JP2008245310A - Surface acoustic wave demultiplexer - Google Patents

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典生 谷口
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a surface acoustic wave demultiplexer capable of improving an attenuation amount at the higher-frequency side than at the transmission-side passing band and the reception-side passing band and reducing the device size. <P>SOLUTION: The surface acoustic wave demultiplexer includes a transmission-side surface acoustic wave filter and a reception-side surface acoustic wave filter connected to an antenna terminal. The transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are mounted on a package member. The device further includes a high-frequency element connected to the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter and having two trap attenuation poles at a higher frequency side at least than the transmission-side passing band and the receiving-side passing band. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えば携帯電話機のような無線通信装置に用いられる弾性表面波分波器に関し、より詳細には、通過帯域よりも高域側において生じる高調波を抑圧する構成が備えられた弾性表面波分波器に関する。   The present invention relates to a surface acoustic wave duplexer used for a radio communication apparatus such as a mobile phone, and more particularly, an elastic surface provided with a configuration for suppressing harmonics generated on a higher frequency side than a pass band. It relates to a wave demultiplexer.

携帯電話機では、送信側の信号と、受信側の信号とを分離するために弾性表面波分波器が用いられている。ここでは、送信側周波数の２倍波及び３倍波の抑圧が求められている。   In a mobile phone, a surface acoustic wave duplexer is used to separate a signal on the transmission side and a signal on the reception side. Here, suppression of the second and third harmonics of the transmission side frequency is required.

特許文献１には、このような要求を満たすために、弾性表面波分波器において、ローパスフィルタが接続されている回路構成が開示されている。図２０は、特許文献１に記載の弾性表面波分波器の回路構成を示す図である。弾性表面波分波器２０１では、アンテナに接続される共通信号端子２０２に、送信側弾性表面波フィルタ２０３及び受信側弾性表面波フィルタ２０４が接続されている。また、共通信号端子２０２と、送信側弾性表面波分波器２０３との間に第１のローパスフィルタ２０５が接続されており、共通信号端子２０２と受信側弾性表面波フィルタ２０４との間に第２のローパスフィルタ２０６が接続されている。   Patent Document 1 discloses a circuit configuration in which a low-pass filter is connected in a surface acoustic wave duplexer in order to satisfy such a requirement. FIG. 20 is a diagram illustrating a circuit configuration of the surface acoustic wave duplexer described in Patent Document 1. In FIG. In the surface acoustic wave duplexer 201, a transmission-side surface acoustic wave filter 203 and a reception-side surface acoustic wave filter 204 are connected to a common signal terminal 202 connected to an antenna. A first low-pass filter 205 is connected between the common signal terminal 202 and the transmission-side surface acoustic wave duplexer 203, and the first low-pass filter 205 is connected between the common signal terminal 202 and the reception-side surface acoustic wave filter 204. Two low-pass filters 206 are connected.

ローパスフィルタ２０５，２０６は、並列コンデンサＣ１，Ｃ２と、直列に接続されたインダクタＬとを有する。   The low-pass filters 205 and 206 have parallel capacitors C1 and C2 and an inductor L connected in series.

特許文献１に記載のローパスフィルタを用いる方法の他、従来、オープンスタブやショートスタブを用いてトラップを構成し、それによって送信側周波数の２倍波や３倍波の減衰量を改善する技術が知られている。   In addition to the method using the low-pass filter described in Patent Document 1, conventionally, there is a technique in which a trap is configured using an open stub or a short stub, thereby improving the attenuation amount of the second harmonic or third harmonic of the transmission side frequency. Are known.

他方、特許文献２には、弾性表面波装置を構成している圧電基板上に容量素子を構成する方法の一例が開示されている。図２１は、この弾性表面波装置２１１を示す模式的平面図である。弾性表面波装置２１１では、圧電基板上に弾性表面波フィルタ２１３，２１４が構成されている。そして、インピーダンス整合を図るための容量素子２１５が同じく圧電基板２１２上に形成されている。容量素子２１５は、図示のように、櫛形電極により構成されており、かつ該櫛形電極の電極指が並ぶ方向が、弾性表面波フィルタ２１３，２１４における表面波伝搬方向に対して９０度回転された方向とされている。   On the other hand, Patent Document 2 discloses an example of a method for forming a capacitive element on a piezoelectric substrate constituting a surface acoustic wave device. FIG. 21 is a schematic plan view showing the surface acoustic wave device 211. In the surface acoustic wave device 211, surface acoustic wave filters 213 and 214 are formed on a piezoelectric substrate. A capacitive element 215 for impedance matching is also formed on the piezoelectric substrate 212. As shown in the figure, the capacitive element 215 is composed of comb-shaped electrodes, and the direction in which the electrode fingers of the comb-shaped electrodes are arranged is rotated 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction in the surface acoustic wave filters 213 and 214. It is considered to be a direction.

また、特許文献３には、弾性表面波分波器において、相対的に周波数が高い弾性表面波フィルタとアンテナ側共通端子との間に、ガラスエポキシ基板やセラミック基板上に金属ストリップラインを形成することにより構成されたインダクタンスＬが接続されている。このインダクタンスＬは、位相回転用素子であり、インダクタンスＬの接続されている側の弾性表面波フィルタの低周波数側の減衰域高インピーダンス化を図るように作用するとされている構造が開示されている。   In Patent Document 3, in a surface acoustic wave duplexer, a metal strip line is formed on a glass epoxy substrate or a ceramic substrate between a surface acoustic wave filter having a relatively high frequency and the antenna-side common terminal. The inductance L comprised by this is connected. This inductance L is an element for phase rotation, and a structure is disclosed that acts to increase the impedance of the attenuation region on the low frequency side of the surface acoustic wave filter to which the inductance L is connected. .

特許文献１に記載の弾性表面波分波器２０１では、並列コンデンサＣ１，Ｃ２及び直列に接続されたインダクタＬからなるローパスフィルタ２０５，２０６を送信側弾性表面波フィルタ２０３及び受信側弾性表面波フィルタ２０４の双方に接続することにより、通過帯域よりも高周波側の減衰量が全体的に改善されている。そのため、送信側周波数の２倍波及び３倍波だけでなく、高周波側の減衰量が全体的に改善されるため、挿入損失が大きくなるという問題があった。   In the surface acoustic wave duplexer 201 described in Patent Document 1, low-pass filters 205 and 206 including parallel capacitors C1 and C2 and an inductor L connected in series are used as a transmission-side surface acoustic wave filter 203 and a reception-side surface acoustic wave filter. By connecting to both 204, the amount of attenuation on the higher frequency side than the pass band is improved as a whole. Therefore, not only the second and third harmonics of the transmission side frequency but also the attenuation amount on the high frequency side is improved as a whole, and there is a problem that the insertion loss increases.

他方、上述したオープンスタブやショートスタブなどを用いたトラップ型のフィルタを弾性表面波分波器に構成した場合には、該トラップの位置を送信側周波数の２倍波及び３倍波の周波数位置とすることにより、挿入損失の悪化をさほど招くことなく、上記２倍波及び３倍波における減衰量を改善することはできる。しかしながら、オープンスタブやショートスタブを用いたトラップフィルタを構成した場合、弾性表面波分波器のパッケージ内におけるトラップフィルタの占有面積が大きくなり、弾性表面波分波器の小型化が困難であった。   On the other hand, when the trap type filter using the above-described open stub or short stub is configured in a surface acoustic wave duplexer, the position of the trap is the frequency position of the second and third harmonics of the transmission side frequency. By so doing, it is possible to improve the attenuation in the second and third harmonics without causing much deterioration in insertion loss. However, when a trap filter using an open stub or a short stub is configured, the area occupied by the trap filter in the surface acoustic wave duplexer package increases, making it difficult to downsize the surface acoustic wave duplexer. .

なお、特許文献２には、上記のように、圧電基板を用いて構成された弾性表面波フィルタにおいて、弾性表面波フィルタの表面波伝搬方向に対して電極指が並ぶ方向が９０度回転された方向に櫛形電極を配置することにより、容量素子を構成した構造が開示されているが、容量素子２１５はあくまでも弾性表面波フィルタ２１３，２１４の整合用素子として用いられているものにすぎない。   In Patent Document 2, as described above, in the surface acoustic wave filter configured using the piezoelectric substrate, the direction in which the electrode fingers are arranged is rotated 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction of the surface acoustic wave filter. Although a structure in which a capacitive element is configured by disposing comb electrodes in the direction is disclosed, the capacitive element 215 is merely used as a matching element for the surface acoustic wave filters 213 and 214.

また、特許文献３に記載の先行技術では、弾性表面波分波器における位相回転用素子として、上記インダクタＬが開示されているにすぎない。
特開平９−９８０４６号公報 特開平１１−６８５１２号公報 特開平５−１６７３８８号公報 The prior art described in Patent Document 3 merely discloses the inductor L as a phase rotation element in a surface acoustic wave duplexer.
JP-A-9-98046 JP-A-11-68512 JP-A-5-167388

本発明の目的は、上述した従来技術の現状に鑑み、送信側周波数の２倍波及び３倍波における減衰量を改善することができ、しかも低損失であり、かつ小型化を図ることを可能とする弾性表面波分波器を提供することにある。   The object of the present invention is to improve the attenuation amount at the second and third harmonics of the transmission side frequency in view of the above-described state of the prior art, and can achieve low loss and downsizing. And providing a surface acoustic wave duplexer.

本発明によれば、アンテナ端子と、前記アンテナ端子に接続されており、圧電基板を用いて構成された送信側弾性表面波フィルタと、前記アンテナ端子に接続されており、圧電基板を用いて構成された受信側弾性表面波フィルタと、前記送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが搭載されたパッケージ材と、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つの容量素子とを有する高周波素子とを備え、前記インダクタが、前記パッケージ材内に形成されており、前記容量素子は、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板に形成されていることを特徴とする、弾性表面波分波器である。   According to the present invention, an antenna terminal, a transmission-side surface acoustic wave filter connected to the antenna terminal and configured using a piezoelectric substrate, and connected to the antenna terminal and configured using a piezoelectric substrate A reception-side surface acoustic wave filter, a package material on which the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are mounted, a high-frequency element having at least one inductor and at least one capacitive element. The inductor is formed in the package material, and the capacitive element is formed on a piezoelectric substrate constituting the transmitting surface acoustic wave filter and / or the receiving surface acoustic wave filter. This is a surface acoustic wave duplexer characterized by the following.

本発明に係る弾性表面波フィルタのある特定の局面では、前記容量素子が、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または前記受信側弾性表面波フィルタを構成している前記圧電基板上に形成された櫛形電極により構成されており、前記櫛形電極の電極指ピッチに沿う方向が、該櫛形電極が形成されている弾性表面波フィルタにおいて表面波が伝搬する方向に対して直交する方向とされており、前記容量素子によって発生するリップルが、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域及び受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波及び３倍波並びにその近傍に位置しないことを特徴とする。   In a specific aspect of the surface acoustic wave filter according to the present invention, the capacitive element is formed on the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter. It is composed of comb-shaped electrodes, and the direction along the electrode finger pitch of the comb-shaped electrodes is a direction orthogonal to the direction in which surface waves propagate in the surface acoustic wave filter in which the comb-shaped electrodes are formed, Ripple generated by the capacitive element is not located in the second and third harmonics of the passband of the transmission-side surface acoustic wave filter and the passband of the reception-side surface acoustic wave filter and in the vicinity thereof.

本発明に係る弾性表面波分波器の他の特定の局面では、前記圧電基板がＬｉＴａＯ３基板であり、前記容量素子を構成している櫛形電極における電極指の周期が下記の式（１）〜（３）〔但し、式（１）〜（３）において、ｆＨは、受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の上限周波数を、ｆＬは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の下限周波数を意味し、Ｐは、櫛形電極の電極指ピッチ（電極指の幅と、電極指間のスペースの和）である〕のいずれかの範囲にあることを特徴とする。
５３００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（１）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（２）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（３） In another specific aspect of the surface acoustic wave duplexer according to the present invention, the piezoelectric substrate is a LiTaO 3 substrate, and the period of electrode fingers in the comb-shaped electrode constituting the capacitive element is expressed by the following formula (1): ~ (3) [However, in equations (1) to (3), fH is the upper limit frequency of the passband of the reception-side surface acoustic wave filter, and fL is the lower limit frequency of the passband of the transmission-side surface acoustic wave filter. Meaning, P is in any range of the electrode finger pitch (the sum of the electrode finger width and the space between the electrode fingers) of the comb-shaped electrode.
5300 / fH ≧ 2 × P (1)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (2)
18800 / fL ≦ 2 × P (3)

本発明に係る弾性表面波分波器のさらに他の特定の局面では、前記櫛形電極の電極指周期が、下記の式（４）〜（１２）〔但し、ｆＴＬは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の下限周波数、ｆＴＨは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の上限周波数、Ｐは、櫛形電極の電極指ピッチを示す。〕の範囲にあることを特徴とする。
５５００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（４）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（５）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（６）
５５００／（２×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（７）
６８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（２×ｆＴＨ）
…式（８）
１８８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（９）
５５００／（３×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（１０）
６８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（３×ｆＴＨ）
…式（１１）
１８８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（１２） In still another specific aspect of the surface acoustic wave duplexer according to the present invention, an electrode finger period of the comb-shaped electrode is represented by the following formulas (4) to (12) [where fTL is a transmission-side surface acoustic wave filter: The lower limit frequency of the pass band, fTH is the upper limit frequency of the pass band of the transmission surface acoustic wave filter, and P is the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode. It is in the range of].
5500 / fH ≧ 2 × P (4)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (5)
18800 / fL ≦ 2 × P (6)
5500 / (2 × fTH) ≧ 2 × P (7)
6800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (2 × fTH)
... Formula (8)
18800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P (9)
5500 / (3 × fTH) ≧ 2 × P (10)
6800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (3 × fTH)
... Formula (11)
18800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P (12)

本発明に係る弾性表面波分波器の別の特定の局面では、前記容量素子が、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または前記受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板上において、第１の電極膜と、第２の電極膜と、第１，第２の電極膜間に挟持された絶縁膜とからなる積層構造を形成することにより構成されている。   In another specific aspect of the surface acoustic wave duplexer according to the present invention, the capacitive element is on the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter. It is configured by forming a laminated structure including a first electrode film, a second electrode film, and an insulating film sandwiched between the first and second electrode films.

本発明に係る弾性表面波分波器のさらに別の特定の局面では、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが、それぞれの独立の圧電基板を用いて構成されており、前記高周波素子を形成するための容量素子が、前記受信側弾性表面波フィルタの圧電基板に形成されている。   In still another specific aspect of the surface acoustic wave duplexer according to the present invention, the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are configured using respective independent piezoelectric substrates, and the high frequency A capacitive element for forming an element is formed on the piezoelectric substrate of the reception-side surface acoustic wave filter.

以下、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。   Hereinafter, the present invention will be clarified by describing specific embodiments of the present invention.

図１は、本発明の一実施形態に係る弾性表面波分波器の回路構成を示す図であり、図２は、該弾性表面波分波器の正面断面図である。   FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a surface acoustic wave duplexer according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a front sectional view of the surface acoustic wave duplexer.

本実施形態の弾性表面波分波器１は、送信側の通過帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであり、受信側の通過帯域が８６９〜８９４ＭＨｚの携帯電話用弾性表面波分波器である。もっとも、本発明に係る弾性表面波分波器における送信側の通過帯域及び受信側の通過帯域はこれらに限定されるものではない。   The surface acoustic wave duplexer 1 according to the present embodiment is a surface acoustic wave duplexer for a mobile phone having a transmission-side passband of 824 to 849 MHz and a reception-side passband of 869 to 894 MHz. However, the transmission-side passband and the reception-side passband in the surface acoustic wave duplexer according to the present invention are not limited to these.

図１に示すように、弾性表面波分波器１は、アンテナＡＮＴに接続されるアンテナ端子２を有し、アンテナ端子２に送信側弾性表面波フィルタ３及び受信側弾性表面波フィルタ４が接続されている。   As shown in FIG. 1, the surface acoustic wave duplexer 1 has an antenna terminal 2 connected to an antenna ANT, and a transmission-side surface acoustic wave filter 3 and a reception-side surface acoustic wave filter 4 are connected to the antenna terminal 2. Has been.

送信側弾性表面波フィルタ３と受信側弾性表面波フィルタ４とは、共通接続点５において各々のアンテナ端子側の端部が共通に接続されている。そして、アンテナ端子２と、共通接続点５との間に高周波素子としてローパスフィルタ６が接続されている。ローパスフィルタ６の詳細は後程説明する。   The transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the reception-side surface acoustic wave filter 4 are commonly connected at the common connection point 5 at the ends on the antenna terminal side. A low pass filter 6 is connected as a high frequency element between the antenna terminal 2 and the common connection point 5. Details of the low-pass filter 6 will be described later.

また、受信側弾性表面波フィルタ４と共通接続点５との間には、位相整合用素子７が接続されている。   A phase matching element 7 is connected between the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the common connection point 5.

図２に示すように、本実施形態の弾性表面波分波器１のパッケージ構造は、パッケージ材１１と、蓋材１２とからなる。パッケージ材１１は、上方に開いた開口１１ａを有し、該開口１１ａを閉成するように蓋材１２がパッケージ材１１に接合されている。パッケージ材１１は、圧電性セラミックスあるいは合成樹脂等の適宜の材料により構成される。また、蓋材１２は、金属もしくはセラミックスなどの適宜の材料により構成され得る。   As shown in FIG. 2, the package structure of the surface acoustic wave duplexer 1 according to this embodiment includes a package material 11 and a lid material 12. The package material 11 has an opening 11a opened upward, and a lid material 12 is joined to the package material 11 so as to close the opening 11a. The package material 11 is made of an appropriate material such as piezoelectric ceramics or synthetic resin. The lid member 12 can be made of an appropriate material such as metal or ceramics.

パッケージ材１１の開口１１ａ内には、送信側弾性表面波フィルタ３及び受信側弾性表面波フィルタ４が略図的に示すバンプ１３，１４を用いてフリップチップボンディング工法によりパッケージ材１１のチップ搭載面１１ｂに実装されている。なお、チップ搭載面１１ｂは、開口１１ａの底面であるが、平板状パッケージ基板を用いた場合には、チップ搭載面は上面となる。   In the opening 11 a of the package material 11, a chip mounting surface 11 b of the package material 11 is formed by a flip chip bonding method using bumps 13 and 14 schematically shown by the transmission surface acoustic wave filter 3 and the reception surface acoustic wave filter 4. Has been implemented. The chip mounting surface 11b is a bottom surface of the opening 11a. However, when a flat package substrate is used, the chip mounting surface is an upper surface.

また、パッケージ材１１の受信側弾性表面波フィルタ４が設けられている側においてアンテナ端子２（図１参照）が設けられている。   An antenna terminal 2 (see FIG. 1) is provided on the side of the package material 11 on which the reception-side surface acoustic wave filter 4 is provided.

送信側弾性表面波フィルタ３及び受信側弾性表面波フィルタ４は、それぞれ、独立の圧電基板上に複数の１ポート型弾性表面波共振子を形成することにより構成されている。また、図１から明らかなように、送信側弾性表面波フィルタ３は、複数の直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ６と、複数の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２とからなるラダー型回路構成を有する。同様に、受信側弾性表面波フィルタ４も、複数の直列腕共振子Ｓ７〜Ｓ１０及び複数の並列腕共振子Ｐ３〜Ｐ５からなるラダー型回路構成を備えている。   The transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the reception-side surface acoustic wave filter 4 are each formed by forming a plurality of 1-port surface acoustic wave resonators on independent piezoelectric substrates. As is clear from FIG. 1, the transmission-side surface acoustic wave filter 3 has a ladder type circuit configuration including a plurality of series arm resonators S1 to S6 and a plurality of parallel arm resonators P1 and P2. Similarly, the reception-side surface acoustic wave filter 4 also has a ladder type circuit configuration including a plurality of series arm resonators S7 to S10 and a plurality of parallel arm resonators P3 to P5.

上記直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ６，Ｓ７〜Ｓ１０及び並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３〜Ｐ５は、それぞれ、前述したように１ポート型の弾性表面波共振子により構成されている。   The series arm resonators S1 to S6, S7 to S10 and the parallel arm resonators P1, P2, P3 to P5 are each constituted by a 1-port surface acoustic wave resonator as described above.

図３に示すように、受信側弾性表面波フィルタ４は、矩形の圧電基板２１を用いて構成されている。上記圧電基板２１上に、上述した直列腕共振子Ｓ７〜Ｓ１０及び並列腕共振子Ｐ３〜Ｐ５が形成されている。なお、直列腕共振子Ｓ７，Ｓ８は、図３では１つの共振子として略図的に示す。同様に、直列腕共振子Ｓ９，Ｓ１０も図３では１つの共振子として示す。各直列腕共振子Ｓ７〜Ｓ１０及び並列腕共振子Ｐ３〜Ｐ５は、いずれも、櫛形電極からなるＩＤＴ（インターデジタルトランスデューサ）の表面波伝搬方向両側にグレーティング反射器を形成してなる１ポート型弾性表面波共振子により構成されている。   As shown in FIG. 3, the reception-side surface acoustic wave filter 4 is configured using a rectangular piezoelectric substrate 21. On the piezoelectric substrate 21, the above-described series arm resonators S7 to S10 and parallel arm resonators P3 to P5 are formed. The series arm resonators S7 and S8 are schematically shown as one resonator in FIG. Similarly, the series arm resonators S9 and S10 are also shown as one resonator in FIG. Each of the series arm resonators S7 to S10 and the parallel arm resonators P3 to P5 is a one-port type elastic device in which grating reflectors are formed on both sides of the surface wave propagation direction of an IDT (interdigital transducer) composed of comb-shaped electrodes. It is constituted by a surface wave resonator.

送信側弾性表面波フィルタ３も同様に、矩形の圧電基板上に直列腕共振子Ｓ１〜Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２を構成するように複数の１ポート型弾性表面波共振子が形成されている構造を有する。   Similarly, in the transmission-side surface acoustic wave filter 3, a plurality of one-port surface acoustic wave resonators are formed on a rectangular piezoelectric substrate so as to constitute series arm resonators S1 to S6 and parallel arm resonators P1 and P2. Has a structure.

本実施形態では、上記送信側弾性表面波フィルタ３及び受信側弾性表面波フィルタ４を構成している圧電基板として、３６度ＬｉＴａＯ３基板が用いられている。もっとも、本発明においては、弾性表面波フィルタ３，４を構成するための圧電基板は、他の圧電単結晶あるいは圧電セラミックスにより構成されていてもよい。また、本実施形態では、圧電基板上に形成された各種電極の材料としてＡｌを主成分とするＡｌ合金が用いられているが、Ａｌ以外のＡｕやＣｕなどの材料を用いてもよい。また、複数の金属を積層することにより、各種電極を形成してもよい。 In this embodiment, a 36-degree LiTaO 3 substrate is used as the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the reception-side surface acoustic wave filter 4. However, in the present invention, the piezoelectric substrate for forming the surface acoustic wave filters 3 and 4 may be made of other piezoelectric single crystals or piezoelectric ceramics. In this embodiment, an Al alloy containing Al as a main component is used as a material for various electrodes formed on the piezoelectric substrate. However, a material such as Au or Cu other than Al may be used. Various electrodes may be formed by laminating a plurality of metals.

図１に戻り、受信側弾性表面波フィルタ４と共通接続点５との間には、位相整合用素子７が接続されている。この位相整合用素子７は、より具体的には、パッケージ材１１内に埋設されたストリップラインにより構成されている。すなわち、図２に示すように、パッケージ材１１のチップ搭載面１１ｂと下面１１ｃとの間の中間高さ位置に、ストリップライン１５，１６が形成されている。ストリップライン１５の一端が、ビアホール電極１７により受信側弾性表面波フィルタ４に接続されている。ストリップライン１５の他端は、ビアホール電極１８によりストリップライン１６に接続されている。ストリップライン１６は、ビアホール電極１９によりパッケージ材１１のチップ搭載面１１ｂに形成された配線電極（図示せず）に接続されている。この配線電極が、図１の共通接続点５に接続されている。   Returning to FIG. 1, a phase matching element 7 is connected between the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the common connection point 5. More specifically, the phase matching element 7 includes a strip line embedded in the package material 11. That is, as shown in FIG. 2, strip lines 15 and 16 are formed at intermediate height positions between the chip mounting surface 11 b and the lower surface 11 c of the package material 11. One end of the strip line 15 is connected to the reception-side surface acoustic wave filter 4 by a via-hole electrode 17. The other end of the strip line 15 is connected to the strip line 16 by a via hole electrode 18. The strip line 16 is connected to a wiring electrode (not shown) formed on the chip mounting surface 11 b of the package material 11 by a via hole electrode 19. This wiring electrode is connected to the common connection point 5 in FIG.

すなわち、上記位相整合用素子７は、弾性表面波分波器１を構成するパッケージ材１１内に構成されている。上記ストリップライン１５，１６は５０Ω付近の特性インピーダンスを有する。また、ストリップライン１５，１６の長さは、これらによる位相シフト量が、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域中心周波数８３６．５ＭＨｚにおいて位相が７５度回転する長さとされている。   That is, the phase matching element 7 is configured in a package material 11 constituting the surface acoustic wave duplexer 1. The strip lines 15 and 16 have characteristic impedances around 50Ω. Further, the length of the strip lines 15 and 16 is set such that the phase shift amount due to them rotates the phase by 75 degrees at the passband center frequency 836.5 MHz of the transmission surface acoustic wave filter 3.

他方、図１のローパスフィルタ６は、少なくとも１つの容量素子と、少なくとも１つのインダクタとを有する。より具体的には、図３に示すように、受信側弾性表面波フィルタ４を構成する圧電基板２１上に、第１〜第３の容量素子２２〜２４が形成されている。   On the other hand, the low-pass filter 6 of FIG. 1 has at least one capacitive element and at least one inductor. More specifically, as shown in FIG. 3, first to third capacitive elements 22 to 24 are formed on a piezoelectric substrate 21 constituting the reception-side surface acoustic wave filter 4.

第１〜第３の容量素子２２〜２４は、いずれも櫛形電極により構成されている。そして、第１〜第３の容量素子２２〜２４は、第１〜第３の共通端子２５〜２７にそれぞれ２つの容量素子が共通接続されて、Δ型に接続されている。   Each of the first to third capacitive elements 22 to 24 is composed of a comb-shaped electrode. The first to third capacitive elements 22 to 24 are connected to the first to third common terminals 25 to 27 in common, and two capacitors are connected in a Δ type.

ローパスフィルタ６は、前記第１〜第３の容量素子２２〜２４のΔ型接続により得られる容量と、図２に示されているパッケージ材１１内に埋設されたインダクタンス素子２９，３０との共振を利用するように構成されている。すなわち、インダクタンス素子２９，３０は、パッケージ材１１内において、複数の層において電極を形成することにより構成されている。インダクタンス素子２９，３０は、インダクタンス値に応じてらせん状またはミアンダ状などの形状に構成され得る。インダクタンス素子２９，３０はビアホール電極３１で接続されている。インダクタンス素子２９の一端は、ビアホール電極３２によりパッケージ材１１の上面に設けられた配線電極（図示せず）に接続されている。また、インダクタンス素子３０は、ビアホール電極３３に接続されており、ビアホール電極３３は、パッケージ材１１の下面１１ｃに至っており、該下面１１ｃに形成された配線電極（図示せず）に接続されている。上記インダクタンス素子２９，３０と同じようにして、もう一組のインダクタンス素子を構成する（図示せず）。   The low-pass filter 6 is a resonance between the capacitance obtained by the Δ-type connection of the first to third capacitive elements 22 to 24 and the inductance elements 29 and 30 embedded in the package material 11 shown in FIG. Is configured to use. That is, the inductance elements 29 and 30 are configured by forming electrodes in a plurality of layers in the package material 11. The inductance elements 29 and 30 may be formed in a spiral shape or a meander shape according to the inductance value. The inductance elements 29 and 30 are connected by a via hole electrode 31. One end of the inductance element 29 is connected to a wiring electrode (not shown) provided on the upper surface of the package material 11 by a via hole electrode 32. The inductance element 30 is connected to the via hole electrode 33. The via hole electrode 33 reaches the lower surface 11c of the package material 11, and is connected to a wiring electrode (not shown) formed on the lower surface 11c. . Another set of inductance elements is formed in the same manner as the inductance elements 29 and 30 (not shown).

上記インダクタンス素子２９，３０及びもう一組のインダクタンス素子と、第１〜第３の容量素子２２〜２４により、図４に示す回路構成のローパスフィルタ６が構成されている。なお、図４におけるインダクタンスＬ１，Ｌ２は図２のインダクタンス素子２９，３０と前述のもう一組のインダクタンス素子とによりそれぞれ構成されている。すなわち、図４に示す回路を構成するように、インダクタンス素子２９，３０が容量素子２２〜２４と接続されている。なお、インダクタンスＬは、Ｌ２に比べて、インダクタンス値が小さいため、一層構造のビアホールのみでも構成することができる。   The low-pass filter 6 having the circuit configuration shown in FIG. 4 is configured by the inductance elements 29 and 30 and another set of inductance elements and the first to third capacitance elements 22 to 24. Note that the inductances L1 and L2 in FIG. 4 are respectively configured by the inductance elements 29 and 30 in FIG. 2 and the other set of inductance elements described above. That is, the inductance elements 29 and 30 are connected to the capacitive elements 22 to 24 so as to constitute the circuit shown in FIG. Since the inductance value of the inductance L is smaller than that of L2, the inductance L can be configured with only a single-layer via hole.

上記ローパスフィルタ６は、上述したように、アンテナ端子２と共通接続点５との間に接続されている。ローパスフィルタ６は、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の中心周波数の２倍波及び３倍波もしくはその近傍に減衰極を有する周波数特性を有し、かつ送信側及び受信側弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンス整合を図るように作用する。すなわち、本実施形態では、上記ローパスフィルタ６により、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域の２倍波及びその近傍に第１の減衰極が３倍波もしくはその近傍に第２の減衰極が発生されるため、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波及び３倍波を効果的に抑圧することができ、良好な周波数特性を得ることができる。   As described above, the low-pass filter 6 is connected between the antenna terminal 2 and the common connection point 5. The low-pass filter 6 has frequency characteristics having attenuation poles at or near the second and third harmonics of the center frequency of the pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter, and the transmission-side and reception-side surface acoustic wave filters. It works to achieve impedance matching in the passband. That is, in the present embodiment, the low-pass filter 6 causes the first attenuation pole in the second harmonic of the passband of the surface acoustic wave filter 3 on the transmission side and the vicinity thereof to the third harmonic or the second attenuation pole in the vicinity thereof. As a result, the second and third harmonics of the passband of the transmitting surface acoustic wave filter can be effectively suppressed, and good frequency characteristics can be obtained.

図３に示すように、容量素子２２〜２４を構成している櫛形電極の電極指の並んでいる方向、すなわち、電極指ピッチの方向は、受信側弾性表面波フィルタ４における表面波伝搬方向と直交する方向に配置されている。なお、受信側弾性表面波フィルタにおいて表面波が伝搬する方向とは、直列腕共振子Ｓ７〜Ｓ１０及び並列腕共振子Ｐ３〜Ｐ５における表面波伝搬方向をいう。言い換えれば、容量素子２２〜２４を構成している各櫛形電極の電極指ピッチの方向は、上記表面波伝搬方向に対して９０度回転された方向とされている。   As shown in FIG. 3, the direction in which the electrode fingers of the comb electrodes constituting the capacitive elements 22 to 24 are arranged, that is, the direction of the electrode finger pitch is the surface wave propagation direction in the reception-side surface acoustic wave filter 4. They are arranged in the orthogonal direction. The direction in which the surface wave propagates in the reception-side surface acoustic wave filter refers to the surface wave propagation direction in the series arm resonators S7 to S10 and the parallel arm resonators P3 to P5. In other words, the direction of the electrode finger pitch of each comb-shaped electrode constituting the capacitive elements 22 to 24 is a direction rotated 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction.

また、容量素子２２〜２４における電極指ピッチ、すなわち、電極指の幅と電極指間のスペースの幅の合計は本実施形態では４．５μｍとされている。   In addition, the electrode finger pitch in the capacitive elements 22 to 24, that is, the sum of the width of the electrode fingers and the width of the space between the electrode fingers is 4.5 μm in this embodiment.

図２から明らかなように、インダクタンス素子２９，３０は、位相整合用素子を構成するストリップライン１５，１６と同様に複数の層に渡って形成されており、かつインダクタンス素子２９，３０及びストリップライン１５，１６は、それぞれ同一平面内に形成されている。すなわち、本実施形態では、インダクタンス素子を構成する電極と、位相整合用素子７を構成する電極とが、複数の層に渡り、かつ同一平面内に位置するように配置されている。なお、図示していない前述のもう一組のインダクタンスは、インダクタンス２９，３０と同様に構成されている。   As is apparent from FIG. 2, the inductance elements 29 and 30 are formed across a plurality of layers in the same manner as the strip lines 15 and 16 constituting the phase matching element, and the inductance elements 29 and 30 and the strip line are formed. 15 and 16 are each formed in the same plane. That is, in the present embodiment, the electrodes constituting the inductance element and the electrodes constituting the phase matching element 7 are arranged so as to extend over a plurality of layers and be in the same plane. The other set of inductances (not shown) is configured in the same manner as the inductances 29 and 30.

次に、弾性表面波分波器１の作用効果につき説明する。   Next, the effect of the surface acoustic wave duplexer 1 will be described.

上記実施形態の弾性表面波分波器と、上記実施形態から上記ローパスフィルタ６が取り除かれた比較例の弾性表面波分波器を用意し、周波数特性を測定した。図５は結果を示す。図５の実線が本実施形態の弾性表面波分波器１の周波数特性を、破線が比較例の弾性表面波分波器の周波数特性を示す。   The surface acoustic wave duplexer of the above embodiment and a surface acoustic wave duplexer of a comparative example in which the low pass filter 6 was removed from the above embodiment were prepared, and the frequency characteristics were measured. FIG. 5 shows the results. The solid line in FIG. 5 shows the frequency characteristic of the surface acoustic wave duplexer 1 of the present embodiment, and the broken line shows the frequency characteristic of the surface acoustic wave duplexer of the comparative example.

図５から明らかなように、本実施形態の弾性表面波分波器１では、受信側弾性表面波フィルタ４の中心周波数の２倍及び３倍の周波数位置に、矢印Ａ，Ｂで示す第１，第２の減衰極が生じていることがわかる。すなわち、ローパスフィルタ６によれば、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域の２倍波及び３倍波における減衰量を改善し得ることがわかる。   As apparent from FIG. 5, in the surface acoustic wave duplexer 1 of the present embodiment, first and second arrows indicated by arrows A and B are located at frequency positions twice and three times the center frequency of the reception-side surface acoustic wave filter 4. It can be seen that the second attenuation pole is generated. That is, according to the low-pass filter 6, it can be seen that the attenuation amount in the second and third harmonics of the passband of the transmission-side surface acoustic wave filter 3 can be improved.

上記実施形態では、ローパスフィルタ６は、図４に示す回路構成を有するように構成されていたが、本発明においては、上記ローパスフィルタ６の回路構成は種々変形することができる。   In the above embodiment, the low-pass filter 6 is configured to have the circuit configuration shown in FIG. 4, but in the present invention, the circuit configuration of the low-pass filter 6 can be variously modified.

図７及び図９は、ローパスフィルタ６の変形例を示す各回路図である。   7 and 9 are circuit diagrams showing modifications of the low-pass filter 6.

図７に示すローパスフィルタ３６では、４個の容量素子３６ａ〜３６ｄと、２個のインダクタンス素子３６ｅ，３６ｆとが用いられている。すなわち、インダクタンス素子３６ｅと容量素子３６ｂとが並列に接続されており、同様にインダクタンス素子３６ｆと容量素子３６ｃとが並列に接続されている。そして、インダクタンス素子３６ｅ及び容量素子３６ｂの並列接続構造と、インダクタンス素子３６ｆ及び容量素子３６ｃの並列構造が直列に接続されており、これらの並列接続構造が設けられている部分の外側においてアース電位との間に、それぞれ、容量素子３６ａ，３６ｄが接続されている。   In the low-pass filter 36 shown in FIG. 7, four capacitive elements 36a to 36d and two inductance elements 36e and 36f are used. That is, the inductance element 36e and the capacitive element 36b are connected in parallel, and similarly, the inductance element 36f and the capacitive element 36c are connected in parallel. And the parallel connection structure of the inductance element 36e and the capacitive element 36b and the parallel structure of the inductance element 36f and the capacitive element 36c are connected in series, and the ground potential is set outside the portion where these parallel connection structures are provided. In between, capacitive elements 36a and 36d are connected, respectively.

また、図９に示すローパスフィルタ３７では、３個の容量素子３７ａ〜３７ｃと、２個のインダクタンス素子３７ｄ，３７ｅとが用いられている。ここでは、インダクタンス素子３７ｄと、容量素子３７ｂとが並列に接続されている。この並列接続構造の外側において、それぞれ、アース電位との間に、容量素子３７ａ，３７ｃが接続されている。また、容量素子３７ｃとアース電位との間に、上記インダクタンス素子３７ｅが接続されている。   Further, in the low pass filter 37 shown in FIG. 9, three capacitive elements 37a to 37c and two inductance elements 37d and 37e are used. Here, the inductance element 37d and the capacitive element 37b are connected in parallel. On the outside of the parallel connection structure, capacitive elements 37a and 37c are connected to the ground potential. The inductance element 37e is connected between the capacitive element 37c and the ground potential.

図６，図８及び図１０は、上記ローパスフィルタ６，３６，３７の周波数特性を示す図である。   6, FIG. 8 and FIG. 10 are diagrams showing the frequency characteristics of the low-pass filters 6, 36 and 37. FIG.

なお、図６，図８，図１０に示したローパスフィルタ６，３６，３７の特性は、上記ローパスフィルタにおけるインダクタンス素子及び容量素子の仕様を下記の表１に示す通りとした場合の特性である。   The characteristics of the low-pass filters 6, 36, and 37 shown in FIGS. 6, 8, and 10 are characteristics when the specifications of the inductance element and the capacitive element in the low-pass filter are as shown in Table 1 below. .

Figure 2008245310
Figure 2008245310

図８及び図１０から明らかなように、ローパスフィルタ３６，３７を用いた場合においても、ローパスフィルタ６の場合と同様に、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域の２倍波及び３倍波においてそれぞれ、第１，第２の減衰極が発生され得ることがわかる。   As is clear from FIGS. 8 and 10, even when the low-pass filters 36 and 37 are used, as in the case of the low-pass filter 6, the second and third harmonics of the passband of the surface acoustic wave filter 3 on the transmission side are used. It can be seen that first and second attenuation poles can be generated respectively.

しかしながら、ローパスフィルタ３６，３７では、減衰極の帯域における減衰量がローパスフィルタ６を用いた場合に比べて低くなるため、通過帯域における損失を最小限に抑制するには、上記ローパスフィルタ６を用いることが望ましい。   However, in the low-pass filters 36 and 37, the attenuation amount in the band of the attenuation pole is lower than that in the case where the low-pass filter 6 is used. Therefore, the above-described low-pass filter 6 is used to minimize the loss in the pass band. It is desirable.

上記のように、図４に示したローパスフィルタ６を用いることにより、少なくとも３つの容量素子と少なくとも２つのインダクタンス素子とを組み合わせることにより、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域である８００〜９００ＭＨｚ付近で整合が取れ、その２倍波及び３倍波に減衰極を有するフィルタ特性の得られることがわかる。   As described above, by using the low-pass filter 6 shown in FIG. 4, by combining at least three capacitive elements and at least two inductance elements, the transmission band of the surface acoustic wave filter is about 800 to 900 MHz. It can be seen that a filter characteristic having attenuation poles at the second and third harmonics is obtained.

特に、ローパスフィルタ６では、第１〜第３の容量素子２２〜２４が上記のようにΔ型に接続されており、第１の共通端子２５とアース電位との間に第１のインダクタンス素子Ｌ１が接続されており、第２，第３の共通端子２６，２７間に第２のインダクタンス素子Ｌ２が接続されている。ここでは、第２のインダクタンスＬ２と第２のインダクタンスＬ２に並列に接続された容量素子２３との反共振により第１の減衰極が生じ、後述の容量Ｃｚと、第１のインダクタンスＬ１との共振により第２の減衰極が生じる。従ってローパスフィルタ６を用いた場合、ローパスフィルタ３６，３７に比べて、素子数の低減を測り得るだけでなく、全体としての容量値及びインダクタンス値を小さくすることができる。また、ローパスフィルタ６は、ローパスフィルタ３６，３７に比べてより小型に構成することができる。 In particular, in the low-pass filter 6, the first to third capacitive elements 22 to 24 are connected in a Δ shape as described above, and the first inductance element L 1 is between the first common terminal 25 and the ground potential. And the second inductance element L2 is connected between the second and third common terminals 26 and 27. Here, the second inductance L2 the first attenuation pole is generated by the anti-resonance of the second capacitive element 23 connected in parallel to the inductance L2, and the capacitance C z will be described later, the first inductance L1 Resonance produces a second attenuation pole. Therefore, when the low-pass filter 6 is used, the number of elements can be reduced as compared with the low-pass filters 36 and 37, and the overall capacitance value and inductance value can be reduced. Further, the low-pass filter 6 can be made smaller than the low-pass filters 36 and 37.

ローパスフィルタ６の第１〜第３の容量素子２２〜２４の接続を、例えば、図１１（ａ）に示すΔ型の接続から、図１１（ｂ）に示すＴ型の接続構造に変形することにより、ローパスフィルタ６の減衰極の位置を計算することができる。Ｔ型の接続構造では、全体の容量Ｃｚの値は以下の通りとなる。 For example, the connection of the first to third capacitive elements 22 to 24 of the low-pass filter 6 is changed from a Δ-type connection shown in FIG. 11A to a T-type connection structure shown in FIG. Thus, the position of the attenuation pole of the low-pass filter 6 can be calculated. In the T-type connection structure, the value of the entire capacitance C z is as follows.

Ｃｚ＝（Ｃａ＋Ｃｂ＋Ｃａ×Ｃｃ／Ｃｂ）
表１に示した場合に準じて、Ｃａ＝１．３ｐＦ、Ｃｂ＝１．３ｐＦ及びＣｃ＝２．３５ｐＦを代入すると、Ｃｚ＝３．３ｐＦと大きな値となる。 C z = (Ca + Cb + Ca × Cc / Cb)
According to the case shown in Table 1, when Ca = 1.3 pF, Cb = 1.3 pF and Cc = 2.35 pF are substituted, C z = 3.3 pF becomes a large value.

また、第２の減衰極の位置は、インダクタンス素子Ｌ２と容量Ｃｚの共振により決定される。従って、すなわち、１／（２×π×（Ｌ２×Ｃｚ）１／２）により決定されるため、容量Ｃｚの値が大きくなると、インダクタンスＬ２の値を小さくしても周波数が一致し、ローパスフィルタ３６，３７に比べて、より一層小型化を図ることができる。 The position of the second attenuation pole is determined by the resonance between the inductance element L2 and the capacitance Cz . Therefore, since it is determined by 1 / (2 × π × (L2 × C z ) 1/2 ), when the value of the capacitance C z increases, the frequency matches even if the value of the inductance L 2 decreases. Compared with the low-pass filters 36 and 37, the size can be further reduced.

なお、ローパスフィルタを形成するインダクタンス素子は、受信側弾性表面波フィルタ４外に設けられてもよい。しかしながら、上記実施形態のように、パッケージ材１１内にインダクタンス素子２９，３０等を内蔵させることにより、より一層の小型化を図ることができる。また、弾性表面波分波器１の付加価値を高めることができる。   The inductance element forming the low-pass filter may be provided outside the reception-side surface acoustic wave filter 4. However, further miniaturization can be achieved by incorporating the inductance elements 29, 30 and the like in the package member 11 as in the above embodiment. Further, the added value of the surface acoustic wave duplexer 1 can be increased.

本実施形態においては、ローパスフィルタ６は、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域２倍波及び３倍波を減衰させるように構成されることが必要である。このローパスフィルタ６は、本実施形態では、受信側弾性表面波フィルタ４とアンテナ端子２との間に接続されていた。これに対して、ローパスフィルタ６を、受信側弾性表面波フィルタ４と出力端子４１（図１参照）との間に接続した場合にも、受信側弾性表面波フィルタ４の周波数特性を改善することはできる。しかしながら、好ましくは、上記実施形態のように、受信側弾性表面波フィルタ４のアンテナ側にローパスフィルタ６を接続することにより、受信側弾性表面波フィルタの高周波数特性の改善にも寄与することができる。   In the present embodiment, the low-pass filter 6 needs to be configured to attenuate the passband second harmonic and third harmonic of the transmission-side surface acoustic wave filter 3. In the present embodiment, the low-pass filter 6 is connected between the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the antenna terminal 2. On the other hand, even when the low-pass filter 6 is connected between the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the output terminal 41 (see FIG. 1), the frequency characteristics of the reception-side surface acoustic wave filter 4 are improved. I can. However, preferably, the low-pass filter 6 is connected to the antenna side of the reception-side surface acoustic wave filter 4 as in the above-described embodiment, thereby contributing to the improvement of the high frequency characteristics of the reception-side surface acoustic wave filter. it can.

また、インダクタンス素子２９，３０等は、パッケージ材１１内に形成されていたが、インダクタンス素子２９，３０等が、送信側弾性表面波フィルタ３側において構成されていると、位相整合用のストリップライン１５，１６との間で容量結合や誘導結合が生じ、減衰域の特性が極端に悪化する。これに対して、本実施形態のように、インダクタンス素子２９，３０等がストリップライン１５，１６とはパッケージ材１１の主面方向において隔てられて、受信側弾性表面波フィルタ４側に位置された場合には、上記のような結合が生じ難いため、減衰域の特性の悪化を抑制することができる。しかも、インダクタンス素子２９，３０等を構成する電極１９，２０を、ストリップライン１５，１６と複数の層に渡り、かつ同一面内に配置することができ、パッケージ材１１の小型化及び製造工程後の簡略化を果たすことができる。   The inductance elements 29, 30 and the like are formed in the package material 11. However, if the inductance elements 29, 30 and the like are configured on the transmission-side surface acoustic wave filter 3 side, the phase matching strip line is used. Capacitive coupling and inductive coupling occur between 15 and 16, and the characteristics of the attenuation region are extremely deteriorated. On the other hand, as in the present embodiment, the inductance elements 29 and 30 are separated from the strip lines 15 and 16 in the main surface direction of the package material 11 and positioned on the receiving surface acoustic wave filter 4 side. In such a case, since the above-described coupling is difficult to occur, deterioration of the characteristics in the attenuation region can be suppressed. In addition, the electrodes 19 and 20 constituting the inductance elements 29 and 30 can be arranged on the same plane across the strip lines 15 and 16, and the package material 11 can be downsized and after the manufacturing process. Can be simplified.

加えて、上記インダクタンス素子２９，３０を、ストリップライン１５，１６とそれぞれ同一面内に配置した構造では、上記のように製造工程の簡略化を果たすことができるので、コストの低減及び弾性表面波分波器１の低背化を果たすことも可能となる。特に、インダクタンス素子２９，３０等が複数の層に渡り形成されているため、インダクタンス素子２９，３０等では、自己誘導を高め合うことができ、それによっても、小型化を進めることができる。   In addition, in the structure in which the inductance elements 29 and 30 are arranged on the same plane as the strip lines 15 and 16, the manufacturing process can be simplified as described above. It is also possible to reduce the height of the duplexer 1. In particular, since the inductance elements 29, 30 and the like are formed over a plurality of layers, the inductance elements 29, 30 and the like can enhance self-induction, and the size reduction can be promoted.

加えて、位相整合用のストリップライン１５，１６も同様に複数層に渡って形成されており、かつ上記インダクタンス素子２９，３０等と同一面内に形成されているので、同一プロセスにより同時に形成することができるので、コストを低減することができる。   In addition, the phase matching strip lines 15 and 16 are also formed over a plurality of layers, and are formed in the same plane as the inductance elements 29 and 30 and the like, so that they are simultaneously formed by the same process. Therefore, the cost can be reduced.

なお、上記ローパスフィルタを構成する容量は、パッケージ材１１内に内蔵されてもよい。しかしながら、上記実施形態のように弾性表面波フィルタ４を構成する圧電基板２１上に容量素子を形成することにより、パッケージ材１１内に内蔵させた場合に比べて弾性表面波分波器１の低背化を進めることができる。特に、上記のように、櫛形電極からなる容量素子２２〜２４を用いた場合には、小さな面積で大きな容量を得ることができるため、容量素子の小型化を図ることができる。また、上記櫛形電極を用いて容量素子２２〜２４が構成されているので、容量素子を、弾性表面波共振子の電極形成と同時に形成することができ、それによってもコストを低減することができる。   Note that the capacitor constituting the low-pass filter may be built in the package material 11. However, the capacitive element is formed on the piezoelectric substrate 21 constituting the surface acoustic wave filter 4 as in the above embodiment, so that the surface acoustic wave duplexer 1 is lower in comparison with the case where it is built in the package material 11. You can proceed with a turn. In particular, as described above, when the capacitive elements 22 to 24 made of comb-shaped electrodes are used, a large capacitance can be obtained with a small area, so that the capacitive element can be reduced in size. In addition, since the capacitive elements 22 to 24 are configured using the comb electrodes, the capacitive element can be formed simultaneously with the formation of the surface acoustic wave resonator electrode, thereby reducing the cost. .

上記実施形態では、上記容量素子２２〜２４を構成する櫛形電極の電極指ピッチの方向が、前述した表面波伝搬方向に対して９０度回転された方向とされているので、容量素子２２〜２４を構成している櫛形電極において所望でない応答が生じ難い。   In the above embodiment, since the direction of the electrode finger pitch of the comb-shaped electrodes constituting the capacitive elements 22 to 24 is the direction rotated by 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction described above, the capacitive elements 22 to 24 An undesired response is unlikely to occur in the comb-shaped electrodes constituting the.

好ましくは、圧電基板としてＬｉＴａＯ３基板を用いる場合には、容量素子２２〜２４を構成する櫛形電極における電極指ピッチＰの範囲は、下記の式（１）〜（３）の範囲とすることが望ましく、それによってより一層低損失の弾性表面波分波器１を提供することができる。 Preferably, when a LiTaO 3 substrate is used as the piezoelectric substrate, the range of the electrode finger pitch P in the comb electrodes constituting the capacitive elements 22 to 24 is set to the range of the following formulas (1) to (3). It is desirable to provide the surface acoustic wave duplexer 1 with even lower loss.

なお、ｆＨは、受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の上限周波数を、ｆＬは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の下限周波数を意味する。   In addition, fH means the upper limit frequency of the pass band of the reception-side surface acoustic wave filter, and fL means the lower limit frequency of the pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter.

５３００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（１）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（２）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（３） 5300 / fH ≧ 2 × P (1)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (2)
18800 / fL ≦ 2 × P (3)

上記実施形態では、ｆＨ＝８９４ＭＨｚであり、ｆＬ＝８２４ＭＨｚであるため、
６．１５×１０−６≧２×Ｐ
８．２５×１０−６≦２×Ｐ≦１８．５×１０−６
２２．８×１０−６≦２×Ｐ
のいずれかを満たすように櫛形電極を構成すればよい。上記実施形態では、櫛形の電極指ピッチＰは、前述したように４．５μｍとされているため、上記条件を満たし、従って、良好なフィルタ特性を得ることができる。 In the above embodiment, since fH = 894 MHz and fL = 824 MHz,
6.15 × 10 −6 ≧ 2 × P
8.25 × 10 −6 ≦ 2 × P ≦ 18.5 × 10 −6
22.8 × 10 −6 ≦ 2 × P
The comb-shaped electrode may be configured to satisfy any of the above. In the above embodiment, since the comb-shaped electrode finger pitch P is 4.5 μm as described above, the above condition is satisfied, and therefore good filter characteristics can be obtained.

次に、式（１）〜（３）につき、図１２を参照して説明する。   Next, expressions (1) to (3) will be described with reference to FIG.

弾性表面波フィルタが形成されている３６度ＬｉＴａＯ３基板上に、表面波フィルタ表面波伝搬方向であるＸ軸に対して９０度回転した方向に電極指が並ぶように櫛形電極を形成し、該櫛形電極のインピーダンスを測定した。結果を図１２に示す。この場合、櫛形電極の電極指ピッチは１０μｍ、電極指の対数は２５対とした。図１２から明らかなように、３００ＭＨｚ付近及び９００ＭＨｚ付近に大きなリップルが存在することがわかる。位相はリアクタンス分と抵抗分の比率により決定される。位相が−９０度に近ければ近い程、抵抗分が小さく、良好な容量が得られることを示し、位相が大きくなるに従って抵抗分が増えることを示す。従って、ローパスフィルタの容量素子では、上記リップルが現れる周波数帯を避ける必要のあることがわかる。位相がボトム付近である−８５度よりも大きくなる領域に限定すると、避けるべき周波数帯は２７５ＭＨｚ、３４０ＭＨｚ、８２５ＭＨｚ、及び９４０ＭＨｚとなる。 A comb-shaped electrode is formed on a 36-degree LiTaO 3 substrate on which a surface acoustic wave filter is formed so that electrode fingers are arranged in a direction rotated by 90 degrees with respect to the X-axis, which is the surface wave propagation direction of the surface wave filter. The impedance of the comb electrode was measured. The results are shown in FIG. In this case, the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode was 10 μm, and the number of electrode fingers was 25 pairs. As is clear from FIG. 12, it can be seen that there are large ripples in the vicinity of 300 MHz and 900 MHz. The phase is determined by the ratio of reactance and resistance. The closer the phase is to -90 degrees, the smaller the resistance is, indicating that a good capacitance can be obtained, and the resistance is increased as the phase is increased. Therefore, it can be seen that in the capacitive element of the low-pass filter, it is necessary to avoid the frequency band in which the ripple appears. If the phase is limited to the region near the bottom and larger than −85 degrees, the frequency bands to be avoided are 275 MHz, 340 MHz, 825 MHz, and 940 MHz.

電極指ピッチが１０μｍであるため、上記周波数位置を音速に換算すると、５５００、６８００、１６５００及び１８８００ｍ／秒となる。従って、通過帯域の相対的に低いフィルタ、すなわち、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域の下限周波数から、通過帯域が相対的に高いフィルタ、すなわち、受信側弾性表面波フィルタ４の通過帯域の上限周波数までを、上記範囲から外す必要がある。ここで、式（１）〜（３）の範囲外、すなわち、電極指ピッチを１０μｍ選択した場合と、式（１）〜（３）の範囲内である７μｍに選択した場合との特性の差を図１３に示す。図１３の実線が７μｍの場合を示し、破線が１０μｍの場合を示す。図１３から明らかなように、ローパスフィルタ用の容量素子として、電極指の並ぶ方向が表面波伝搬方向に対して９０度回転された方向となるように櫛形電極を形成した場合、式（１）〜（３）を満たすことにより、損失を低減し得ることがわかる。   Since the electrode finger pitch is 10 μm, the above frequency position is converted to the speed of sound to be 5500, 6800, 16500 and 18800 m / sec. Accordingly, a filter having a relatively low pass band, that is, a filter having a relatively high pass band from the lower limit frequency of the pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter 3, that is, the pass band of the reception-side surface acoustic wave filter 4, Up to the upper limit frequency needs to be excluded from the above range. Here, the difference in characteristics between the case where the outside of the range of the formulas (1) to (3), that is, the electrode finger pitch of 10 μm is selected and the case where the pitch of 7 μm which is within the range of the formulas (1) to (3) is selected. Is shown in FIG. The solid line in FIG. 13 shows the case of 7 μm, and the broken line shows the case of 10 μm. As can be seen from FIG. 13, when the comb-shaped electrode is formed so that the direction in which the electrode fingers are arranged is rotated by 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction as the capacitive element for the low-pass filter, It can be seen that the loss can be reduced by satisfying (3).

また、ローパスフィルタ６を用いて送信側の通過帯域の２倍波及び３倍波付近に減衰極を得る場合、さらに２倍波及び３倍波の周波数においても上述したリップルが存在することがある。これらのリップルを回避することができれば、２つの弾性表面波フィルタ３，４の帯域内特性と、減衰極における減衰量の悪化を防ぐことができ、より一般一層良好な弾性表面波分波器を提供することができる。   In addition, when the low-pass filter 6 is used to obtain attenuation poles in the vicinity of the second and third harmonics of the transmission-side passband, the above-described ripples may also exist at the second and third harmonic frequencies. . If these ripples can be avoided, the deterioration of the in-band characteristics of the two surface acoustic wave filters 3 and 4 and the attenuation at the attenuation pole can be prevented, and a more generally better surface acoustic wave duplexer can be obtained. Can be provided.

また、本発明においては、送信側弾性表面波フィルタ３の通過帯域の下限周波数をｆＴＬ、通過帯域の上限周波数ｆＴＨとすると、電極指ピッチＰは、下記の式（４）〜（１２）のいずれかの範囲内に設定することがより一層望ましい。   In the present invention, when the lower limit frequency of the pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter 3 is fTL and the upper limit frequency fTH of the pass band, the electrode finger pitch P is any of the following formulas (4) to (12). It is even more desirable to set within such a range.

５５００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（４）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（５）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（６）
５５００／（２×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（７）
６８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（２×ｆＴＨ）
…式（８）
１８８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（９）
５５００／（３×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（１０）
６８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（３×ｆＴＨ）
…式（１１）
１８８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（１２） 5500 / fH ≧ 2 × P (4)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (5)
18800 / fL ≦ 2 × P (6)
5500 / (2 × fTH) ≧ 2 × P (7)
6800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (2 × fTH)
... Formula (8)
18800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P (9)
5500 / (3 × fTH) ≧ 2 × P (10)
6800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (3 × fTH)
... Formula (11)
18800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P (12)

例えば、上記実施形態のように、送信側の通過帯域が８２４〜８４９ＭＨｚ、受信側の通過帯域が８６９〜８９４ＭＨｚの場合、電極指ピッチは、下記のいずれかの範囲に限定することが望ましく、それによってリップルを通過帯域及び送信帯域の２倍波及び３倍波の領域の双方から外すことができる。   For example, as in the above embodiment, when the pass band on the transmitting side is 824 to 849 MHz and the pass band on the receiving side is 869 to 894 MHz, the electrode finger pitch is preferably limited to one of the following ranges, Thus, the ripple can be removed from both the second and third harmonic regions of the pass band and the transmission band.

（１）１．０８μｍ以下
（２）１．３７〜１．６２μｍ
（３）２．０６〜３．０８μｍ
（４）４．１３〜４．８６μｍ
（５）５．７０〜９．２２μｍ
（６）１１．４μｍ以上 (1) 1.08 μm or less (2) 1.37 to 1.62 μm
(3) 2.06-3.08 μm
(4) 4.13 to 4.86 μm
(5) 5.70-9.22 μm
(6) 11.4 μm or more

また、上記実施形態では、櫛形電極により、ローパスフィルタの容量素子が構成されていたが、櫛形電極以外の構造を採用することにより容量素子を構成してもよい。例えば、圧電基板上に、第１の電極、誘電体及び第２の電極を積層した構造により容量素子を形成してもよい。この場合には、誘電体のｔａｎδでＱ値が決定され、ｔａｎδの良好な誘電体膜を用いることにより、損失の低減を図ることができる。   Further, in the above embodiment, the capacitive element of the low-pass filter is configured by the comb-shaped electrode, but the capacitive element may be configured by adopting a structure other than the comb-shaped electrode. For example, the capacitive element may be formed by a structure in which a first electrode, a dielectric, and a second electrode are stacked on a piezoelectric substrate. In this case, the Q value is determined by the tan δ of the dielectric, and loss can be reduced by using a dielectric film having a good tan δ.

本実施形態では、上記櫛形電極からなる容量素子２２〜２４は、受信側弾性表面波フィルタ４を構成する圧電基板２１上に配置されていたが、送信側弾性表面波フィルタ３に構成されてもよい。もっとも、弾性表面波分波器では、送信側弾性表面波フィルタ３に大電力が投入されるため、耐電力を高めるために、送信側弾性表面波フィルタ３は、より多段に構成されるのが普通である。従って、送信側弾性表面波フィルタ３は、受信側弾性表面波フィルタ４に比べてチップサイズが大きいのが普通である。よって、上記実施形態のように、受信側弾性表面波フィルタ４に容量素子２２〜２４を構成することにより、受信側弾性表面波フィルタ４と送信側弾性表面波フィルタ３のチップサイズを近づけることができ、あるいは等しくすることができる。それによって、弾性表面波分波器１の製造に際しての取扱い性を高めるこができるとともに、受信側弾性表面波フィルタ４のパッケージ材１１との接合部の信頼性を高めることができる。   In the present embodiment, the capacitive elements 22 to 24 composed of the comb-shaped electrodes are disposed on the piezoelectric substrate 21 constituting the reception-side surface acoustic wave filter 4, but may be configured on the transmission-side surface acoustic wave filter 3. Good. However, in the surface acoustic wave duplexer, a large amount of electric power is input to the transmission-side surface acoustic wave filter 3, so that the transmission-side surface acoustic wave filter 3 is configured in more stages in order to increase power resistance. It is normal. Therefore, the transmission-side surface acoustic wave filter 3 is usually larger in chip size than the reception-side surface acoustic wave filter 4. Therefore, the chip sizes of the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the transmission-side surface acoustic wave filter 3 can be made closer by configuring the capacitive elements 22 to 24 in the reception-side surface acoustic wave filter 4 as in the above embodiment. Can or can be equal. As a result, handling of the surface acoustic wave duplexer 1 can be improved, and the reliability of the joint portion of the receiving surface acoustic wave filter 4 with the package material 11 can be enhanced.

さらに、ローパスフィルタを構成するための容量素子を、受信側弾性表面波フィルタ４のアンテナ端近傍に配置することにより、送信側弾性表面波フィルタ３の信号端子や受信側弾性表面波フィルタの出力端との間の容量結合や誘導結合を防ぐことができ、アイソレーション特性に優れた弾性表面波分波器を提供することができる。   Further, by disposing a capacitive element for constituting a low-pass filter in the vicinity of the antenna end of the reception-side surface acoustic wave filter 4, the signal terminal of the transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the output end of the reception-side surface acoustic wave filter Therefore, it is possible to provide a surface acoustic wave duplexer having excellent isolation characteristics.

上記実施形態の弾性表面波分波器１では、位相整合用素子７による位相遅延量は７５度とされていた。この場合には、送信側弾性表面波フィルタ３にとって、受信側弾性表面波フィルタ４が誘導性の素子にみえることとなる。すなわち、送信側弾性表面波フィルタ３に並列にインダクタンスが付加されたこととなる。この場合の受信側弾性表面波フィルタ４のみのインピーダンス特性を図１６にスミスチャートで示す。   In the surface acoustic wave duplexer 1 of the above embodiment, the phase delay amount by the phase matching element 7 is 75 degrees. In this case, the reception-side surface acoustic wave filter 4 appears to be an inductive element for the transmission-side surface acoustic wave filter 3. That is, an inductance is added in parallel to the transmission-side surface acoustic wave filter 3. FIG. 16 is a Smith chart showing impedance characteristics of only the reception-side surface acoustic wave filter 4 in this case.

弾性表面波フィルタを設計する場合、弾性表面波フィルタ単体の特性で帯域を拡げようとした場合、容量性に落ち込むため、最適な値の並列インダクタを付加することにより、実軸的に整合をとることができる。従って、位相遅延量を９０度未満とすることにより、図１７に送信側弾性表面波フィルタの整合状態をスミスチャートで矢印で示すように、弾性表面波分波器１のアンテナ端における整合状態を５０Ω整合に近づけることができる。もっとも、位相遅延量がさらに小さくなり、６０度程度になると、図１８に送信側弾性表面波フィルタの整合状態をスミスチャートで矢印で示すように、誘導性に回り過ぎ、逆に整合状態が悪化する。この場合には、図１９に送信側弾性表面波フィルタの整合状態をスミスチャートで矢印で示すように、誘電性に回り過ぎたインピーダンスを、ローパスフィルタの容量成分により制御し、それによってインピーダンス整合を図ることができる。   When designing a surface acoustic wave filter, if you try to expand the band with the characteristics of the surface acoustic wave filter alone, it will drop in capacitance, so by adding a parallel inductor of the optimum value, match the actual axis be able to. Therefore, by setting the phase delay amount to less than 90 degrees, the matching state at the antenna end of the surface acoustic wave duplexer 1 is changed as shown in FIG. Can approach 50Ω matching. However, when the phase delay amount is further reduced to about 60 degrees, the matching state of the transmitting surface acoustic wave filter is excessively inductive as shown by an arrow in the Smith chart in FIG. To do. In this case, as shown by an arrow in the Smith chart of the matching state of the surface acoustic wave filter on the transmission side in FIG. 19, the impedance that is excessively inductive is controlled by the capacitance component of the low-pass filter, thereby performing impedance matching. Can be planned.

但し、位相遅延量が小さくなり過ぎると、コンダクタ分が大きくなり過ぎ、送信側弾性表面波フィルタ３の損失の劣化につながる。従って、位相回転量は、好ましくは、６０度以上とされる。また、小型化を図ることができ、単体では容量性に落ち込んだフィルタの実軸上で整合がとれるようにするには、位相回転量は８０度未満とすることが望ましい。すなわち６０度以上、８０度未満とすることにより、より小型であり、整合状態に優れた弾性表面波分波器１を提供することができる。   However, if the amount of phase delay becomes too small, the amount of conductor becomes too large, leading to deterioration of the loss of the transmission-side surface acoustic wave filter 3. Therefore, the phase rotation amount is preferably 60 degrees or more. In addition, the phase rotation amount is preferably less than 80 degrees so that downsizing can be achieved and matching can be achieved on the real axis of the filter that has become capacitive in itself. That is, by setting the angle to 60 degrees or more and less than 80 degrees, it is possible to provide the surface acoustic wave duplexer 1 that is more compact and excellent in the matching state.

なお、上記実施形態では、送信側弾性表面波フィルタ３と受信側弾性表面波フィルタ４とは、それぞれ独立の圧電基板に構成されていたが、送信側弾性表面波フィルタ３及び受信側弾性表面波フィルタ４は、同一の圧電基板に構成されていてもよい。   In the above embodiment, the transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the reception-side surface acoustic wave filter 4 are configured on independent piezoelectric substrates, but the transmission-side surface acoustic wave filter 3 and the reception-side surface acoustic wave are included. The filter 4 may be configured on the same piezoelectric substrate.

また、弾性表面波フィルタ３，４のパッケージ材１１への接合方法についても、バンプを用いたものに限定されず、ワイヤボンディングを用いた接合方法を採用してもよい。   Also, the bonding method of the surface acoustic wave filters 3 and 4 to the package material 11 is not limited to the method using bumps, and a bonding method using wire bonding may be adopted.

なお、上記実施形態のように、バンプにより弾性表面波フィルタ３，４をパッケージ材１１に接合した構造では、上記のように受信側弾性表面波フィルタ４と送信側弾性表面波フィルタ３とを独立の圧電基板に構成することが望ましく、それによって弾性表面波フィルタ３，４とパッケージ材１１との接合強度を高めることができる。また、前述したように、受信側弾性表面波フィルタ４と送信側弾性表面波フィルタ３とを独立の圧電基板上に構成した場合には、受信側弾性表面波フィルタ４側に上記高周波素子を構成するための容量素子を搭載することが望ましい。   In the structure in which the surface acoustic wave filters 3 and 4 are joined to the package material 11 by bumps as in the above embodiment, the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the transmission-side surface acoustic wave filter 3 are independent from each other as described above. It is desirable that the piezoelectric substrate be constructed, and thereby the bonding strength between the surface acoustic wave filters 3 and 4 and the package material 11 can be increased. As described above, when the reception-side surface acoustic wave filter 4 and the transmission-side surface acoustic wave filter 3 are configured on independent piezoelectric substrates, the high-frequency element is configured on the reception-side surface acoustic wave filter 4 side. It is desirable to mount a capacitive element for this purpose.

また、上記実施形態では、位相整合用素子７を構成するストリップライン１５，１６と、高周波素子を構成するインダクタ素子２９，３０が、複数の層に渡り、かつそれぞれが同一平面内に位置するように構成されていたが、ストリップライン１５，１６と上記インダクタ素子２９，３０とは、パッケージ材１１の異なる平面内に形成されていてもよく、またストリップライン１５，１６及びインダクタ素子２９，３０は、複数の層に渡り形成される必要は必ずしもない。しかしながら、上記実施形態のように、同一平面内にかつ複数層に渡るように形成することにより、インダクタ素子及びストリップラインが内蔵されている構造の小型化及び低コスト化を図ることができる。   In the above-described embodiment, the strip lines 15 and 16 constituting the phase matching element 7 and the inductor elements 29 and 30 constituting the high-frequency element extend over a plurality of layers and are positioned in the same plane. However, the strip lines 15 and 16 and the inductor elements 29 and 30 may be formed in different planes of the package material 11, and the strip lines 15 and 16 and the inductor elements 29 and 30 may be It is not necessarily required to be formed over a plurality of layers. However, as in the above-described embodiment, the structure in which the inductor element and the strip line are incorporated can be reduced in size and cost by forming the same in the same plane and over a plurality of layers.

上記実施形態では、位相整合用素子７による位相シフト量が、７５度とされていたが、位相シフト量は、これに限定されず、一般的に短絡から解放まで９０度位相回転される位相整合用素子を用いてもよい。もっとも、上記実施形態のように、７５度と位相遅延量を短めに設定することにより、パッケージ材１１の小型化を図ることができる。加えて、ローパスフィルタのインピーダンスを含めることにより、インピーダンス整合が良好な弾性表面波分波器１を提供することができる。   In the above embodiment, the phase shift amount by the phase matching element 7 is 75 degrees, but the phase shift amount is not limited to this, and is generally a phase matching that is rotated 90 degrees from short circuit to release. An element for use may be used. However, as in the above-described embodiment, the package material 11 can be reduced in size by setting the phase delay amount to 75 degrees and short. In addition, by including the impedance of the low-pass filter, the surface acoustic wave duplexer 1 with good impedance matching can be provided.

本発明に係る弾性表面波分波器は、上記のように、種々の構成により様々な効果を果たし得るものであるが、本発明においては、好ましくは、上記実施形態のように、第１〜第３の容量素子２２〜２４と２つの誘導素子であるインダクタンス素子２９，３０とを用いて高周波素子６が構成されているため、すなわちインダクタンス素子２９，３０がパッケージ材に内蔵され、容量素子２２〜２４が弾性表面波フィルタ４を構成する圧電基板上に形成されているため、より一層小型であり、かつ低背化を進め得る弾性表面波分波器を提供することができるという利点を有する。   The surface acoustic wave duplexer according to the present invention can achieve various effects by various configurations as described above. In the present invention, preferably, as in the above-described embodiment, Since the high-frequency element 6 is configured using the third capacitive elements 22 to 24 and the inductance elements 29 and 30 which are two induction elements, that is, the inductance elements 29 and 30 are built in the package material, and the capacitive element 22 ˜24 are formed on the piezoelectric substrate constituting the surface acoustic wave filter 4, it is possible to provide a surface acoustic wave duplexer that can be further reduced in size and can be reduced in height. .

上記インダクタンス素子が弾性表面波フィルタを構成する圧電基板上に形成される場合には、薄膜プロセスなどによりインダクタンス素子を形成する必要がある。この場合には、Ｑ値の高いインダクタンス素子を得ることが困難である。これに対して、上記実施形態のようにインダクタンス素子２９，３０がパッケージ材１１に内蔵されている場合、特にパッケージ材１１の複数の層に渡って形成されており、かつ位相調整用のストリップライン１５，１６を複数の層に渡ってかつさらに同一平面内に形成されている場合には、小型であり、Ｑ値が高いインダクタを容易に構成することができる。   When the inductance element is formed on the piezoelectric substrate constituting the surface acoustic wave filter, it is necessary to form the inductance element by a thin film process or the like. In this case, it is difficult to obtain an inductance element having a high Q value. On the other hand, when the inductance elements 29 and 30 are built in the package material 11 as in the above embodiment, the strip elements are formed over a plurality of layers of the package material 11 and are used for phase adjustment. When 15 and 16 are formed over a plurality of layers and in the same plane, an inductor having a small size and a high Q value can be easily configured.

さらに、弾性表面波分波器に付加される上記インダクタのＱ値が悪いと、減衰極の減衰量が十分な大きさとならないだけでなく、通過帯域における損失の劣化が生じるおそれがある。また、容量素子をパッケージ材内に形成した場合には、特に本願発明のように複数のトラップを発生させる上記高周波素子では、３つの容量素子が必要となる。従って、容量素子をパッケージ材を内蔵した構造では、上記インダクタンス素子やストリップラインなどの他の素子との容量結合が避け難くなり、かつ小型化や低背化を進める上でも不利となる。よって、圧電基板上に容量素子を形成することにより、低背化を進め得るだけでなく、パッケージ材内の他の素子との所望でない結合を防ぐことができ、良好なローパス特性を得ることができる。   Furthermore, if the Q value of the inductor added to the surface acoustic wave duplexer is poor, the attenuation amount of the attenuation pole may not be sufficiently large, and loss in the passband may be deteriorated. In addition, when the capacitive element is formed in the package material, particularly in the above-described high-frequency element that generates a plurality of traps as in the present invention, three capacitive elements are required. Accordingly, in the structure in which the capacitive element is incorporated in the package material, it is difficult to avoid capacitive coupling with other elements such as the inductance element and the strip line, and it is disadvantageous for further downsizing and height reduction. Therefore, by forming the capacitive element on the piezoelectric substrate, not only can the height be reduced, but also undesired coupling with other elements in the package material can be prevented, and good low-pass characteristics can be obtained. it can.

また、圧電基板上に容量電極を形成して容量素子を構成する場合、上記櫛形電極の電極素子の並ぶ方向を表面波伝搬方向に対して９０度回転させた構造では、前述したように、容量素子の容量に起因するリップルを弾性表面波フィルタ３，４の通過帯域に表れないように抑制することができ、より一層低損失かつ減衰量の抑圧素子を構成することができる。   Further, when a capacitive element is configured by forming a capacitive electrode on a piezoelectric substrate, in the structure in which the direction in which the electrode elements of the comb electrode are arranged is rotated by 90 degrees with respect to the surface wave propagation direction, as described above, the capacitive element Ripple caused by the capacitance of the element can be suppressed so as not to appear in the passband of the surface acoustic wave filters 3 and 4, and a suppression element with much lower loss and attenuation can be configured.

従って、上記種々の構成を組み合わせた本発明の弾性表面波分波器では、より一層特性が良好であり、小型化及び低背化が可能な弾性表面波分波器を提供することができる。   Therefore, the surface acoustic wave duplexer according to the present invention combining the above-described various configurations can provide a surface acoustic wave duplexer that has better characteristics and can be reduced in size and height.

特に、図４に示した２つの減衰極を有するローパスフィルタ６では、弾性表面波分波器に複合される場合、特定の部分に寄生成分が入ると、急激に減衰極の悪化がみられる。すなわち、図１４に矢印Ｃで示す位置に寄生インダクタ成分Ｌｘが入ると、トラップ減衰極の急激な悪化が生じる。これを、図１５を参照して説明する。図１５の実線は、上記寄生成分が存在しない場合のローパスフィルタ６の周波数特性を示し、一点鎖線は、寄生成分の大きさが０．１ｎＨの場合、破線は寄生成分の大きさが０．５ｎＨの場合の周波数特性をそれぞれ示す。   In particular, in the low-pass filter 6 having two attenuation poles shown in FIG. 4, when a parasitic component enters a specific portion when combined with a surface acoustic wave duplexer, the attenuation pole is rapidly deteriorated. That is, when the parasitic inductor component Lx enters the position indicated by the arrow C in FIG. 14, the trap attenuation pole is rapidly deteriorated. This will be described with reference to FIG. The solid line in FIG. 15 shows the frequency characteristic of the low-pass filter 6 when the parasitic component does not exist, and the one-dot chain line shows the parasitic component size of 0.5 nH when the parasitic component size is 0.1 nH. The frequency characteristics in the case of are shown respectively.

図１５から明らかなように、通過帯域の２倍波の減衰量が上記寄生インダクタ成分Ｌｘが挿入されることにより極端に悪化することがわかる。   As is apparent from FIG. 15, it can be seen that the attenuation amount of the second harmonic of the passband is extremely deteriorated by the insertion of the parasitic inductor component Lx.

上記のような寄生インダクタ成分Ｌｘの影響を回避するには、パッケージ材１１内にインダクタンス素子２９，３０を内蔵させた構造において、ストリップライン１５，１６の送信信号端子と接続される端子と、インダクタンス素子２９，３０の送信側信号端子と接続される端子が、パッケージ材内ではなく、パッケージ材１１のバンプにより接合される面に寄生されることが望ましく、それによって上記寄生インダクタ成分Ｌｘを極力小さくすることができる。   In order to avoid the influence of the parasitic inductor component Lx as described above, in the structure in which the inductance elements 29 and 30 are built in the package material 11, the terminals connected to the transmission signal terminals of the strip lines 15 and 16, the inductance It is desirable that the terminals connected to the transmission side signal terminals of the elements 29 and 30 be parasitic on the surface joined by the bumps of the package material 11 instead of in the package material, thereby reducing the parasitic inductor component Lx as much as possible. can do.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタがパッケージ材に搭載された弾性表面波分波器において、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタに接続されており、かつ送信側通過帯域よりも高周波側に２つのトラップ減衰極を有する高周波素子が備えられているため、２つのトラップ減衰極により送信側通過帯域よりも高周波側の所望でない高調波やリップル等を抑圧することができ、それによって良好な周波数特性の弾性表面波分波器を提供することができる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the embodiment, in the surface acoustic wave duplexer in which the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are mounted on the package material, the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side Since the high-frequency element connected to the surface acoustic wave filter and having two trap attenuation poles on the higher frequency side than the transmission-side pass band is provided, the two trap attenuation poles cause the higher-frequency side than the transmission-side pass band. Undesired harmonics, ripples, and the like can be suppressed, thereby providing a surface acoustic wave duplexer with good frequency characteristics.

２つのトラップ減衰極が、送信側通過帯域の２倍波及び３倍波もしくはその近傍に位置している場合には、送信側通過帯域の２倍波及び３倍波の減衰量を抑制することができる。   When the two trap attenuation poles are located at or near the second and third harmonics of the transmission-side passband, the amount of attenuation of the second and third harmonics of the transmission-side passband is suppressed. Can do.

高周波素子が、第１，第２のインダクタと、第１〜第３の容量素子とを有し、第１，第２のインダクタと第１〜第３の容量素子とにより、２つのトラップ減衰極が構成されている場合には、５個の素子のみで上記２つのトラップ減衰極を有する高周波素子を構成することができる。   The high-frequency element has first and second inductors and first to third capacitive elements, and two trap attenuation poles are formed by the first and second inductors and the first to third capacitive elements. Is configured, the high-frequency element having the two trap attenuation poles can be configured by only five elements.

第１〜第３の容量素子が、Δ型に接続されており、第１の共通端子とアース電位との間に第１のインダクタが、第２，第３の共通端子間に第２のインダクタが接続されている構成を有する場合には、高周波素子を構成する容量素子の数を低減することができ、かつ全体の静電容量及びインダクタンスの値を大きくすることができ、弾性表面波分波器の小型化を進めることができる。第２のインダクタと、第２のインダクタに並列に接続されている容量素子との反共振により送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波もしくはその近傍に第１のトラップの減衰極が発生し、Δ型に接続された第１〜第３の容量素子から等価的に求められたＹ型接続の場合の容量と第１のインダクタとの共振により、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の３倍波もくしはその近傍に第２のトラップ減衰極が生じるように構成されている場合には、弾性表面波分波器の小型化を計ることができる。   The first to third capacitive elements are connected in a Δ-type, the first inductor is between the first common terminal and the ground potential, and the second inductor is between the second and third common terminals. Can be reduced, the number of capacitive elements constituting the high-frequency element can be reduced, and the overall capacitance and inductance can be increased. The size of the vessel can be reduced. Due to anti-resonance between the second inductor and the capacitive element connected in parallel to the second inductor, an attenuation pole of the first trap is generated at or near the second harmonic of the passband of the transmitting surface acoustic wave filter. Then, the resonance of the first inductor and the capacitance obtained in an equivalent manner from the first to third capacitors connected to the Δ type causes the resonance of the first inductor and the passband of the transmission surface acoustic wave filter. In the case where the third harmonic comb is configured so that the second trap attenuation pole is generated in the vicinity thereof, the surface acoustic wave duplexer can be downsized.

また、上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、受信側弾性表面波フィルタ及び送信側弾性表面波フィルタの一端が共通接続点で接続されており、共通接続点とアンテナ共振端子との間にだけ高周波素子が設けられており、該高周波素子を構成しているインダクタがパッケージ内に形成されているため、受信側の高周波特性を改善することができるとともに、弾性表面波分波器の小型化を進めることができる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the above embodiment, one end of the reception-side surface acoustic wave filter and the transmission-side surface acoustic wave filter is connected at a common connection point, and between the common connection point and the antenna resonance terminal. Since the high frequency element is provided only in the inductor and the inductor constituting the high frequency element is formed in the package, the high frequency characteristics on the receiving side can be improved, and the surface acoustic wave duplexer can be reduced in size. Can be promoted.

パッケージ材内に設けられた位相整合用ストリップラインがさらに備えられ、上記高周波素子を構成しているインダクタがストリップラインとパッケージ内の同一の面内に形成されている場合には、弾性表面波分波器の小型化をさらに進めることができるとともに、ストリップラインとインダクタとの間の容量結合や誘導結合が生じ難く、従って減衰域の悪化を招かない、弾性表面波分波器を提供することができる。インダクタが誘導を強め合うようにパッケージ材内の少なくとも２つの層以上に配置されている場合には、インダクタにおいて自己誘導を高めることができ、より一層弾性表面波分波器の小型化を図ることができる。   In the case where a phase matching stripline provided in the package material is further provided and the inductor constituting the high-frequency element is formed on the same plane in the stripline and the package, the surface acoustic wave component It is possible to provide a surface acoustic wave duplexer that can further reduce the size of a wave transducer and that does not easily cause capacitive coupling or inductive coupling between a stripline and an inductor, and thus does not cause deterioration of the attenuation range. it can. When the inductor is arranged on at least two layers in the package material so as to strengthen the induction, self-induction can be enhanced in the inductor, and the surface acoustic wave duplexer can be further downsized. Can do.

ストリップラインとインダクタの双方がパッケージ材内において２つの層以上に渡ってかつ同一の２つ以上の層に渡って形成されている場合には、弾性表面波分波器の小型化、減衰域の悪化を抑制することができるとともに、製造工程において、インダクタ及びストリップラインを同一プロセスで形成することができ、製造コストの低減を図ることができる。   When both the stripline and the inductor are formed in two or more layers and the same two or more layers in the package material, the surface acoustic wave duplexer can be reduced in size and attenuation. Deterioration can be suppressed, and in the manufacturing process, the inductor and the strip line can be formed by the same process, and the manufacturing cost can be reduced.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、受信側弾性表面波フィルタ及び送信側弾性表面波フィルタが搭載されたパッケージ材と、少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つの容量素子とを有する高周波素子とを備え、容量素子が、弾性表面波フィルタを構成している圧電基板上に形成された櫛形電極により形成されており、櫛形電極の電極指ピッチに沿う方向が、櫛形電極が形成されている弾性表面波フィルタにおいて表面波が伝搬する方向に対して９０度回転された方向とされている。従って、櫛形電極による容量素子では、同一面積で相対的に大きな静電容量を得ることができる。また、上記容量素子が表面波に応答し難いため、所望でないリップルが生じ難く、また容量素子によって発生するリップルが送信側弾性表面波フィルタの通過帯域及び受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波、３倍波及びその近傍に位置しないため、良好な周波数特性を有する弾性表面波分波器を提供することができる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the above-described embodiment, a high-frequency element including a package material on which a reception-side surface acoustic wave filter and a transmission-side surface acoustic wave filter are mounted, and at least one inductor and at least one capacitive element; And the capacitive element is formed of a comb-shaped electrode formed on a piezoelectric substrate constituting a surface acoustic wave filter, and the direction along the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode is elastic in which the comb-shaped electrode is formed. In the surface wave filter, the direction is rotated by 90 degrees with respect to the direction in which the surface wave propagates. Therefore, a capacitive element using a comb-shaped electrode can obtain a relatively large capacitance with the same area. Further, since the capacitive element is difficult to respond to the surface wave, an undesirable ripple is hardly generated, and the ripple generated by the capacitive element is 2 in the pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter and the pass band of the reception-side surface acoustic wave filter. Since it is not located in the harmonic wave, the third harmonic wave, or the vicinity thereof, a surface acoustic wave duplexer having good frequency characteristics can be provided.

上記実施形態において、圧電基板がＬｉＴａＯ３基板からなり、容量素子を構成している櫛形電極の電極指の周期Ｐが上述した式（１）〜（３）のいずれかの範囲にある場合には、低損失の弾性表面波分波器を提供することができ、特に、上述した式（４）〜（１２）を満たす場合には、容量素子によるリップルが受信側弾性表面波フィルタの通過帯域及び送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波、３倍波及びその近傍の領域から確実に外れることになる。 In the above embodiment, when the piezoelectric substrate is made of a LiTaO 3 substrate, and the period P of the electrode fingers of the comb-shaped electrode constituting the capacitive element is in the range of any of the above-described formulas (1) to (3) , A low-loss surface acoustic wave duplexer can be provided. In particular, when the above-described equations (4) to (12) are satisfied, the ripple due to the capacitive element causes the passband of the reception-side surface acoustic wave filter and The transmission side surface acoustic wave filter is surely deviated from the second and third harmonics of the passband and the region in the vicinity thereof.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、容量素子は、送信側及び／または受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板上において、第１の電極膜と第２の電極膜と、第１，第２の電極膜間に挟持された絶縁膜とからなる積層構造により構成されているので、圧電基板上にパッケージ製法によりこれらの膜を形成することにより、容易に容量素子を構成することができる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the above-described embodiment, the capacitive element includes a first electrode film and a second electrode film on the piezoelectric substrate constituting the transmission side and / or reception side surface acoustic wave filter. Since the insulating film is sandwiched between the first and second electrode films, the capacitor element can be easily formed by forming these films on the piezoelectric substrate by a package manufacturing method. can do.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器において、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが、それぞれ独立の圧電基板を用いて構成されており、高周波素子を形成するための容量素子が、受信側弾性表面波フィルタの圧電基板に形成されている場合には、各弾性表面波フィルタとパッケージ材との接合強度を容易に高めることができるとともに、送信側弾性表面波フィルタと受信側弾性表面波フィルタのサイズを近づけることができ、生産に際しての取扱い性を高めることが可能となる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the above embodiment, the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are configured using independent piezoelectric substrates, respectively, and a capacitive element for forming a high-frequency element However, when formed on the piezoelectric substrate of the reception-side surface acoustic wave filter, the bonding strength between each surface acoustic wave filter and the package material can be easily increased, and the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception side The size of the surface acoustic wave filter can be made closer, and the handleability during production can be improved.

高周波素子を構成している容量素子が、受信側弾性表面波フィルタのアンテナ端子側部の近傍に配置されている場合には、送信側弾性表面波フィルタの信号端子や、受信側弾性表面波フィルタの出力端子との間の容量結合や誘導結合を抑制することができ、アイソレーションや遅延特性を改善することができる。   When the capacitive element constituting the high-frequency element is disposed in the vicinity of the antenna terminal side portion of the reception-side surface acoustic wave filter, the signal terminal of the transmission-side surface acoustic wave filter or the reception-side surface acoustic wave filter Capacitive coupling and inductive coupling with the output terminal can be suppressed, and isolation and delay characteristics can be improved.

送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが同一の圧電基板上に形成されており、高周波素子を構成するための容量素子が、受信側弾性表面波フィルタのアンテナ端子側の端部の近傍に形成されている場合には、１つの圧電基板で送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタを構成することができるため、組み立て作業を容易とすることができる。   The transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are formed on the same piezoelectric substrate, and a capacitive element for constituting a high-frequency element is provided at the antenna terminal side end of the reception-side surface acoustic wave filter. When formed in the vicinity, the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter can be configured with a single piezoelectric substrate, so that the assembling work can be facilitated.

また、容量素子が、受信側弾性表面波フィルタのアンテナ端子側の端部近傍に配置されている場合には、送信側弾性表面波フィルタの送信信号端子や受信側弾性表面波フィルタの出力端との間の誘導結合や容量結合を抑制することができ、アイソレーションを改善することができる。   In addition, when the capacitive element is disposed near the end of the reception-side surface acoustic wave filter on the antenna terminal side, the transmission signal terminal of the transmission-side surface acoustic wave filter and the output end of the reception-side surface acoustic wave filter Inductive coupling and capacitive coupling can be suppressed, and isolation can be improved.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、インダクタがパッケージ材内に形成されており、容量素子が送信側弾性表面波フィルタ及び／または受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板に形成されているために、弾性表面波分波器の小型化を図ることかできるとともに、容量素子が圧電基板に形成されているため、送信側弾性表面波フィルタまたは受信側弾性表面波フィルタの多機能化を図ることができる。   In the surface acoustic wave duplexer according to the embodiment, the inductor is formed in the package material, and the capacitive element is formed on the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter. As a result, the surface acoustic wave duplexer can be reduced in size and the capacitive element is formed on the piezoelectric substrate, so that a large number of transmission-side surface acoustic wave filters or reception-side surface acoustic wave filters can be used. Functionalization can be achieved.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板がＬｉＴａＯ３基板であり、高周波素子を構成する容量素子が、該圧電基板上に設けられた櫛形電極からなり、該櫛形電極が、弾性表面波フィルタにおいて表面波を伝搬する方向に対して９０度回転された方向に配置されているため、櫛形電極による所望でないリップルを発生し難い。また、櫛形電極の電極指の周期が、上述した式（１）〜（３）の範囲にあるため、低損失の弾性表面波分波器を提供するこができる。 In the surface acoustic wave duplexer according to the above-described embodiment, the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter is a LiTaO 3 substrate, and the capacitive element constituting the high-frequency element is Composed of a comb-shaped electrode provided on a piezoelectric substrate, and the comb-shaped electrode is arranged in a direction rotated 90 degrees with respect to the direction of propagation of the surface wave in the surface acoustic wave filter. It is hard to generate. In addition, since the period of the electrode fingers of the comb-shaped electrode is in the range of the above formulas (1) to (3), a low-loss surface acoustic wave duplexer can be provided.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器では、少なくとも１つの位相整合用素子と、ローパスフィルタとが備えられており、ローパスフィルタがアンテナ端子と、送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタとの間に接続されており、ローパスフィルタは、ローパスフィルタ機能とアンテナ整合機能とを併せ持つため、通過帯域における減衰量を改善することができ、良好な周波数特性を有するとともに、アンテナとのインピーダンス整合を容易に図り得る弾性表面波分波器を提供することができる。   The surface acoustic wave duplexer according to the above embodiment includes at least one phase matching element and a low-pass filter. The low-pass filter includes an antenna terminal, a transmission-side surface acoustic wave filter, and a reception-side surface acoustic wave. Since the low-pass filter has both a low-pass filter function and an antenna matching function, the amount of attenuation in the passband can be improved, and it has good frequency characteristics and impedance with the antenna. It is possible to provide a surface acoustic wave duplexer that can be easily matched.

位相整合用素子が、周波数が相対的に高い側の弾性表面波フィルタと、アンテナ端子との間に配置され、位相整合用素子における位相遅延量が、周波数が相対的に低い側の弾性表面波フィルタが中心周波数において９０度未満である場合には、弾性表面波分波器のアンテナ端における整合状態を５０Ω整合に近づけることができる。特に、位相遅延量が６０〜８０度の範囲にある場合には、より一層良好な整合状態を実現することができる。   The phase matching element is disposed between the surface acoustic wave filter having a relatively high frequency and the antenna terminal, and the phase delay amount of the phase matching element is a surface acoustic wave having a relatively low frequency. When the filter is less than 90 degrees at the center frequency, the matching state at the antenna end of the surface acoustic wave duplexer can be brought close to 50Ω matching. In particular, when the phase delay amount is in the range of 60 to 80 degrees, a better matching state can be realized.

ローパスフィルタを除いた弾性表面波分波器のアンテナ端子におけるインピーダンスが、少なくとも送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタの各通過帯域の５０％以上の周波数配置で誘電性であり、ローパスフィルタの通過域におけるインピーダンスが容量性とされている場合には、それによってアンテナ側から実軸上に整合が図られる。   The impedance at the antenna terminal of the surface acoustic wave duplexer excluding the low-pass filter is dielectric with a frequency arrangement of at least 50% of each pass band of the transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter, and is low-pass When the impedance in the passband of the filter is capacitive, matching is achieved on the real axis from the antenna side.

上記実施形態に係る弾性表面波分波器は、良好な周波数特性を有し、小型化を図ることができ、さらに高周波における減衰量を改善することができ、所望でないリップルが生じ難い、弾性表面波分波器を提供することができ、特に、高周波素子が、送信側弾性表面波フィルタの２倍波及び３倍波もしくはその近傍に２つのトラップ減衰極を有し、高周波素子が、Δ型に接続された第１〜第３の容量素子と、上記第１，第２のインダクタとを有し、第２のインダクタがパッケージ内に設けられた位相調整用ストリップラインと同一の層にかつ複数層に渡って形成されており、ストリップラインの送信側信号端子と接続される端子と、第２のインダクタの送信側信号端子と接続される端子とがパッケージ材において短絡されている構成を有する場合には、本発明に従って、送信側弾性表面波フィルタの高調波の減衰域における減衰量を十分に改善することができ、従って受信側弾性表面波フィルタの損失特性を効果的に改善することができるとともに、弾性表面波分波器の小型化及び低背化を図ることができ、さらにインピーダンス整合が容易であり、かつ製造容易な弾性表面波分波器を提供することが可能となる。   The surface acoustic wave duplexer according to the above embodiment has a favorable frequency characteristic, can be downsized, can further improve attenuation at high frequencies, and is less likely to cause unwanted ripples. In particular, the high-frequency element has two trap attenuation poles at or near the second and third harmonics of the transmitting surface acoustic wave filter, and the high-frequency element is a Δ type. The first to third capacitive elements connected to the first and second inductors, and a plurality of second inductors on the same layer as the phase adjustment stripline provided in the package. And a terminal connected to the transmission-side signal terminal of the strip line and a terminal connected to the transmission-side signal terminal of the second inductor are short-circuited in the package material. According to the present invention, it is possible to sufficiently improve the attenuation amount in the harmonic attenuation region of the transmission-side surface acoustic wave filter, and thus to effectively improve the loss characteristic of the reception-side surface acoustic wave filter. In addition, the surface acoustic wave duplexer can be reduced in size and height, and impedance matching can be easily performed, and a surface acoustic wave duplexer that can be easily manufactured can be provided.

本発明の第１の実施形態に係る弾性表面波分波器の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the surface acoustic wave duplexer which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の弾性表面波分波器の略図的正面断面図である。1 is a schematic front sectional view of a surface acoustic wave duplexer according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態に用いられる受信側弾性表面波フィルタ及び該受信側弾性表面波フィルタの圧電基板内に形成される第１〜第３の容量素子を説明するための模式的平面断面図である。Schematic plane cross-section for explaining a reception-side surface acoustic wave filter used in the first embodiment of the present invention and first to third capacitive elements formed in a piezoelectric substrate of the reception-side surface acoustic wave filter FIG. 第１の実施形態の弾性表面波分波器で用いられている高周波素子の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the high frequency element used with the surface acoustic wave duplexer of 1st Embodiment. 第１の実施形態の弾性表面波分波器周波数特性、並びにこのために用意した高周波素子を有しない比較例の弾性表面波分波器の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the surface acoustic wave duplexer frequency characteristic of 1st Embodiment, and the frequency characteristic of the surface acoustic wave duplexer of the comparative example which does not have the high frequency element prepared for this. 図４に示した高周波素子の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the high frequency element shown in FIG. 高周波素子の変形例の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the modification of a high frequency element. 図７に示した変形例の高周波素子の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the high frequency element of the modification shown in FIG. 高周波素子のさらに他の変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other modification of a high frequency element. 図９に示した高周波素子の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the high frequency element shown in FIG. （ａ）及び（ｂ）は、Δ型接続された第１〜第３の容量素子からなる部分の回路図と、該Δ型接続をＴ字型回路に置き換えた場合の透過回路を示す図である。(A) And (b) is a circuit diagram of the part which consists of the 1st-3rd capacity element by which it carries out (DELTA) type connection, and a figure which shows the permeation | transmission circuit at the time of replacing this (DELTA) type connection with a T-shaped circuit. is there. ３６度ＬｉＴａＯ３基板上に弾性表面波フィルタ及び櫛形電極を、弾性表面波伝搬方向に対して櫛形電極の電極指ピッチの方向が９０度回転された方向となるように櫛形電極が形成されている構造における位相−周波数特性を示す図である。A surface acoustic wave filter and a comb-shaped electrode are formed on a 36-degree LiTaO 3 substrate, and the comb-shaped electrode is formed so that the direction of the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode is rotated by 90 degrees with respect to the surface acoustic wave propagation direction. It is a figure which shows the phase-frequency characteristic in a structure. 櫛形電極の電極指ピッチが式（１）〜（３）のいずれかを満たす場合、及び式（１）〜（３）のいずれの範囲にも含まれない場合の弾性表面波分波器の周波数特性を示す図である。The frequency of the surface acoustic wave duplexer when the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode satisfies any of the formulas (1) to (3) and not included in any of the ranges of the formulas (1) to (3) It is a figure which shows a characteristic. 高周波素子が接続されている部分に寄生インダクタンス成分が寄生されている場合の弾性表面波分波器の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the surface acoustic wave branching filter in case the parasitic inductance component is parasitic on the part to which the high frequency element is connected. 図１４に示した寄生インダクタンス成分が寄生されていない場合、寄生インダクタンス成分が挿入されている場合の高周波素子の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the high frequency element in case the parasitic inductance component shown in FIG. 14 is not parasitic and the parasitic inductance component is inserted. 位相整合用回路の位相遅延量が７５度の場合の受信側弾性表面波フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the impedance characteristic of the receiving surface acoustic wave filter in case the phase delay amount of the circuit for phase matching is 75 degree | times. 位相整合用素子における位相遅延量が９０度未満とした場合の弾性表面波分波器の送信側弾性表面波フィルタの整合状態の変化を説明するためのスミスチャートである。10 is a Smith chart for explaining a change in a matching state of a transmission-side surface acoustic wave filter of a surface acoustic wave duplexer when a phase delay amount in a phase matching element is less than 90 degrees. 位相整合用素子の位相遅延量が６０度程度になった場合の送信側弾性表面波フィルタの整合状態の変化を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the change of the matching state of the transmission surface acoustic wave filter when the phase delay amount of the element for phase matching becomes about 60 degrees. 誘電性に回り過ぎたインピーダンスを高周波素子の容量成分によって制御した場合の送信側弾性表面波フィルタの整合状態の変化を示すスミスチャートである。It is a Smith chart which shows the change of the matching state of the surface acoustic wave filter on the transmission side when the impedance that is excessively inductive is controlled by the capacitive component of the high frequency element. 従来の弾性表面波分波器の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the conventional surface acoustic wave branching filter. 従来の弾性表面波フィルタにおいて、インピーダンス整合を図るために櫛形の容量電極が圧電基板上に形成されている構造を示す模式的平面図である。In the conventional surface acoustic wave filter, it is a schematic plan view showing a structure in which comb-shaped capacitive electrodes are formed on a piezoelectric substrate for impedance matching.

Claims (6)

アンテナ端子と、
前記アンテナ端子に接続されており、圧電基板を用いて構成された送信側弾性表面波フィルタと、
前記アンテナ端子に接続されており、圧電基板を用いて構成された受信側弾性表面波フィルタと、
前記送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが搭載されたパッケージ材と、
少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つの容量素子とを有する高周波素子とを備え、
前記インダクタが、前記パッケージ材内に形成されており、前記容量素子は、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板に形成されていることを特徴とする、弾性表面波分波器。 An antenna terminal;
A transmitting surface acoustic wave filter connected to the antenna terminal and configured using a piezoelectric substrate;
A reception-side surface acoustic wave filter connected to the antenna terminal and configured using a piezoelectric substrate;
A package material on which the transmitting surface acoustic wave filter and the receiving surface acoustic wave filter are mounted;
A high-frequency element having at least one inductor and at least one capacitive element;
The inductor is formed in the package material, and the capacitive element is formed on a piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter. A surface acoustic wave duplexer. 前記容量素子が、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または前記受信側弾性表面波フィルタを構成している前記圧電基板上に形成された櫛形電極により構成されており、
前記櫛形電極の電極指ピッチに沿う方向が、該櫛形電極が形成されている弾性表面波フィルタにおいて表面波が伝搬する方向に対して直交する方向とされており、
前記容量素子によって発生するリップルが、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域及び受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の２倍波及び３倍波並びにその近傍に位置しないことを特徴とする、請求項１に記載の弾性表面波分波器。 The capacitive element is constituted by a comb-shaped electrode formed on the piezoelectric substrate constituting the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter,
The direction along the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode is a direction orthogonal to the direction in which the surface wave propagates in the surface acoustic wave filter in which the comb-shaped electrode is formed,
The ripple generated by the capacitive element is not located in the second and third harmonics of the passband of the transmission-side surface acoustic wave filter and the passband of the reception-side surface acoustic wave filter and in the vicinity thereof. 2. The surface acoustic wave duplexer according to 1. 前記圧電基板がＬｉＴａＯ３基板であり、前記容量素子を構成している櫛形電極における電極指の周期が下記の式（１）〜（３）〔但し、式（１）〜（３）において、ｆＨは、受信側弾性表面波フィルタの通過帯域の上限周波数を、ｆＬは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の下限周波数を意味し、Ｐは、櫛形電極の電極指ピッチ（電極指の幅と、電極指間のスペースの和）である〕のいずれかの範囲にあることを特徴とする、請求項２に記載の弾性表面波分波器。
５３００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（１）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（２）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（３） The piezoelectric substrate is a LiTaO 3 substrate, and the period of electrode fingers in the comb-shaped electrode constituting the capacitive element is represented by the following formulas (1) to (3) [in the formulas (1) to (3), fH Is the upper limit frequency of the passband of the surface acoustic wave filter on the reception side, fL is the lower limit frequency of the passband of the surface acoustic wave filter on the transmission side, and P is the electrode finger pitch of the comb electrode (the width of the electrode finger) The surface acoustic wave duplexer according to claim 2, wherein the surface acoustic wave duplexer is in a range of any one of the above.
5300 / fH ≧ 2 × P (1)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (2)
18800 / fL ≦ 2 × P (3) 前記櫛形電極の電極指周期が、下記の式（４）〜（１２）〔但し、ｆＴＬは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の下限周波数、ｆＴＨは、送信側弾性表面波フィルタの通過帯域の上限周波数、Ｐは、櫛形電極の電極指ピッチを示す。〕の範囲にあることを特徴とする、請求項３に記載の弾性表面波分波器。
５５００／ｆＨ≧２×Ｐ …式（４）
６８００／ｆＬ≦２×Ｐ≦１６５００／ｆＨ …式（５）
１８８００／ｆＬ≦２×Ｐ …式（６）
５５００／（２×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（７）
６８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（２×ｆＴＨ）
…式（８）
１８８００／（２×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（９）
５５００／（３×ｆＴＨ）≧２×Ｐ …式（１０）
６８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ≦１６５００／（３×ｆＴＨ）
…式（１１）
１８８００／（３×ｆＴＬ）≦２×Ｐ …式（１２） An electrode finger period of the comb-shaped electrode is represented by the following formulas (4) to (12) [where fTL is a lower limit frequency of a transmission surface acoustic wave filter and fTH is a transmission band of the transmission surface acoustic wave filter. The upper limit frequency, P, indicates the electrode finger pitch of the comb-shaped electrode. The surface acoustic wave duplexer according to claim 3, wherein the surface acoustic wave duplexer is in the range of
5500 / fH ≧ 2 × P (4)
6800 / fL ≦ 2 × P ≦ 16500 / fH (5)
18800 / fL ≦ 2 × P (6)
5500 / (2 × fTH) ≧ 2 × P (7)
6800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (2 × fTH)
... Formula (8)
18800 / (2 × fTL) ≦ 2 × P (9)
5500 / (3 × fTH) ≧ 2 × P (10)
6800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P ≦ 16500 / (3 × fTH)
... Formula (11)
18800 / (3 × fTL) ≦ 2 × P (12) 前記容量素子が、前記送信側弾性表面波フィルタ及び／または前記受信側弾性表面波フィルタを構成している圧電基板上において、第１の電極膜と、第２の電極膜と、第１，第２の電極膜間に挟持された絶縁膜とからなる積層構造を形成することにより構成されている、請求項１に記載の弾性表面波分波器。   On the piezoelectric substrate in which the capacitive element constitutes the transmission-side surface acoustic wave filter and / or the reception-side surface acoustic wave filter, the first electrode film, the second electrode film, The surface acoustic wave duplexer according to claim 1, wherein the surface acoustic wave duplexer is configured by forming a laminated structure including an insulating film sandwiched between two electrode films. 送信側弾性表面波フィルタ及び受信側弾性表面波フィルタが、それぞれの独立の圧電基板を用いて構成されており、前記高周波素子を形成するための容量素子が、前記受信側弾性表面波フィルタの圧電基板に形成されている、請求項１〜５のいずれかに記載の弾性表面波分波器。
The transmission-side surface acoustic wave filter and the reception-side surface acoustic wave filter are configured using respective independent piezoelectric substrates, and the capacitive element for forming the high-frequency element is a piezoelectric element of the reception-side surface acoustic wave filter. The surface acoustic wave duplexer according to claim 1, wherein the surface acoustic wave duplexer is formed on a substrate.
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