前記インバータは、直列接続された2つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、前記閾値は、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する前記被測定電流の振動の減衰時間に応じて、予め設定される。   More specifically, for example, the inverter includes three switching elements connected in series for three phases, and is held in the voltage command value output from the voltage command value creating unit or the voltage command value holding unit. When the motor is driven by switching control of each switching element based on the voltage command value, and the current flowing between the inverter and the DC power source is called a current to be measured, the motor current detection The means detects the current to be measured by converting an analog signal corresponding to the current to be measured into a digital signal, detects the motor current from the current to be measured, and the threshold is set by each switching element. Is preset in accordance with the decay time of the vibration of the current to be measured that occurs at the time.
また具体的には例えば、前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、前記閾値は、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となる時間に応じて、予め設定される。   More specifically, for example, when the current flowing between the inverter and the DC power source is called a current to be measured, the motor current detecting means converts an analog signal corresponding to the current to be measured into a digital signal. The current to be measured is detected, and the motor current is detected from the current to be measured, and the threshold value is set in advance according to a time required when the analog signal is converted into the digital signal. The
また具体的には例えば、前記インバータは、直列接続された2つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、前記閾値は、各スイッチング素子のスイッチング遅れ時間に応じて、予め設定される。   More specifically, for example, the inverter includes three switching elements connected in series for three phases, and is held in the voltage command value output from the voltage command value creating unit or the voltage command value holding unit. The switching element is controlled based on the voltage command value to drive the motor, and the threshold value is set in advance according to the switching delay time of each switching element.
また具体的には例えば、前記電圧指令値保持手段は、前記特定期間前に前記電圧指令値作成手段から出力された前記電圧指令値を保持する。   More specifically, for example, the voltage command value holding unit holds the voltage command value output from the voltage command value creating unit before the specific period.
また具体的には例えば、前記電圧指令値は、前記モータの回転子の回転に伴って回転する回転座標上における2相の電圧指令値である。   More specifically, for example, the voltage command value is a two-phase voltage command value on a rotation coordinate that rotates as the rotor of the motor rotates.
そして例えば、当該モータ制御装置は、前記特定期間内において、前記モータの回転子位置に応じて前記U相、V相及びW相電圧の夫々を変化させる。   For example, the motor control device changes each of the U-phase, V-phase, and W-phase voltages in accordance with the rotor position of the motor within the specific period.
これにより、相電圧の電圧波形を滑らかにすることができる。   Thereby, the voltage waveform of a phase voltage can be made smooth.
具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記モータの回転子位置を推定する推定手段と、前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記2相の電圧指令値を、推定された前記回転子位置に基づいて3相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、前記3相電圧指令値に従って前記モータを制御し、前記推定手段は、前記特定期間外では、前記モータ電流に基づいて前記回転子位置を推定し、前記特定期間内では、前記モータ電流に基づく前記回転子位置の推定を停止し、その特定期間前に推定した前記回転子位置を基準にしつつ、前記特定期間前における前記回転子位置の変化状態に基づいて或いは前記特定期間前における前記モータの回転速度情報に基づいて前記特定期間内の前記回転子位置を推定する。   Specifically, for example, the motor control device includes an estimation unit that estimates a rotor position of the motor, and the two-phase output from the voltage command value generation unit or held in the voltage command value holding unit. Coordinate conversion means for converting the voltage command value of the motor into a three-phase voltage command value based on the estimated rotor position, controlling the motor according to the three-phase voltage command value, and the estimation means Outside the specific period, the rotor position is estimated based on the motor current, and within the specific period, the estimation of the rotor position based on the motor current is stopped and estimated before the specific period. While based on the rotor position, based on the change state of the rotor position before the specific period or based on the rotational speed information of the motor before the specific period, To estimate the serial rotor position.
また例えば、当該モータ制御装置は、位置センサを用いて前記モータの回転子位置を検出する位置検出手段と、前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記2相の電圧指令値を、検出された前記回転子位置に基づいて3相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、前記3相電圧指令値に従って前記モータを制御するようにしてもよい。   Further, for example, the motor control device outputs a position detection unit that detects a rotor position of the motor using a position sensor, and is output from the voltage command value generation unit or is held in the voltage command value holding unit. Coordinate conversion means for converting the two-phase voltage command value into a three-phase voltage command value based on the detected rotor position, and controlling the motor according to the three-phase voltage command value. It may be.
上記の如く構成すれば、回転子位置を推定する場合でも、回転子位置を検出する場合でも、相電圧の電圧波形を滑らかにすることができる。   With the above configuration, the voltage waveform of the phase voltage can be made smooth regardless of whether the rotor position is estimated or the rotor position is detected.
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。   A motor control device according to the present invention includes a three-phase motor, an inverter that drives the motor, and the motor control device that controls the motor by controlling the inverter. To do.
本発明によれば、1シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて相電流を実測不能な期間可能なモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a motor control device and a motor drive system capable of performing a period in which the phase current cannot be measured by simple processing when the single shunt current detection method is employed.
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。   The significance or effect of the present invention will become more apparent from the following description of embodiments. However, the following embodiment is merely one embodiment of the present invention, and the meaning of the term of the present invention or each constituent element is not limited to that described in the following embodiment. .
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第1〜第4実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In each of the drawings to be referred to, the same part is denoted by the same reference numeral, and redundant description regarding the same part is omitted in principle. The first to fourth embodiments will be described later. First, matters that are common to each embodiment or items that are referred to in each embodiment will be described.
[全体構成及び1シャント電流検出方式]
本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体的構成を説明しつつ、該モータ駆動システムに採用される1シャント電流検出方式を説明する。図1は、このモータ駆動システムの全体概略構成図である。
[Overall configuration and single shunt current detection method]
While explaining the overall configuration of the motor drive system according to the embodiment of the present invention, the one shunt current detection method employed in the motor drive system will be explained. FIG. 1 is an overall schematic configuration diagram of the motor drive system.
図1のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ1(以下、単に「モータ1」と記す)と、PWM(Pulse Width Modulation)インバータ2(以下、単に「インバータ2」という)と、モータ制御装置としての制御部3と、直流電源4と、電流センサ5と、を備える。直流電源4は、負出力端子4bを低電圧側として、正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直流電圧を出力する。   The motor drive system of FIG. 1 includes a three-phase permanent magnet synchronous motor 1 (hereinafter simply referred to as “motor 1”), a PWM (Pulse Width Modulation) inverter 2 (hereinafter simply referred to as “inverter 2”), and motor control. A control unit 3 as a device, a DC power supply 4, and a current sensor 5 are provided. The DC power supply 4 outputs a DC voltage between the positive output terminal 4a and the negative output terminal 4b with the negative output terminal 4b on the low voltage side.
モータ1は、永久磁石が設けられた回転子6と、U相、V相及びW相の電機子巻線(固定子巻線)7u、7v及び7wが設けられた固定子7と、を備えている。電機子巻線7u、7v及び7wは、中性点14を中心にY結線されている。電機子巻線7u、7v及び7wにおいて、中性点14の反対側の非結線端は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続されている。   The motor 1 includes a rotor 6 provided with permanent magnets, and a stator 7 provided with U-phase, V-phase, and W-phase armature windings (stator windings) 7u, 7v, and 7w. ing. The armature windings 7u, 7v and 7w are Y-connected around the neutral point 14. In the armature windings 7u, 7v, and 7w, the non-connection ends on the opposite side of the neutral point 14 are connected to the terminals 12u, 12v, and 12w, respectively.
インバータ2は、U相用のハーフブリッジ回路、V相用のハーフブリッジ回路及びW相用のハーフブリッジ回路を備える。これらの3つのハーフブリッジ回路によって、モータ1を駆動するためのスイッチング回路が形成される。各ハーフブリッジ回路は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源4の正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源4からの直流電圧が印加される。   The inverter 2 includes a U-phase half-bridge circuit, a V-phase half-bridge circuit, and a W-phase half-bridge circuit. A switching circuit for driving the motor 1 is formed by these three half-bridge circuits. Each half-bridge circuit has a pair of switching elements connected in series. In each half bridge circuit, the pair of switching elements are connected in series between the positive output terminal 4a and the negative output terminal 4b of the DC power supply 4, and a DC voltage from the DC power supply 4 is applied to each half bridge circuit.
U相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8u(以下、上アーム8uとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9u(以下、下アーム9uとも呼ぶ)から成る。V相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8v(以下、上アーム8vとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9v(以下、下アーム9vとも呼ぶ)から成る。W相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8w(以下、上アーム8wとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9w(以下、下アーム9wとも呼ぶ)から成る。また、スイッチング素子8u、8v、8w、9u、9v及び9wには、夫々、並列に、直流電源4の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード10u、10v、10w、11u、11v及び11wが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。   The U-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8u (hereinafter also referred to as an upper arm 8u) and a low-voltage side switching element 9u (hereinafter also referred to as a lower arm 9u). The V-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8v (hereinafter also referred to as an upper arm 8v) and a low-voltage side switching element 9v (hereinafter also referred to as a lower arm 9v). The W-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 8w (hereinafter also referred to as an upper arm 8w) and a low-voltage side switching element 9w (hereinafter also referred to as a lower arm 9w). The switching elements 8u, 8v, 8w, 9u, 9v, and 9w are connected in parallel to the diodes 10u, 10v, 10w, 11u, in parallel, with the direction from the low voltage side to the high voltage side of the DC power supply 4 being the forward direction. 11v and 11w are connected. Each diode functions as a freewheeling diode.
直接接続された上アーム8uと下アーム9uの接続点、直接接続された上アーム8vと下アーム9vの接続点、直接接続された上アーム8wと下アーム9wの接続点は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続される。尚、図1では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)などに置き換えることもできる。   The connection point between the directly connected upper arm 8u and the lower arm 9u, the connection point between the directly connected upper arm 8v and the lower arm 9v, and the connection point between the directly connected upper arm 8w and the lower arm 9w are respectively the terminal 12u. , 12v and 12w. In FIG. 1, field effect transistors are shown as the switching elements, but they can be replaced with IGBTs (insulated gate bipolar transistors) or the like.
インバータ2は、制御部3から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するPWM信号(パルス幅変調信号)を生成し、該PWM信号をインバータ2内の各スイッチング素子の制御端子(ベース又はゲート)に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部3からインバータ2に供給される三相電圧指令値は、U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *から構成され、vu *、vv *及びvw *によって、夫々、U相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの電圧レベル(電圧値)が表される。そして、インバータ2は、vu *、vv *及びvw *に基づいて、各スイッチング素子のオン(導通)又はオフ(非導通)を制御する。 The inverter 2 generates a PWM signal (pulse width modulation signal) for each phase based on the three-phase voltage command value given from the control unit 3, and uses the PWM signal as a control terminal (base) for each switching element in the inverter 2. (Or gate), each switching element is switched. Three-phase voltage values supplied from the controller 3 to the inverter 2 is composed of a U-phase voltage command values v u *, V-phase voltage value v v * and the W-phase voltage command value v w *, v u * , V v * and v w * represent voltage levels (voltage values) of the U-phase voltage v u , the V-phase voltage v v and the W-phase voltage v w , respectively. Then, the inverter 2 controls ON (conduction) or OFF (non-conduction) of each switching element based on v u * , v v *, and v w * .
同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下、特に記述無き限り、上記デッドタイムを無視して考えるものとする。   Neglecting the dead time to prevent the upper and lower arms of the same phase from turning on at the same time, in each half-bridge circuit, when the upper arm is on, the lower arm is off and the upper arm is off When, the lower arm is on. Hereinafter, unless otherwise specified, the dead time is ignored.
インバータ2に印加されている直流電源4からの直流電圧は、インバータ2内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、PWM変調(パルス幅変調)された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ1に印加されることによって、各電機子巻線(7u、7v及び7w)に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ1が駆動される。   The DC voltage from the DC power supply 4 applied to the inverter 2 is converted into, for example, a PWM-modulated (pulse width modulated) three-phase AC voltage by the switching operation of each switching element in the inverter 2. When the three-phase AC voltage is applied to the motor 1, a current corresponding to the three-phase AC voltage flows through each armature winding (7u, 7v, and 7w) to drive the motor 1.
電流センサ5は、インバータ2の母線MLに流れる電流(以下、「母線電流」という)を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ2において、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側は共通結線されて直流電源4の負出力端子4bに接続される。下アーム9u、9v及び9wの低電圧側が共通結線される配線が母線MLであり、電流センサ5は、母線MLに直列に介在している。電流センサ5は、検出した母線電流(検出電流)の電流値を表す信号を制御部3に伝達する。制御部3は、電流センサ5の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ5は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側と負出力端子4bとを接続する配線(母線ML)にではなく、上アーム8u、8v及び8wの高電圧側と正出力端子4aとを接続する配線に電流センサ5を設けるようにしてもよい。 Current sensor 5 senses current that flows in a bus line M L of the inverter 2 (hereinafter, referred to as "bus current"). Since the bus current has a direct current component, it can be interpreted as a direct current. In the inverter 2, the lower voltage sides of the lower arms 9 u, 9 v and 9 w are connected in common and connected to the negative output terminal 4 b of the DC power supply 4. Lower arms 9u, a 9v and 9w of the low voltage side is commonly connected to the wiring bus M L, the current sensor 5 is inserted in series to the bus M L. The current sensor 5 transmits a signal representing the current value of the detected bus current (detected current) to the control unit 3. The controller 3 generates and outputs the three-phase voltage command value while referring to the output signal of the current sensor 5 and the like. The current sensor 5 is, for example, a shunt resistor or a current transformer. Further, not the wiring (bus M L ) connecting the low voltage side of the lower arms 9u, 9v and 9w and the negative output terminal 4b, but the high voltage side of the upper arms 8u, 8v and 8w and the positive output terminal 4a. You may make it provide the current sensor 5 in the wiring to connect.
ここで、図2〜図6を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。図1の電機子巻線7u、7v及び7wに流れる電流を、夫々、U相電流、V相電流及びW相電流と呼び、それらの夫々を(或いはそれらを総称して)相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子12u、12v又は12wから中性点14に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点14から流れ出す方向の電流の極性を負とする。   Here, the relationship between the bus current and the phase current flowing through the armature winding of each phase will be described with reference to FIGS. The currents that flow through the armature windings 7u, 7v, and 7w in FIG. 1 are respectively referred to as U-phase current, V-phase current, and W-phase current, and each of these (or collectively) is referred to as a phase current. In the phase current, the polarity of the current flowing in the direction from the terminal 12u, 12v or 12w to the neutral point 14 is positive, and the polarity of the current flowing in the direction flowing out from the neutral point 14 is negative.
図2は、モータ1に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図2において、100u、100v及び100wは、夫々、モータ1に印加されるべきU相電圧、V相電圧及びW相電圧の波形を表す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧の夫々を(或いはそれらを総称して)相電圧と呼ぶ。モータ1に正弦波状の電流を流す場合、インバータ2の出力電圧は正弦波状とされる。   FIG. 2 shows a typical example of a three-phase AC voltage applied to the motor 1. In FIG. 2, 100u, 100v, and 100w represent waveforms of the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage that are to be applied to the motor 1, respectively. Each of the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage (or collectively) is referred to as a phase voltage. When a sinusoidal current is supplied to the motor 1, the output voltage of the inverter 2 is sinusoidal.
図2に示す如く、U相電圧、V相電圧及びW相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ2は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図3に、この通電パターンを表として示す。図3の左側から第1列目〜第3列目に通電パターンを表す。第4列目については後述する。   As shown in FIG. 2, the level relationship of the voltage level among the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage changes with time. This level relationship is determined by the three-phase voltage command value, and the inverter 2 determines the energization pattern for each phase according to the three-phase voltage command value. FIG. 3 shows this energization pattern as a table. The energization patterns are represented in the first column to the third column from the left side of FIG. The fourth column will be described later.
通電パターンには、
U、V及びW相の下アームが全てオンの通電パターン「LLL」と、
W相の上アームがオン且つU及びV相の下アームがオンの通電パターン「LLH」と、
V相の上アームがオン且つU及びW相の下アームがオンの通電パターン「LHL」と、
V及びW相の上アームがオン且つU相の下アームがオンの通電パターン「LHH」と、
U相の上アームがオン且つV及びW相の下アームがオンの通電パターン「HLL」と、
U及びW相の上アームがオン且つV相の下アームがオンの通電パターン「HLH」と、
U及びV相の上アームがオン且つW相の下アームがオンの通電パターン「HHL」と、
U、V及びW相の上アームが全てオンの通電パターン「HHH」と、
がある(上アーム及び下アームの符号(8u等)を省略して記載)。
In the energization pattern,
The energization pattern “LLL” in which the lower arms of the U, V, and W phases are all on,
An energization pattern “LLH” in which the upper arm of the W phase is on and the lower arm of the U and V phases is on,
An energization pattern “LHL” in which the upper arm of the V phase is on and the lower arm of the U and W phases is on,
An energization pattern “LHH” in which the upper arm of the V and W phases is on and the lower arm of the U phase is on,
An energization pattern “HLL” in which the upper arm of the U phase is on and the lower arm of the V and W phases is on,
An energization pattern “HLH” in which the upper arm of the U and W phases is on and the lower arm of the V phase is on,
An energization pattern “HHL” in which the upper arm of the U and V phases is on and the lower arm of the W phase is on,
The energization pattern “HHH” in which the upper arms of the U, V, and W phases are all on,
(The upper arm and lower arm symbols (8u, etc.) are omitted).
図4に、3相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図4は、図2に示す或るタイミング101に着目している。即ち、図4は、U相電圧の電圧レベルが最大であって且つW相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図4に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、U相、V相及びW相となっている。図4において、符号CSは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図2に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図4に示すキャリア信号の三角波を図2上で表すと、その三角波は1本の線となって見える。   FIG. 4 shows the relationship between the voltage level of each phase voltage and the carrier signal in the case of performing three-phase modulation, and the waveforms of the PWM signal and bus current corresponding to the relationship. Although the level relationship of the voltage level of each phase voltage varies in various ways, FIG. 4 focuses on a certain timing 101 shown in FIG. That is, FIG. 4 shows a case where the voltage level of the U-phase voltage is maximum and the voltage level of the W-phase voltage is minimum. The phase with the maximum voltage level is called “maximum phase”, the phase with the minimum voltage level is called “minimum phase”, and the phase with the voltage level not maximum or minimum is called “intermediate phase”. In the state shown in FIG. 4, the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase are the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. In FIG. 4, symbol CS represents a carrier signal to be compared with the voltage level of each phase voltage. The carrier signal is a periodic triangular wave signal, and the period of the signal is called a carrier period. Since the carrier period is much shorter than the period of the three-phase AC voltage shown in FIG. 2, if the triangular wave of the carrier signal shown in FIG. 4 is represented on FIG. 2, the triangular wave becomes a single line. appear.
図5(a)〜(d)をも参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図5は、図4の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。   The relationship between the phase current and the bus current will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is an equivalent circuit around the armature winding at each timing of FIG.
各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをT0と呼ぶ。タイミングT0において、各相の上アーム(8u、8v及び8w)はオンとされる。この場合、図5(a)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。   The start timing of each carrier period, that is, the timing at which the carrier signal is at the lowest level is called T0. At the timing T0, the upper arms (8u, 8v and 8w) of the respective phases are turned on. In this case, as shown in FIG. 5 (a), a short circuit is formed and no current flows in or out of the DC power supply 4, so that the bus current is zero.
インバータ2は、vu *、vv *及びvw *を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル(電圧レベル)の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT1に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図5(b)に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図4に示す例の場合、タイミングT1から後述のタイミングT2に至るまでの間は、W相の下アーム9wがオンとなるため、W相電流(極性は負)が母線電流として流れる。 The inverter 2 compares the voltage level of each phase voltage with the carrier signal with reference to v u * , v v *, and v w * . Then, in the process of increasing the level (voltage level) of the carrier signal, when the voltage level of the minimum phase reaches the timing T1 when it intersects with the carrier signal, the lower arm of the minimum phase is turned on, as shown in FIG. The minimum phase current flows as the bus current. In the example shown in FIG. 4, since the lower arm 9w of the W phase is turned on from the timing T1 to the timing T2 described later, the W phase current (polarity is negative) flows as the bus current.
更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT2に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図5(c)に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図4に示す例の場合、タイミングT2から後述のタイミングT3に至るまでの間は、U相の上アーム8uがオン且つV相及びW相の下アーム9v及び9wがオンとなるため、U相電流(極性は正)が母線電流として流れる。   Further, when the level of the carrier signal rises and reaches a timing T2 at which the voltage level of the intermediate phase intersects with the carrier signal, the upper arm of the maximum phase is turned on and the lower arm of the intermediate phase and the minimum phase are turned on. As shown in (c), the maximum phase current flows as the bus current. In the example shown in FIG. 4, the U-phase upper arm 8u is on and the V-phase and W-phase lower arms 9v and 9w are on during the period from timing T2 to timing T3 described later. Current (polarity is positive) flows as bus current.
更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT3に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図5(d)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。   When the carrier signal level further rises and the timing T3 at which the maximum phase voltage level intersects with the carrier signal is reached, the lower arms of all phases are turned on, and as shown in FIG. Since it is formed and no current flows into and out of the DC power supply 4, the bus current is zero.
タイミングT3と後述するタイミングT4の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図5(d)、(c)、(b)及び(a)に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT4、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT5、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT6、次のキャリア周期の開始タイミングをT7とすると、タイミングT4−T5間、タイミングT5−T6間、タイミングT6−T7間は、夫々、タイミングT2−T3間、タイミングT1−T2間、タイミングT0−T1間と同じ通電パターンとなる。   After the carrier signal reaches the maximum level at an intermediate timing between timing T3 and timing T4 described later, the level of the carrier signal decreases. In the process of decreasing the level of the carrier signal, the states shown in FIGS. 5D, 5C, 5B, and 5A are visited in this order. That is, in the lowering process of the carrier signal level, the timing when the maximum phase voltage level intersects the carrier signal is T4, the timing when the intermediate phase voltage level intersects the carrier signal is T5, and the minimum phase voltage level is the carrier signal. Assuming that the intersection timing is T6 and the next carrier cycle start timing is T7, the timing T4-T5, the timing T5-T6, and the timing T6-T7 are between the timing T2-T3 and the timing T1-T2, respectively. The same energization pattern as that between timing T0 and T1 is obtained.
従って例えば、タイミングT1−T2間或いはT5−T6間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングT2−T3間或いはT4−T5間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が0になることを利用して計算で得ることができる。図3の表の第4列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図3の表の8行目に対応する通電パターン「HHL」においては、母線電流としてW相電流(極性は負)が流れる。   Therefore, for example, if the bus current is detected between timings T1 and T2 or between T5 and T6, the minimum phase current can be detected from the bus current, and the bus current is detected between timings T2 and T3 or between T4 and T5. Then, the maximum phase current can be detected from the bus current. The intermediate phase current can be obtained by calculation using the fact that the sum of the three phase currents becomes zero. In the fourth column of the table of FIG. 3, the phase of the current that flows as the bus current in each energization pattern is shown with a current polarity. For example, in the energization pattern “HHL” corresponding to the eighth row in the table of FIG. 3, a W-phase current (negative polarity) flows as the bus current.
尚、キャリア周期からタイミングT1とT6との間の期間を除いた期間は最小相に対するPWM信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングT2とT5との間の期間を除いた期間は中間相に対するPWM信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングT3とT4との間の期間を除いた期間は最大相に対するPWM信号のパルス幅を表す。   The period excluding the period between the timings T1 and T6 from the carrier period represents the pulse width of the PWM signal for the minimum phase, and the period excluding the period between the timings T2 and T5 from the carrier period is for the intermediate phase. This represents the pulse width of the PWM signal, and the period excluding the period between timings T3 and T4 from the carrier period represents the pulse width of the PWM signal for the maximum phase.
U相が最大相且つW相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、6通りある。図6に、この組み合わせを表として示す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧を、夫々、vu、vv及びvwで表した場合において、
u>vv>vw、が成立する状態を第1モード、
v>vu>vw、が成立する状態を第2モード、
v>vw>vu、が成立する状態を第3モード、
w>vv>vu、が成立する状態を第4モード、
w>vu>vv、が成立する状態を第5モード、
u>vw>vv、が成立する状態を第6モード、
と呼ぶ。図4及び図5に示した例は、第1モードに対応している。また、図6には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。
The case where the U phase is the maximum phase and the W phase is the minimum phase has been described as an example, but there are six combinations of the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase. FIG. 6 shows this combination as a table. When the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage are represented by v u , v v, and v w , respectively,
The state in which v u > v v > v w is satisfied is the first mode,
The state in which v v > v u > v w is established is the second mode,
The state in which v v > v w > v u is established is the third mode,
The state in which v w > v v > v u is established is the fourth mode,
The state in which v w > v u > v v is established is the fifth mode,
The state in which v u > v w > v v is established is the sixth mode,
Call it. The examples shown in FIGS. 4 and 5 correspond to the first mode. FIG. 6 also shows the phase of current detected in each mode.
U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *は、具体的には、夫々、カウンタの設定値CntU、CntV及びCntWとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第1モードにおいては、CntU>CntV>CntW、が成立する。 Specifically, the U-phase voltage command value v u * , the V-phase voltage command value v v *, and the W-phase voltage command value v w * are expressed as counter setting values CntU, CntV, and CntW, respectively. The higher the phase voltage, the greater the set value. For example, in the first mode, CntU>CntV> CntW is satisfied.
制御部3に設けられたカウンタ(不図示)は、キャリア周期ごとに、タイミングT0を基準としてカウント値を0からアップカウントする。そして、そのカウント値がCntWに達した時点でW相の上アーム8wがオンの状態から下アーム9wがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntVに達した時点でV相の上アーム8vがオンの状態から下アーム9vがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntUに達した時点でU相の上アーム8uがオンの状態から下アーム9uがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。   A counter (not shown) provided in the control unit 3 counts up the count value from 0 with respect to the timing T0 for each carrier period. Then, when the count value reaches CntW, the W-phase upper arm 8w is switched from the on state to the lower arm 9w, and when the count value reaches CntV, the V-phase upper arm 8v. The lower arm 9v is switched from the ON state to the ON state, and when the count value reaches CntU, the U-phase upper arm 8u is switched from the ON state to the lower arm 9u. After the carrier signal reaches the maximum level, the count value is counted down and the reverse switching operation is performed.
従って、第1モードにおいては、上記のカウンタ値がCntWに達した時点がタイミングT1に対応し、CntVに達した時点がタイミングT2に対応し、CntUに達した時点がタイミングT3に対応することになる。このため、第1モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がCntWより大きく且つCntVより小さいタイミングに電流センサ5の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるW相電流(極性は負)を検出することができ、カウンタ値がCntVより大きく且つCntUより小さいタイミングに電流センサ5の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるU相電流(極性は正)を検出することができる。   Therefore, in the first mode, the time when the counter value reaches CntW corresponds to timing T1, the time when CntV is reached corresponds to timing T2, and the time when CntU reaches CntU corresponds to timing T3. Become. Therefore, in the first mode, the W-phase current that flows as the bus current by sampling the output signal of the current sensor 5 at a timing when the counter value is larger than CntW and smaller than CntV in a state where the counter value is up-counted. (The polarity is negative) can be detected, and the U-phase current (polarity is positive) flowing as the bus current is detected by sampling the output signal of the current sensor 5 at a timing when the counter value is larger than CntV and smaller than CntU can do.
同様に考えて、図6に示す如く、第2モードにおいては、上記のカウンタ値がCntWに達した時点がタイミングT1に対応し、CntUに達した時点がタイミングT2に対応し、CntVに達した時点がタイミングT3に対応することになる。このため、第2モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がCntWより大きく且つCntUより小さいタイミングの母線電流からW相電流(極性は負)を検出することができ、カウンタ値がCntUより大きく且つCntVより小さいタイミングの母線電流からV相電流(極性は正)を検出することができる。第3〜第6モードについても同様である。   Similarly, as shown in FIG. 6, in the second mode, the time when the counter value reaches CntW corresponds to the timing T1, and the time when the counter value reaches CntU corresponds to the timing T2 and reaches CntV. The time point corresponds to the timing T3. For this reason, in the second mode, the W-phase current (polarity is negative) can be detected from the bus current at the timing when the counter value is larger than CntW and smaller than CntU in a state where the counter value is up-counted. The V-phase current (polarity is positive) can be detected from the bus current at the timing when the counter value is larger than CntU and smaller than CntV. The same applies to the third to sixth modes.
また、タイミングT1−T2間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング(例えば、タイミングT1とT2の中間タイミング)をST1にて表し、タイミングT2−T3間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング(例えば、タイミングT2とT3の中間タイミング)をST2にて表す。   In addition, the sampling timing for detecting the phase current of the minimum phase between timings T1 and T2 (for example, an intermediate timing between timings T1 and T2) is represented by ST1, and the phase current of the maximum phase between timings T2 and T3 is detected. A sampling timing to be performed (for example, an intermediate timing between timings T2 and T3) is represented by ST2.
尚、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)としてのカウンタの設定値CntU、CnuV及びCntWによって、各相に対するPWM信号のパルス幅(及びデューティ)は特定される。 The pulse width (and duty) of the PWM signal for each phase is specified by the counter setting values CntU, CnuV, and CntW as the three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ).
上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、実際の母線電流の電流波形は、図7の符号102の如くリンギングを含んでいる。また、電流センサ5のアナログ出力信号をA/D変換する際のサンプリング時間遅れ等も存在する。これらを考慮すると、3相の相電圧の内、任意の2相の相電圧間の電圧差が所定の下限閾値VLIM以下である時は、2相分の相電流を実測できない。 Although each phase current can be detected from the bus current based on the above principle, the actual current waveform of the bus current includes ringing as indicated by reference numeral 102 in FIG. There is also a sampling time delay or the like when the analog output signal of the current sensor 5 is A / D converted. In consideration of these, when the voltage difference between any two phase voltages out of the three phase voltages is equal to or less than a predetermined lower threshold V LIM , the phase currents for the two phases cannot be measured.
3相の相電圧の内、任意の2相の相電圧間の電圧差を以下「2相間電圧差」と呼び、2相分の相電流を実測できない期間を以下「実測不能期間」と呼ぶ。2相間電圧差には、U相電圧とV相電圧との電圧差と、V相電圧とW相電圧との電圧差と、W相電圧とU相電圧との電圧差とがあるが、以下の説明における「2相間電圧差」とは、それらの3つの電圧差の内の最小の電圧差を指すものとする。   Among the three phase voltages, the voltage difference between any two phase voltages is hereinafter referred to as “two-phase voltage difference”, and the period in which the phase current for two phases cannot be measured is hereinafter referred to as “unmeasurable period”. The voltage difference between the two phases includes a voltage difference between the U phase voltage and the V phase voltage, a voltage difference between the V phase voltage and the W phase voltage, and a voltage difference between the W phase voltage and the U phase voltage. The “voltage difference between two phases” in the description of the above refers to the minimum voltage difference among these three voltage differences.
具体的には、3相の相電圧の内、任意の2相についてのパルス幅差の半分が、次式(A)で示す時間Tmin以下である時、2相関電圧差が下限閾値VLIM以下となって、2相分の相電流を実測できなくなる。図4(又は図7)に示す例の場合、タイミングT1−T2間又はT2−T3間の時間がTmin以下である時、2相関電圧差が下限閾値VLIM以下となる。三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)によってPWM信号のパルス幅は特定されるため、三相電圧指令値から現時点が実測不能期間に属するか否かを判断可能である。
min=Td+Trig+Tsmpl+(Tpower_on−Tpower_off) ・・・(A)
Specifically, when the half of the pulse width difference for any two phases among the phase voltages of the three phases is equal to or less than the time T min shown in the following equation (A), the two correlation voltage differences are lower limit threshold V LIM As a result, phase currents for two phases cannot be measured. In the example shown in FIG. 4 (or FIG. 7), when the time between the timing between T1-T2 or T2-T3 or less T min, 2 correlation voltage difference is less than the lower limit threshold V LIM. Since the pulse width of the PWM signal is specified by the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ), it can be determined from the three-phase voltage command values whether the current time belongs to the measurement impossible period. is there.
T min = T d + T rig + T smpl + (T power_on −T power_off ) (A)
ここで、Tdは予め設定されたデッドタイムであり、Trigは母線電流のリンギングが収束するまでの時間であり、Tsmplは電流センサ5のアナログ出力信号をA/D変換する際のサンプリング時間遅れであり、Tpower_offは上アーム又は下アームのオフ遅れ時間であり、Tpower_onは上アーム又は下アームのオン遅れ時間である。時間Tminは、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 Here, T d is a preset dead time, T rig is a time until ringing of the bus current converges, and T smpl is a sampling when the analog output signal of the current sensor 5 is A / D converted. It is a time delay, T power_off is an off delay time of the upper arm or the lower arm, and T power_on is an on delay time of the upper arm or the lower arm. The time T min is set in advance at the design stage of the motor drive system.
rig等について更に説明を加えておく。インバータ2は、3相分の上アーム及び下アームのオン/オフをスイッチングすることにより、モータ1にモータ電流を供給してモータ1を駆動するが、このスイッチングの際に、母線電流の電流波形に高周波の振動が現れる。この振動は、一般的にリンギングと呼ばれる。この電流波形の振動は、時間の経過と共に減衰していくが、十分に振動が減衰して母線電流の電流波形が安定するまでに必要な時間(減衰時間)が時間Trigである。時間Trigは、電流波形の実測等を介してモータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 Further explanation will be given for Trig and the like. The inverter 2 drives the motor 1 by supplying the motor current to the motor 1 by switching on / off of the upper arm and the lower arm for the three phases. During this switching, the current waveform of the bus current High-frequency vibration appears in This vibration is generally called ringing. The vibration of the current waveform is attenuated as time elapses, but the time (attenuation time) required until the vibration is sufficiently attenuated and the current waveform of the bus current is stabilized is the time Trig . The time Trig is preset at the design stage of the motor drive system through actual measurement of the current waveform.
また、制御部3は、電流センサ5のアナログ出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換器(不図示)を備え、そのデジタル信号より母線電流の電流値を検出する。このA/D変換器は、例えば、後述のモータ電流再現部21(図9参照)内に設けられる。A/D変換器に、或る特定の電圧値を有するアナログ信号をサンプリングさせて、その特定の電圧値を正確に表すデジタル信号を出力させるためには、一定期間、A/D変換器に与えるアナログ信号を該特定の電圧値に保ち続ける必要がある。この一定期間の長さがTsmplである。この一定期間の長さ(即ち、時間Tsmpl)は、A/D変換器の電気的特性にて定まる固有の時間長さであって、モータ駆動システムの設計段階で予め設定される。 The control unit 3 includes an A / D converter (not shown) that converts an analog output signal of the current sensor 5 into a digital signal, and detects the current value of the bus current from the digital signal. This A / D converter is provided, for example, in a motor current reproduction unit 21 (see FIG. 9) described later. In order to cause the A / D converter to sample an analog signal having a specific voltage value and output a digital signal that accurately represents the specific voltage value, the analog signal is supplied to the A / D converter for a certain period of time. It is necessary to keep the analog signal at the specific voltage value. The length of this fixed period is T smpl . The length of this fixed period (that is, time T smpl ) is a unique time length determined by the electrical characteristics of the A / D converter, and is set in advance at the design stage of the motor drive system.
オフ遅れ時間とオン遅れ時間について説明する。説明の具体化のため、各スイッチング素子(8u、8v、8w、9u、9v及び9w)が電界効果トランジスタ(FET)である場合を考える。FETがオンである状態において、そのFETをオフとするためのオフ信号をFETのゲートに与えたとする。このオフ信号をゲートに与えた時点から起算して、オフ遅れ時間が経過するとFETは完全にオフとなり、オフ遅れ時間が経過していない時点においてFETの状態はオンの状態又はオンからオフへの遷移状態となる。同様に、FETがオフである状態において、そのFETをオンとするためのオン信号をFETのゲートに与えたとする。このオン信号をゲートに与えた時点から起算して、オン遅れ時間が経過するとFETは完全にオンとなり、オン遅れ時間が経過していない時点においてFETの状態はオフの状態又はオフからオンへの遷移状態となる。オフ時間遅れTpower_offとオン遅れ時間Tpower_onは、各スイッチング素子(8u等)の電気的特性にて規定され、時間Tminの設定に考慮される。オフ時間遅れ及びオン遅れ時間を、総称して、スイッチング時間遅れと呼ぶことができる。 The off delay time and the on delay time will be described. For the sake of concrete description, consider the case where each switching element (8u, 8v, 8w, 9u, 9v and 9w) is a field effect transistor (FET). Assume that an off signal for turning off the FET is supplied to the gate of the FET while the FET is on. When the OFF delay time elapses, the FET is completely turned off when the OFF signal is applied to the gate. At the time when the OFF delay time does not elapse, the FET state is turned on or turned from on to off. It becomes a transition state. Similarly, assume that an on signal for turning on the FET is supplied to the gate of the FET in a state where the FET is off. When the ON delay time elapses, the FET is completely turned on when the ON signal is applied to the gate. At the time when the ON delay time does not elapse, the FET state is OFF or OFF to ON. It becomes a transition state. The off-time delay T power_off and the on-delay time T power_on are defined by the electrical characteristics of each switching element (8u, etc.), and are considered in setting the time T min . The OFF time delay and the ON delay time can be collectively referred to as switching time delay.
モータ駆動システムの設計段階において、Td、Trig、Tsmpl、Tpower_off及びTpower_onを定めることによりTminを一意に定める。Tminとインバータ2にて採用されるキャリア周波数(キャリア信号の周波数)から、2相分の相電流を実測するために必要な2相間電圧差の最小値は、一意に定まる。この最小値が下限閾値VLIMである。下限閾値VLIMも、モータ駆動システム(制御部3)の設計段階において予め定められ、現時点が実測不能期間(又は後述の保持期間)内であるか否かの判断に利用される。 In the motor drive system design stage, T min is uniquely determined by determining T d , T rig , T smpl , T power_off and T power_on . The minimum value of the voltage difference between the two phases necessary for actually measuring the phase current for two phases is determined uniquely from T min and the carrier frequency (carrier signal frequency) adopted by the inverter 2. This minimum value is the lower limit threshold value V LIM . The lower limit threshold value V LIM is also determined in advance at the design stage of the motor drive system (control unit 3), and is used to determine whether or not the current time is within an actually measurable period (or a holding period described later).
本実施形態に係るモータ駆動システムでは、実測不能期間において、回転座標上における電圧指令値を過去の電圧指令値に保持する機能を有する。   The motor drive system according to the present embodiment has a function of holding the voltage command value on the rotating coordinate in the past voltage command value during the measurement impossible period.
[状態量等の定義]
この保持に関する手法を詳説する前に、各種の状態量(状態変数)の説明及び定義等を行う。図8は、モータ1の解析モデル図である。図8には、U相、V相、W相の電機子巻線固定軸(以下、それらを、単に、U相軸、V相軸及びW相軸とも呼ぶ)が示されている。6aは、モータ1の回転子6に設けられた永久磁石である。永久磁石6aが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石6aが作る磁束の方向をd軸にとり、d軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、図示していないが、d軸から電気角で90度進んだ位相にq軸をとり、γ軸から電気角で90度進んだ位相にδ軸をとる。d軸とq軸を総称してdq軸と呼び、dq軸を座標軸とする座標をdq座標と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γδ軸を座標軸とする座標をγδ座標と呼ぶ。
[Definition of state quantity, etc.]
Before explaining the method related to the holding in detail, various state quantities (state variables) will be explained and defined. FIG. 8 is an analysis model diagram of the motor 1. FIG. 8 shows U-phase, V-phase, and W-phase armature winding fixed axes (hereinafter also referred to simply as U-phase axis, V-phase axis, and W-phase axis). A permanent magnet 6 a is provided on the rotor 6 of the motor 1. In a rotating coordinate system that rotates at the same speed as the rotational speed of the magnetic flux produced by the permanent magnet 6a, the direction of the magnetic flux produced by the permanent magnet 6a is taken as the d-axis, and the control rotational axis corresponding to the d-axis is taken as the γ-axis. Although not shown, the q-axis is taken as a phase advanced by 90 degrees in electrical angle from the d-axis, and the δ-axis is taken as phase advanced by 90 degrees in electrical angle from the γ-axis. The d axis and the q axis are collectively referred to as a dq axis, and coordinates having the dq axis as a coordinate axis are referred to as a dq coordinate. The γ-axis and the δ-axis are collectively referred to as the γδ axis, and the coordinates having the γδ axis as the coordinate axis are referred to as γδ coordinates.
dq軸は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸も回転しており、その回転速度をωeで表す。また、ある瞬間の回転しているdq軸において、U相の電機子巻線固定軸から見たd軸の位相(角度)をθにより表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ軸において、U相の電機子巻線固定軸から見たγ軸の位相(角度)をθeにより表す。そうすると、d軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ=θ―θeで表される。θ又はθeにて表される位相(角度)は、電気角における位相(角度)であり、それらを、一般的に呼ばれるように回転子位置と呼ぶ。ω又はωeにて表される回転速度は、電気角における角速度である。 The dq axis is rotating, and the rotation speed is represented by ω. The γδ axis also rotates, and the rotation speed is represented by ω e . In addition, in the dq axis rotating at a certain moment, the phase (angle) of the d axis viewed from the U-phase armature winding fixed axis is represented by θ. Similarly, the phase (angle) of the γ axis viewed from the U-phase armature winding fixed axis in the γδ axis rotating at a certain moment is represented by θ e . Then, the axis error [Delta] [theta] between the d-axis and the γ-axis is expressed by Δθ = θ-θ e. The phase (angle) represented by θ or θ e is a phase (angle) in an electrical angle, and they are called a rotor position as generally called. The rotational speed represented by ω or ω e is an angular velocity in electrical angle.
また、インバータ2からモータ1に印加される全体のモータ電圧をVaにて表し、インバータ2からモータ1に供給される全体のモータ電流をIaにて表す。そして、
モータ電圧Vaのγ軸成分、δ軸成分、d軸成分及びq軸成分を、それぞれγ軸電圧vγ、δ軸電圧vδ、d軸電圧vd及びq軸電圧vqで表し、
モータ電流Iaのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸電流iγ及びδ軸電流iδで表す。
Further, a whole motor voltage that is applied to the motor 1 from the inverter 2 V a, a whole motor current that is supplied to the motor 1 from the inverter 2 I a. And
The γ-axis component, δ-axis component, d-axis component, and q-axis component of the motor voltage V a are represented by γ-axis voltage vγ, δ-axis voltage vδ, d-axis voltage v d, and q-axis voltage v q , respectively.
The γ-axis component and δ-axis component of the motor current I a, respectively represented by γ axis current iγ and δ-axis current i?.
γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδに対する指令値を、夫々、γ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*にて表す。vγ*及びvδ*は、夫々、vγ及びvδが追従すべき電圧(電圧値)を表す。
γ軸電流iγ及びδ軸電流iδに対する指令値を、夫々、γ軸電流指令値iγ*及びδ軸電流指令値iδ*にて表す。iγ*及びiδ*は、夫々、iγ及びiδが追従すべき電流(電流値)を表す。
Command values for the γ-axis voltage vγ and the δ-axis voltage vδ are represented by a γ-axis voltage command value vγ * and a δ-axis voltage command value vδ *, respectively. vγ * and vδ * represent voltages (voltage values) to be followed by vγ and vδ, respectively.
Command values for the γ-axis current iγ and the δ-axis current iδ are represented by a γ-axis current command value iγ * and a δ-axis current command value iδ *, respectively. i γ * and i δ * represent currents (current values) to be followed by i γ and i δ, respectively.
<<第1実施例>>
図1に示されるモータ駆動システムの第1実施例について説明する。図9は、第1実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。図9に示す如く、制御部3は、符号21〜28で参照される各部位を備えている。モータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。
<< First Example >>
A first embodiment of the motor drive system shown in FIG. 1 will be described. FIG. 9 is a detailed block diagram of the motor drive system according to the first embodiment. As shown in FIG. 9, the control unit 3 includes each part referred to by reference numerals 21 to 28. Each part constituting the motor drive system can freely use all the values generated in the motor drive system as necessary.
モータ電流再現部21は、座標変換器27から出力される三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に基づいて最小相の相電流を検出するサンプリングタイミングST1及び最大相の相電流を検出するサンプリングタイミングST2を特定し(図6参照)、各サンプリングタイミングST1及びST2にて電流センサ5からのアナログ出力信号をサンプリングしてA/D変換することにより、モータ電流Iaを再現する。具体的には、U相電流iu及びV相電流ivを再現し、それらを座標変換器22に送る。この際、必要であれば、U相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwの総和が0であることを利用する。尚、電流に関して「再現する」とは「検出する」と同義である。従って、モータ電流再現部は、モータ電流検出部とも読み替えることができる。 The motor current reproduction unit 21 detects the minimum phase current based on the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) output from the coordinate converter 27 and the maximum phase. identify the sampling time point ST2 for detecting a phase current (see Fig. 6), by an analog output signal by sampling the a / D conversion from the current sensor 5 at the sampling time points ST1 and ST2, the motor current I a To reproduce. Specifically, the U-phase current i u and the V-phase current iv are reproduced and sent to the coordinate converter 22. At this time, if necessary, the fact that the sum of the U-phase current i u , the V-phase current i v and the W-phase current i w is 0 is used. Note that “reproduce” with respect to current is synonymous with “detect”. Therefore, the motor current reproduction unit can be read as a motor current detection unit.
座標変換器22は、位置・速度推定器28(以下、単に推定器28という)から与えられる回転子位置(推定回転子位置)θeに基づいてU相電流iu及びV相電流ivをγδ軸上に座標変換することによりγ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出して出力する。 The coordinate converter 22 generates a U-phase current i u and a V-phase current i v based on a rotor position (estimated rotor position) θ e given from a position / speed estimator 28 (hereinafter simply referred to as an estimator 28). By converting the coordinates on the γδ axis, the γ-axis current iγ and the δ-axis current iδ are calculated and output.
速度制御部23は、制御部3の内部又は外部に設けられた回転速度指令値発生部(不図示)から与えられる回転速度指令値ω*と推定器28から与えられる回転速度(推定回転速度)ωeを参照し、比例積分制御などを用いることによって、速度誤差(ω*−ωe)がゼロに収束するようにγ軸電流指令値iγ*及びδ軸電流指令値iδ*を算出して出力する。 The speed control unit 23 includes a rotation speed command value ω * provided from a rotation speed command value generation unit (not shown) provided inside or outside the control unit 3 and a rotation speed (estimated rotation speed) provided from the estimator 28. By referring to ω e and using proportional integral control or the like, the γ-axis current command value iγ * and the δ-axis current command value iδ * are calculated so that the speed error (ω * −ω e ) converges to zero. Output.
電流制御部24は、速度制御部23にて算出されたiγ*及びiδ*と座標変換器22からのiγ及びiδを参照し、比例積分制御などを用いることによって、電流誤差(iγ*−iγ)及び(iδ*−iδ)がゼロに収束するようにγ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*を算出して出力する。 The current control unit 24 refers to i? And i? From i? * And i? * And the coordinate converter 22 calculated by the speed controller 23, by using such proportional integral control, the current error (i? * - i? ) And (iδ * −iδ) are calculated and output so that γ-axis voltage command value vγ * and δ-axis voltage command value vδ * are converged to zero.
制御部3を形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出及び出力する指令値(iγ*、iδ*、vγ*、vδ*、vu *、vv *及びvw *を含む)又は状態量(iu、iv、iγ、iδ、θe及びωeを含む)を更新する。 Different parts constituting the controller 3, the command value by itself to calculate and output at a predetermined update period (iγ *, iδ *, vγ *, vδ *, v containing u *, v v * and v w * ) Or state quantities (including i u , i v , iγ, iδ, θ e and ω e ).
保持期間設定部25は、座標変換器27から出力される三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に基づいて、2相間電圧差が上記の下限閾値VLIM以下であるか否かを判断し、その判断結果に基づいて保持期間を定める。保持期間設定部25は、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となっている期間(即ち、実測不能期間)の全てを保持期間内に含めるようにする。例えば、保持期間を、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となっている期間と一致させる。 Based on the three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) output from the coordinate converter 27, the holding period setting unit 25 has a voltage difference between the two phases equal to or lower than the lower limit threshold V LIM . It is determined whether or not there is, and the retention period is determined based on the determination result. The holding period setting unit 25 includes all the periods in which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM (that is, the actual measurement impossible period) in the holding period. For example, the holding period is made to coincide with a period in which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM .
電圧指令値保持部26は、保持期間設定部25の制御の下、電流制御部24から出力された所定タイミングのvγ*及びvδ*を保持し、保持期間外においては電流制御部24が現在出力しているvγ*及びvδ*をそのまま座標変換器27に出力し、保持期間内においては自身が保持しているvγ*及びvδ*を座標変換器27に出力する。尚、保持期間外でも、電圧指令値保持部26が所定タイミングのvγ*及びvδ*を保持していることもある(その保持値は座標変換部27に与えられない)。従って、保持期間は、電圧指令値保持部26が所定タイミングのvγ*及びvδ*を保持している期間に関連するものの、その期間に完全に一致するとは限らない(但し、一致する場合もある)。「保持期間」と「電圧指令値保持部26が所定タイミングのvγ*及びvδ*を保持している期間」との混同を明確に排除するために、本実施形態の記載中の「保持期間」を「特定期間」に呼びかえることも可能である。 The voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * at a predetermined timing output from the current control unit 24 under the control of the holding period setting unit 25, and the current control unit 24 outputs the current output outside the holding period. The vγ * and vδ * being output are output to the coordinate converter 27 as they are, and the vγ * and vδ * held by itself are output to the coordinate converter 27 within the holding period. Even outside the holding period, the voltage command value holding unit 26 may hold vγ * and vδ * at a predetermined timing (the holding values are not given to the coordinate conversion unit 27). Therefore, although the holding period is related to a period in which the voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * at a predetermined timing, it does not always completely coincide with the period (however, it may coincide with the period). ). In order to clearly eliminate the confusion between the “holding period” and the “period in which the voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * at a predetermined timing”, the “holding period” in the description of the present embodiment. It is also possible to change to “specific period”.
座標変換器27は、推定器28から出力される回転子位置θeに基づいて電圧指令値保持部26から与えられたvγ*及びvδ*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)を算出して出力する。 Coordinate converter 27 performs coordinate conversion of v? * And v? * Given from the specified voltage value holding portion 26 on the stationary coordinate axes of the three-phase on the basis of the rotor position theta e outputted from the estimator 28, Three-phase voltage command values (v u * , v v * and v w * ) are calculated and output.
推定器28は、座標変換器22からのiγ及びiδ並びに電流制御部24からのvγ*及びvδ*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、d軸とγ軸との間の軸誤差Δθ(図8参照)がゼロに収束するように回転子位置θe及び回転速度ωeを推定する。回転子位置θe及び回転速度ωeの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、推定器28は公知の何れの手法をも採用可能である。例えば、特許第3411878号公報に記載の手法を用いればよい。推定器28によって推定された回転子位置θeは座標変換器22及び27に出力され、推定器28によって推定された回転速度ωeは速度制御部23に出力される。 Estimator 28 uses all or part of v? * And v? * Of from iγ and iδ and the current control unit 24 from the coordinate converter 22, by performing such a proportional integral control, d-axis and γ The rotor position θ e and the rotation speed ω e are estimated so that the axis error Δθ between the axes (see FIG. 8) converges to zero. Various methods have been proposed for a long time as methods for estimating the rotor position θ e and the rotation speed ω e , and the estimator 28 can employ any known method. For example, a technique described in Japanese Patent No. 3411878 may be used. The rotor position θ e estimated by the estimator 28 is output to the coordinate converters 22 and 27, and the rotation speed ω e estimated by the estimator 28 is output to the speed control unit 23.
インバータ2は、座標変換器27からの三相電圧指令値に従ってインバータ2内の各アームのスイッチングを制御することにより、制御部3で生成された指令値(iγ*及びiδ*等)に応じたモータ電流Iaをモータ1に供給してモータ1を駆動する。 The inverter 2 controls the switching of each arm in the inverter 2 in accordance with the three-phase voltage command value from the coordinate converter 27, and thereby responds to the command value (iγ * and iδ *, etc.) generated by the control unit 3. It supplies the motor current I a to the motor 1 for driving the motor 1.
2相間電圧差に着目した、制御部3の概略的な動作手順を図10に示す。制御部3は、2相間電圧差が小さくなっている期間を保持期間として定め、例えば、保持期間においては保持期間の直前のvγ*及びvδ*を用いて位置センサレスベクトル制御を実施する。一方、保持期間外においては、検出したiu及びivに基づいてvγ*及びvδ*を算出し、算出したvγ*及びvδ*に基づいて位置センサレスベクトル制御を実施する。 FIG. 10 shows a schematic operation procedure of the control unit 3 focusing on the voltage difference between the two phases. The control unit 3 determines the period during which the voltage difference between the two phases is small as the holding period. For example, in the holding period, the position sensorless vector control is performed using vγ * and vδ * immediately before the holding period. On the other hand, in the outer holding period, it calculates v? * And v? * Based on the detected i u and i v, implementing the position sensorless vector control based on the calculated v? * And v? *.
図11を参照し、1つの保持期間に着目して、その保持期間前後の制御部3の動作について更に詳細に説明する。図11は、横軸を時間にとり、vγ*、vδ*、θe、ωe、iu、iv、iγ及びiδの移り変わりを表しており、U相電圧が最大相であって且つV相電圧が中間相である状態からU相電圧が中間相であって且つV相電圧が最大相である状態に遷移する区間に対応している。vγ*、vδ*、θe、ωe、iu、iv、iγ及びiδを所定の更新周期にて値が更新される離散値と捉え、更新タイミングtにおけるvγ*、vδ*、θe、ωe、iu、iv、iγ及びiδを夫々vγ*[t]、vδ*[t]、θe[t]、ωe[t]、iu[t]、iv[t]、iγ[t]及びiδ[t]と表す。同様に、更新タイミングtにおけるω*、iγ*、iδ*、vu *、vv *及びvw *を夫々ω*[t]、iγ*[t]、iδ*[t]、vu *[t]、vv *[t]及びvw *[t]で表す。尚、更新タイミングとは、一瞬の時点を意味するものではなく、演算時間等を考慮した或る程度の幅を有する時間概念である。更新タイミングtと次の更新タイミング(t+1)との間の期間長さは上記の更新周期に相当する。 With reference to FIG. 11, focusing on one holding period, the operation of the control unit 3 before and after the holding period will be described in more detail. FIG. 11 shows transition of vγ * , vδ * , θ e , ω e , i u , i v , i γ and i δ with time taken on the horizontal axis, and the U-phase voltage is the maximum phase and the V-phase This corresponds to a section in which the U-phase voltage is in the intermediate phase and the V-phase voltage is in the maximum phase from the state in which the voltage is in the intermediate phase. vγ * , vδ * , θ e , ω e , i u , i v , i γ and i δ are regarded as discrete values whose values are updated at a predetermined update cycle, and v γ * , v δ * , θ e at the update timing t. , ω e, i u, i v, iγ and iδ respectively vγ * [t], vδ * [t], θ e [t], ω e [t], i u [t], i v [t] , Iγ [t] and iδ [t]. Similarly, ω in the update timing t *, iγ *, iδ * , v u *, v v * and v w *, respectively ω * [t], iγ * [t], iδ * [t], v u * [T], v v * [t] and v w * [t]. The update timing does not mean a momentary instant, but is a time concept having a certain range in consideration of calculation time and the like. The length of the period between the update timing t and the next update timing (t + 1) corresponds to the above update cycle.
u[t]及びiv[t]並びにθe[t−1]に基づいてiγ[t]及びiδ[t]が算出され、iγ[t]及びiδ[t]並びにvγ*[t−1]及びvδ*[t−1]に基づいてθe[t]及びωe[t]が算出され、ω*[t]及びωe[t]に基づいてiγ*[t]及びiδ*[t]が算出される。電流制御部24は、iγ*[t]及びiδ*[t]並びにiγ[t]及びiδ[t]に基づいてvγ*[t]及びvδ*[t]を算出する。座標変換器27は、θe[t]と与えられたvγ*[t]及びvδ*[t]に基づいてvu *[t]、vv *[t]及びvw *[t]を算出する。 iγ [t] and iδ [t] are calculated based on i u [t] and i v [t] and θ e [t−1], and iγ [t] and iδ [t] and vγ * [t− 1] and v? * [based on t-1] θ e [t ] and omega e [t] is calculated, based on the omega * [t] and ω e [t] iγ * [ t] and i? * [T] is calculated. The current control unit 24 calculates the i? * [T] and i? * [T] and i? [T] and based on iδ [t] vγ * [t ] and vδ * [t]. The coordinate converter 27 calculates v u * [t], v v * [t], and v w * [t] based on θ e [t] and given vγ * [t] and vδ * [t]. calculate.
今、更新タイミングt以前は保持期間に含まれておらず、vu *[t]、vv *[t]及びvw *[t]に基づいて、保持期間設定部25が更新タイミング(t+1)以降を保持期間に含めると判断したとする。そして、更新タイミング(t+k)に至った時点で着目した保持期間が終了すると判断された場合を考える。つまり、更新タイミング(t+1)〜(t+k)までが1つの保持期間に含まれ、更新タイミング(t+k+1)以降は該保持期間に含まれないものとする。ここで、kは2以上の整数である。 Now, it is not included in the retention period before the update timing t, and based on v u * [t], v v * [t] and v w * [t], the retention period setting unit 25 performs the update timing (t + 1). ) Suppose that it is determined that the subsequent period is included in the retention period. Then, a case is considered in which it is determined that the noticed retention period ends when the update timing (t + k) is reached. That is, the update timings (t + 1) to (t + k) are included in one holding period, and the update timings (t + k + 1) and later are not included in the holding period. Here, k is an integer of 2 or more.
この場合、更新タイミングtにおいては、電流センサ5を用いた実測によってiu[t]及びiv[t]が算出されてiγ[t]及びiδ[t]も算出され、続いて、θe[t]及びωe[t]も算出される。そして、速度制御部23によるiγ*[t]及びiδ*[t]の算出の後、電流制御部24にて算出されたvγ*[t]及びvδ*[t]がそのまま電圧指令値保持部26を介して座標変換器27に与えられ、座標変換器27は、そのvγ*[t]及びvδ*[t]に従ってvu *[t]、vv *[t]及びvw *[t]を算出する。 In this case, at the update timing t, i u [t] and i v [t] are calculated by actual measurement using the current sensor 5, i γ [t] and i δ [t] are also calculated, and then θ e [T] and ω e [t] are also calculated. After the calculation of the i? * By the speed control unit 23 [t] and iδ * [t], vγ * calculated by the current controller 24 [t] and v? * [T] is directly specified voltage value holding portion through 26 given to the coordinate converter 27, a coordinate converter 27, the v? * [t] and v? * [t] according to v u * [t], v v * [t] and v w * [t ] Is calculated.
保持期間内においては、電流センサ5の出力信号はサンプリングされず、iu、iv、iγ及びiδは算出されない。但し、保持期間においても、電流センサ5の出力信号のサンプリングを行うようにしても構わない(そのサンプリング値に応じてiu等の算出が行われないだけである)。 Within the holding period, the output signal of the current sensor 5 is not sampled, and i u , i v , iγ, and iδ are not calculated. However, the output signal of the current sensor 5 may be sampled even during the holding period (i u is not calculated according to the sampling value).
保持期間内において、推定器28は、iγ及びiδに基づくθe及びωeの推定を一時的に停止する。そして、更新タイミングt以前のθeの変化状態に応じて或いは更新タイミングt以前の回転速度情報に応じて、保持期間内におけるθeが変化するように保持期間内におけるθeを推定する。更新タイミングt以前の回転速度情報とは、ωe[t]又はω*[t]である。定常状態において、ωe[t]とω*[t]は殆ど一致している。尚、ωe[t]は更新タイミングt以前のθeの単位時間当たり変化量より算出されるため、「ωe[t]に応じて保持期間内におけるθeを推定すること」と「更新タイミングt以前のθeの変化状態に応じて保持期間内におけるθeを推定すること」とは等価である言え、前者と後者は同じ結果を導く。 Within the holding period, the estimator 28 temporarily stops the estimation of θ e and ω e based on i γ and i δ. Then, in response to it or update timing t previous rotational speed information according to a change state update timing t earlier theta e, theta e in the holding period is estimated theta e in the holding period to vary. The rotational speed information before the update timing t is ω e [t] or ω * [t]. In a steady state, ω e [t] and ω * [t] are almost the same. Since ω e [t] is calculated from the amount of change in θ e per unit time before the update timing t, “estimate θ e within the holding period according to ω e [t]” and “update It can be said that “estimating θ e within the holding period according to the change state of θ e before timing t” is equivalent, and the former and the latter lead to the same result.
具体的には例えば、θe[t]を基準にし、保持期間内において回転子6がωe[t]又はω*[t]の回転速度で回転し続けるものと仮定して保持期間内におけるθe(即ち、θe[t+1]〜θe[t+k])を推定する。従って、保持期間内におけるωe(即ち、ωe[t+1]〜ωe[t+k])はωe[t]と同じとされる。保持期間内に推定された回転子位置及び回転速度(θe[t+1]及びωe[t+1]等)は、座標変換器27及び速度制御部23に出力される。定常状態において、回転子は一定の割合で回転し続けるため、上記のように保持期間内のθe及びωeを推定しても実害は少ない。 Specifically, for example, on the basis of θ e [t], it is assumed that the rotor 6 continues to rotate at the rotational speed of ω e [t] or ω * [t] within the holding period. θ e (that is, θ e [t + 1] to θ e [t + k]) is estimated. Therefore, ω e (that is, ω e [t + 1] to ω e [t + k]) within the holding period is the same as ω e [t]. The rotor position and rotational speed (θ e [t + 1] and ω e [t + 1] etc.) estimated within the holding period are output to the coordinate converter 27 and the speed control unit 23. Since the rotor continues to rotate at a constant rate in the steady state, there is little actual damage even if θ e and ω e within the holding period are estimated as described above.
電圧指令値保持部26は、保持期間の直前に電流制御部24から出力されたvγ*及びvδ*を保持する。即ち、vγ*[t]及びvδ*[t]を保持し、これを保持期間内において継続的に出力する。従って、更新タイミング(t+1)〜(t+k)において座標変換器27に与えられるvγ*及びvδ*(即ち、vγ*[t+1]〜vγ*[t+k]及びvδ*[t+1]〜vδ*[t+k])は、保持期間の直前に電流制御部24から出力されたvγ*[t]及びvδ*[t]と同じとなる。 The voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * output from the current control unit 24 immediately before the holding period. That is, vγ * [t] and vδ * [t] are held and output continuously within the holding period. Accordingly, vγ * and vδ * (that is, vγ * [t + 1] to vγ * [t + k] and vδ * [t + 1] to vδ * [t + k] given to the coordinate converter 27 at the update timings (t + 1) to (t + k). ) Is the same as vγ * [t] and vδ * [t] output from the current control unit 24 immediately before the holding period.
保持期間が終了した後は、保持期間開始前と同様の動作を復帰させる。即ち、保持期間が終了した後に訪れる更新タイミング(t+k+1)においては、電流センサ5を用いた実測によってiu[t+k+1]及びiv[t+k+1]が算出されてiγ[t+k+1]及びiδ[t+k+1]も算出され、続いて、θe[t+k]及びωe[t+k]との連続性を考慮しつつθe[t+k+1]及びωe[t+k+1]も算出される。そして、速度制御部23によるiγ*[t+k+1]及びiδ*[t+k+1]の算出の後、iγ[t+k+1]及びiδ[t+k+1]並びにiγ*[t+k+1]及びiδ*[t+k+1]を用いて電流制御部24にて算出されたvγ*[t+k+1]及びvδ*[t+k+1]が、そのまま電圧指令値保持部26を介して座標変換器27に与えられ、座標変換器27は、そのvγ*[t+k+1]及びvδ*[t+k+1]に従ってvu *[t+k+1]、vv *[t+k+1]及びvw *[t+k+1]を算出する。更新タイミング(t+k+2)以降についても同様である。 After the holding period ends, the same operation as before the holding period starts is returned. That is, at the update timing (t + k + 1) that comes after the holding period ends, i u [t + k + 1] and i v [t + k + 1] are calculated by actual measurement using the current sensor 5, and iγ [t + k + 1] and iδ [t + k + 1] are also calculated. is calculated, followed, θ e [t + k] and omega e taking into account the continuity of the [t + k] θ e [ t + k + 1] and ω e [t + k + 1 ] is also calculated. After the calculation of * i? By the speed controller 23 [t + k + 1] and iδ * [t + k + 1 ], iγ [t + k + 1] and iδ [t + k + 1] and iγ * [t + k + 1 ] and iδ * [t + k + 1 ] using the current control unit Vγ * [t + k + 1] and vδ * [t + k + 1] calculated in 24 are directly supplied to the coordinate converter 27 via the voltage command value holding unit 26, and the coordinate converter 27 receives the vγ * [t + k + 1] and vδ * [t + k + 1 ] v u * [t + k + 1] in accordance with, v v * to calculate the [t + k + 1] and v w * [t + k + 1]. The same applies to after the update timing (t + k + 2).
上述の保持を実施した場合の電圧波形を、図12に示す。図12において、横軸は時間であり、符合103はU相電圧vuの電圧波形を表し、符合104はvδ*の波形を表し、符合105はvγ*の波形を表す。波線106及び107で囲まれた各領域内に保持期間が存在するが、U相電圧vuは歪みのない滑らかな電圧となっていることが分かる。つまり、パルス幅を補正する方法(図20参照)のように電圧の歪み(電圧指令の不連続)が発生することがないので、モータ1の滑らかな駆動が可能となる。定常状態において回転子は一定の割合で回転し続けるため、上記のように保持期間内のθeを推定すれば、各相電圧の電圧波形は略理想的な電圧波形となる。このため、モータ駆動システム及びこれを備えた冷蔵庫用圧縮機や空気調和機(特に例えば、車載用空気調和機)における振動や騒音を低く抑えることができる。 FIG. 12 shows voltage waveforms when the above holding is performed. 12, the horizontal axis represents time, reference numeral 103 represents the voltage waveform of the U-phase voltage v u, reference numeral 104 denotes the v? * Of the waveform, reference numeral 105 denotes the v? * Of the waveform. Although a holding period exists in each region surrounded by the wavy lines 106 and 107, it can be seen that the U-phase voltage v u is a smooth voltage without distortion. That is, unlike the method for correcting the pulse width (see FIG. 20), voltage distortion (discontinuity of voltage command) does not occur, and the motor 1 can be driven smoothly. Since the rotor continues to rotate at a constant rate in a steady state, the voltage waveform of each phase voltage becomes a substantially ideal voltage waveform if θ e within the holding period is estimated as described above. For this reason, the vibration and noise in a motor drive system and a compressor for a refrigerator and an air conditioner (particularly, for example, an in-vehicle air conditioner) provided with the motor drive system can be suppressed low.
また、上記特許文献3に記載されたような従来手法では、実測不能期間において、過去の3相電流をdq変換することによって得たd軸q軸電流を3相に再度逆変換するといった複雑な計算が必要となるが、本実施例では、このような複雑な計算は不要となる。また、本実施形態における記号を当てはめて考えた場合、この従来手法では、実測不能期間において、過去のiγ及びiδに基づき速度制御部及び電流制御部がiγ*、iδ*、vγ*及びvδ*を算出するという演算処理が必要となる。この演算処理の過程で意図せず演算誤差が混入してしまう。一方、本実施例によれば、このような演算誤差が混入することがないため、モータ1をより高精度にベクトル制御することが可能である。更に、保持期間において速度制御部23及び電流制御部24の演算処理を休止することができるため、制御処理時間の短縮も期待できる。 Further, in the conventional method described in Patent Document 3, the d-axis q-axis current obtained by dq conversion of the past three-phase current is inversely converted back to three-phase again in the measurement impossible period. Although calculation is required, in this embodiment, such complicated calculation is not necessary. Also, when considering by applying the symbols in this embodiment, this conventional technique, the immeasurable period, the past i? And the speed controller and the current control unit on the basis of i? Is i? *, I? *, V? * And v? * The calculation process of calculating is required. In the course of this calculation process, calculation errors are unintentionally mixed. On the other hand, according to the present embodiment, such a calculation error is not mixed, so that the motor 1 can be vector-controlled with higher accuracy. Furthermore, since the arithmetic processing of the speed control unit 23 and the current control unit 24 can be paused during the holding period, a reduction in control processing time can be expected.
また、本実施例では、上記特許文献4〜6に記載の手法のようにキャリア周波数(キャリア信号の周波数)を変更する必要がない。キャリア周波数を変更可能とするためには、高性能のマイクロコンピュータを利用した煩雑な処理が必要となる。また、キャリア周波数を低減させれば、制御周期が遅くなる、騒音が大きくなるといったデメリットが生じるが、本実施例では、このようなデメリットはない。   In the present embodiment, it is not necessary to change the carrier frequency (the frequency of the carrier signal) as in the methods described in Patent Documents 4 to 6. In order to be able to change the carrier frequency, complicated processing using a high-performance microcomputer is required. Further, if the carrier frequency is reduced, there are disadvantages such as a slow control cycle and a large noise, but in this embodiment, there are no such disadvantages.
また、保持期間においては、電流センサ5の出力信号をサンプリングする必要もサンプリングタイミングを計算する必要もないため、処理の高速化を図ることも可能である。   In the holding period, since it is not necessary to sample the output signal of the current sensor 5 or calculate the sampling timing, it is possible to increase the processing speed.
尚、上述の例においては、電圧指令値保持部26が、保持期間の直前に電流制御部24から出力されたvγ*及びvδ*、即ちvγ*[t]及びvδ*[t]を保持し、これを保持期間内において継続的に出力するとした。但し、電圧指令値保持部26が保持して保持期間内に出力する電圧指令値が、vγ*[t]及びvδ*[t]である必要は必ずしもない。例えば、電圧指令値保持部26は、保持期間前に電流制御部24から出力されたvγ*[t−j]及びvδ*[t−j]を保持し、これを保持期間内において継続的に出力するようにすればよい。ここで、jは1以上の整数とされるが、本来的に電流センサ5の実測値に基づいてvγ*及びvδ*を算出した方が良いのでjはなるだけ小さい値の方が良く、究極的には上述してきた例のようにj=0が望ましい。 In the above example, the voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * output from the current control unit 24 immediately before the holding period, that is, vγ * [t] and vδ * [t]. This is output continuously within the holding period. However, the voltage command values held by the voltage command value holding unit 26 and output within the holding period are not necessarily vγ * [t] and vδ * [t]. For example, the voltage command value holding unit 26 holds vγ * [t−j] and vδ * [t−j] output from the current control unit 24 before the holding period, and continuously holds them during the holding period. What is necessary is just to make it output. Here, j is an integer of 1 or more, but it is better to calculate vγ * and vδ * based on the actual measurement value of the current sensor 5, so that j should be as small as possible. Specifically, j = 0 is desirable as in the example described above.
まとめると、電圧指令値保持部26は、着目した保持期間から見て過去に電流制御部24から出力されたvγ*及びvδ*、即ちvγ*[t−j]及びvδ*[t−j]を保持し、これを当該保持期間内において継続的に出力する(ここで、jは0以上の整数値であって、例えば予め固定値として設定される)。より具体的には、保持期間外から保持期間内に遷移する境界時点を基準とした、当該保持期間前の所定タイミングにおける電流制御部24の出力値vγ*[t−j]及びvδ*[t−j]を保持し、これを当該保持期間内において継続的に出力する。この場合、更新タイミング(t+1)〜(t+k)において座標変換器27に与えられるvγ*及びvδ*(即ち、vγ*[t+1]〜vγ*[t+k]及びvδ*[t+1]〜vδ*[t+k])は、電流制御部24から出力されたvγ*[t−j]及びvδ*[t−j]と同じとなる。 In summary, the voltage command value holding unit 26 has vγ * and vδ * output from the current control unit 24 in the past as viewed from the holding period of interest, that is, vγ * [t−j] and vδ * [t−j]. Is continuously output within the holding period (where j is an integer value of 0 or more, and is set in advance as a fixed value, for example). More specifically, the output values vγ * [t−j] and vδ * [t of the current control unit 24 at a predetermined timing before the holding period on the basis of the boundary time point where the transition is made from outside the holding period to the holding period. -J] is held, and this is continuously output within the holding period. In this case, vγ * and vδ * (that is, vγ * [t + 1] to vγ * [t + k] and vδ * [t + 1] to vδ * [t + k] given to the coordinate converter 27 at the update timings (t + 1) to (t + k). ]) Is the same as vγ * [t−j] and vδ * [t−j] output from the current control unit 24.
[保持期間の設定手法]
保持期間設定部25による保持期間の設定手法について説明を加えておく。設定手法として、第1及び第2設定手法を例示する。保持期間設定部25は、第1又は第2設定手法を採用可能である。
[Retention period setting method]
A description will be given of a method for setting the holding period by the holding period setting unit 25. Examples of the setting method include first and second setting methods. The retention period setting unit 25 can employ the first or second setting method.
第1設定手法を説明する。第1設定手法では、保持期間設定部25は、現時点が保持期間外であるか保持期間内であるかに拘らず、常に三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に基づき2相間電圧差が上記の下限閾値VLIM以下であるか否かを判断する。そして、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となっている期間を保持期間内に含めるようにする。 The first setting method will be described. In the first setting method, the holding period setting unit 25 always uses the three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ) regardless of whether the current time is outside the holding period or within the holding period. Based on the above, it is determined whether or not the voltage difference between the two phases is equal to or less than the lower limit threshold V LIM . A period in which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM is included in the holding period.
第2設定手法を説明する。第2設定手法では、保持期間設定部25は、保持期間外において三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に基づき2相間電圧差が下限閾値VLIM以下であるか否かを判断する。そして、2相間電圧差が下限閾値VLIMよりも大きい状態から下限閾値VLIM以下となる状態へ遷移するタイミング(又は該タイミングの少し前のタイミング)を、保持期間の開始時点とする。 The second setting method will be described. In the second setting method, the holding period setting unit 25 determines whether the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM based on the three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ) outside the holding period. Judge whether or not. And the timing (or timing just before this timing) of transition from the state where the voltage difference between the two phases is larger than the lower limit threshold V LIM to the lower limit threshold V LIM is set as the start time of the holding period.
そして、保持期間の長さを、保持期間の開始時点における回転速度情報(ωe又はω*)に基づいて設定する。定常状態において回転子は一定の割合で回転し続けるため、回転速度情報に基づけば、どれだけ時間が経過した時点で再び2相間電圧差が下限閾値VLIMよりも大きくなるかを推定可能だからである。保持期間の開始時点と保持期間の長さが定まれば、自動的に保持期間の終了時点も定まる。 Then, the length of the holding period is set based on the rotational speed information (ω e or ω * ) at the start time of the holding period. Since the rotor continues to rotate at a constant rate in the steady state, it is possible to estimate how much time has elapsed again when the voltage difference between the two phases becomes larger than the lower limit threshold V LIM based on the rotational speed information. is there. If the start time of the holding period and the length of the holding period are determined, the end time of the holding period is automatically determined.
尚、2相間電圧差が下限閾値VLIMよりも大きくなっている期間が、若干量、保持期間に含まれることになったとしても、図12のような電圧波形が得られるので問題は少ない。これは、第1及び第2設定手法の双方に当てはまることであり、また、後述の第2実施例における第3設定手法にも当てはまる。 Even if the period during which the voltage difference between the two phases is larger than the lower limit threshold value V LIM is included in a slight amount, the voltage waveform as shown in FIG. This applies to both the first and second setting methods, and also applies to the third setting method in the second embodiment described later.
<<第2実施例>>
第1実施例において、保持期間の設定手法として第1及び第2設定手法を例示したが、これらに代えて第3設定手法を利用することも可能である。第3設定手法を利用する実施例として第2実施例を例示する。第2実施例は、保持期間の設定手法が第1実施例と異なるだけであり、その他の点において第1及び第2実施例は同様である。従って、保持期間の設定手法にのみ着目して説明を行う。
<< Second Example >>
In the first embodiment, the first and second setting methods are exemplified as the holding period setting method, but the third setting method can be used instead. The second embodiment will be exemplified as an embodiment using the third setting method. The second embodiment is different from the first embodiment only in the method for setting the holding period, and the first and second embodiments are the same in other points. Therefore, the description will be given focusing only on the setting method of the retention period.
まず、第3設定手法に関連する軸の定義や数式の導出を行う。   First, an axis definition and a mathematical formula related to the third setting method are derived.
図13に、固定軸であるU相軸、V相軸及びW相軸と、回転軸であるd軸及びq軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号110が付されたベクトルは、電圧ベクトルである。q軸から見た電圧ベクトル110の位相をεにて表す。U相軸を基準とした電圧ベクトル110の位相は、(θ+ε+π/2)にて表される。   FIG. 13 is a space vector diagram showing the relationship between the U-phase axis, V-phase axis, and W-phase axis that are fixed axes, the d-axis and q-axis that are rotation axes, and the voltage vector. A vector denoted by reference numeral 110 is a voltage vector. The phase of the voltage vector 110 viewed from the q axis is represented by ε. The phase of voltage vector 110 with respect to the U-phase axis is represented by (θ + ε + π / 2).
電圧ベクトル110は、モータ1に印加される電圧をベクトルとして捉えたものであり、例えばγδ座標に着目した場合、電圧ベクトル110のγ軸成分及びδ軸成分は、それぞれvγ及びvδである。実際には、モータ駆動システム内においてγ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*が算出され、vγ*及びvδ*によって電圧ベクトル110が表される。このため、電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。 The voltage vector 110 captures the voltage applied to the motor 1 as a vector. For example, when focusing on the γδ coordinates, the γ-axis component and the δ-axis component of the voltage vector 110 are vγ and vδ, respectively. Actually, the γ-axis voltage command value vγ * and the δ-axis voltage command value vδ * are calculated in the motor drive system, and the voltage vector 110 is represented by vγ * and vδ * . For this reason, the voltage vector is also read as a voltage command vector.
U相軸近傍、V相軸近傍及びW相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域111は、2相分の相電流が検出できない領域を表している。例えば、V相電圧とW相電圧が近くて2相分の相電流が検出できない場合、電圧ベクトル110はU相軸近傍に位置することになり、U相電圧とW相電圧が近くて2相分の相電流が検出できない場合、電圧ベクトル110はV相軸近傍に位置することになる。   An asterisk-shaped region 111 hatched in the vicinity of the U-phase axis, the V-phase axis, and the W-phase axis represents a region where phase currents for two phases cannot be detected. For example, when the V-phase voltage and the W-phase voltage are close to each other and the phase current for two phases cannot be detected, the voltage vector 110 is located near the U-phase axis, and the U-phase voltage and the W-phase voltage are close to When the minute phase current cannot be detected, the voltage vector 110 is positioned near the V-phase axis.
このように、2相分の相電流が検出不可能な領域111は、U相軸を基準として電気角で60度ごとに存在し、電圧ベクトル110が、その領域111に位置すると2相分の相電流が検出できない。従って、着目したタイミングにおける電圧ベクトル(電圧指令ベクトル)が領域111内にあるか否かを判断すれば、そのタイミングを保持期間に含めるべきか否かを判断可能である。   Thus, the region 111 where the phase current for two phases cannot be detected exists every 60 degrees in electrical angle with respect to the U-phase axis, and when the voltage vector 110 is located in the region 111, the region for two phases is present. Phase current cannot be detected. Therefore, if it is determined whether or not the voltage vector (voltage command vector) at the focused timing is within the region 111, it is possible to determine whether or not the timing should be included in the holding period.
この判断を実行するべく、今、2相分の相電流を検出不可能な領域111の特性に着目して、電気角60度ごとにステップ的に回転する座標を考える。この座標を、ab座標と呼ぶ(尚、dq座標やγδ座標は連続的に回転する座標である)。ab座標は、互いに直交するa軸とb軸を座標軸としている。図14に、a軸がとり得る6つの軸を示す。a軸は、電圧ベクトル110の位相(θ+ε+π/2)に応じて、a1軸〜a6軸の何れかとなる。a1軸、a3軸及びa5軸は、それぞれU相軸、V相軸及びW相軸に一致し、a2軸、a4軸及びa6軸は、それぞれa1軸とa3軸の中間軸、a3軸とa5軸の中間軸及びa5軸とa1軸の中間軸である。尚、符号131が付された円については後述する。 In order to execute this determination, attention is now paid to the characteristics of the region 111 where phase currents for two phases cannot be detected, and coordinates that rotate stepwise for every 60 degrees of electrical angle are considered. These coordinates are referred to as ab coordinates (note that dq coordinates and γδ coordinates are coordinates that rotate continuously). The ab coordinates have an a axis and a b axis orthogonal to each other as coordinate axes. FIG. 14 shows six axes that the a axis can take. The a axis is any one of the a 1 axis to the a 6 axis according to the phase (θ + ε + π / 2) of the voltage vector 110. The a 1 axis, the a 3 axis and the a 5 axis coincide with the U phase axis, the V phase axis and the W phase axis, respectively. The a 2 axis, the a 4 axis and the a 6 axis are respectively the a 1 axis and the a 3 axis. the intermediate shaft, an intermediate shaft of the intermediate shaft and a 5-axis and a 1 axis of a 3-axis and a 5-axis. The circle denoted by reference numeral 131 will be described later.
電圧ベクトル110が、符号121が付された範囲に位置する場合、即ち、
11π/6≦(θ+ε+π/2)<0、又は、0≦(θ+ε+π/2)<π/6、が成立する場合、a軸はa1軸となり、
電圧ベクトル110が、符号122が付された範囲に位置する場合、即ち、
π/6≦(θ+ε+π/2)<π/2、が成立する場合、a軸はa2軸となり
電圧ベクトル110が、符号123が付された範囲に位置する場合、即ち、
π/2≦(θ+ε+π/2)<5π/6、が成立する場合、a軸はa3軸となり
電圧ベクトル110が、符号124が付された範囲に位置する場合、即ち、
5π/6≦(θ+ε+π/2)<7π/6、が成立する場合、a軸はa4軸となり
電圧ベクトル110が、符号125が付された範囲に位置する場合、即ち、
7π/6≦(θ+ε+π/2)<3π/2、が成立する場合、a軸はa5軸となり
電圧ベクトル110が、符号126が付された範囲に位置する場合、即ち、
3π/2≦(θ+ε+π/2)<11π/6、が成立する場合、a軸はa6軸となる。
例えば、電圧ベクトル110が図14に示す位置にある場合、a軸はa4軸となる。
When the voltage vector 110 is located in the range denoted by reference numeral 121, that is,
When 11π / 6 ≦ (θ + ε + π / 2) <0 or 0 ≦ (θ + ε + π / 2) <π / 6, the a axis becomes the a 1 axis,
When the voltage vector 110 is located in the range denoted by reference numeral 122, that is,
When π / 6 ≦ (θ + ε + π / 2) <π / 2 is satisfied, the a axis is the a 2 axis, and the voltage vector 110 is located in the range denoted by reference numeral 123.
When π / 2 ≦ (θ + ε + π / 2) <5π / 6 is established, the a axis is the a 3 axis, and the voltage vector 110 is located in the range denoted by reference numeral 124, that is,
When 5π / 6 ≦ (θ + ε + π / 2) <7π / 6 is established, the a axis is the a 4 axis, and the voltage vector 110 is positioned within the range denoted by 125, that is,
When 7π / 6 ≦ (θ + ε + π / 2) <3π / 2 holds, the a axis becomes the a 5 axis, and the voltage vector 110 is located in the range denoted by reference numeral 126, that is,
When 3π / 2 ≦ (θ + ε + π / 2) <11π / 6 holds, the a axis is the a 6 axis.
For example, when the voltage vector 110 is at the position shown in FIG. 14, the a axis is the a 4 axis.
このように、a軸は、電圧ベクトルの回転に伴って、60度ごとにステップ的に回転し、b軸も、a軸と直交しつつa軸と共に60度ごとにステップ的に回転する。a軸及びb軸は60度ごとに量子化されて60度ごとに回転する座標軸である、とも表現できる。このため、a軸は、常に、2相分の相電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。   Thus, the a axis rotates stepwise every 60 degrees as the voltage vector rotates, and the b axis also rotates stepwise every 60 degrees together with the a axis while being orthogonal to the a axis. The a-axis and b-axis can also be expressed as coordinate axes that are quantized every 60 degrees and rotated every 60 degrees. For this reason, the a-axis is always located at the center of a region where phase currents for two phases cannot be detected.
ab座標に関連する式について説明する。a1軸〜a6軸の内、電圧ベクトル110が最も近い軸の位相は、U相軸を基準として、「(n+2)π/3」にて表される。ここで、nは、(θ+ε)をπ/3で割った時に得られる商である。便宜上、図15に示す如く、θを、上記の位相(n+2)π/3と、その位相(n+2)π/3とθとの差分位相θDと、に分解する。これらの位相の関係は、式(1−1)及び式(1−2)にて表される。 An expression related to the ab coordinate will be described. Of the a 1 to a 6 axes, the phase of the axis with the closest voltage vector 110 is represented by “(n + 2) π / 3” with reference to the U-phase axis. Here, n is a quotient obtained when (θ + ε) is divided by π / 3. For convenience, as shown in FIG. 15, θ is decomposed into the phase (n + 2) π / 3 and the phase difference θ D between the phase (n + 2) π / 3 and θ. The relationship between these phases is expressed by Expression (1-1) and Expression (1-2).
dq座標を差分位相θDだけ座標変換することにより、電圧ベクトル110をab座標上における電圧ベクトルとして捉える。ab座標上で考え、電圧ベクトル110のa軸成分及びb軸成分をa軸電圧va及びb軸電圧vbとすると、d軸電圧vd及びq軸電圧vqとa軸電圧va及びb軸電圧vbは、下記式(1−3)の座標変換式を満たす。 By converting the dq coordinate by the difference phase θ D , the voltage vector 110 is regarded as a voltage vector on the ab coordinate. considered on the ab coordinates, the a-axis component and the b-axis component of the voltage vector 110 is regarded as the a-axis voltage v a and the b-axis voltage v b, d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q and the a-axis voltage v a and The b-axis voltage v b satisfies the coordinate conversion formula of the following formula (1-3).
差分位相θDは、以下のように算出できる。下記式(1−4)を用いて算出されるεに合致するn(即ち、(θ+ε)をπ/3で割った時に得られる商)を、θを参照して求める。その求めたnとθを上記式(1−2)に代入すれば、差分位相θDが得られる。 The differential phase θ D can be calculated as follows. The value n (that is, the quotient obtained by dividing (θ + ε) by π / 3) that matches ε calculated using the following equation (1-4) is obtained with reference to θ. By substituting the obtained n and θ into the above equation (1-2), the differential phase θ D can be obtained.
a軸は常に2相分の相電流を検出不可能な領域の中心に位置することになるため、dq座標上の電圧ベクトルをab座標上に変換し、そのab座標上に変換された電圧ベクトルのa軸成分及びb軸成分を参照すれば、電圧ベクトル(電圧指令ベクトル)が領域111内にあるか否かを判断可能である。また、電圧ベクトル110が円131の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応しており、この状態においても2相分の相電流は検出できない。   Since the a-axis is always located at the center of a region where phase currents for two phases cannot be detected, the voltage vector on the dq coordinate is converted to the ab coordinate, and the voltage vector converted on the ab coordinate It is possible to determine whether or not the voltage vector (voltage command vector) is within the region 111 by referring to the a-axis component and the b-axis component. The state in which the voltage vector 110 is included in the circle 131 corresponds to a state in which the three-phase phase voltages are close to each other, and even in this state, phase currents for two phases cannot be detected.
図16に、第2実施例に係る保持期間設定部25aの内部ブロック図を示す。第2実施例では、図9の保持期間設定部25の代わりに保持期間設定部25aが用いられる。保持期間設定部25aは、座標回転部41及び判定部42を備える。保持期間設定部25aでは、上記式(1−1)〜(1−4)等におけるvd及びvq並びにθとして、夫々、電圧指令値保持部26から出力されるvγ*及びvδ*並びに推定器28から出力されるθeが用いられる。 FIG. 16 shows an internal block diagram of the retention period setting unit 25a according to the second embodiment. In the second embodiment, a retention period setting unit 25a is used instead of the retention period setting unit 25 of FIG. The retention period setting unit 25 a includes a coordinate rotation unit 41 and a determination unit 42. In the holding period setting portion 25a, as v d and v q and θ in the formula (1-1) to (1-4), etc., respectively, are outputted from the specified voltage value holding portion 26 v? * And v? * And the estimated The θ e output from the device 28 is used.
座標回転部41は、推定器28から出力されるθeを用いて電圧指令値保持部26から出力されるvγ*及びvδ*に対して式(1−3)に従う座標変換を行い、a軸電圧va及びb軸電圧vbを求める。式(1−3)の差分位相θDの算出の際、式(1−4)を利用した上述の手法が用いられる。 Coordinate rotating portion 41 performs coordinate conversion according to formula (1-3) with respect to v? * And v? * Outputted from the specified voltage value holding portion 26 by using the theta e outputted from the estimator 28, a shaft obtaining a voltage v a and the b-axis voltage v b. When calculating the differential phase θ D of Expression (1-3), the above-described method using Expression (1-4) is used.
判定部42は、座標回転部41にて求められたa軸電圧va及びb軸電圧vbに基づき、2相間電圧差に関する判定処理を行う。具体的には、b軸電圧vbの大きさ(絶対値)が所定の閾値Δ(但し、Δ>0)より小さいか否かを判断する。即ち、下記式(1−5)が成立するか否かを判断する(閾値Δの意義については図17を参照)。更に、a軸電圧vaが下記式(1−6)を満たすか否かも判断する。 The determination unit 42 performs a determination process related to the voltage difference between the two phases based on the a-axis voltage v a and the b-axis voltage v b obtained by the coordinate rotation unit 41. Specifically, it is determined whether or not the magnitude (absolute value) of the b-axis voltage v b is smaller than a predetermined threshold value Δ (where Δ> 0). That is, it is determined whether or not the following expression (1-5) is established (see FIG. 17 for the significance of the threshold value Δ). Further, a-axis voltage v a is also determine whether satisfies the following formula (1-6).
b軸電圧vbはa軸(a1〜a6軸;図14参照)の直交電圧成分であるため、式(1−5)が成立する場合、vγ*及びvδ*によって表される電圧指令ベクトルの終点は、2相分の相電流が検出不可能な領域111内に位置することになる(図17参照)。式(1−6)が成立する場合、vγ*及びvδ*によって表される電圧指令ベクトルの終点は、図14(又は図17)の円131内に位置することになる。従って、判定部42は、式(1−5)及び(1−6)の内の少なくとも一方が成立する場合、2相間電圧差が上記の下限閾値VLIM以下となっていると判断し、式(1−5)及び(1−6)の双方が不成立の場合、2相間電圧差が下限閾値VLIMよりも大きくなっていると判断する。 b-axis voltage v b is a shaft; for a quadrature voltage component (a 1 ~a 6-axis refer to FIG. 14), if the expression (1-5) is satisfied, the voltage command represented by v? * and v? * The end point of the vector is located in the region 111 where the phase currents for two phases cannot be detected (see FIG. 17). When Expression (1-6) is established, the end point of the voltage command vector represented by vγ * and vδ * is located in a circle 131 in FIG. 14 (or FIG. 17). Therefore, the determination unit 42 determines that the voltage difference between the two phases is equal to or less than the lower limit threshold V LIM when at least one of the expressions (1-5) and (1-6) is satisfied, and the expression When both (1-5) and (1-6) are not established, it is determined that the voltage difference between the two phases is larger than the lower limit threshold value V LIM .
そして、保持期間設定部25aは、2相間電圧差が下限閾値VLIM以下となっている期間が保持期間内に含まれるように、保持期間を設定する。第2実施例では、保持期間設定部25aにて設定された保持期間に従って、モータ駆動システム内の各部位(電圧指令値保持部26や推定器28等)が動作する。 Then, the holding period setting unit 25a sets the holding period so that the period in which the voltage difference between the two phases is equal to or lower than the lower limit threshold V LIM is included in the holding period. In the second embodiment, each part (voltage command value holding unit 26, estimator 28, etc.) in the motor drive system operates according to the holding period set by the holding period setting unit 25a.
第2実施例のように保持期間を設定するようにしても、第1実施例と同様の効果が得られることは言うまでもない。   It goes without saying that the same effect as in the first embodiment can be obtained even if the holding period is set as in the second embodiment.
<<第3実施例>>
第1又は第2実施例に係るモータ駆動システムでは、d軸とγ軸との間の軸誤差Δθをゼロに収束させるベクトル制御、即ち、γ軸をd軸に追従させるベクトル制御を実施しているが、γ軸をd軸と異なる軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。第1又は第2実施例に対するこの変形例を、第3実施例とする。例えば、上記非特許文献1及び特開2007−259686号公報に記載されているようなdm軸を定義し、γ軸をdm軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。
<< Third Example >>
In the motor drive system according to the first or second embodiment, vector control for converging the axis error Δθ between the d axis and the γ axis to zero, that is, vector control for causing the γ axis to follow the d axis is performed. However, vector control for causing the γ-axis to follow an axis different from the d-axis may be performed. This modification to the first or second embodiment is a third embodiment. For example, a dm axis may be defined as described in Non-Patent Document 1 and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-259686, and vector control for causing the γ axis to follow the dm axis may be performed.
dm軸は、qm軸から電気角で90度遅れた軸である。qm軸とは、最大トルク制御を実現する際にモータ1に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。モータ1に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ1に供給されるべき電流をベクトルにて表現したものを指す。また、最大トルク制御を実現する際にモータ1に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をqm軸とするようにしてもよい。   The dm axis is an axis delayed by 90 degrees in electrical angle from the qm axis. The qm axis is a rotation axis whose direction coincides with the direction of the current vector to be supplied to the motor 1 when realizing the maximum torque control. The current vector to be supplied to the motor 1 refers to a vector representing the current to be supplied to the motor 1. In addition, when the maximum torque control is realized, the rotation axis whose phase is further advanced than the rotation axis whose direction coincides with the direction of the current vector to be supplied to the motor 1 may be the qm axis.
γ軸をdm軸に追従させるベクトル制御を実施する場合、例えば、以下のように処理すればよい。保持期間外では、図9の推定器28が、座標変換器22からのiγ及びiδ並びに電流制御部24からのvγ*及びvδ*の内の全部又は一部を用いてdm軸とγ軸との間の軸誤差Δθmを推定し、比例積分制御を用いて軸誤差Δθmがゼロに収束するように回転子位置θe及び回転速度ωeを推定する。保持期間内における動作は、第1又は第2実施例におけるそれと同様である。 When vector control for causing the γ axis to follow the dm axis is performed, for example, the following processing may be performed. Outside the holding period, the estimator 28 of FIG. 9, the dm-axis and the γ-axis by using all or part of v? * And v? * Of from iγ and iδ and the current control unit 24 from the coordinate converter 22 estimating the axis error [Delta] [theta] m between, the axis error [Delta] [theta] m to estimate the rotor position theta e and the rotation speed omega e so as to converge to zero by using proportional-plus-integral control. The operation in the holding period is the same as that in the first or second embodiment.
<<第4実施例>>
第1〜第3実施例に係るモータ駆動システムは、回転子位置を検出するための位置センサを用いない位置センサレスベクトル制御を行っている。しかしながら、第1〜第3実施例に記載された技術は、位置センサを設けた場合にも有益である。位置センサを設けたモータ駆動システムを本発明の第4実施例とする。第1〜第3実施例に記載した事項は、矛盾なき限り、第4実施例にも適用可能である。
<< 4th Example >>
The motor drive systems according to the first to third embodiments perform position sensorless vector control without using a position sensor for detecting the rotor position. However, the techniques described in the first to third embodiments are also useful when a position sensor is provided. A motor drive system provided with a position sensor is a fourth embodiment of the present invention. The matters described in the first to third embodiments can be applied to the fourth embodiment as long as there is no contradiction.
説明の具体化のため、第1実施例に係る図9のモータ駆動システムに位置センサ及び位置検出部を追加した構成を説明する。この構成を有するモータ駆動システムのブロック図を図18に示す。このモータ駆動システムは、θeとωeが位置センサの出力信号に基づいて検出される点及びそれに伴って推定器28が不要となる点を除いて、図9のモータ駆動システムと同様である。 For the sake of specific description, a configuration in which a position sensor and a position detection unit are added to the motor drive system of FIG. 9 according to the first embodiment will be described. A block diagram of a motor drive system having this configuration is shown in FIG. This motor drive system is the same as the motor drive system of FIG. 9 except that θ e and ω e are detected based on the output signal of the position sensor and that the estimator 28 is not required accordingly. .
位置センサ51は、例えばホール素子またはレゾルバから成り、回転子6の永久磁石6aの磁極位置を特定するための信号(即ち、角度θを特定するための信号)を出力する。位置検出部52は、位置センサ51の出力信号から、U相の電機子巻線固定軸から見たd軸の位相を検出する。検出された位相(回転子位置)がθeとして取り扱われる。位置検出部52によって検出された回転子位置θeは、理想的には図8のθと完全に一致し、それは座標変換器22及び27に与えられる。また、θeを微分器53にて微分することによってωeが得られ、ωeは速度制御部23に与えられる。 The position sensor 51 is composed of, for example, a Hall element or a resolver, and outputs a signal for specifying the magnetic pole position of the permanent magnet 6a of the rotor 6 (that is, a signal for specifying the angle θ). The position detector 52 detects the d-axis phase viewed from the U-phase armature winding fixed axis from the output signal of the position sensor 51. The detected phase (rotor position) is handled as θ e . The rotor position θ e detected by the position detector 52 ideally completely coincides with θ in FIG. 8 and is given to the coordinate converters 22 and 27. Further, ω e is obtained by differentiating θ e by the differentiator 53, and ω e is given to the speed control unit 23.
そして、第1実施例と同様、電圧指令値保持部26は、電流制御部24から出力された所定タイミングのvγ*及びvδ*を保持し、保持期間外においては電流制御部24が現在出力しているvγ*及びvδ*をそのまま座標変換器27に出力し、保持期間内においては自身が保持しているvγ*及びvδ*を座標変換器27に出力する。位置センサ51を用いるため、現時点が保持期間内に属するか否かに拘らず、常に回転子位置θeが検出される。従って、座標変換器27は、常に位置センサ51の出力信号に基づく回転子位置θeに基づいて電圧指令値保持部26から与えられたvγ*及びvδ*を三相の固定座標軸上へ座標変換し、これによって三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)を算出して出力する。 As in the first embodiment, the voltage command value holding unit 26 holds vγ * and vδ * of the predetermined timing output from the current control unit 24, and the current control unit 24 currently outputs outside the holding period. Vγ * and vδ * are output to the coordinate converter 27 as they are, and vγ * and vδ * held by themselves are output to the coordinate converter 27 within the holding period. Since the position sensor 51 is used, the rotor position θ e is always detected regardless of whether or not the current time is within the holding period. Accordingly, the coordinate converter 27 always converts vγ * and vδ * given from the voltage command value holding unit 26 on the three-phase fixed coordinate axes based on the rotor position θ e based on the output signal of the position sensor 51. Thus, the three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ) are calculated and output.
第4実施例のようにモータ駆動システムを構成しても、当然、第1実施例と同様の効果(相電圧の電圧波形が滑らかとなる等)が得られる。   Even if the motor drive system is configured as in the fourth embodiment, naturally the same effects as in the first embodiment (such as the smoothed voltage waveform of the phase voltage) can be obtained.
<<変形等>>
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈1〜注釈4を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
<< Deformation, etc. >>
As modifications or annotations of the above-described embodiment, notes 1 to 4 are described below. The contents described in each comment can be arbitrarily combined as long as there is no contradiction.
[注釈1]
インバータ2にて3相変調を用いる場合を取り扱ったが、本発明は変調方式に依存しない。例えば、インバータ2にて2相変調を行う場合、通電パターンは、図3に示した3相変調のそれと異なってくる。2相変調では、最小相の下アームが常にオンとされるため、図4におけるタイミングT0−T1間及びT6−T7間に対応する通電パターンが存在しない。しかしながら、結局、タイミングT1−T2間及びT2−T3間に対応する通電パターンにて母線電流を検出するようにすれば、最大相及び最小相の電流を検出できることに変わりはない。
[Note 1]
Although the case where three-phase modulation is used in the inverter 2 has been dealt with, the present invention does not depend on the modulation method. For example, when two-phase modulation is performed by the inverter 2, the energization pattern is different from that of the three-phase modulation shown in FIG. In the two-phase modulation, since the lower arm of the minimum phase is always turned on, there are no energization patterns corresponding to the timings T0 to T1 and T6 to T7 in FIG. However, if the bus current is detected with the energization pattern corresponding to between the timings T1 and T2 and between T2 and T3, the current of the maximum phase and the minimum phase can still be detected.
[注釈2]
上述の各種の指令値(iγ*、iδ*、vγ*及びvδ*など)や状態量(iγ、iδなど)を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御3内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
[Note 2]
Various command values above (i? *, I? *, V? * And v? *, Etc.) and state quantities including (i?, I? Etc.), derived technique of all the values to be derived is arbitrary. That is, for example, they may be derived by calculation within the control 3, or may be derived from preset table data.
[注釈3]
図1等に示される制御部3の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア(プログラム)を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部3を実現する場合、制御部3の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア(プログラム)ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、制御部3を形成することも可能である。
[Note 3]
Part or all of the functions of the control unit 3 shown in FIG. 1 and the like are realized by using, for example, software (program) incorporated in a general-purpose microcomputer. When the control unit 3 is realized using software, a block diagram showing a configuration of each unit of the control unit 3 represents a functional block diagram. Of course, it is also possible to form the control unit 3 not by software (program) but only by hardware or by a combination of software and hardware.
[注釈4]
本明細書では、記述の簡略化上、記号(iγなど)のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「iγ」と「γ軸電流iγ」は同じものを指す。
[Note 4]
In the present specification, for simplicity of description, a state quantity corresponding to the symbol may be expressed by notation of only the symbol (such as iγ). That is, in this specification, for example, “iγ” and “γ-axis current iγ” indicate the same thing.
また、本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。図面において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδ等は、明細書において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδ等の下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。   The following points should be noted in this specification and the drawings. In the drawings, γ, δ, and the like expressed as so-called subscripts can be expressed as standard characters that are not subscripts in the specification. The difference between subscripts such as γ and δ and standard characters should be ignored.
本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、冷蔵庫用圧縮機、空気調和機(特に例えば、車載用空気調和機)に好適である。   The present invention is suitable for all electric devices using a motor. For example, it is suitable for an electric vehicle driven by the rotation of a motor, a compressor for a refrigerator, and an air conditioner (in particular, an in-vehicle air conditioner).
本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体概略構成図である。1 is an overall schematic configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention. 図1のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。It is a figure which shows the typical example of the three-phase alternating current voltage applied to the motor of FIG. 図1のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。It is the figure which showed as a table | surface the relationship between the electricity supply pattern with respect to the motor of FIG. 1, and each electricity supply pattern and bus-line current. 図1のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the voltage level of each phase voltage and carrier signal in the motor of FIG. 1, and the waveform of the PWM signal and bus current according to the relationship. 図4の各タイミングにおける、図1の電機子巻線周辺の等価回路図である。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram around the armature winding of FIG. 1 at each timing of FIG. 4. 図1のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ(モード)及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。It is the figure which showed the phase of the electric current detected in the combination (mode) and level combination of each phase voltage in the motor of FIG. 1 in each combination as a table | surface. 図4に、実際に観測される母線電流の波形を追加した図である。It is the figure which added the waveform of the bus current actually observed to FIG. 図1のモータの解析モデル図である。It is an analysis model figure of the motor of FIG. 本発明の第1実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。1 is a detailed block diagram of a motor drive system according to a first embodiment of the present invention. 図9の制御部の概略的な動作手順を表すフローチャートである。10 is a flowchart illustrating a schematic operation procedure of the control unit in FIG. 9. 図9の制御部内で生成される各指令値及び各状態量の移り変わりを表す図である。It is a figure showing the transition of each command value and each state quantity produced | generated within the control part of FIG. 図9のモータ駆動システムで観測される電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the voltage waveform observed with the motor drive system of FIG. 本発明の第2実施例に係り、固定軸であるU相軸、V相軸及びW相軸と、回転軸であるd軸及びq軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。FIG. 6 is a space vector diagram illustrating a relationship among a U-phase axis, a V-phase axis, and a W-phase axis that are fixed axes, a d-axis and a q-axis that are rotation axes, and a voltage vector according to the second embodiment of the present invention. is there. 本発明の第2実施例にて定義されるa軸を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the a axis | shaft defined in 2nd Example of this invention. 図14のa軸との関係を考慮して回転子の位相(θ)を分解した様子を示す図である。It is a figure which shows a mode that the phase ((theta)) of the rotor was decomposed | disassembled considering the relationship with the a axis | shaft of FIG. 本発明の第2実施例に係る保持期間設定部の内部ブロック図である。It is an internal block diagram of the retention period setting part which concerns on 2nd Example of this invention. 本発明の第2実施例に係る保持期間設定部にて参照される閾値(Δ)を、空間ベクトル図上で表した図である。It is the figure which represented the threshold value ((DELTA)) referred by the holding | maintenance period setting part which concerns on 2nd Example of this invention on a space vector diagram. 本発明の第4実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。It is a detailed block diagram of the motor drive system which concerns on 4th Example of this invention. 1シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。It is a whole block diagram of the conventional motor drive system which employ | adopted 1 shunt electric current detection system. 従来技術に係り、1シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令(パルス幅)の補正例を示す図である。It is a figure which shows the example of correction | amendment of the voltage command (pulse width) in the case of employ | adopting a 1 shunt electric current detection system concerning a prior art.
符号の説明Explanation of symbols
1 モータ
2 インバータ
3 制御部
4 直流電源
5 電流センサ
6 回転子
7 固定子
7u、7v、7w 電機子巻線
21 モータ電流再現部
24 電流制御部
25 保持期間設定部
26 電圧指令値保持部
28 位置・速度推定器
51 位置センサ
52 位置検出部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 2 Inverter 3 Control part 4 DC power supply 5 Current sensor 6 Rotor 7 Stator 7u, 7v, 7w Armature winding 21 Motor current reproduction part 24 Current control part 25 Holding period setting part 26 Voltage command value holding part 28 Position・ Velocity estimator 51 Position sensor 52 Position detector

Claims (11)

  1. 三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流から、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
    前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧の目標となる電圧指令値を作成して出力する電圧指令値作成手段と、
    前記電圧指令値作成手段から出力された過去の前記電圧指令値を保持する電圧指令値保持手段と、
    前記モータのU相、V相及びW相電圧の内の2相間電圧差から特定期間を設定する特定期間設定手段と、を備え、
    前記特定期間外においては、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する一方、前記特定期間内においては、前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
    Motor current detection means for detecting the motor current flowing in the motor from the current flowing between the inverter driving the three-phase motor and the DC power supply;
    A voltage command value creating means for creating and outputting a voltage command value which is a target of a voltage applied to the motor based on the motor current;
    Voltage command value holding means for holding the past voltage command value output from the voltage command value creating means;
    A specific period setting means for setting a specific period from a voltage difference between two phases of the U phase, V phase and W phase voltages of the motor,
    Outside the specified period, the motor is controlled via the inverter based on the voltage command value output from the voltage command value creating means, while the voltage command value holding means is controlled within the specified period. A motor control device that controls the motor through the inverter based on the held voltage command value.
  2. 前記特定期間設定手段は、前記2相間電圧差が所定の閾値以下である期間を前記特定期間に含める
    ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
    The motor control apparatus according to claim 1, wherein the specific period setting unit includes a period in which the voltage difference between the two phases is equal to or less than a predetermined threshold in the specific period.
  3. 前記インバータは、直列接続された2つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、
    前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、
    前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、
    前記閾値は、各スイッチング素子がスイッチングした時に発生する前記被測定電流の振動の減衰時間に応じて、予め設定される
    ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
    The inverter includes two switching elements connected in series for three phases, and outputs the voltage command value output from the voltage command value creating unit or the voltage command value held in the voltage command value holding unit. Driving the motor by switching control of each switching element based on,
    When the current flowing between the inverter and the DC power source is called a current to be measured,
    The motor current detecting means detects the measured current by converting an analog signal corresponding to the measured current into a digital signal, detects the motor current from the measured current,
    The motor control device according to claim 2, wherein the threshold value is set in advance according to a decay time of vibration of the current to be measured that is generated when each switching element is switched.
  4. 前記インバータと前記直流電源との間に流れる前記電流を被測定電流と呼んだ場合、
    前記モータ電流検出手段は、前記被測定電流に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換することによって前記被測定電流を検出して、その被測定電流から前記モータ電流を検出し、
    前記閾値は、前記アナログ信号を前記デジタル信号に変換する時に必要となる時間に応じて、予め設定される
    ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
    When the current flowing between the inverter and the DC power source is called a current to be measured,
    The motor current detecting means detects the measured current by converting an analog signal corresponding to the measured current into a digital signal, detects the motor current from the measured current,
    The motor control device according to claim 2, wherein the threshold value is set in advance according to a time required when the analog signal is converted into the digital signal.
  5. 前記インバータは、直列接続された2つのスイッチング素子を三相分備えて、前記電圧指令値作成手段から出力される前記電圧指令値又は前記電圧指令値保持手段に保持されている前記電圧指令値に基づいて各スイッチング素子をスイッチング制御することにより前記モータを駆動し、
    前記閾値は、各スイッチング素子のスイッチング遅れ時間に応じて、予め設定される
    ことを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置。
    The inverter includes two switching elements connected in series for three phases, and outputs the voltage command value output from the voltage command value creating unit or the voltage command value held in the voltage command value holding unit. Driving the motor by switching control of each switching element based on,
    The motor control device according to claim 2, wherein the threshold value is set in advance according to a switching delay time of each switching element.
  6. 前記電圧指令値保持手段は、前記特定期間前に前記電圧指令値作成手段から出力された前記電圧指令値を保持する
    ことを特徴とする請求項1〜請求項5の何れかに記載のモータ制御装置。
    6. The motor control according to claim 1, wherein the voltage command value holding unit holds the voltage command value output from the voltage command value creating unit before the specific period. apparatus.
  7. 前記電圧指令値は、前記モータの回転子の回転に伴って回転する回転座標上における2相の電圧指令値である
    ことを特徴とする請求項1〜請求項6の何れかに記載のモータ制御装置。
    The motor control according to any one of claims 1 to 6, wherein the voltage command value is a two-phase voltage command value on a rotation coordinate that rotates as the rotor of the motor rotates. apparatus.
  8. 当該モータ制御装置は、前記特定期間内において、前記モータの回転子位置に応じて前記U相、V相及びW相電圧の夫々を変化させる
    ことを特徴とする請求項1〜請求項7の何れかに記載のモータ制御装置。
    The motor control device changes each of the U-phase, V-phase, and W-phase voltages in accordance with a rotor position of the motor within the specific period. A motor control device according to claim 1.
  9. 当該モータ制御装置は、
    前記モータの回転子位置を推定する推定手段と、
    前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記2相の電圧指令値を、推定された前記回転子位置に基づいて3相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、
    前記3相電圧指令値に従って前記モータを制御し、
    前記推定手段は、
    前記特定期間外では、前記モータ電流に基づいて前記回転子位置を推定し、
    前記特定期間内では、前記モータ電流に基づく前記回転子位置の推定を停止し、その特定期間前に推定した前記回転子位置を基準にしつつ、前記特定期間前における前記回転子位置の変化状態に基づいて或いは前記特定期間前における前記モータの回転速度情報に基づいて前記特定期間内の前記回転子位置を推定する
    ことを特徴とする請求項7に記載のモータ制御装置。
    The motor control device
    Estimating means for estimating a rotor position of the motor;
    Coordinates for converting the two-phase voltage command value output from the voltage command value creating unit or held in the voltage command value holding unit into a three-phase voltage command value based on the estimated rotor position Conversion means,
    Controlling the motor according to the three-phase voltage command value;
    The estimation means includes
    Outside the specific period, the rotor position is estimated based on the motor current,
    Within the specific period, the estimation of the rotor position based on the motor current is stopped, and the change of the rotor position before the specific period is made while using the rotor position estimated before the specific period as a reference. The motor control device according to claim 7, wherein the position of the rotor in the specific period is estimated based on or based on rotation speed information of the motor before the specific period.
  10. 当該モータ制御装置は、
    位置センサを用いて前記モータの回転子位置を検出する位置検出手段と、
    前記電圧指令値作成手段から出力される或いは前記電圧指令値保持手段に保持されている前記2相の電圧指令値を、検出された前記回転子位置に基づいて3相電圧指令値に変換する座標変換手段と、を更に備えて、
    前記3相電圧指令値に従って前記モータを制御する
    ことを特徴とする請求項7に記載のモータ制御装置。
    The motor control device
    Position detecting means for detecting the rotor position of the motor using a position sensor;
    Coordinates for converting the two-phase voltage command value output from the voltage command value creating means or held in the voltage command value holding means into a three-phase voltage command value based on the detected rotor position Conversion means,
    The motor control apparatus according to claim 7, wherein the motor is controlled according to the three-phase voltage command value.
  11. 三相式のモータと、
    前記モータを駆動するインバータと、
    前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項1〜請求項10の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
    ことを特徴とするモータ駆動システム。
    A three-phase motor,
    An inverter for driving the motor;
    11. A motor drive system comprising: the motor control device according to claim 1 that controls the motor by controlling the inverter.
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