JP2008228201A - 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】少ない処理量と低消費電力の下で効果的なダイバーシチを実現する。
【解決手段】周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムをそれぞれ有する第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を共通のデータ信号から生成して異なる時刻に出力するように構成された送信機と、第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を送信する送信アンテナとを有する。
【選択図】 図９

Description

本発明は、時間及び周波数のダイバーシチを利用した無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置に関する。

無線通信分野では、旧来よりいくつかのダイバーシチ技術が実用化されている。ダイバーシチとは、複数の無線通信リソースを利用して複数の信号の送受信を行い、受信側において通信状態の良い信号を選択したり、複数の信号を合成したりすることで、受信品質を向上させる技術である。ダイバーシチには、同一の信号を異なる時刻に２回送信する時間ダイバーシチ、同一の信号を異なる２つの周波数で送信する周波数ダイバーシチ、送信されてきた信号を異なる場所に配置された２つのアンテナにより受信するアンテナダイバーシチ、あるいは異なる伝搬経路を経てアンテナへ到達した複数の遅延波を合成するパスダイバーシチなどが知られている。

非特許文献１には、時間ダイバーシチと周波数ダイバーシチを組み合わせた技術が開示されている。非特許文献１では、図１に示されるように同一のデータ信号（非特許文献１では、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号）から中心周波数の異なる２つの送信ＲＦ信号を生成し、これら２つの送信ＲＦ信号を異なる時刻に送信する。２つの送信ＲＦ信号の中心周波数が異なることから、各送信ＲＦ信号がマルチパスチャネルのような周波数選択性を有する伝搬路（チャネルという）を経て送信される場合であっても、両方の送信ＲＦ信号が共に電力減衰の大きい周波数帯を通過する可能性が低くなる（周波数ダイバーシチ）。また２つの送信ＲＦ信号の送信時刻が異なることにより、送信ＲＦ信号がマルチキャリア化してピーク電力が高くなることを抑えることができるようになるだけではなく、両方の送信ＲＦ信号が共に電力減衰の大きい時間帯に送信されることを防ぐことができる（時間ダイバーシチ）。
NTT DoCoMo, KDDI, Mitsubishi Electric, NEC, Panasonic and Sharp, "Repetition of ACK/NACK in E-UTRA Uplink,"R1-070101, 3GPP TSG-RAN WG1 Meeting, #47bis (2007.01)

非特許文献１に記載の方法では、同一のデータ信号を異なる周波数で異なる時刻に送信するために、周波数変換を２回行わなければならない。周波数変換には、例えば（ａ）正弦波信号を生成、（ｂ）データ信号を変調して得られる送信ベースバンド信号に正弦波信号を乗算、及び（ｃ）乗算された信号にフィルタを掛ける、という処理が必要である。非特許文献１の手法では、このような処理を周波数の異なる正弦波信号を用いて２回行うことになる。

一般に、このような周波数変換の処理にはデータ信号の信号長に応じて増大する演算量が必要になり、ディジタル信号処理であれば信号長に比例した乗算回数が必要になる。従って、周波数変換処理を２回行うことは、消費電力の増大及び回路規模の増大につながるので、小型・軽量及び低消費電力が要求される携帯機器においては好ましくない。

本発明は、少ない処理量と低消費電力の下で効果的なダイバーシチを実現できる無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様によると、周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムをそれぞれ有する第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を送信すべきデータ信号から生成するステップと、前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を異なる時刻に送信するステップと、前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を生成するステップと、前記第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号から前記データ信号を再生するステップと、を具備する無線通信方法を提供する。

本発明によると、２回の周波数変換を必要としない簡単な処理により周波数ダイバーシチ及び時間ダイバーシチを併用した信頼性の高い無線通信を実現できる。

以下、図面を参照しながら本実施形態について詳細に説明する。

（無線通信システム）
図１に示されるように、本発明の一実施形態に従う無線通信システムは、複数の携帯端末のような端末１０１〜１０４と基地局１０５を有する。端末１０１〜１０４は、基地局１０５のカバーエリア１０８内に位置している。ここでは端末１０１〜１０４の数は４、基地局１０５の数は１であるが、これに限られない。例えば、端末の数は１でもよく、基地局の数は複数でもよい。基地局１０５から端末１０１〜１０４への通信には下りリンク１０６が利用され、端末１０１〜１０４から基地局１０５への通信には上りリンク１０７が利用される。

図２に示されるように、下りリンク１０６では基地局１０５に備えられた送信機２０１から送信アンテナ２０２を介してＲＦ送信信号が送信される。送信機２０１では、送信ベースバンド信号生成部２１１によりデータ信号から送信ベースバンド信号が生成される。送信ベースバンド信号は送信ＲＦ部２１２に入力され、ＲＦ処理が施される。送信ＲＦ部２１２のＲＦ処理は、送信ベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートする処理及びアップコンバート後の信号に対して電力増幅を行う処理を含み、場合によってはさらにフィルタ処理を含む。このような送信ＲＦ部２１２のＲＦ処理によって、送信ＲＦ信号が生成される。

送信ＲＦ信号は、チャネル（伝搬路）２０３を経て端末１０１〜１０４に備えられた受信アンテナ２０４へ到達し、受信アンテナ２０４から受信ＲＦ信号が出力される。受信ＲＦ信号は受信機２０５に入力され、受信ＲＦ部２２１によりＲＦ処理が施される。受信ＲＦ処理部２２１のＲＦ処理は、受信ＲＦ信号を増幅する処理及び増幅後の受信ＲＦ信号をベースバンド周波数にダウンコンバートする処理を含み、場合によってはさらにフィルタ処理を含む。このような受信ＲＦ部２２１の処理によって、受信ベースバンド信号が生成される。受信ベースバンド信号は、さらにベースバンド信号復調部２２２により復調され、送信データ信号が再生される。

一方、上りリンク１０７では、端末１０１〜１０４に備えられた送信機２０１から送信アンテナ２０２を介して信号が送信され、チャネル２０３を経て基地局１０５に備えられた受信アンテナ２０４へ到達し、受信機２０５に入力される。上りリンク１０７での送信機２０１及び受信機２０５の処理は、下りリンク１０６での処理と同様である。

送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係は、図３及び図４のいずれでもよい。図３によると、送信ベースバンド信号及び受信ベースバンド信号はＤＣを中心周波数とし、また送信ＲＦ信号及び受信ＲＦ信号はキャリア周波数ｆ_cを中心周波数とする。これに対し、図４では送信ベースバンド信号及び受信ベースバンド信号はＤＣを中心周波数とせず、また送信ＲＦ信号及び受信ＲＦ信号はキャリア周波数ｆ_cを中心周波数としていない。

図５は、チャネル２０３が持つインパルス応答（チャネル応答と呼ぶ）の周波数特性の一例を示している。一般的に、チャネル２０３はマルチパスチャネルとなることが多い。マルチパスチャネルにおいては、それぞれのチャネル間で信号の電力を強め合う周波数や、逆に電力を弱め合う周波数が生じる。図３の例では、周波数ｆ₁付近及び−ｆ₂付近の周波数帯域において大きな電力の低下を生じている。このようなマルチパスチャネルの特性は、周波数選択性と呼ばれている。

このような周波数選択性に起因して電力の低下を生じる周波数帯域では、受信電力が低くなることにより、相対的に雑音の影響を受けやすくなり、信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下する。そこで、受信電力の低下を生じる周波数帯域をＦＢ_lowSNRと称する。送信ＲＦ信号が狭帯域信号である場合、周波数帯域ＦＢ_lowSNRで信号を送信すると、受信が失敗する可能性が高くなる。一般的には、送信ＲＦ信号を広帯域化することにより、送信ＲＦ信号の帯域全体が周波数帯域ＦＢ_lowSNRに入ってしまうことを防ぎ、もって受信の失敗を避けることができる。
送信機２０１が送信に利用する周波数帯域、または送信可能周波数帯域は、図６に示されるようにｑ個のサブバンドに分割されているものとする。ここでは周波数の低い方から順に、第１サブバンド〜第ｑサブバンドと呼ぶことにする。送信機２０１は１つのサブバンドを用いて信号を送信するものとし、送信の際にどのサブバンド利用するかは、送信機２０１または受信機２０５からの指示により決めるものとする。このように複数のサブバンドを形成することによって、同時に複数の送信ＲＦ信号の送信を行う周波数分割多重（Frequency Division Multiplexing：ＦＤＭ）通信が可能となる。

一方、受信機２０５は送信機２０１からいずれか一つのサブバンドを用いて送信された信号を受信するものとする。サブバンドの数や１サブバンドの周波数幅は、必ずしも固定されていなくてもよい。例えば、送信時に要求される伝送速度や、同時に通信を行う送受信機の数に応じてサブバンド数やサブバンドの周波数幅を可変としてもよい。

ＦＤＭ通信の特殊な例として、直交周波数分割多元アクセス（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：ＯＦＤＭＡ）通信がある。図７は、ＯＦＤＭＡ通信における周波数の利用方法を示している。利用する周波数帯域がｐ個のサブバンドに分割されていることは図６と同様であるが、１つのサブバンドは複数のサブキャリアを含むことが図６と異なる。各サブキャリアは、周波数軸上で互いに直交するように配置されている。すなわち、各サブキャリアは他のサブキャリアに干渉を与えないように配置されている。本実施形態は、このようなＯＦＤＭＡ通信であっても、複数のサブキャリアを１つのサブバンドとみなすことで適用可能である。

本実施形態によると、送信機２０１において同じデータ信号から複数の送信ＲＦ信号が生成され、それらの送信ＲＦ信号が異なる時刻に送信アンテナ２０２及びチャネル２０３を介して送信される。チャネル２０３を介して送信された複数の送信ＲＦ信号は、受信アンテナ２０４を介して受信機２０５で受信される。

図８（Ａ）の例によると、送信機２０１から２つの送信ＲＦ信号（第１及び第２の送信ＲＦ信号）が異なる送信時刻に送信される。すなわち、最初に第１の送信ＲＦ信号が送信され、次に第２の送信ＲＦ信号が送信される。第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号は、図８（Ｂ）に示されるようにチャネル２０３を介して受信機２０５で受信され、第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号が得られる。

ここで送信時刻が異なるとは、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の送信開始時刻または送信終了時刻が異なることを意味する。従って、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号が時間軸上で一部重なってもよいし、全く重ならなくてもよい。ＦＤＭ通信を利用した状況では、第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号がそれぞれ異なるサブバンドを利用することにより、それぞれ送信ＲＦ信号の一部が互いに重なる状態で送信を行うことが可能である。この場合、送信開始時刻または送信終了時刻のいずれかが異なればよい。

本実施形態では、時間ダイバーシチを実現するために第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号が利用され、これらが異なる時刻に送信される。先に送られる第１の送信ＲＦ信号と後に送られる第２の送信ＲＦ信号は、同一のデータ信号を変調して得られる送信ベースバンド信号から生成される。もし変調方式や誤り訂正符号化方式が同一であれば、第１及び第２の送信ＲＦ信号は同じ時間波形となる。

このように送信機２０１から同じ時間波形の送信ＲＦ信号を２回送信し、受信機２０５では２つの送信ＲＦ信号を受信することにより、受信が失敗する可能性を減らすことができる。受信機２０５においては、２つの受信ＲＦ信号のうち、より正確に受信されたであろう一つの信号を選択して復調を行ってもよいし、両方の信号を合成してから復調を行ってもよい。このような方法により、受信誤りを軽減することが可能となる。以下、送信機２０１及び受信機２０５について具体的に説明する。

（第１の実施形態の送信機）
次に、図９を参照して第１の実施形態に従う送信機２０１について説明する。図９に示されるように、送信機２０１はタイミングコントローラ３００、送信データブロック生成器３０１、変調器３０２、メモリ３０３、演算器３０４、送信ＲＦ信号選択器３０５及び送信ＲＦ部３０６を有する。送信ＲＦ部３０６は図２中の送信ＲＦ部２１２に相当し、図２中の送信アンテナ２０２に相当する送信アンテナ３０７に接続される。送信データブロック生成器３０１、変調器３０２、メモリ３０３及び演算器３０４は、図２中の送信ベースバンド信号生成部２１１に相当する。

送信データブロック生成器３０１は、誤り訂正符号化されたデータから一定長のデータを切り出して送信データブロック（送信すべきデータブロック、以下、送信データ信号ともいう）を生成する。送信データ信号は、一例としてＡＣＫ（Acknowledge）／ＮＡＣＫ（Non-Acknowledge）／ＣＱＩ（channel Quality Indicator）信号であるが、勿論これらの信号に限定されるものではない。生成された送信データ信号は、タイミングコントローラ３００からの指示に従って変調器３０２に入力される。

変調器３０２では、送信データブロック生成器３０１から入力される送信データ信号が変調されることにより、変調信号である送信ベースバンド信号（第１の送信ベースバンド信号）が生成される。変調器３０２においては従来知られている種々のディジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、ＡＳＫ(Amplitude Shift Keying）、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、あるいはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの変調方式が利用される。

本実施形態においては、送信機２０１は同じ送信データ信号を２回送信する必要があるため、変調器３０２により得られた送信ベースバンド信号（第１の送信ベースバンド信号）はメモリ３０３に記憶される。メモリ３０３に記憶された送信ベースバンド信号は随時読み出すことができ、またメモリ３０３の記憶内容は変調器３０２より新たな送信ベースバンド信号が入力されるまで保持されるものとする。メモリ３０３に記憶された送信ベースバンド信号は、タイミングコントローラ３００によって与えられるタイミングで読み出され、演算器３０４及び送信ＲＦ信号選択器３０５へ送られる。

演算器３０４では、メモリ３０３から読み出される送信ベースバンド信号に対して、予め送信機２０１と受信機２０５間で取り決められた演算が施される。具体的な演算の手法については、後に詳しく説明する。演算器３０４による演算後の送信ベースバンド信号（第２の送信ベースバンド信号）は、送信ＲＦ信号選択器３０５へ送られる。

送信ＲＦ信号選択器３０５では、タイミングコントローラ３００からの指示に従ってメモリ３０３から読み出される送信ベースバンド信号、または演算器３０４から出力される演算後のベースバンド信号のいずれかが選択され、選択されたベースバンド信号は送信ＲＦ部３０６に入力される。

送信ＲＦ部３０６では、送信ＲＦ信号選択器３０５により選択される送信ベースバンド信号をＲＦ周波数に周波数変換されることによって、送信ＲＦ信号が生成される。すなわち、送信ＲＦ部３０６ではメモリ３０３から読み出される送信ベースバンド信号（第１の送信ベースバンド信号）に対応して第１の送信ＲＦ信号が生成され、また演算器３０４から出力される演算後の送信ベースバンド信号（第２の送信ベースバンド信号）に対応して第２の送信ＲＦ信号が生成される。

ここで、演算器３０４においては第１及び第２の送信ＲＦ信号が周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムを持つようにするための演算が第１の送信ベースバンド信号に施されることによって、第２の送信ベースバンド信号が生成される。送信ＲＦ部３０６では、さらに第１及び第２の送信ＲＦ信号が電力増幅されて送信アンテナ３０７へ供給される。送信アンテナ３０７によって、送信ＲＦ部３０６から出力された第１及び第２の送信ＲＦ信号が電波として送信される。

タイミングコントローラ３００は、以下のように各部のタイミングを制御する。まず、タイミングコントローラ３００は、送信データブロック生成器３０１に対しては送信データブロックを生成するタイミングを与える。本実施形態では、一つの送信データブロックに対して第１及び第２の送信ＲＦ信号が送信されるため、第１及び第２の送信ＲＦ信号の生成が終わるまでメモリ３０３の内容を変更しないように、第２の送信ＲＦ信号の送信終了まで次の送信データブロックの出力を待つように制御する。

タイミングコントローラ３００は、メモリ３０３に対してはメモリ３０３に記憶されたベースバンド信号が第１及び第２の送信ＲＦ信号の送信のたびに読み出し動作を行うように指示を与える。さらに、タイミングコントローラ３００は送信ＲＦ信号選択器３０５に対しては第１の送信ＲＦ信号の送信時刻にはメモリ３０３から読み出される第１の送信ベースバンド信号を選択し、また第２の送信ＲＦ信号の送信時刻には演算器３０４から出力される演算後の第２の送信ベースバンド信号を選択するように指示を与える。

（第１の実施形態の受信機）
次に、図１０を参照して第１の実施形態に従う受信機２０５について説明する。図１０に示されるように、受信機２０５はタイミングコントローラ４００、受信ＲＦ部４０２、チャネル等化器４０３、チャネル推定器４０４、受信処理選択器４０５、演算器４０６、メモリ４０７、合成器４０８及び復調器４０９を有する。受信ＲＦ部４０２は図２中の受信ＲＦ部２２１に相当し、図２中の受信アンテナ２０４に相当する受信アンテナ４０１に接続される。

受信アンテナ４０１は、図９の送信機２０１から送信される第１及び第２の送信ＲＦ信号を受信し、第１及び第２の送信ＲＦ信号にそれぞれ対応する第１及び第２の受信ＲＦ信号を出力する。第１及び第２の受信ＲＦ信号は、受信ＲＦ部４０２に入力される。受信ＲＦ部４０２では第１及び第２の受信ＲＦ信号が増幅された後、ベースバンド周波数に変換されることよって、第１及び第２の受信ベースバンド信号が生成される。第１及び第２の受信ベースバンド信号は、チャネル推定器４０４及びチャネル等化器４０３へ送られる。

チャネル推定器４０４では、第１及び第２の受信ベースバンド信号を利用してチャネル応答、言い換えればチャネル歪み（送信ＲＦ信号がチャネルで受ける歪み）の推定が行われる。ここでいう歪みとは、受信電力の変化及び位相変化を指すものとする。チャネル歪みを推定する一般的な方法としては、送信機から送信機と受信機間で予め取り決められた既知信号（パイロット信号と呼ばれる）を送信する方法が良く知られている。図２に示した送信機２０１も、このようなパイロット信号を送信するものとする。

送信機２０１から送信されるパイロット信号は、データ信号と同様にチャネル２０３上で歪みを受ける。そこで、受信機２０５では送信パイロット信号と受信パイロット信号とを比較することにより、各周波数における受信電力の変化や位相の変化を推定することができる。チャネル推定器４０４からは、こうして推定されたチャネル応答（チャネル歪み）を示す情報がチャネル等化器４０３へ送られる。

チャネル等化器４０３では、受信ＲＦ部４０２から出力される第１及び第２の受信ベースバンド信号からチャネル歪みを抑圧する処理（これをチャネル等化という）が行われ、第１及び第２の等化後ベースバンド信号が出力される。チャネル等化の方法はいくつか知られているが、一般的にはチャネル応答の逆特性を受信ＲＦ信号に乗じることでチャネル歪みを抑圧する方法がよく用いられる。すなわち、送信中に送信ＲＦ信号が弱くなってしまった場合には受信ＲＦ信号を増幅し、逆に送信ＲＦ信号が強くなってしまった場合には受信ＲＦ信号を減衰させる。一方、送信中に送信ＲＦ信号が位相回転を受けた場合には、逆方向の位相回転を乗じる。

チャネル等化器４０３では、上記の処理によりチャネル歪みが抑圧され、送信ＲＦ信号の波形が再生される。但し、チャネル推定の結果は雑音などに起因する誤差を持ち、チャネル等化においても計算による誤差が生じることから、送信ＲＦ信号の波形を完全に再生することは難しい。これらの誤差は、受信ＲＦ信号のＳＮＲが低いほど大きくなる。マルチパスチャネルでは、チャネル応答が周波数特性を持つことから、受信ＲＦ信号の周波数によって誤差の大きさは異なる。すなわち、受信ＲＦ信号のスペクトラム内で誤差の大きい部分や小さい部分が混在する。これは復調時に誤りを生じる原因となる。

チャネル等化器４０３から出力される第１及び第２の等化後ベースバンド信号は、受信処理選択器４０５へ送られる。受信処理選択器４０５は、タイミングコントローラ４００からの指示に従って、入力された等化後ベースバンド信号を演算器４０６またはメモリ４０７のいずれかへ導く。演算器４０６では、受信処理選択器４０５からの等化後ベースバンド信号に対して図９の送信機２０１内の演算器３０４による演算と逆の演算が施される。

演算器４０６により演算が施された信号は、合成器４０８に入力される。合成器４０８では、メモリ４０７から読み出される信号と演算器４０６から出力される信号が合成される。合成器４０８からの出力信号（合成ベースバンド信号）は、復調器４０９によって図７の送信機２０１内の変調器３０２により施された変調に対応した復調が施される。この結果、復調器４０９により元の送信データが再生される。

タイミングコントローラ４００は、第１及び第２の送信ＲＦ信号の受信時刻に基づいてチャネル等化器４０３、チャネル推定器４０４、受信処理選択器４０５、メモリ４０７及び合成器４０８に対して処理を指示する。すなわち、タイミングコントローラ４００はチャネル推定器４０４に対しては、送信機２０１からパイロット信号が送信された時刻において推定動作を行うよう指示を与える。

タイミングコントローラ４００は、受信処理選択器４０５に対しては受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号または第２の受信ＲＦ信号のいずれであるかを示す例えば１ビットの選択制御信号を与える。この結果、受信ＲＦ信号選択器４０５からは受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号である場合には、第１の受信ＲＦ信号に対応する第１の等化後ベースバンド信号がメモリ４０７へ入力され、受信ＲＦ信号が第２の受信ＲＦ信号である場合には、第２の受信ＲＦ信号に対応する第２の等化後ベースバンド信号が演算器４０６へ入力される。

タイミングコントローラ４００は、メモリ４０７に対しては受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号である場合に、第１の受信ＲＦ信号に対応する第１の等化後ベースバンド信号を記憶する命令を出す。タイミングコントローラ４００は、合成器４０８に対しても受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号であるか第２の受信ＲＦ信号であるかを通知する。この結果、合成器４０８は受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号の場合には、続く第２の受信ＲＦ信号に対応する第２の等化後ベースバンド信号を待つ。受信ＲＦ信号が第２の受信ＲＦ信号の場合には、メモリ４０７から読み出される第１の等化後ベースバンド信号に対して、第２の等化後ベースバンド信号を合成する。このような受信処理により、送信側で第２の送信ベースバンド信号に施されている演算の影響を取り除くことができる。

本実施形態によると、送信機２０１において第１の送信ベースバンド信号から第１の送信ＲＦ信号が生成され、第１の送信ベースバンド信号に演算器３０４により演算を施して得られる第２の送信ベースバンド信号から第２の送信ＲＦ信号が生成される。これにより変調器３０２の諸元を変えることなく、第１及び第２の送信ＲＦ信号を異なる時間波形にすることが可能となるため、第１及び第２の送信ＲＦ信号の電力スペクトラムの形状も異なるものとなる。従って、チャネル２０３がマルチパスチャネルであり、第１及び第２の送信ＲＦ信号にチャネル２０３上で同じ周波数選択性が重畳されたとしても、第１及び第２の受信ＲＦ信号がチャネル２０３上で受ける影響は互いに異なる。

一方、受信機２０５においては、第１及び第２の受信ＲＦ信号が前述のようにチャネル２０３上で異なる影響を受けている場合、その影響は第１及び第２の等化後ベースバンド信号にも伝搬される。ここで、第１及び第２の等化後ベースバンド信号は送信機２０１において演算器３０４により第２の送信ベースバンド信号に対して施されている演算と逆の演算が演算器４０６により第２の等化後ベースバンド信号に対して施される。この後、第１及び第２の等化後ベースバンド信号が合成器４０８によって合成される。

この結果、チャネル２０３上で第１及び第２の受信ＲＦ信号のいずれか一方に影響が大きく与えられる成分を第１及び第２の受信ＲＦ信号の他方によって補完することが可能となる。従って、受信エラーが生じる可能性は時間ダイバーシチの効果に加えてさらに減少し、受信性能が向上する。

次に、演算器３０４及び４０６について具体的に説明する。演算器３０４では、入力である第１の送信ベースバンド信号に対して例えば複素共役演算（第１の演算）が施され、第２の送信ベースバンド信号が生成される。複素共役演算とは、例えば入力信号である複素信号の実部（実数成分）の符号を反転するか、あるいは−１を乗じる演算をいう。このような複素共役演算を入力信号に対して施すことにより、信号の周波数を直流に対して線対称の周波数へと移動させることができる。

この原理は、図１１に示される通りである。例えば、入力信号である正の周波数ｆ₀の信号は複素平面上で左回りに回転する信号であるが、これに複素共役演算を施すと、同じ回転速度を持ち、かつ回転方向が反転した出力信号を生成することができる。これは複素共役演算により、周波数−ｆ₀の信号を生成することができることを意味している。

次に、図１２（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）を用いて第１の実施形態に従う処理について説明する。図１の無線通信システムは、ＲＦ周波数で通信が行われるが、図１２（Ａ）〜（Ｆ）では説明の都合上、送信ＲＦ部３０６によるベースバンド周波数からＲＦ周波数への周波数変換（アップコンバート）、及び受信ＲＦ部４０２によるＲＦ周波数からベースバンド周波数への周波数変換（ダウンコンバート）については省略している。また、図１２（Ａ）のチャネル応答ではキャリア周波数ｆ_cの周辺の周波数帯のみ示している。キャリア周波数ｆ_cは、ベースバンド信号ではＤＣに対応する。さらに図１２（Ａ）〜（Ｆ）において、ＦＢ_lowSNRは図５で説明した通り受信電力が低下する低ＳＮＲの周波数帯域を表す。

チャネル２０３は、図１２（Ａ）のチャネル応答に示されるように、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂において受信電力が落ち込むような特性を持つと仮定する。この場合、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂のＲＦ信号（ベースバンドでは周波数ｆ₁及び−ｆ₂の信号）のＳＮＲが低くなる。図１２（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）は、各ベースバンド信号の電力スペクトラムを示している。

第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムは、例えば図１２（Ｂ）に示される。第１の送信ベースバンド信号は、スペクトラムの一部に低ＳＮＲである周波数ｆ₁の成分を含んでいるとする。第１の送信ベースバンド信号に対して演算器３０４により複素共役演算を施すと、図１２（Ｃ）に示されるスペクトラムを持つ第２の送信ＲＦ信号が得られる。図１２（Ｂ）及び（Ｃ）から明らかなように、第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ベースバンド信号は周波数軸上でＤＣに相当する周波数を中心に線対称な形状を持ったスペクトラムとなる。

第１及び第２の送信ベースバンド信号は、送信機２０１からそれぞれ第１及び第２の送信ＲＦ信号として異なる時刻でチャネル２０３を経て送信される。第１及び第２の送信ＲＦ信号は、チャネル２０３を経て受信機２０５において第１及び第２の受信ＲＦ信号として受信され、図１２（Ｄ）及び（Ｅ）に示されるスペクトラムを持つ第１及び第２の受信ベースバンド信号が生成される。ここで第１及び受信ベースバンド信号のうち、周波数ｆ₁の成分はチャネル２０３上で受信電力が減衰するため、ＳＮＲが低い。従って、チャネル等化処理によりスペクトラム形状は補正されるものの、周波数ｆ₁付近の成分については誤差を多く含んでいる。スペクトラムの一部が誤差を含む場合、時間波形にも誤差が生じるため、復調時に誤りを生じやすくなることは明らかである。

本実施形態においては、第２の送信ベースバンド信号は第１の送信ベースバンド信号に対して複素共役演算を施して得られた信号である。このため第２の送信ベースバンド信号は、第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムに対して反転したスペクトラムを持つ。そこで、受信機２０４において第２の送信ベースバンド信号に対応する第２の受信ベースバンド信号に対して、演算器４０６により複素共役演算の逆の演算（第２の演算）を施すことによりスペクトラムの反転を元に戻し、図１２（Ｆ）に示されるスペクトラムを持つ第２の受信ベースバンド信号を得る。これにより第２の受信ベースバンド信号のうち、低ＳＮＲである周波数ｆ₁の成分は周波数−ｆ₁に移動する。

なお、スペクトラム反転の逆演算はやはりスペクトラム反転であり、複素共役演算の逆演算とは、複素共役演算そのものに他ならない。すなわち、演算器４０６で施す演算（第２の演算）は、送信機において施した演算（第１の演算）をもう一度行うことにも相当する。 第１の受信ベースバンド信号のうち、周波数ｆ₁の成分のＳＮＲは低いが、その他の周波数の成分のＳＮＲは比較的高い。演算後の第２の受信ベースバンド信号については、周波数−ｆ₁の部分のＳＮＲが低いものの、他の周波数の成分は比較的ＳＮＲが高い。従って、第１の受信ベースバンド信号と演算後の第２の受信ベースバンド信号を合成器４０８で合成することにより、第１の受信ベースバンド信号と第２の受信ベースバンド信号との間で、ＳＮＲの低い部分を互いに補完することができる。この結果、復調時に誤りを生じる可能性が低減される。

このように第１の実施形態によると、時刻を異ならせて送信される第１及び第２の送信ＲＦ信号のスペクトラムを周波数軸上で対称の形状とすることにより、時間ダイバーシチ効果に加えて周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。この場合、複素共役演算という非常に簡単な演算を追加するのみでよく、非特許文献１に開示の手法に比較して演算量が小さく、消費電力も格段に低い。特に、第１の送信ベースバンド信号がディジタル信号であり、そのディジタル信号の最上位ビット（ＭＳＢ）は極性（正負の符号）を表し、残りのビットは絶対値を表している場合、複素共役演算はＭＳＢを反転させる操作のみで実現される。

ここでは演算器３０４及び４０６の演算として複素共役演算を用いたが、必ずしも複素共役演算でなくてもよい。複素共役演算は、虚部の符号を反転させる演算だが、これに代えて、実部の符号を反転する演算でも同様の結果が得られる。さらに、演算器３０４により送信ＲＦ信号の実部と虚部を入れ替える演算を施すことでも、同様の結果が得られる。この場合、受信機２０５では演算器４０６により受信ＲＦ信号の実部と虚部を入れ替える演算を施すことで、スペクトラム形状を元に戻すことができる。

（第２の実施形態の送信機）
次に、図１３を用いて本発明の第２の実施形態に従う送信機２０１について説明する。図１３に示される送信機２０１では、図９に示した送信機２０１に対して送信周波数変換器３１０が追加されている。

送信周波数変換器３１０では、変調器３０２から出力される変調信号の周波数が変換されることによって、第１の送信ベースバンド信号が生成される。ここでは、一例として変調信号は中心周波数ｆ₃の信号に変換されるものとする。周波数が変換された第１の送信ベースバンド信号は、メモリ３０３へと出力される。図１３の送信周波数変換器３１０以外の部分は、第１の実施形態と同様である。また、演算器３０４の演算は複素共役演算であると仮定する。ただし、前述したように必ずしも複素共役演算でなくてもよく、第１の実施形態において述べた他の演算を利用することもできる。

（第２の実施形態の受信機）
図１４は、本発明の第２の実施形態に従う受信機２０５であり、図１０に示した受信機２０５に対して受信周波数変換器４１０が追加されている。図１４の周波数変換器４１０以外の部分は、第１の実施形態と同様である。また、演算器３０４の演算は複素共役演算であると仮定する。ただし、前述したように必ずしも複素共役演算でなくてもよく、第１の実施形態において述べた他の演算を利用することもできる。

受信周波数変換器４１０では、合成器４０８からの合成ベースバンド信号に対して周波数変換が施され、変換ベースバンド信号が生成される。周波数変換により周波数はある量（周波数シフト量という）だけある方向（周波数シフト方向という）にシフトする。受信周波数変換器４１０での周波数シフト量は、図１３に示した送信機２０１における送信周波数変換器３１０での周波数シフト量にマイナスを乗じた値とする。すなわち、受信周波数変換器４１０での周波数シフト量は送信周波数変換器３１０での周波数シフト量と同じであり、受信周波数変換器４１０での周波数シフト方向は送信周波数変換器３１０での周波数シフト方向と逆である。例えば、送信周波数変換器３１０における周波数変換シフトがｆ₃（周波数シフト量はｆ₃、周波数シフト方向は正）の場合、受信周波数変換器４１０での周波数シフトを−ｆ₃（周波数シフト量はｆ₃、周波数シフト方向は負）とすることで、送信時の周波数シフトを相殺することができる。

次に、図１５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）を用いて第２の実施形態に従う処理について説明する。ここでは、図１２（Ａ）〜（Ｆ）で説明したと同様に、送信ＲＦ部３０６によるベースバンド周波数からＲＦ周波数へのアップコンバート及び受信ＲＦ部４０２によるＲＦ周波数からベースバンド周波数へのダウンコンバートについては省略している。また、図１５（Ａ）のチャネル応答ではキャリア周波数ｆ_cの周辺の周波数帯のみ示している。キャリア周波数ｆ_cは、ベースバンド信号ではＤＣに対応する。さらに図１５（Ａ）〜（Ｆ）において、ＦＢ_lowSNRは図５で説明した通り受信電力が低下する低ＳＮＲの周波数帯域を表す。

チャネル２０３は、図１５（Ａ）のチャネル応答に示されるように周波数ｆ₁＋ｆ_c及び周波数ｆ_c−ｆ₂において、受信電力が落ち込むような特性を持つと仮定する。この場合、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂のＲＦ信号（ベースバンドでは周波数ｆ₁及び−ｆ₂の信号）のＳＮＲが低くなる。図１５（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）及び（Ｆ）は、各ベースバンド信号の電力スペクトラムを示している。

第１の送信ベースバンド信号は、周波数ｆ₃の周波数変換が施されているため、図１５（Ｂ）に示されるように第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムの中心周波数は周波数ｆ₃にある。第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムは、周波数−ｆ₂の成分を含んでいる。一方、第２の送信ベースバンド信号は第１の送信ベースバンド信号に対して複素共役演算を施した信号であるため、図１５（Ｃ）に示されるように第２の送信ベースバンド信号のスペクトラムはＤＣを中心として第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムと線対称となり、中心周波数は−ｆ₃となる。このように複素共役演算を用いることにより、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の中心周波数を容易に異ならせることができ、これによって周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。

第１及び第２の送信ベースバンド信号は、送信機２０１からそれぞれ第１及び第２の送信ＲＦ信号として異なる時刻でチャネル２０３を経て送信される。第１及び第２の送信ＲＦ信号は、チャネル２０３を経て受信機２０５において第１及び第２の受信ＲＦ信号として受信される。第１の受信ＲＦ信号に対応する第１の送信ベースバンド信号は、図１５（Ｄ）に示されるように周波数ｆ₃を中心とするスペクトラムを持つ。第１の受信ベースバンド信号のスペクトラムは、低ＳＮＲである周波数−ｆ₂の成分を含む。一方、第２の受信ＲＦ信号に対応する第２の受信ベースバンド信号は、図１５（Ｅ）に示されるように周波数−ｆ₃を中心とするスペクトラムを持つため、低ＳＮＲの周波数−ｆ₂の成分を含まず、全体的に比較的高いＳＮＲを有する。

受信機２０５では、第２の受信ベースバンド信号に対して複素共役演算を施すことにより中心周波数をｆ₃に戻すことができ、しかもスペクトラムの反転も回復される。従って、第１の受信ベースバンド信号と複素共役演算後の第２の受信ベースバンド信号を合成器４０８において合成することにより、第１の受信ベースバンド信号の低ＳＮＲ成分を回復させ、復調時の誤りを低減することができる。

このように第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、複素共役演算という非常に簡素な演算を追加するのみで、時間ダイバーシチ効果に加えて周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。また、第２の実施形態では周波数変換を組み合わせることで、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の周波数を大きく離すことにより、より効果的な周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。さらに、第２の実施形態では周波数変換を第１の送信ベースバンド信号に対してのみ施せばよいので、二つの送信ベースバンド信号に周波数変換を施す場合に比較して演算量が著しく減少する。

以下、第２の実施形態の利点について詳しく述べる。非特許文献１のような従来の技術によると、中心周波数の異なる第１及び第２の送信ＲＦ信号を生成するために、２回の周波数変換を行わなければならない。前述したように周波数変換のための演算量は大きいため、必要な回路規模が大きくなる。また、このような周波数変換を送信の度に行うことは消費電力の増大を招く。受信側においては、中心周波数の異なる第１及び第２の受信ＲＦ信号に対して異なる周波数シフト量の周波数変換を施すことによって、受信ベースバンド信号を生成する必要がある。

一方、第２の実施形態によると送信機２０１における周波数変換は第１の送信ベースバンド信号に対してのみ行えばよい。第２の送信ベースバンド信号は、第１の送信ベースバンド信号に対して複素共役演算、例えば虚数成分の符号を反転させるという簡単な操作を行うのみで生成可能であり、周波数変換は不要である。受信機２０５における周波数変換については、合成器４０８から得られる合成後の受信ベースバンド信号に対してのみ行えばよい。

（送信ＲＦ信号の周波数配置について）
次に、図１６を参照して第１及び第２の送信ＲＦ信号の好ましい周波数配置について説明する。送信機２０１による送信可能周波数帯域は、図１６に示されるようにｆ_c−４ｆ₀からｆ_c＋４ｆ₀の間（帯域幅は８ｆ₀）に限定されているものとする。送信可能周波数帯域は８つのサブバンドに分割され、送信機２０１からの送信ＲＦ信号の帯域幅はｆ₀であるとする。１回の送信時間は、Ｔ₀であるとする。

図１６に示すように、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号を送信可能周波数帯域の両端に配置する。すなわち、第１の送信ＲＦ信号の中心周波数をｆ_c−３．５ｆ₀、第２の送信ＲＦ信号の中心周波数をｆ_c＋３．５ｆ₀とする。このようにすることにより、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の周波数間隔を最大限に広げることができる。このため、チャネル２０３上で受ける第１及び第２の送信ＲＦ信号のチャネル歪みはより無相関に近くなり、周波数ダイバーシチの効果が最大限に発揮される。

このとき、第２の送信ベースバンド信号は第２の実施形態に従って生成される。すなわち、まず第１の送信ベースバンド信号を生成し、続いて第１の送信ベースバンド信号に対して複素共役演算を施すことで第２の送信ベースバンド信号を生成する。図１６の例では第１の送信ＲＦ信号の送信後、時間間隔を空けずに第２の送信ＲＦ信号が送信されているが、第２の送信ＲＦ信号が送信されてから、ある程度の時間間隔を空けて第２のＲＦ信号が送信されるようにしてもよい。

（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡへの適用例）
次に、図１７を用いて送信周波数変換器３１０の好ましい例について説明する。図１７は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡと呼ばれる通信方式に用いられる、周波数変換及びサンプルレート変換装置を示している。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡのＤＦＴは離散フーリエ変換、ｓはspread、ＯＦＤＭＡは直交周波数分割多元アクセス（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を表す。図１６に示した周波数配置に従って第１及び第２の送信ＲＦ信号を送信する場合、送信機２０１において第１の送信ＲＦ信号の生成時に変調器３０２によって生成される第１の送信ベースバンド信号を周波数変換器３１０によって中心周波数−３．５ｆ₀の信号に周波数変換しなければならない。

図１７の送信周波数変換器３１０では、まず変調器３０２の出力は第１の変換器であるＤＦＴ（離散フーリエ変換）ユニット５０１に入力される。ＤＦＴユニット５０１の出力として、周波数領域の信号スペクトラムが得られる。ここでは一例として、ＤＦＴユニット５０１におけるＤＦＴサイズは４とする。

ＤＦＴユニット５０１により得られた第１の信号スペクトラムは、第２の変換器であるＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット５０３によって中心周波数が変換され、かつ時間波形に変換されることにより、第１の送信ベースバンド信号が生成される。ＤＦＴユニット５０１により得られた信号スペクトラムは、ＩＦＦＴユニット５０３の例えば周波数−４ｆ₀から−３ｆ₀に対応する第１〜第４入力ポートに入力される。ＩＦＦＴユニット５０３の他の第５〜第３２入力ポートには、０値発生ユニット５０３から“０”が入力される。

すなわち、図１７の例ではＩＦＦＴサイズは３２であり、これを周波数−４ｆ₀から４ｆ₀に対応させる場合、周波数−４ｆ₀から−３ｆ₀に対応する入力ポートは第１〜第４入力ポートとなる。ＩＦＦＴユニット５０３の出力をサンプルレート４ｆ₀で観測すると、中心周波数−３．５ｆ₀に変換された時間波形である第１の送信ベースバンド信号が得られる。

送信周波数変換器３１０を図１７のように構成する場合、第１の送信ＲＦ信号の生成時にのみ、ＤＦＴユニット５０１及びＩＦＦＴユニット５０３を動作させればよい。非特許文献１に従うと第１及び第２の送信ＲＦ信号の生成時にＤＦＴユニット及びＩＦＦＴユニットを動作させなければならないのに対して、第１の送信ＲＦ信号の生成時にのみＤＦＴユニット５０１及びＩＦＦＴユニット５０３を動作させると、消費電力はほぼ１／２に低減されることになる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

基地局及び端末を含む無線通信システムの概略を示す図 基地局及び端末に備えられる送受信システムを示すブロック図 送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係の一例を示す図 送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係の他の例を示す図 チャネル応答の例を示す図 ＦＤＭＡ通信におけるサブバンドの周波数配置の例を示す図 ＯＦＤＭＡ通信におけるサブバンド及びサブキャリアの周波数配置の例を示す図 複数の送信ＲＦ信号及び複数の受信ＲＦ信号の関係を示す図 第１の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第１の実施形態に従う受信機を示すブロック図 図９及び図１０における演算器で用いられる複素共役演算について説明する図 第１の実施形態における各部の周波数特性を示す図 第２の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第２の実施形態に従う受信機を示すブロック図 第２の実施形態における各部の周波数特性を示す図 第１及び第２の送信ＲＦ信号の周波数配置の例を示す図 図１３における送信周波数変換器の具体例を示すブロック図

符号の説明

１０１〜１０４・・・端末
１０５・・・基地局
１０６・・・カバーエリア
２０１・・・送信機
２０２・・・送信アンテナ
２０３・・・チャネル
２０４・・・受信アンテナ
２０５・・・受信機
３００・・・タイミングコントローラ
３０１・・・送信データブロック生成部
３０２・・・変調器
３０３・・・メモリ
３０４・・・演算器
３０５・・・送信ＲＦ信号選択器
３０６・・・送信ＲＦ部
３０７・・・送信アンテナ
３１０・・・送信周波数変換器
４００・・・タイミングコントローラ
４０１・・・受信アンテナ
４０２・・・受信ＲＦ部
４０３・・・チャネル等化器
４０４・・・チャネル推定器
４０５・・・受信処理選択器
４０６・・・演算器
４０７・・・メモリ
４０８・・・合成器
４０９・・・復調器
４１０・・・受信周波数変換器
５０１・・・ＤＦＴユニット（第１の変換器）
５０３・・・ＩＦＦＴユニット（第２の変換器）

Claims (14)

1. 周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムをそれぞれ有する第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を送信すべきデータ信号から生成するステップと、
   前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を異なる時刻に送信するステップと、
   前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を生成するステップと、
   前記第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号から前記データ信号を再生するステップと、を具備することを特徴とする無線通信方法。
2. 周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムをそれぞれ有する第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を送信すべきデータ信号から生成して異なる時刻に出力するように構成された送信機と、
   前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を送信する送信アンテナと、を具備することを特徴とする無線送信装置。
3. 前記第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号は、異なる中心周波数を持つことを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
4. 前記第１の送信ＲＦ信号は送信可能な下限の周波数を持ち、前記第２の送信ＲＦ信号は前記送信可能な上限の周波数を持つことを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
5. 前記送信機は、前記データ信号を変調して第１の電力スペクトラムを有する第１の送信ベースバンド信号を生成する変調器と、前記第１の送信ベースバンド信号に第１の演算を施して周波数軸上で前記第１の電力スペクトラムと対称な形状の電力スペクトラムを有する第２の送信ベースバンド信号を生成する第１の演算器と、前記第１の送信ベースバンド信号及び前記第２の送信ベースバンド信号にＲＦ処理を施して前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を生成するように構成された送信ＲＦ部と、を有することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
6. 前記第１の送信ベースバンド信号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記演算は、前記実部及び前記虚部のいずれか一方に−１を乗じる演算であることを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
7. 前記第１の送信ベースバンド信号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記演算は、前記実部と前記虚部とを入れ替える演算であることを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
8. 前記送信機は、前記送信データ信号を変調して変調信号を生成する変調器と、前記変調信号に第１の周波数シフト量及び第１の周波数シフト方向の周波数変換を施して第１の送信ベースバンド信号を生成する第１の周波数変換器と、前記第１の送信ベースバンド信号に第１の演算を施して周波数軸上で前記第１の電力スペクトラムと対称な形状の電力スペクトラムを有する第２の送信ベースバンド信号を生成する第１の演算器と、前記第１の送信ベースバンド信号及び前記第２の送信ベースバンド信号にＲＦ処理を施して前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を生成するように構成された送信ＲＦ部と、を有することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
9. 前記第１の送信ベースバンド信号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部及び前記虚部のいずれか一方に−１を乗じる演算であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
10. 前記第１の送信ベースバンド信号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部と前記虚部とを入れ替える演算であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
11. 前記周波数変換器は、前記変調信号を周波数領域の第１の信号スペクトラムに変換する第１の変換器と、前記第１の信号スペクトラムの中心周波数を変換すると共に時間波形に変換することにより前記第１の送信ベースバンド信号を生成する第２の変換器と、を有することを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
12. 前記第１の変換器はＤＦＴユニットであり、前記第２の変換器はＩＦＦＴユニットであることを特徴とする請求項１１記載の無線送信装置。
13. 請求項５に記載の無線送信装置から送信される前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を得る受信アンテナと、
    前記第１の受信ＲＦ信号及び前記第２の受信ＲＦ信号にＲＦ処理を施して第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号を生成する受信ＲＦ部と、
    前記第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号に対してチャネル等化を行って第１の等化後ベースバンド信号及び第２の等化後ベースバンド信号を得るチャネル等化器と、
    前記第２の等化後ベースバンド信号に対して第２の演算を施す第２の演算器と、
    前記第２の演算が施された前記第２の等化後ベースバンド信号と前記第１の等化後ベースバンド信号とを合成して合成ベースバンド信号を得る合成器と、
    前記合成ベースバンド信号を復調して前記データ信号を再生する復調器と、を具備する無線受信装置。
14. 請求項８に記載の無線送信装置から送信される前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を得る受信アンテナと、
    前記第１の受信ＲＦ信号及び前記第２の受信ＲＦ信号にＲＦ処理を施して第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号を生成する受信ＲＦ部と、
    前記第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号に対してチャネル等化を行って第１の等化後ベースバンド信号及び第２の等化後ベースバンド信号を得るチャネル等化器と、
    前記第２の等化後ベースバンド信号に対して第２の演算を施す第２の演算器と、
    前記第２の演算が施された前記第２の等化後ベースバンド信号と前記第１の等化後ベースバンド信号とを合成して合成ベースバンド信号を得る合成器と、
    前記合成ベースバンド信号に前記第１の周波数シフト量及び前記第１の周波数シフト方向と逆の第２の周波数シフト方向の周波数変換を施して変換ベースバンド信号を生成する周波数変換器と、
    前記変換ベースバンド信号を復調して前記データ信号を再生する復調器と、を具備する無線受信装置。

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