JP2010206375A

JP2010206375A - Branching filter

Info

Publication number: JP2010206375A
Application number: JP2009047960A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Tsuchiya; 博史土屋
Original assignee: Ube Industries Ltd
Current assignee: Ube Corp
Priority date: 2009-03-02
Filing date: 2009-03-02
Publication date: 2010-09-16

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a branching filter that suppresses the occurrence of both of a second harmonic wave and a third harmonic wave due to the secondary and tertiary distortion of an FBAR in a transmission signal. <P>SOLUTION: The branching filter 1 includes a ladder-type first FBAR filter 2 and a ladder-type second FBAR filter having a passband of frequencies higher than those of the ladder-type first FBAR filter. The connection between one terminal of the first FBAR filter and one terminal of the second FBAR filter is connected with an antenna terminal ANT. The branching filter also includes a resonance circuit 4 interposed between the connection and a ground. The resonance circuit 4 is configured such that, when its series resonance frequency is set as Fr1 and the center frequency of the passband of the first FBAR filter as Ff1, Fr1 is set so as to be in a range of two times or three times of Ff1. The resonance circuit 4 is formed by connecting a first inductor 7 and a first capacitor 8 in series or includes a chip capacitor. The branching filter 1 further includes a second inductor 5 interposed between the connection and the resonance circuit 4. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、通信機器において用いられ送信フィルタおよび受信フィルタを備える分波器に関する。 The present invention relates to a duplexer that is used in a communication device and includes a transmission filter and a reception filter.

近年、移動体通信機器において、小型化の要求や高機能化に伴う高周波化が進んでいる。このような背景から高周波通信用のフィルタにおいて、従来の誘電体フィルタやセラミックフィルタに比べて外形サイズを小さくすることができると共に、急峻なロールオフ特性や更なる高周波化にも適していることから、薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）を用いたフィルタすなわちＦＢＡＲフィルタの利用が検討されている。 In recent years, in mobile communication devices, the demand for miniaturization and higher frequencies associated with higher functionality have been increasing. From this background, high-frequency communication filters can be made smaller in size than conventional dielectric filters and ceramic filters, and are also suitable for steep roll-off characteristics and higher frequencies. The use of a filter using a thin film piezoelectric resonator (FBAR), that is, an FBAR filter has been studied.

ＦＢＡＲフィルタは、ラダー型フィルタとして構成することにより、ＦＢＡＲフィルタの段数やＦＢＡＲの容量を変化させ、また、並列共振器とグランドとの間にインダクタを設置するなどして、ＦＢＡＲフィルタの挿入損失や減衰特性を容易に変化させることができる。 By configuring the FBAR filter as a ladder filter, the number of stages of the FBAR filter and the capacitance of the FBAR are changed, and an inductor is installed between the parallel resonator and the ground, so that the insertion loss of the FBAR filter can be reduced. The attenuation characteristic can be easily changed.

このＦＢＡＲフィルタを用いた応用部品として、送受信信号を周波数によって分けることのできる分波器がある。 As an application part using this FBAR filter, there is a duplexer that can separate transmission and reception signals according to frequency.

例えば、特許文献１には、アンテナ端子側に並列に接続されたキャパシタと直列に接続されたインダクタとを備え、ＦＢＡＲを用いた分波器が開示されている。また、特許文献２には、アンテナ端子とフィルタとの間に接続され、並列に接続されたキャパシタとインダクタによる並列共振回路を備え、ＦＢＡＲを用いた分波器が開示されている。 For example, Patent Document 1 discloses a duplexer that includes a capacitor connected in parallel on the antenna terminal side and an inductor connected in series, and uses an FBAR. Patent Document 2 discloses a duplexer using an FBAR, which is connected between an antenna terminal and a filter and includes a parallel resonant circuit including a capacitor and an inductor connected in parallel.

特開２００５−２６０９１５号公報JP-A-2005-260915 特開２００７−３３６４７９号公報JP 2007-336479 A

高周波無線通信機器におけるＦＢＡＲを用いた分波器においては、２次ひずみおよび／又は３次ひずみが発生するという課題が存在する。２次ひずみおよび３次ひずみは、共振器の構造や材料の非線形性により発生するもので、送信フィルタの通過帯域周波数を通過した送信信号にそれぞれ２倍波および３倍波の信号が発生してしまうことにより、送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性を著しく悪化させてしまうことになる。 In a duplexer using FBAR in a high-frequency wireless communication device, there is a problem that second-order distortion and / or third-order distortion occurs. Second-order distortion and third-order distortion are generated by the nonlinearity of the resonator structure and material, and second and third harmonic signals are generated in the transmission signal that has passed through the passband frequency of the transmission filter, respectively. As a result, the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency of the transmission signal are remarkably deteriorated.

特許文献１には、分波器における２次ひずみおよび３次ひずみに関する記載は無く、もちろん送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性を向上させるという技術的課題に関する示唆もない。また、特許文献２には、分波器において、キャパシタとインダクタとによる並列共振器により送信信号の２倍波周波数又は３倍波周波数の減衰特性を向上し、高次ひずみを減少することが記載されているが、ここに記載されている回路構成の場合、送信信号の２倍波周波数付近に並列共振回路の共振点を設けたのでは送信信号の３倍波周波数付近の減衰特性はほとんど向上しないため、３次ひずみによる３倍波の発生を抑制することはできない。 Patent Document 1 does not describe the second-order distortion and the third-order distortion in the duplexer, and of course, there is no suggestion regarding the technical problem of improving the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency of the transmission signal. Patent Document 2 describes that, in a duplexer, a parallel resonator composed of a capacitor and an inductor improves the attenuation characteristics of the second harmonic frequency or the third harmonic frequency of the transmission signal and reduces higher-order distortion. However, in the case of the circuit configuration described here, if the resonance point of the parallel resonance circuit is provided near the second harmonic frequency of the transmission signal, the attenuation characteristic near the third harmonic frequency of the transmission signal is almost improved. Therefore, the generation of the third harmonic due to the third order distortion cannot be suppressed.

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、送信信号におけるＦＢＡＲの２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することが可能な分波器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a duplexer capable of suppressing the generation of both the second harmonic and the third harmonic due to the second-order distortion and third-order distortion of the FBAR in a transmission signal. The purpose is to do.

本発明によれば、
第１薄膜圧電共振器フィルタおよび該第１薄膜圧電共振器フィルタより高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタを備え、前記第１薄膜圧電共振器フィルタの一方の端子と前記第２薄膜圧電共振器フィルタの一方の端子との接続部をアンテナ端子と接続してなる分波器であって、
前記分波器は、更に、前記接続部とグランドとの間に介在する共振回路を備えており、
該共振回路は、直列共振を発生し、その直列共振周波数をＦｒ１とし且つ前記第１薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ１としたとき、前記Ｆｒ１が前記Ｆｆ１の２倍乃至３倍の範囲内となるように設定されていることを特徴とする分波器、
が提供される。 According to the present invention,
A first thin film piezoelectric resonator filter; and a second thin film piezoelectric resonator filter having a higher pass band than the first thin film piezoelectric resonator filter, and one terminal of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter. A duplexer formed by connecting a connection portion with one terminal of a thin film piezoelectric resonator filter to an antenna terminal,
The duplexer further includes a resonance circuit interposed between the connection portion and the ground,
The resonance circuit generates series resonance, and when the series resonance frequency is Fr1 and the center frequency of the pass band of the first thin film piezoelectric resonator filter is Ff1, the Fr1 is 2 to 3 times the Ff1. A duplexer characterized in that it is set to be within the range of
Is provided.

本発明によれば、共振回路の共振による送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰と、共振回路のキャパシタンスに基づく周波数特性に伴う高周波減衰による送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰とによって、送信信号におけるＦＢＡＲの２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制した分波器を実現できる。 According to the present invention, the second harmonic frequency and the third harmonic frequency of the transmission signal are attenuated due to resonance of the resonant circuit, and the second harmonic frequency and the third harmonic of the transmission signal are caused by high frequency attenuation due to frequency characteristics based on the capacitance of the resonant circuit. By the attenuation of the wave frequency, it is possible to realize a duplexer in which generation of both the second harmonic and the third harmonic due to the second-order distortion and third-order distortion of the FBAR in the transmission signal is suppressed.

上記構成において、前記共振回路は、例えば、第１インダクタと第１キャパシタとを直列に接続したものからなる。 In the above-described configuration, the resonance circuit includes, for example, a first inductor and a first capacitor connected in series.

また、上記構成において、前記共振回路は、例えば、チップキャパシタからなる。これによれば、チップキャパシタの自己共振を利用して共振回路を構成するため、小型の分波器を実現できる。 In the above configuration, the resonance circuit is formed of, for example, a chip capacitor. According to this, since the resonant circuit is configured using the self-resonance of the chip capacitor, a small duplexer can be realized.

上記構成において、好ましくは、前記分波器は、更に、前記接続部と前記共振回路との間に介在する第２インダクタを有する。これによれば、優れた通過特性の分波器を実現できる。 In the above configuration, preferably, the duplexer further includes a second inductor interposed between the connection portion and the resonance circuit. According to this, a duplexer having excellent pass characteristics can be realized.

上記構成において、好ましくは、前記第１薄膜圧電共振器フィルタおよび第２薄膜圧電共振器フィルタの少なくとも一方はラダー型フィルタであり、該ラダー型フィルタは並列共振器とグランドとの間に介在する第３インダクタを備える。これによれば、小型かつ減衰特性に優れた分波器を実現できる。 In the above configuration, preferably, at least one of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter is a ladder type filter, and the ladder type filter is interposed between the parallel resonator and the ground. 3 inductors are provided. According to this, a small duplexer having excellent attenuation characteristics can be realized.

上記構成において、好ましくは、前記第１薄膜圧電共振器フィルタおよび第２薄膜圧電共振器フィルタの前記一方の端子はそれぞれそれらの直列共振器と直接的に接続されている。これによれば、小型の分波器を実現できる。 In the above configuration, preferably, the one terminal of each of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter is directly connected to the series resonator. According to this, a small duplexer can be realized.

上記構成において、好ましくは、前記第１薄膜圧電共振器フィルタおよび第２薄膜圧電共振器フィルタは多層基板に実装されている。また、該多層基板には、前記共振回路の第１インダクタおよび第１キャパシタ、前記第２インダクタ、並びに前記第３インダクタのうちの少なくとも１つを内蔵させることができる。これによれば、小型の分波器を実現できる。 In the above configuration, preferably, the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter are mounted on a multilayer substrate. The multilayer substrate may include at least one of the first inductor and the first capacitor, the second inductor, and the third inductor of the resonance circuit. According to this, a small duplexer can be realized.

上記構成において、好ましくは、前記第１薄膜圧電共振器フィルタおよび第２薄膜圧電共振器フィルタはフリップチップ実装方式により前記多層基板に実装されている。これによれば、小型の分波器を実現できる。 In the above configuration, preferably, the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter are mounted on the multilayer substrate by a flip chip mounting method. According to this, a small duplexer can be realized.

本発明によれば、送信信号におけるＦＢＡＲの２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することができ、送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性の悪化を抑制した分波器を提供することができる。 According to the present invention, generation of both the second harmonic and the third harmonic due to the second-order distortion and third-order distortion of the FBAR in the transmission signal can be suppressed, and the second harmonic frequency and the third harmonic frequency of the transmission signal can be suppressed. It is possible to provide a duplexer that suppresses deterioration of attenuation characteristics.

本発明の分波器の一実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows one Embodiment of the splitter of this invention. チップキャパシタの回路図である。It is a circuit diagram of a chip capacitor. ＦＢＡＲの縦断面図である。It is a longitudinal cross-sectional view of FBAR. 多層構造ＬＴＣＣ基板を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。It is the typical exploded view which looked at the multilayer structure LTCC board from the upper surface for every layer. 図４のＡ−Ａ’断面に相当する分波器の縦断面図である。FIG. 5 is a longitudinal sectional view of a duplexer corresponding to the A-A ′ section of FIG. 4. 図４のＡ−Ａ’断面に相当する樹脂封止済み分波器の縦断面図である。FIG. 5 is a longitudinal sectional view of a resin-sealed duplexer corresponding to the A-A ′ section of FIG. 4. 比較のために示す従来の分波器の回路図である。It is a circuit diagram of the conventional duplexer shown for a comparison. 本発明実施形態に属する分波器（実施例１）と比較形態に属する分波器（比較例１）との第１ＦＢＡＲフィルタの通過特性の比較を示す図である。It is a figure which shows the comparison of the pass characteristic of the 1st FBAR filter of the splitter (Example 1) which belongs to this invention embodiment, and the splitter (Comparative example 1) which belongs to a comparison form. 多層構造ＬＴＣＣ基板を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。It is the typical exploded view which looked at the multilayer structure LTCC board from the upper surface for every layer. 図９のＡ−Ａ’断面に相当する分波器の縦断面図である。FIG. 10 is a longitudinal sectional view of a duplexer corresponding to the A-A ′ section of FIG. 9. 本発明実施形態に属する分波器（実施例２）と比較形態に属する分波器（比較例１）との第１ＦＢＡＲフィルタの通過特性の比較を示す図である。It is a figure which shows the comparison of the pass characteristic of the 1st FBAR filter of the splitter (Example 2) which belongs to this invention embodiment, and the splitter (Comparative example 1) which belongs to a comparison form.

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は本発明の分波器の一実施形態を示す回路図である。本実施形態の分波器１は、第１薄膜圧電共振器フィルタ（第１ＦＢＡＲフィルタ）２および該第１ＦＢＡＲフィルタより高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタ（第２ＦＢＡＲフィルタ）３を備える。第１ＦＢＡＲフィルタ２の一方の端子と第２ＦＢＡＲフィルタ３の一方の端子との接続部がアンテナ端子ＡＮＴと接続されている。第１ＦＢＡＲフィルタ２の他方の端子は送信機接続端子ＴＸとされ、第２ＦＢＡＲフィルタ３の他方の端子は受信機接続端子ＲＸとされている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the duplexer of the present invention. The duplexer 1 of the present embodiment includes a first thin film piezoelectric resonator filter (first FBAR filter) 2 and a second thin film piezoelectric resonator filter (second FBAR filter) 3 having a higher pass band than the first FBAR filter. Prepare. A connection portion between one terminal of the first FBAR filter 2 and one terminal of the second FBAR filter 3 is connected to the antenna terminal ANT. The other terminal of the first FBAR filter 2 is a transmitter connection terminal TX, and the other terminal of the second FBAR filter 3 is a receiver connection terminal RX.

アンテナ端子ＡＮＴに接続される第１ＦＢＡＲフィルタ２の端子と第２ＦＢＡＲフィルタ３の端子との接続部と、グランドとの間には、共振回路４が介在している。共振回路４は、直列共振を発生するものであり、例えば、第１インダクタ７と第１キャパシタ８とを直列に接続したものからなる。このような共振回路４は、自己共振周波数を有するチップキャパシタ６を用いることでも、実現することができる。すなわち、チップキャパシタ６は、図２に示すとおり、キャパシタンス成分８（第１キャパシタ８に相当）に加えて、キャパシタ電極によるインダクタンス成分７（第１インダクタ７に相当）を有する。これらのキャパシタンスとインダクタンスとは直列接続となることから、チップキャパシタ６は直列共振による共振回路４として機能する。すなわち、自己共振はチップキャパシタ６内のインダクタンス成分７とキャパシタンス成分８とによる直列共振のことである。尚、以下の説明においては、チップキャパシタ６内のインダクタンス成分７およびキャパシタンス成分８を、それぞれ第１インダクタ７および第１キャパシタ８ということがある。 A resonant circuit 4 is interposed between the connection between the terminal of the first FBAR filter 2 and the terminal of the second FBAR filter 3 connected to the antenna terminal ANT and the ground. The resonance circuit 4 generates series resonance, and includes, for example, a circuit in which a first inductor 7 and a first capacitor 8 are connected in series. Such a resonant circuit 4 can also be realized by using a chip capacitor 6 having a self-resonant frequency. That is, as shown in FIG. 2, the chip capacitor 6 has an inductance component 7 (corresponding to the first inductor 7) due to the capacitor electrode in addition to the capacitance component 8 (corresponding to the first capacitor 8). Since these capacitance and inductance are connected in series, the chip capacitor 6 functions as a resonance circuit 4 by series resonance. That is, the self-resonance is a series resonance due to the inductance component 7 and the capacitance component 8 in the chip capacitor 6. In the following description, the inductance component 7 and the capacitance component 8 in the chip capacitor 6 may be referred to as a first inductor 7 and a first capacitor 8, respectively.

更に、前記のアンテナ端子ＡＮＴに接続される第１ＦＢＡＲフィルタ２の端子と第２ＦＢＡＲフィルタ３の端子との接続部と、共振回路４との間には第２インダクタ５が介在している。アンテナ端子ＡＮＴは、第２インダクタ５を介して第１ＦＢＡＲフィルタ２の端子と第２ＦＢＡＲフィルタ３の端子との接続部に接続されている。 Further, a second inductor 5 is interposed between the connection portion between the terminal of the first FBAR filter 2 and the terminal of the second FBAR filter 3 connected to the antenna terminal ANT and the resonance circuit 4. The antenna terminal ANT is connected to a connection portion between the terminal of the first FBAR filter 2 and the terminal of the second FBAR filter 3 via the second inductor 5.

第１ＦＢＡＲフィルタ２は、ラダー型フィルタであり、直列に接続された３個の直列共振器Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３と３個の並列共振器Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３とを含んでいる。第１ＦＢＡＲフィルタ２は、更に、第１並列共振器Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３とグランドとの間にそれぞれ接続された３個の第３インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３を有する。第１ＦＢＡＲフィルタ２のアンテナ端子側の端子（前記接続部側の端子）は直列共振器Ｓ１１と直接的に接続されている。該直列共振器Ｓ１１は、第１ＦＢＡＲフィルタ２の他の直列共振器Ｓ１２，Ｓ１３よりも小さな容量で構成されるのが好ましい。 The first FBAR filter 2 is a ladder-type filter, and includes three series resonators S11, S12, S13 and three parallel resonators P11, P12, P13 connected in series. The first FBAR filter 2 further includes three third inductors L11, L12, and L13 connected between the first parallel resonators P11, P12, and P13 and the ground, respectively. The terminal on the antenna terminal side of the first FBAR filter 2 (the terminal on the connection portion side) is directly connected to the series resonator S11. The series resonator S11 is preferably configured with a smaller capacity than the other series resonators S12 and S13 of the first FBAR filter 2.

同様に、第２ＦＢＡＲフィルタ３は、ラダー型フィルタであり、直列に接続された３個の直列共振器Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３と３個の並列共振器Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３とを含んでいる。第２ＦＢＡＲフィルタ３は、更に、第２並列共振器Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３とグランドとの間にそれぞれ接続された３個の第３インダクタＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３を有する。第２ＦＢＡＲフィルタ３のアンテナ端子側の端子（前記接続部側の端子）は直列共振器Ｓ２１と直接的に接続されている。該直列共振器Ｓ２１は、第２ＦＢＡＲフィルタ３の他の直列共振器Ｓ２２，Ｓ２３よりも小さな容量で構成されるのが好ましい。 Similarly, the second FBAR filter 3 is a ladder-type filter, and includes three series resonators S21, S22, S23 and three parallel resonators P21, P22, P23 connected in series. The second FBAR filter 3 further includes three third inductors L21, L22, and L23 connected between the second parallel resonators P21, P22, and P23 and the ground, respectively. The terminal on the antenna terminal side of the second FBAR filter 3 (the terminal on the connection portion side) is directly connected to the series resonator S21. The series resonator S21 is preferably configured with a smaller capacity than the other series resonators S22 and S23 of the second FBAR filter 3.

共振回路４は、その直列共振周波数をＦｒ１とし且つ第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域の中心周波数をＦｆ１としたとき、Ｆｒ１がＦｆ１の２倍乃至３倍の範囲内となるように設定されている。これにより、送信信号におけるＦＢＡＲの２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することが可能となる。 The resonance circuit 4 is set so that Fr1 is in the range of 2 to 3 times Ff1 when the series resonance frequency is Fr1 and the center frequency of the passband of the first FBAR filter 2 is Ff1. Thereby, it is possible to suppress the generation of both the second harmonic and the third harmonic due to the second-order distortion and third-order distortion of the FBAR in the transmission signal.

以下、分波器１の作用とくに共振回路４の機能に基づく送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性の悪化抑制の作用につき、具体的に説明する。 Hereinafter, the operation of the duplexer 1, particularly the operation of suppressing the deterioration of the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency of the transmission signal based on the function of the resonance circuit 4 will be described in detail.

第１ＦＢＡＲフィルタ２の直列共振器および並列共振器の容量は、例えば、Ｓ１１が１．８ｐＦ、Ｓ１２が２．０ｐＦ、Ｓ１３が２．２ｐＦ、Ｐ１１が１．７ｐＦ、Ｐ１２が１．７ｐＦ、Ｐ１３が１．７ｐＦである。第２ＦＢＡＲフィルタ３の直列共振器および並列共振器の容量は、Ｓ２１が１．０ｐＦ、Ｓ２２が１．７ｐＦ、Ｓ２３が１．７ｐＦ、Ｐ２１が１．８ｐＦ、Ｐ２２が２．５ｐＦ、Ｐ２３が１．８ｐＦである。 The capacitances of the series resonator and the parallel resonator of the first FBAR filter 2 are, for example, S11 of 1.8 pF, S12 of 2.0 pF, S13 of 2.2 pF, P11 of 1.7 pF, P12 of 1.7 pF, and P13 of 1.7 pF. The capacitances of the series resonator and the parallel resonator of the second FBAR filter 3 are 1.0 pF for S21, 1.7 pF for S22, 1.7 pF for S23, 1.8 pF for P21, 2.5 pF for P22, and 1.23 for P23. 8 pF.

本実施形態では、共振回路４の一方端がグランドに接続された構成とすることにより、周波数が高くなるにつれて第１キャパシタ８のインピーダンスＺが低下し、電流がグランドに流れやすくなっていくため、高周波数になるほど減衰が大きくなり、送信信号の２倍波周波数および３倍波周波数の減衰が向上し、送信信号におけるＦＢＡＲの２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することができる。 In the present embodiment, since one end of the resonance circuit 4 is connected to the ground, the impedance Z of the first capacitor 8 decreases as the frequency increases, and the current easily flows to the ground. The higher the frequency is, the greater the attenuation is, and the attenuation of the second and third harmonic frequencies of the transmission signal is improved, and both the second and third harmonics of the FBAR due to the second and third order distortions of the FBAR in the transmission signal are improved. Occurrence can be suppressed.

本実施形態は、Ｗ−ＣＤＭＡ（ＷｉｄｅＢａｎｄＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）のＢａｎｄＩ帯の分波器である。第１ＦＢＡＲフィルタ２は送信用フィルタであり、送信信号となる通過帯域の周波数は１９２０から１９８０ＭＨｚであり、通過帯域の中心周波数Ｆｆ１は１９５０ＭＨｚである。第２ＦＢＡＲフィルタ３は受信用フィルタであり、通過帯域の周波数は２１１０から２１７０ＭＨｚである。すなわち、送信信号の通過帯域中心周波数Ｆｆ１の２倍波から３倍波の周波数範囲は、２×（Ｆｆ１）乃至３×（Ｆｆ１）となり、具体的には３９００ＭＨｚ乃至５８５０ＭＨｚとなる。チップキャパシタ６のキャパシタンス成分または第１キャパシタ８の容量値は、例えば２．２ｐＦである。従って、２×（Ｆｆ１）乃至３×（Ｆｆ１）に自己共振周波数を持つためには、チップキャパシタ６のインダクタンス成分または第１インダクタ７のインダクタンス値Ｌ（＝１／（ω^２×Ｃ））は０．３４乃至０．７６ｎＨに設定されていればよい（ω＝２πｆ＝２π×［２（Ｆｆ１）〜３（Ｆｆ１）］から）。共振回路４として機能するチップキャパシタ６の自己共振周波数は例えば４８００ＭＨｚであり、この場合、チップキャパシタ６のインダクタンス成分または第１インダクタ７のインダクタンス値は０．５０ｎＨとなる。 The present embodiment is a Band I band duplexer of W-CDMA (Wide Band Code Division Multiple Access). The first FBAR filter 2 is a transmission filter. The passband frequency serving as a transmission signal is 1920 to 1980 MHz, and the center frequency Ff1 of the passband is 1950 MHz. The second FBAR filter 3 is a reception filter, and the passband frequency is 2110 to 2170 MHz. That is, the frequency range from the second harmonic to the third harmonic of the passband center frequency Ff1 of the transmission signal is 2 × (Ff1) to 3 × (Ff1), specifically 3900 MHz to 5850 MHz. The capacitance component of the chip capacitor 6 or the capacitance value of the first capacitor 8 is, for example, 2.2 pF. Therefore, in order to have a self resonant frequency is 2 × (Ff1) to 3 × (Ff1), the inductance value L of the inductance component or the first inductor 7 of the chip capacitor ^{6 (= 1 / (ω 2} × C)) is It may be set to 0.34 to 0.76 nH (from ω = 2πf = 2π × [2 (Ff1) to 3 (Ff1)]). The self-resonant frequency of the chip capacitor 6 functioning as the resonance circuit 4 is, for example, 4800 MHz. In this case, the inductance component of the chip capacitor 6 or the inductance value of the first inductor 7 is 0.50 nH.

チップキャパシタ６等からなる共振回路４および第２インダクタ５が移相整合回路としても作用する。 The resonance circuit 4 and the second inductor 5 including the chip capacitor 6 and the like also function as a phase shift matching circuit.

チップキャパシタ６等からなる共振回路４および第２インダクタ５が、この機能を発揮するためには、第１ＦＢＡＲフィルタ２のアンテナ端子ＡＮＴ側からみた反射特性と第２ＦＢＡＲフィルタ３のアンテナ端子ＡＮＴ側からみた反射特性は同じであることが極めて好ましい。すなわち、第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域周波数（１９２０から１９８０ＭＨｚ）の反射特性と第２ＦＢＡＲフィルタ３の通過帯域周波数（２１１０から２１７０ＭＨｚ）の反射特性とが同じであること、および第１ＦＢＡＲフィルタ２の遮断帯域周波数（２１１０から２１７０ＭＨｚ）の反射特性と第２ＦＢＡＲフィルタ３の遮断帯域周波数（１９２０から１９８０ＭＨｚ）の反射特性とが同じであることが極めて好ましい。 In order for the resonance circuit 4 and the second inductor 5 including the chip capacitor 6 and the like to exhibit this function, the reflection characteristics viewed from the antenna terminal ANT side of the first FBAR filter 2 and the antenna terminal ANT side of the second FBAR filter 3 are viewed. It is highly preferred that the reflection characteristics are the same. That is, the reflection characteristics of the passband frequency (1920 to 1980 MHz) of the first FBAR filter 2 and the reflection characteristics of the passband frequency (2110 to 2170 MHz) of the second FBAR filter 3 are the same, and the cutoff band of the first FBAR filter 2 It is extremely preferable that the reflection characteristic at the frequency (2110 to 2170 MHz) and the reflection characteristic at the cutoff band frequency (1920 to 1980 MHz) of the second FBAR filter 3 are the same.

反射特性はインピーダンスＺがいくらになっているかにより表すとことができ、本実施形態においては、第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域周波数（１９２０から１９８０ＭＨｚ）および第２ＦＢＡＲフィルタ３の通過帯域周波数（２１１０から２１７０ＭＨｚ）ではインピーダンスＺ＝０．７−ｊ０．５であり、第１ＦＢＡＲフィルタ２の遮断帯域周波数（２１１０から２１７０ＭＨｚ）および第２ＦＢＡＲフィルタ３の遮断帯域周波数（１９２０から１９８０ＭＨｚ）ではインピーダンスＺ＝０．０２−ｊ１．４となっている。遮断帯域周波数におけるインピーダンスＺの実部は無限大（∞）であることが望ましい。 The reflection characteristic can be expressed by how much the impedance Z is. In this embodiment, the passband frequency (1920 to 1980 MHz) of the first FBAR filter 2 and the passband frequency (2110 to 2170 MHz) of the second FBAR filter 3 are used. ), The impedance Z = 0.7−j0.5, and the impedance Z = 0.02− at the cutoff band frequency (2110 to 2170 MHz) of the first FBAR filter 2 and the cutoff band frequency (1920 to 1980 MHz) of the second FBAR filter 3. j1.4. The real part of the impedance Z at the cutoff band frequency is preferably infinite (∞).

このように構成した第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３をアンテナ端子ＡＮＴ側で接続し、アンテナ端子ＡＮＴ側からみたとき１９２０から１９８０ＭＨｚおよび２１１０から２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝０．３−ｊ０．５となる。 When the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 configured as described above are connected on the antenna terminal ANT side, the reflection characteristics of 1920 to 1980 MHz and 2110 to 2170 MHz are impedance Z = 0.3−j0. 5

良好な通過特性の分波器とするために、アンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０から１９８０ＭＨｚおよび２１１０から２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝１．０＋ｊ０．０となることが望ましい。このため移相整合回路として、チップキャパシタ等からなる共振回路４および第２インダクタ５が設置されている。 In order to obtain a duplexer with good pass characteristics, it is desirable that the reflection characteristics of 1920 to 1980 MHz and 2110 to 2170 MHz viewed from the antenna terminal ANT side have an impedance Z = 1.0 + j0.0. For this reason, a resonance circuit 4 and a second inductor 5 made of a chip capacitor or the like are installed as a phase shift matching circuit.

チップキャパシタ６のキャパシタンス成分または第１キャパシタ８の容量値は、２．２ｐＦであり、インダクタンス成分または第１インダクタ７のインダクタンス値は０．５０ｎＨであることから、チップキャパシタ６を設置していない状態でアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０から１９８０ＭＨｚおよび２１１０から２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝０．３＋ｊ０．５であれば、共振回路４を設置することによりインピーダンスＺ＝１．０＋ｊ０．０に移相整合が可能となる。移相整合回路となるチップキャパシタ６および第２インダクタ５を設置しない状態でアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０から１９８０ＭＨｚおよび２１１０から２１７０ＭＨｚの反射特性がインピーダンスＺ＝０．３−ｊ０．５であることから、第２インダクタ５を設置することによりアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０から１９８０ＭＨｚおよび２１１０から２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝０．３＋ｊ０．５となればよいので、第２インダクタ５の適切なインダクタンス値は３．９０ｎＨとなる。共振回路４による移相整合状態により、第２インダクタ５の値を変更することで良好な通過特性の分波器とすることができる。 Since the capacitance component of the chip capacitor 6 or the capacitance value of the first capacitor 8 is 2.2 pF, and the inductance component or the inductance value of the first inductor 7 is 0.50 nH, the chip capacitor 6 is not installed. When the reflection characteristics of 1920 to 1980 MHz and 2110 to 2170 MHz as seen from the antenna terminal ANT side are impedance Z = 0.3 + j0.5, phase matching is achieved by installing resonant circuit 4 to impedance Z = 1.0 + j0.0. Is possible. Since the reflection characteristics of 1920 to 1980 MHz and 2110 to 2170 MHz viewed from the antenna terminal ANT side without the chip capacitor 6 and the second inductor 5 serving as the phase shift matching circuit are impedance Z = 0.3−j0.5. Since the reflection characteristics of 1920 to 1980 MHz and 2110 to 2170 MHz viewed from the antenna terminal ANT side by installing the second inductor 5 should be impedance Z = 0.3 + j0.5, an appropriate inductance value of the second inductor 5 Is 3.90 nH. By changing the value of the second inductor 5 in accordance with the phase shift matching state by the resonance circuit 4, a duplexer having good pass characteristics can be obtained.

図３は、第１ＦＢＡＲフィルタ２の直列共振器Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３および並列共振器Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３、並びに第２ＦＢＡＲフィルタ３の直列共振器Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３および並列共振器Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３のそれぞれを構成するＦＢＡＲ９の縦断面図である。 FIG. 3 shows series resonators S11, S12, S13 and parallel resonators P11, P12, P13 of the first FBAR filter 2, and series resonators S21, S22, S23 and parallel resonators P21, P22, P23 of the second FBAR filter 3. It is a longitudinal cross-sectional view of FBAR9 which comprises each of these.

基板１０上に、下部電極１１、圧電膜１２、上部電極１３の順に形成されており、圧電膜１２を挟んで下部電極１１と上部電極１３とが重なり合った箇所が共振部１４となる。基板１０の平坦な表面と共振部１４との間には空洞部１５が形成されている。 A lower electrode 11, a piezoelectric film 12, and an upper electrode 13 are formed in this order on the substrate 10, and a portion where the lower electrode 11 and the upper electrode 13 overlap with each other with the piezoelectric film 12 interposed therebetween is a resonance part 14. A cavity 15 is formed between the flat surface of the substrate 10 and the resonance part 14.

なお、基板１０は、シリコン（Ｓｉ）、酸化シリコン（ＳｉＯ_２）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）およびガラスのいずれかからなるか、もしくはこれらの積層構造からなる。下部電極１１および上部電極１３は、いずれも、モリブデン（Ｍｏ）、金（Ａｕ）、アルミニウム（Ａｌ）、ルテニウム（Ｒｕ）、白金（Ｐｔ）、タングステン（Ｗ）およびチタン（Ｔｉ）のいずれかからなるか、もしくはこれらの積層構造からなる。圧電膜１２は、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）および酸化亜鉛（ＺｎＯ）のいずれかからなる。 The substrate 10 is made of any one of silicon (Si), silicon oxide (SiO ₂ ), gallium arsenide (GaAs), and glass, or a laminated structure thereof. Each of the lower electrode 11 and the upper electrode 13 is made of any one of molybdenum (Mo), gold (Au), aluminum (Al), ruthenium (Ru), platinum (Pt), tungsten (W), and titanium (Ti). Or a laminated structure of these. The piezoelectric film 12 is made of either aluminum nitride (AlN) or zinc oxide (ZnO).

圧電膜１２の結晶配向性は高いことが望ましい。圧電膜１２の結晶配向性が低い場合、圧電膜１２の電界分布が大きく変化し、下部電極１１と上部電極１３との電位差が大きくなることから、２次ひずみおよび３次ひずみが大きくなりやすい。本実施形態において圧電膜１２として用いられる窒化アルミニウム（ＡｌＮ）膜の結晶配向性は、例えば１．４ｄｅｇ以下と良好である。 The crystal orientation of the piezoelectric film 12 is desirably high. When the crystal orientation of the piezoelectric film 12 is low, the electric field distribution of the piezoelectric film 12 changes greatly, and the potential difference between the lower electrode 11 and the upper electrode 13 increases, so that the secondary strain and the tertiary strain tend to increase. The crystal orientation of the aluminum nitride (AlN) film used as the piezoelectric film 12 in this embodiment is good, for example, 1.4 deg or less.

また、ＦＢＡＲ９は、図３に示すように基板１０の平坦な表面と下部電極１１との間に空洞部１５を有するメンブラン型の薄膜圧電共振器以外に、基板１０に空洞部形成のための凹みがあるピット型の薄膜圧電共振器（図示せず）、基板１０に空洞部形成のための貫通孔があるＤｅｅｐ−ＲＩＥ型の薄膜圧電共振器（図示せず）、または、空洞部１５に代えて音響ミラー層を用いたＳＭＲ型の薄膜圧電共振器（図示せず）とすることもできる。 In addition to the membrane-type thin film piezoelectric resonator having a cavity 15 between the flat surface of the substrate 10 and the lower electrode 11 as shown in FIG. Instead of a pit type thin film piezoelectric resonator (not shown), a Deep-RIE type thin film piezoelectric resonator (not shown) having a through hole for forming a cavity in the substrate 10, or a cavity 15 Thus, an SMR type thin film piezoelectric resonator (not shown) using an acoustic mirror layer may be used.

本発明においては、第１ＦＢＡＲフィルタの直列および並列のＦＢＡＲからなる構成部分並びに第２ＦＢＡＲフィルタの直列および並列のＦＢＡＲからなる構成部分を、それぞれ、半導体、絶縁体または圧電体基板上に形成したフィルタチップの形態となし、これらのフィルタチップを、第１ＦＢＡＲフィルタの第３インダクタおよび第２ＦＢＡＲフィルタの第３インダクタを線路パターンにて形成した低温焼成セラミックス基板（ＬＴＣＣ：ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ−ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）などの多層基板に実装する形態が望ましい。これにより、より一層小型の分波器を実現することができる。 In the present invention, a filter chip in which a constituent part composed of series and parallel FBARs of a first FBAR filter and a constituent part composed of series and parallel FBARs of a second FBAR filter are formed on a semiconductor, an insulator or a piezoelectric substrate, respectively. These filter chips are made of a multilayer such as a low temperature co-fired ceramics (LTCC) in which the third inductor of the first FBAR filter and the third inductor of the second FBAR filter are formed in a line pattern. A form mounted on a substrate is desirable. Thereby, a much smaller duplexer can be realized.

図４は本実施形態において共振回路４としてチップキャパシタ６を使用した分波器の多層構造ＬＴＣＣ基板（多層基板）１６を各層ごとに上面からみた模式的分解図であり、図５は図４のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。なお、チップキャパシタ６はＬＴＣＣ基板１６外に設置しているため、図示していない。 FIG. 4 is a schematic exploded view of a duplex structure LTCC substrate (multilayer substrate) 16 of a duplexer using a chip capacitor 6 as the resonance circuit 4 in the present embodiment as viewed from the top, and FIG. It is a longitudinal cross-sectional view equivalent to an AA 'cross section. The chip capacitor 6 is not shown because it is installed outside the LTCC substrate 16.

ＬＴＣＣ基板１６は、上から順に第１層、第２層、第３層、第４層および第５層の順に積層されている。尚、図５において第５層は図示を省略されている。ＬＴＣＣ基板１６の第１層には、チップ化された第１および第２のＦＢＡＲフィルタ２，３がフリップチップ実装方式によりフェースダウンで実装されている。この実装では、Ａｕバンプ１７を機能面（上記共振部１４が形成されている面）に備えた第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３と、Ａｕメッキ処理を施したＬＴＣＣ基板１６とによる、Ａｕ−Ａｕ接合が採用されている。これにより、ワイヤーを用いた接続などの必要性がなくなるため、小型化が可能となる。 The LTCC substrate 16 is laminated in the order of the first layer, the second layer, the third layer, the fourth layer, and the fifth layer from the top. In FIG. 5, the fifth layer is not shown. On the first layer of the LTCC substrate 16, the first and second FBAR filters 2 and 3 formed into chips are mounted face down by a flip chip mounting method. In this mounting, an Au − is formed by the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 having the Au bump 17 on the functional surface (the surface on which the resonance part 14 is formed) and the LTCC substrate 16 subjected to Au plating. Au bonding is employed. This eliminates the need for a connection using a wire, thereby enabling downsizing.

主として第１層および第２層において、線路パターンにより、第３インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３、および第２インダクタ５が形成されている。第３層には主として接続線路が形成されており、第４層には主としてグランドパターンが形成されており、第５層には主として前記アンテナ端子（ＡＮＴ）、送信機接続端子（ＴＸ）および受信機接続端子（ＲＸ）が形成されている。これによって、第２インダクタ５および第３インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３を外付けする必要がなくなるため、小型化が可能となる。 The third inductors L11, L12, L13, L21, L22, L23 and the second inductor 5 are formed mainly by the line pattern in the first layer and the second layer. A connection line is mainly formed on the third layer, a ground pattern is mainly formed on the fourth layer, and the antenna terminal (ANT), transmitter connection terminal (TX) and reception are mainly formed on the fifth layer. A machine connection terminal (RX) is formed. As a result, it is not necessary to externally attach the second inductor 5 and the third inductors L11, L12, L13, L21, L22, and L23, thereby enabling downsizing.

図６は本実施形態の分波器１の最終形態を示す縦断面図である。この図は図５に対応する断面を示すものであり、図５に示されるものと同様の部材または部分等には同一の符号が付されている。 FIG. 6 is a longitudinal sectional view showing the final form of the duplexer 1 of the present embodiment. This figure shows a cross section corresponding to FIG. 5, and the same reference numerals are given to the same members or parts as those shown in FIG.

ＬＴＣＣ基板１６にフリップチップ実装方式により第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３を実装した後に、第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３の機能面上が中空状態となるようにして、封止用樹脂１８により密閉封止をしている。密閉封止については、第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３の機能面が中空状態であればよいので、メタルや樹脂によるキャップを用いた封止形態（図示せず）や、フィルム状の樹脂を用いた封止形態（図示せず）とすることもできる。 After mounting the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 on the LTCC substrate 16 by the flip chip mounting method, the functional surface of the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 is made hollow so that the sealing resin 18 Is hermetically sealed. For hermetic sealing, the functional surfaces of the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 need only be in a hollow state, so a sealing form using a cap made of metal or resin (not shown) or a film-like resin can be used. It can also be set as the used sealing form (not shown).

図７は比較のために示す従来の分波器１９の回路図である。この比較形態は、その基本的構成において、上記本発明実施形態のものと比較して、共振回路４および第２インダクタ５に代わって第４インダクタ２０が設けられている点が異なる。第４インダクタ２０は、アンテナ端子ＡＮＴと第１ＦＢＡＲフィルタ２のアンテナ側端子および第２ＦＢＡＲフィルタ３のアンテナ側端子の接続部と、グランドとの間に介在している。その他の構成は、基本的には上記本発明実施形態のものと同じである。 FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional duplexer 19 shown for comparison. This comparison form is different in the basic configuration from the above-described embodiment of the present invention in that a fourth inductor 20 is provided in place of the resonance circuit 4 and the second inductor 5. The fourth inductor 20 is interposed between the connection between the antenna terminal ANT, the antenna side terminal of the first FBAR filter 2 and the antenna side terminal of the second FBAR filter 3, and the ground. Other configurations are basically the same as those of the embodiment of the present invention.

図８は上記本発明実施形態に属する分波器［共振回路４としてチップキャパシタ６が用いられているもの］（実施例１）と上記比較形態に属する分波器（比較例１）との第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過特性の比較を示す図である。実施例１は、４８００ＭＨｚにチップキャパシタ６の自己共振による共振点が発生しており、比較例１に比べて２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性が向上している。 FIG. 8 is a diagram of a duplexer belonging to the embodiment of the present invention (a chip capacitor 6 is used as the resonance circuit 4) (Example 1) and a duplexer belonging to the comparative mode (Comparative Example 1). It is a figure which shows the comparison of the passage characteristic of 1FBAR filter 2. FIG. In Example 1, a resonance point due to self-resonance of the chip capacitor 6 occurs at 4800 MHz, and the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency are improved as compared with Comparative Example 1.

図９は、上記の本発明実施形態において、特に、共振回路４を、前記チップキャパシタ６ではなしに、直列接続の第１インダクタ７と第１キャパシタ８とからなるものとし、これらをＬＴＣＣ基板１６に内蔵した分波器を示すものであり、ＬＴＣＣ基板１６を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。この図９は上記図４に対応する部分を示すものである。図１０は図９のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。これらの図において、図４および図５に示されるものと同様の部材または部分等には同一の符号が付されている。 FIG. 9 shows that, in the above-described embodiment of the present invention, the resonance circuit 4 is not composed of the chip capacitor 6 but includes a first inductor 7 and a first capacitor 8 connected in series, which are connected to the LTCC substrate 16. FIG. 2 is a schematic exploded view of the LTCC substrate 16 as viewed from the upper surface for each layer. FIG. 9 shows a portion corresponding to FIG. 10 is a longitudinal sectional view corresponding to the A-A ′ section of FIG. 9. In these drawings, the same members or parts as those shown in FIGS. 4 and 5 are denoted by the same reference numerals.

図９に示すように、ＬＴＣＣ基板１６は上から順に第１層、第２層、第３層、第４層、第５層および第６層の順に積層されている。尚、図１０において第６層は図示を省略されている。本実施形態は、図４および図５の実施形態の第３層と第４層との間に、共振回路４を構成する第１インダクタ７と第１キャパシタ８を構成する一方の電極とを形成する層を第４層として挿入したような形態をなしている。第１キャパシタ８の一方の電極は、例えば面積が１．０６ｍｍ^２となるように一辺が１．０３ｍｍの正方形で形成されており、第１キャパシタ８の他方の電極として第５層のグランドパターンを利用している。第１キャパシタ８の一方の電極を正方形状ではなく、円形、楕円形および多角形などに変更してもよい。第１キャパシタ８の一対の電極間の距離は、第４層の厚さに相当し、たとえば３０μｍである。尚、第１キャパシタ８の電極は１つの層のみではなく、複数の層に渡って形成することもできる。 As shown in FIG. 9, the LTCC substrate 16 is laminated in order of the first layer, the second layer, the third layer, the fourth layer, the fifth layer, and the sixth layer from the top. In FIG. 10, the sixth layer is not shown. In the present embodiment, a first inductor 7 constituting the resonance circuit 4 and one electrode constituting the first capacitor 8 are formed between the third layer and the fourth layer of the embodiment of FIGS. 4 and 5. The layer to be inserted is formed as a fourth layer. One electrode of the first capacitor 8 is formed in a square having a side of 1.03 mm so that the area is 1.06 mm ² , for example. We are using. One electrode of the first capacitor 8 may be changed to a circle, an ellipse, a polygon, or the like instead of a square shape. The distance between the pair of electrodes of the first capacitor 8 corresponds to the thickness of the fourth layer, and is, for example, 30 μm. Note that the electrode of the first capacitor 8 can be formed not only in one layer but also in a plurality of layers.

その他の構成は、図４および図５の実施形態と同様である。 Other configurations are the same as those of the embodiment of FIGS.

図９および図１０の実施形態によれば、第２インダクタ５および第３インダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３に加えて、第１インダクタ７および第１キャパシタ８をも外付けする必要がなくなるため、小型化が可能となる。 According to the embodiment of FIGS. 9 and 10, in addition to the second inductor 5 and the third inductors L11, L12, L13, L21, L22, and L23, the first inductor 7 and the first capacitor 8 need to be externally attached. Therefore, downsizing is possible.

共振回路４は、たとえば第１インダクタ７のインダクタンス値が０．４５ｎＨで、第１キャパシタ８の容量値が２．２ｐＦとなるように設定することができ、このときの共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は４８９０ＭＨｚとなる。 The resonance circuit 4 can be set so that the inductance value of the first inductor 7 is 0.45 nH and the capacitance value of the first capacitor 8 is 2.2 pF, for example, and the series resonance frequency of the resonance circuit 4 at this time Fr1 is 4890 MHz.

図４および図５の分波器の場合と同様の理由で、図９および図１０の実施形態においては、第２インダクタ５のインダクタンス値は、例えば３．９０ｎＨとすることができる。 For the same reason as in the duplexer of FIGS. 4 and 5, in the embodiment of FIGS. 9 and 10, the inductance value of the second inductor 5 can be set to 3.90 nH, for example.

図１１は図９および図１０の実施形態に属する分波器［共振回路４として第１インダクタ７と第１キャパシタ８とからなるものが用いられているもの］（実施例２）と上記比較形態に属する分波器（比較例１）との第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過特性の比較を示す図である。実施例２は、４８９０ＭＨｚに共振回路４の直列共振による共振点が発生しており、比較例１に比べて２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性が向上している。 FIG. 11 shows a duplexer belonging to the embodiment of FIGS. 9 and 10 [the resonance circuit 4 comprising the first inductor 7 and the first capacitor 8 is used] (Example 2) and the above-mentioned comparison form. It is a figure which shows the comparison of the passage characteristic of the 1st FBAR filter 2 with the branching filter (comparative example 1) which belongs to FIG. In Example 2, a resonance point due to series resonance of the resonance circuit 4 occurs at 4890 MHz, and the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency are improved as compared with Comparative Example 1.

以下、実施例および比較例により本発明を説明する。 Hereinafter, the present invention will be described with reference to examples and comparative examples.

（実施例１）
上記図１および図３乃至図６の実施形態に属する分波器１であって、共振回路４としてチップキャパシタ６が用いられているものを製造した。 Example 1
A duplexer 1 belonging to the embodiment shown in FIGS. 1 and 3 to 6, in which a chip capacitor 6 is used as the resonance circuit 4, was manufactured.

第１ＦＢＡＲフィルタ２の直列共振器および並列共振器の容量は、Ｓ１１が１．８ｐＦ、Ｓ１２が２．０ｐＦ、Ｓ１３が２．２ｐＦ、Ｐ１１が１．７ｐＦ、Ｐ１２が１．７ｐＦ、Ｐ１３が１．７ｐＦであった。第２ＦＢＡＲフィルタ３の直列共振器および並列共振器の容量は、Ｓ２１が１．０ｐＦ、Ｓ２２が１．７ｐＦ、Ｓ２３が１．７ｐＦ、Ｐ２１が１．８ｐＦ、Ｐ２２が２．５ｐＦ、Ｐ２３が１．８ｐＦであった。 The capacitance of the series resonator and the parallel resonator of the first FBAR filter 2 is as follows: S11 is 1.8 pF, S12 is 2.0 pF, S13 is 2.2 pF, P11 is 1.7 pF, P12 is 1.7 pF, and P13 is 1. 7 pF. The capacitances of the series resonator and the parallel resonator of the second FBAR filter 3 are 1.0 pF for S21, 1.7 pF for S22, 1.7 pF for S23, 1.8 pF for P21, 2.5 pF for P22, and 1.23 for P23. It was 8 pF.

各ＦＢＡＲにおいて、基板１０はシリコン（Ｓｉ）からなり、下部電極１１はモリブデン（Ｍｏ）からなり、圧電膜１２は窒化アルミニウム（ＡｌＮ）からなり、上部電極１３はルテニウム（Ｒｕ）からなるものであった。圧電膜１２の窒化アルミニウム（ＡｌＮ）結晶配向性は１．４ｄｅｇ以下であった。 In each FBAR, the substrate 10 is made of silicon (Si), the lower electrode 11 is made of molybdenum (Mo), the piezoelectric film 12 is made of aluminum nitride (AlN), and the upper electrode 13 is made of ruthenium (Ru). It was. The aluminum nitride (AlN) crystal orientation of the piezoelectric film 12 was 1.4 deg or less.

第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域の中心周波数Ｆｆ１は１９５０ＭＨｚであり、共振回路４として機能するチップキャパシタ６の自己共振周波数Ｆｒ１は４８００ＭＨｚ（＝２．４６×Ｆｆ１）であった。チップキャパシタ６は、第１インダクタ７のインダクタンス値が０．５０ｎＨであり、第１キャパシタ８の容量値が２．２ｐＦであった。第２インダクタ５のインダクタンス値は３．９０ｎＨであった。 The center frequency Ff1 of the pass band of the first FBAR filter 2 was 1950 MHz, and the self-resonant frequency Fr1 of the chip capacitor 6 functioning as the resonance circuit 4 was 4800 MHz (= 2.46 × Ff1). In the chip capacitor 6, the inductance value of the first inductor 7 was 0.50 nH, and the capacitance value of the first capacitor 8 was 2.2 pF. The inductance value of the second inductor 5 was 3.90 nH.

図８に、本実施例の分波器の第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過特性を示す。後述の比較例１に比べて２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性が向上している。 FIG. 8 shows the pass characteristics of the first FBAR filter 2 of the duplexer of the present embodiment. Compared to Comparative Example 1 described later, the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency are improved.

表１に送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。ここでは、第１ＦＢＡＲフィルタ２の送信機接続端子ＴＸに、周波数が１９５０ＭＨｚで電力が２７ｄＢｍ、２８ｄＢｍ、２９ｄＢｍおよび３０ｄＢｍの信号をそれぞれ入力し、第２ＦＢＡＲフィルタ３の受信機接続端子ＲＸを５０Ωに終端し、アンテナ端子ＡＮＴから出力される２倍波の２次ひずみによる出力電力および３倍波の３次ひずみによる出力電力を測定した。後述の比較例１に比べて、２次ひずみによる２倍波の出力電力を１５ｄＢｍ程度抑制することができ、３次ひずみによる３倍波の出力電力を１０ｄＢｍ程度抑制することができた。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion of the transmission signal and the output power of the third harmonic due to the third order distortion. Here, a signal having a frequency of 1950 MHz and a power of 27 dBm, 28 dBm, 29 dBm, and 30 dBm is input to the transmitter connection terminal TX of the first FBAR filter 2, and the receiver connection terminal RX of the second FBAR filter 3 is terminated to 50Ω. The output power due to the second-order distortion of the second harmonic and the output power caused by the third-order distortion of the third harmonic were measured from the antenna terminal ANT. Compared to Comparative Example 1 described later, the output power of the second harmonic due to the second order distortion can be suppressed by about 15 dBm, and the output power of the third harmonic due to the third order distortion can be suppressed by about 10 dBm.

（比較例１）
上記図７の比較形態に属する分波器１９を製造した。第１ＦＢＡＲフィルタ２および第２ＦＢＡＲフィルタ３の構成は、実施例１と同様とした。 (Comparative Example 1)
A duplexer 19 belonging to the comparative form of FIG. 7 was manufactured. The configurations of the first FBAR filter 2 and the second FBAR filter 3 are the same as those in the first embodiment.

第４インダクタ２０のインダクタンス値は２．５ｎＨであった。 The inductance value of the fourth inductor 20 was 2.5 nH.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1.

（実施例２）
上記図１乃至図３、図９および図１０の実施形態に属する分波器１であって、共振回路４として直列接続の第１インダクタ７と第１キャパシタ８とからなるものが用いられているものを製造した。その他の構成は実施例１と同様である。 (Example 2)
The duplexer 1 belonging to the embodiment shown in FIGS. 1 to 3, 9, and 10, wherein the resonance circuit 4 includes a first inductor 7 and a first capacitor 8 connected in series. Things were manufactured. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域の中心周波数Ｆｆ１は１９５０ＭＨｚであり、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は４８９０ＭＨｚ（＝２．５１×Ｆｆ１）であった。第１インダクタ７のインダクタンス値が０．４５ｎＨであり、第１キャパシタ８の容量値が２．２ｐＦであった。 The center frequency Ff1 of the pass band of the first FBAR filter 2 was 1950 MHz, and the series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 was 4890 MHz (= 2.51 × Ff1). The inductance value of the first inductor 7 was 0.45 nH, and the capacitance value of the first capacitor 8 was 2.2 pF.

図１１に、本実施例の分波器の第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過特性を示す。後述の比較例１に比べて２倍波周波数および３倍波周波数の減衰特性が向上している。 FIG. 11 shows the pass characteristics of the first FBAR filter 2 of the duplexer of the present embodiment. Compared to Comparative Example 1 described later, the attenuation characteristics of the second harmonic frequency and the third harmonic frequency are improved.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。比較例１に比べて、２次ひずみによる２倍波の出力電力を１４ｄＢｍ程度抑制することができ、３次ひずみによる３倍波の出力電力を１１ｄＢｍ程度抑制することができた。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1. Compared to Comparative Example 1, the output power of the second harmonic due to the second order distortion could be suppressed by about 14 dBm, and the output power of the third harmonic due to the third order distortion could be suppressed by about 11 dBm.

（実施例３）
本実施例は、図９に示される第１インダクタ７の長さを長くすることでインダクタンス値を０．７５ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を３９２０ＭＨｚ（＝２．０１×Ｆｆ１）にしたことを除いて、実施例２と同様にして分波器を製造した。 (Example 3)
In this embodiment, the length of the first inductor 7 shown in FIG. 9 is increased to set the inductance value to 0.75 nH, and the series resonant frequency Fr1 of the resonant circuit 4 is set to 3920 MHz (= 2.01 × Ff1). A duplexer was manufactured in the same manner as in Example 2 except that.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。比較例１に比べて、２次ひずみによる２倍波の出力電力を１７ｄＢｍ程度抑制することができ、３次ひずみによる３倍波の出力電力を５ｄＢｍ程度抑制することができた。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1. Compared to Comparative Example 1, the output power of the second harmonic due to the second order distortion could be suppressed by about 17 dBm, and the output power of the third harmonic due to the third order distortion could be suppressed by about 5 dBm.

本実施例における共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は、第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域の中心周波数Ｆｆ１の３倍波周波数から離れた箇所に設定されたが、２×（Ｆｆ１）以上に設定することにより、共振回路４内の第１キャパシタ８の周波数特性による高周波数の減衰とあわせて、比較例１に比べて２次ひずみによる２倍波の発生および３次ひずみによる３倍波の発生を抑制することができた。 The series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 in the present embodiment is set at a location away from the third harmonic frequency of the center frequency Ff1 of the passband of the first FBAR filter 2, but should be set to 2 × (Ff1) or more. This suppresses the generation of the second harmonic due to the second order distortion and the generation of the third harmonic due to the third order distortion as compared with the first comparative example, together with the high frequency attenuation due to the frequency characteristic of the first capacitor 8 in the resonance circuit 4. We were able to.

（比較例２）
本実施例は、図９に示される第１インダクタ７の長さを更に長くすることでインダクタンス値を０．８０ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を３８００ＭＨｚ（＝１．９５×Ｆｆ１）にしたことを除いて、実施例３と同様にして分波器を製造した。 (Comparative Example 2)
In the present embodiment, the inductance value is set to 0.80 nH by further increasing the length of the first inductor 7 shown in FIG. 9, and the series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 is set to 3800 MHz (= 1.95 × Ff1). A duplexer was manufactured in the same manner as in Example 3 except that.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。比較例１に比べて、２次ひずみによる２倍波の出力電力を１８ｄＢｍ程度抑制することができたが、３次ひずみによる３倍波の出力電力を１ｄＢｍ程度しか抑制することができなかった。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1. Compared to Comparative Example 1, the output power of the second harmonic due to the second order distortion could be suppressed by about 18 dBm, but the output power of the third harmonic due to the third order distortion could be suppressed only by about 1 dBm.

３次ひずみによる３倍波の発生の抑制については、共振回路４内の第１キャパシタ８の周波数特性に伴う減衰による効果のみとなっており、上記実施例３の結果と合わせ考えれば、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１が２×（Ｆｆ１）よりも小さいときには、送信信号の３倍波周波数の減衰特性が劣化し、２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することは困難となることが分かる。 The suppression of the generation of the third harmonic due to the third-order distortion is only the effect due to the attenuation due to the frequency characteristic of the first capacitor 8 in the resonance circuit 4, and considering the result of the third embodiment, the resonance circuit When the series resonance frequency Fr1 of 4 is smaller than 2 × (Ff1), the attenuation characteristic of the third harmonic frequency of the transmission signal is deteriorated, and both the second harmonic and the third harmonic are generated by the second distortion and the third distortion. It turns out that it becomes difficult to suppress.

（実施例４）
本実施例は、図９に示される第１インダクタ７の長さを短くすることでインダクタンス値を０．３４ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を５８２０ＭＨｚ（＝２．９８×Ｆｆ１）にしたことを除いて、実施例２と同様にして分波器を製造した。 Example 4
In this embodiment, the length of the first inductor 7 shown in FIG. 9 is shortened so that the inductance value is 0.34 nH, and the series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 is 5820 MHz (= 2.98 × Ff1). A duplexer was manufactured in the same manner as in Example 2 except that.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。比較例１に比べて、２次ひずみによる２倍波の出力電力を４ｄＢｍ程度抑制することができ、３次ひずみによる３倍波の出力電力を１５ｄＢｍ程度抑制することができた。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1. Compared to Comparative Example 1, the output power of the second harmonic due to the second order distortion could be suppressed by about 4 dBm, and the output power of the third harmonic due to the third order distortion could be suppressed by about 15 dBm.

本実施例における共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は、第１ＦＢＡＲフィルタ２の通過帯域の中心周波数Ｆｆ１の２倍波周波数から離れた箇所に設定されたが、３×（Ｆｆ１）以下に設定することにより、共振回路４内の第１キャパシタ８の周波数特性による高周波数の減衰とあわせて、比較例１に比べて２次ひずみによる２倍波の発生および３次ひずみによる３倍波の発生を抑制することができた。 The series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 in the present embodiment is set at a location away from the second harmonic frequency of the center frequency Ff1 of the passband of the first FBAR filter 2, but should be set to 3 × (Ff1) or less. This suppresses the generation of the second harmonic due to the second order distortion and the generation of the third harmonic due to the third order distortion as compared with the first comparative example, together with the high frequency attenuation due to the frequency characteristic of the first capacitor 8 in the resonance circuit 4. We were able to.

（比較例３）
本実施例は、図９に示される第１インダクタ７の長さを更に短くすることでインダクタンス値を０．３２ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を６０００ＭＨｚ（＝３．０８×Ｆｆ１）にしたことを除いて、実施例４と同様にして分波器を製造した。 (Comparative Example 3)
In the present embodiment, the inductance value is set to 0.32 nH by further reducing the length of the first inductor 7 shown in FIG. 9, and the series resonance frequency Fr1 of the resonance circuit 4 is set to 6000 MHz (= 3.08 × Ff1). A duplexer was manufactured in the same manner as in Example 4 except that.

表１に、実施例１と同様にして測定した送信信号の２次ひずみによる２倍波の出力電力および３次ひずみによる３倍波の出力電力を示す。比較例１に比べて、３次ひずみによる３倍波の出力電力を１７ｄＢｍ程度抑制することができたが、２次ひずみによる２倍波の出力電力を１ｄＢｍ程度しか抑制することができなかった。 Table 1 shows the output power of the second harmonic due to the second order distortion and the output power of the third harmonic caused by the third order distortion of the transmission signal measured in the same manner as in Example 1. Compared to Comparative Example 1, the output power of the third harmonic due to the third order distortion could be suppressed by about 17 dBm, but the output power of the second harmonic due to the second order distortion could be suppressed only by about 1 dBm.

２次ひずみによる２倍波の発生の抑制については、共振回路４内の第１キャパシタ８の周波数特性に伴う減衰による効果のみとなっており、上記実施例４の結果と合わせ考えれば、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１が３×（Ｆｆ１）よりも大きいときには、送信信号の２倍波周波数の減衰特性が劣化し、２次ひずみおよび３次ひずみによる２倍波および３倍波の両方の発生を抑制することは困難となることが分かる。 The suppression of the generation of the second harmonic due to the second-order distortion is only the effect due to the attenuation due to the frequency characteristic of the first capacitor 8 in the resonance circuit 4, and in combination with the result of the fourth embodiment, the resonance circuit When the series resonance frequency Fr1 of 4 is higher than 3 × (Ff1), the attenuation characteristic of the second harmonic frequency of the transmission signal deteriorates, and both the second harmonic and the third harmonic due to the second distortion and the third distortion are generated. It turns out that it becomes difficult to suppress.

１分波器
２第１薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）フィルタ
３第２薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）フィルタ
４共振回路
５第２インダクタ
６チップキャパシタ
７第１インダクタ
８第１キャパシタ
９薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）
１０基板
１１下部電極
１２圧電膜
１３上部電極
１４共振部
１５空洞部
１６ＬＴＣＣ基板
１７Ａｕバンプ
１８封止用樹脂
１９分波器
２０第４インダクタ
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３直列共振器
Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３並列共振器
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３第３インダクタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Splitter 2 1st thin film piezoelectric resonator (FBAR) filter 3 2nd thin film piezoelectric resonator (FBAR) filter 4 Resonant circuit 5 2nd inductor 6 Chip capacitor 7 1st inductor 8 1st capacitor 9 Thin film piezoelectric resonator ( FBAR)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Board | substrate 11 Lower electrode 12 Piezoelectric film 13 Upper electrode 14 Resonance part 15 Hollow part 16 LTCC board | substrate 17 Au bump 18 Sealing resin 19 Demultiplexer 20 4th inductor S11, S12, S13, S21, S22, S23 Series resonator P11, P12, P13, P21, P22, P23 Parallel resonator L11, L12, L13, L21, L22, L23 Third inductor

Claims

A first thin film piezoelectric resonator filter; and a second thin film piezoelectric resonator filter having a higher pass band than the first thin film piezoelectric resonator filter, and one terminal of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter. A duplexer formed by connecting a connection portion with one terminal of a thin film piezoelectric resonator filter to an antenna terminal,
The duplexer further includes a resonance circuit interposed between the connection portion and the ground,
The resonance circuit generates series resonance, and when the series resonance frequency is Fr1 and the center frequency of the pass band of the first thin film piezoelectric resonator filter is Ff1, the Fr1 is 2 to 3 times the Ff1. A duplexer characterized by being set to fall within the range of.

2. The duplexer according to claim 1, wherein the resonance circuit includes a first inductor and a first capacitor connected in series.

The duplexer according to claim 1, wherein the resonance circuit includes a chip capacitor.

The duplexer according to any one of claims 1 to 3, further comprising a second inductor interposed between the connection portion and the resonance circuit.

At least one of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter is a ladder type filter, and the ladder type filter includes a third inductor interposed between the parallel resonator and the ground. The duplexer according to any one of claims 1 to 4.

The one terminal of each of the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter is directly connected to the series resonator, respectively. The duplexer according to one item.

The duplexer according to any one of claims 1 to 6, wherein the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter are mounted on a multilayer substrate.

The first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter are mounted on a multilayer substrate, and the multilayer substrate includes a first inductor and a first capacitor of the resonance circuit, the second inductor, and the The duplexer according to any one of claims 2, 4, and 5, wherein at least one of the third inductors is incorporated.

The demultiplexing according to any one of claims 7 to 8, wherein the first thin film piezoelectric resonator filter and the second thin film piezoelectric resonator filter are mounted on the multilayer substrate by a flip chip mounting method. vessel.