JP2008209997A - 電流発生器 - Google Patents

Abstract

【課題】電流レンジの切り替え時に発生するグリッジを抑制することのできる電流発生器を実現すること。
【解決手段】複数のシャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３のうちいずれか一のシャント抵抗ＲＳ２から選択的に切り替えられたシャント抵抗ＲＳ１の端子電圧を検出する検出回路１３と、この検出回路１３により検出された端子電圧を帰還する帰還回路１４と、この帰還回路１４を通じて帰還された端子電圧に基づいて、シャント抵抗ＲＳ１に対応するシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を能動領域に遷移させ、シャント抵抗ＲＳ１に流れる出力電流Ｉｏをシャント抵抗ＲＳ２に流れた出力電流Ｉｏに制御する制御電圧をシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の制御端子に出力する演算増幅器Ａ２と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流発生器に関する。

従来から、液晶、バッテリー及び磁性体などの電子材料や、電子部品及び電子回路の基本電気特性を評価するために電流発生器が用いられている。

ここで、図１８を参照して、基本的な電流発生器１００を説明する。
電流発生器１００は、電圧源Ｖｉと、演算増幅器Ａ２１と、被試験体である負荷ＤＵＴ（Device Under Test）と、出力端子Ｈｉ，Ｌｏ、シャント抵抗ＲＳと、を備えて構成される。

電圧源Ｖｉは、電流制御信号源である。Ａ２１は、高利得の演算増幅器（オペアンプ）である。負荷ＤＵＴは、電子部品等の評価対象である。出力端子Ｈｉ，Ｌｏは、電流を出力する出力端子である。抵抗ＲＳは、出力電流Ｉｏを検出するためのシャント抵抗である。

次に、電流発生器１００の回路動作を説明する。先ず、電圧源Ｖｉから電圧Ｖｉが演算増幅器Ａ２１の＋入力端子に印加される。演算増幅器（オペアンプ）Ａ２１は、Ｌｏ端子電圧Ｖｏを、Ｖｉとほぼ等しくなるようにＨｉ端子電圧を制御する。よって、Ｖｉ／ＲＳに相当する出力電流Ｉｏが出力端子から、負荷ＤＵＴに出力される。

次に、図１９を参照して、電流発生器２００を説明する。以下、図１８の電流発生器１００と同様な部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を援用し、異なる部分について説明する。

図１９に示す電流発生器２００は、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３と、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、を備える。シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３は、それぞれ異なる抵抗値を有する。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１〜ＳＷ３は、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３を選択するスイッチである。例えば、シャント抵抗ＲＳ１を選択する場合、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１のみが導通する。同様に、シャント抵抗ＲＳ２を選択する場合は、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ２のみが導通する。シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３はそれぞれ異なる抵抗値を有するので、より広範囲の出力電流Ｉｏの発生が可能となる。

ここで、電流発生器２００を、具体的な数値の例を用いて以下、説明する。図１９に示すシャント抵抗ＲＳ１は１０Ω、シャント抵抗ＲＳ２は１００Ω、シャント抵抗ＲＳ３は１ＫΩの抵抗値を有する。ここで、出力電流レンジについて、説明する。出力電流レンジとは、出力電流Ｉｏを発生することのできる範囲のことをいい、シャント抵抗ＲＳが有する抵抗値に基づいて定まる。シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３の最大検出電圧を１Ｖとした場合、ＲＳ１の電流レンジは１Ｖ／１０Ω＝１００ｍＡレンジとなり、ＲＳ２は１Ｖ／１００Ω＝１０ｍＡレンジとなり、ＲＳ３は１Ｖ／１ＫΩ＝１ｍＡレンジとなる。なお、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のオン抵抗は無視するものとする。

図１９の電流発生器２００において、出力電流レンジを切り替えて（即ち、シャント抵抗ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３を切り替えて）出力電流Ｉｏを発生する場合がある。この場合、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３の切り替えと同時にシャント抵抗ＲＳ１、ＲＳ２、ＲＳ３に掛かる出力電圧Ｖｏの変更がなければ問題はない。例えば、Ｖｉが１Ｖでシャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）を選択し、出力電圧Ｖｏが１Ｖとなり１０ｍＡの出力電流Ｉｏが発生しているとする。このとき、シャント抵抗をＲＳ１に切り替えるとする。この場合、シャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）で１００ｍＡの出力電流Ｉｏを発生させる場合は、出力電圧Ｖｏの値は１Ｖのまま変更する必要がない。したがって、スイッチＳＷ２からスイッチＳＷ１に高速に切り替え動作をさせれば、出力電流Ｉｏの１ｍＡから１０ｍＡに向けて不連続点（グリッジ）が少なく出力電流Ｉｏを発生させることができる。ここで、グリッジとは、出力電流Ｉｏの不連続点である。

また、負荷変動に強くて応答が速く、コンプライアンス電圧を高くできて高精度の定電流が得られる出力可変の電流発生器が知られている（例えば、特許文献１参照）。さらに、出力制御に最も低い電源電圧を選択することにより、電池を不必要に消費することなく、効率の良い出力制御を行うことのできる技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００２−３５１５５７号公報 特開平９−１６０６６０号公報

しかし、図１９の電流発生器２００において、出力電流Ｉｏの出力電流レンジを切り替えて（即ち、シャント抵抗ＲＳを切り替えて）、出力電流Ｉｏをそのままの値で発生させたい場合もある。この場合、出力電流Ｉｏは、グリッジを生じてしまう。例えば、図１９のシャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）で出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡの状態から、シャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）に切り替えて、出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡを発生させるとする。この場合、シャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）に切り替えと同時に、出力電圧Ｖｏを１Ｖの１／１０の０．１Ｖにしなければならない。このとき、演算増幅器Ａ２１を、高速に応答すればグリッジが少なくなるが、容量負荷や誘導負荷など多様な負荷に対して、安定な動作をさせるため、高速応答特性にすることが難しい。このため、応答特性を遅くする場合が多く、出力電流やＬｏ端子電圧を変化させたとき、演算増幅器Ａ１の出力電流が変化している過渡応答期間が存在する。よって、この期間に最大で１０倍の出力電流Ｉｏが流れることになる。

また、逆にシャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）で出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡの状態からシャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）に切り替えて、出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡを発生させたい場合もある。この場合、シャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）に切り替えと同時に、出力電圧Ｖｏを０．１Ｖから１Ｖにしなければならない。このとき、過渡応答期間に最小で１／１０の出力電流Ｉｏが流れることとなる。

図２０は、電流発生器２００のタイミングチャートを示した図である。図２０（Ａ）は、シャント抵抗が１０ｍＡレンジで出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡ発生の状態から、シャント抵抗が１００ｍＡレンジで出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡを発生させたときの出力電流Ｉｏのグリッジを示している。図２０（Ｂ）は、シャント抵抗Ｒｓが１００ｍＡレンジで１０ｍＡ発生の状態から、シャント抵抗１０ｍＡレンジで出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡ発生させたときの出力電流Ｉｏのグリッジを示している。図２０に示すスイッチＳＷ１，ＳＷ２、電圧源Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、図１９のスイッチＳＷ１，ＳＷ２、電圧源Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏに該当する。

図２０に示す出力電流Ｉｏのグリッジは、出力電流Ｉｏが一瞬下がってしまったために生じる負荷の電子回路の誤動作や、ヒステリシス特性を持ったデバイスの特性変化を発生させる。また、過大な出力電流Ｉｏが流れてしまった場合は、負荷のデバイスを破壊する場合もある。
したがって、出力電流Ｉｏの電流レンジの切り替え時に発生するグリッジを抑制することのできる電流発生器を実現する要請があった。

本発明の課題は、電流レンジの切り替え時に発生するグリッジを抑制することのできる電流発生器を実現することである。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明の電流発生器は、
一定電圧を出力する電圧源と、
出力端が負荷の一端側に接続され、前記電圧源からの一定電圧に基づいて前記負荷に流れる出力電流を制御する演算増幅器と、
前記演算増幅器の出力電流の電流レンジを規定するシャント抵抗、及び当該複数のシャント抵抗と前記負荷の他端とを選択的に接続または切離しする複数の制御端子付半導体素子を含む電流レンジ切替え回路と、
前記複数のシャント抵抗のうちいずれか一のシャント抵抗から選択的に切り替えられた他のシャント抵抗の端子電圧を検出する検出回路と、
この検出回路により検出された端子電圧を帰還する帰還回路と、
この帰還回路を通じて帰還された端子電圧に基づいて、前記他のシャント抵抗に対応する半導体素子の動作領域を能動領域に遷移させ、前記他のシャント抵抗に流れる前記出力電流を前記一のシャント抵抗に流れた出力電流に制御する制御電圧を前記半導体素子の制御端子に出力する制御電圧生成回路と、
を備えることを特徴とする。

請求項２に記載の発明の電流発生器は、
一定電圧を出力する電圧源と、
出力端が負荷の一端側に接続され、前記電圧源からの一定電圧に基づいて前記負荷に流れる出力電流を制御する演算増幅器と、
前記演算増幅器の出力電流の電流レンジを規定するシャント抵抗、及び当該複数のシャント抵抗と前記負荷の他端とを選択的に接続または切離しする複数の制御端子付半導体素子を含む電流レンジ切替え回路と、
前記複数のシャント抵抗のうちいずれか一のシャント抵抗から他のシャント抵抗に選択的に切り替えられたとき、当該一のシャント抵抗の端子電圧を検出する検出回路と、
この検出回路により検出された端子電圧を帰還する帰還回路と、
この帰還回路を通じて帰還された端子電圧に基づいて、前記一のシャント抵抗に対応する半導体素子の動作領域を能動領域に遷移させ、前記一のシャント抵抗に流れる前記出力電流を前記他のシャント抵抗に流れる出力電流に制御する制御電圧を前記半導体素子の制御端子に出力する制御電圧生成回路と、
を備えることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電流発生器において、
前記帰還回路は、
前記出力電流の両極性電流を片方極性に変換する絶対値回路を備えることを特徴とする。

請求項４に記載の発明の電流発生器は、請求項１から３のいずれか一項に記載の電流発生器において、
前記半導体素子は、ＦＥＴであることを特徴とする。

請求項１，２に記載の発明によれば、電流レンジの切り替えに伴うシャント抵抗の端子電圧を検出し、その検出電圧を負帰還させて半導体素子の動作領域を定電流制御要素として動作させることが可能となり、したがって電流レンジ切り替えに伴って発生するグリッジを抑制することができる。

請求項３に記載の発明によれば、絶対値回路により、両極性の出力電流発生に対応することができる。これにより、片極性制御の半導体素子を用いて、出力電流が＋にも−にも発生することができる。

請求項４に記載の発明によれば、半導体素子は、ＦＥＴとすることができる。

（第１の実施の形態）
以下、添付図面を参照して本発明に係る第１の実施の形態を詳細に説明する。ただし、発明の範囲は、図示例に限定されない。

図１及び図２を参照して本発明に係る第１の実施の形態を説明する。図１に本実施の形態の電流発生器１０を示す。図２に電流発生器１０におけるタイミングチャートを示す。

先ず、図１を参照して本実施の形態の電流発生器１０を説明する。電流発生器１０は、出力電流Ｉｏの出力電流レンジが切り替わった時に発生するグリッジを抑制する。図１に示す電流発生器１０は、電圧源Ｖｉと、演算増幅器Ａ１と、被試験体である負荷ＤＵＴと、出力端子Ｈｉ，Ｌｏ、ＤＡＣ（Digital analog converter）１１と、制御電圧生成回路としての演算増幅器Ａ２と、電流レンジ切り替え回路１２と、を備えて構成される。また、電流レンジ切り替え回路１２は、バッファアンプＡ３，Ａ４と、半導体素子としてのシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３と、定電流帰還切り替えスイッチＳＷ０４〜ＳＷ１２と、シャント抵抗検出電圧選択スイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５と、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７，１８と、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３と、を備えて構成される。

電圧源Ｖｉは、演算増幅器Ａ１を制御するための制御信号電圧である。
演算増幅器Ａ１は、高利得の演算増幅器（オペアンプ）である。演算増幅器Ａ１は、−入力端子電圧が、＋入力端子電圧Ｖｉとほぼ等しくなるようにＨｉ端子電圧を制御する。もし、Ｖｓに電流検出電圧が印加された場合は、Ｖｉ／ＲＳ（選択されたシャント抵抗
）相当の電流制御になり、Ｌｏ端子電圧が印加された場合は、Ｌｏ端子電圧をＶｉになるように電圧制御される。この選択の切り替えは、ＳＷ１７，ＳＷ１８で行う。ここで、過渡応答期間とは、出力電流Ｉｏの出力電流レンジを切り替えるときに、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏが変化する状態（過渡状態）の期間をいう。過渡期間の例を、図２の出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏの波形に示す。

負荷ＤＵＴは、電子部品等の測定対象である。ＤＡＣ１１は、演算増幅器Ａ１の＋入力端子に接続され、レンジ変更時の出力電流を制御する制御電圧Ｖｃを供給する。出力端子Ｈｉ，Ｌｏは、出力端子で出力電流Ｉｏを供給する。

シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３は、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３と負荷ＤＵＴの他端とを選択的に接続または切離しする。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３のゲート電極には＋Ｖｏｎ、−Ｖｏｆｆ及び定電流帰還切り替えスイッチＳＷ０４〜ＳＷ１２が接続されている。ここで、＋Ｖｏｎは、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３を十分導通状態（ＯＮ状態）にする電圧である。また、−Ｖｏｆｆは、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３をＯＦＦ状態にする電圧である。また、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３のオン抵抗は無視するものとする。なお、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３の動作領域は、スイッチ領域（不活性領域）から能動領域に遷移するが、以下、説明を簡単にするためシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３は、スイッチと表現する。

スイッチ制御切り替えスイッチＳＷ０４〜ＳＷ１２は、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３を制御するための、切り替えスイッチである。
シャント抵抗検出電圧選択スイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５は、シャント抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３の検出電圧選択切り替えスイッチであり、Ａ４は、そのバッファアンプである。ここで、シャント抵抗の検出電圧とは、シャント抵抗の両端に発生する電圧のことをいう。

ＳＷ１７〜ＳＷ１８は、帰還回路切り替えスイッチであり、Ａ３はそのバッファアンプである。ＳＷ１８が選択されたときは、Ａ１−ＤＵＴ−シャント抵抗−Ａ３の負帰還回路が形成され、出力電流Ｉｏを制御する。ＳＷ１７が選択されたときは、Ａ１−ＤＵＴ−Ｌｏ端子−Ａ３の負帰還回路が形成され、Ｌｏ端子電圧を制御することになる。

演算増幅器Ａ２は、出力電流Ｉｏを制御するための高速の演算増幅器（オペアンプ）である。電流レンジ切り替え時の過渡期に、Ａ１に代わって出力電流を制御する。Ａ２が出力電流制御を行うときは、ＳＷ１３〜ＳＷ１５を制御する電流レンジの検出電圧を選択し、Ａ２の出力と、制御するシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３のゲートに接続させるように、ＳＷ０４〜ＳＷ１２を選択する。これにより、シャント抵抗−バッファアンプＡ４−演算増幅器Ａ２−シャント抵抗切り替えスイッチの負帰還回路が形成されて、Ａ２は出力電流Ｉｏを制御する。

ＤＡＣ１１は、ＳＷ０１〜ＳＷ０３を電流制御するときの、制御電圧を発生させるＤＡＣである。演算増幅器Ａ２は、ＤＡＣ１１の出力電圧とシャント抵抗検出電圧が等しくなるように、シャント抵抗切り替えスイッチのゲート電圧を制御する。

ＲＳ１〜ＲＳ３は、出力電流Ｉｏを検出するためのシャント抵抗である。図１に示すシャント抵抗ＲＳ１は１０Ω、シャント抵抗ＲＳ２は１００Ω、シャント抵抗ＲＳ３は１ｋΩの抵抗値を有する。最大検出電圧を１Ｖとした場合、シャント抵抗ＲＳ１における電流レンジは１００ｍＡとする。また、シャント抵抗ＲＳ２は１０ｍＡレンジ、シャント抵抗ＲＳ３は１ｍＡレンジとする。

次に、図１及び図２を参照して、出力電流Ｉｏが一定のまま、電流レンジが異なる電流レンジに切り替えられた際の電流発生器１０の動作について説明する。先ず、図１及び図２（Ａ）を参照して、電流レンジを小さい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ２）から大きい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ１）に切り替える場合について説明する。以下、シャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）で出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡが発生していたとき、シャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）に切り替えて出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡを検出する場合について説明する。

初期状態として、１０ｍＡレンジ１０ｍＡ発生状態を説明する。
先ず、シャント抵抗ＲＳ２を選択するため、ＳＷ０４〜ＳＷ１２の設定を、ＳＷ０６、ＳＷ０７、ＳＷ１２をＯＮ状態にして、その他はＯＦＦ状態にする。これにより、ＳＷ０１及びＳＷ０３のゲートに−Ｖｏｆｆが印加され遮断状態になり、ＳＷ０２のゲートには、＋Ｖｏｎが印加され導通状態になり、ＲＳ２が選択される。

また、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５の設定を、ＳＷ１４のみＯＮ状態にする。これによりシャント抵抗ＲＳ２の検出電圧が選択され、帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７〜ＳＷ１８のうち、ＳＷ１８をＯＮ状態にすることで、Ａ１にＲＳ２の検出電圧を印加することができる。

この状態で、Ｖｉを＋１Ｖにすると、ＲＳ２に＋１Ｖが印加されるように、Ａ１が制御されるので、Ｈｉ−Ｌｏ間のＤＵＴに１０ｍＡを発生することができる。

次に、１００ｍＡレンジ１０ｍＡ発生状態に切り替える過程を説明する。
先ず、ＤＡＣ１１の出力電圧を１０ｍＡ×１０Ω＝０．１Ｖに設定する。次に、ＳＷ１８からＳＷ１７に切り替える。これにより、Ａ１は、Ｌｏ端子電圧を１Ｖになるように制御される。
また、ＳＷ０２を遮断状態にするため、ＳＷ０７：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ０９：ＯＦＦ→ＯＮにし、ＳＷ０３を制御状態にするため、ＳＷ１２：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１１：ＯＦＦ→ＯＮにする。シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５のうち、ＳＷ１５を選択する。すると、ＳＷ１１−ＳＷ０３−ＲＳ１−ＳＷ１５−Ａ４−Ａ２の負帰還回路を形成され、Ａ２は、ＤＡＣ１１の出力電圧とシャント抵抗検出電圧と等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧を制御する。すなわち、０．１Ｖ／１０Ω＝１０ｍＡの出力電流制御状態となる。

ここで、Ｖｉを＋１Ｖ→０．１Ｖに変化させると、Ａ１によりＬｏ端子電圧を＋１Ｖ→０．１Ｖに変化するが、Ａ２が出力電流を保持しているので、出力電流は変わらない。

Ｌｏ端子電圧が安定したところで、ＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流制御にする。また、ＳＷ１１：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１０：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を導通状態にする。そして、出力電流Ｉｏが一定のまま、シャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替わり、動作は終了する。

次に、図１及び図２（Ｂ）を参照して、出力電流Ｉｏが一定のまま、電流レンジを、大きい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ１）から小さい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ２）に切り替える場合について説明する。以下、シャント抵抗ＲＳ１（１００ｍＡレンジ）で出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡが発生していたとき、シャント抵抗ＲＳ２（１０ｍＡレンジ）に切り替えて出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡを検出する場合について説明する。

初期状態として、１００ｍＡレンジ１０ｍＡ発生状態を説明する。
先ず、シャント抵抗ＲＳ１を選択するため、ＳＷ０４〜ＳＷ１２の設定を、ＳＷ０６、ＳＷ０９、ＳＷ１０をＯＮ状態にして、その他はＯＦＦ状態にする。これにより、ＳＷ０２及びＳＷ０３のゲートに−Ｖｏｆｆが印加され遮断状態になり、ＳＷ０３のゲートには、＋Ｖｏｎが印加され導通状態になり、ＲＳ１が選択される。

また、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１３〜ＳＷ１５の設定を、ＳＷ１５のみＯＮ状態にする。これによりシャント抵抗ＲＳ１の検出電圧が選択され、帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７〜ＳＷ１８のうち、ＳＷ１８をＯＮ状態にすることで、Ａ１にＲＳ１の検出電圧を印加することができる。

ここで、電圧源Ｖｉから供給される電圧Ｖｉを０．１Ｖに設定すると図１に示した演算増幅器Ａ１によりシャント抵抗検出電圧が０．１Ｖに制御される。よって、出力電流Ｉｏ＝１０ｍＡの電流が発生する。

次に、１０ｍＡ発生状態のまま、１００ｍＡレンジ→１０ｍＡレンジに切り替える過程を説明する。
先ず、ＤＡＣ１１の出力電圧を１０ｍＡ×１０Ω＝０．１Ｖに設定する。
次に、ＳＷ１８からＳＷ１７に切り替える。これにより、Ａ１は、Ｌｏ端子電圧を１Ｖになるように制御される。
また、ＳＷ１０：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１１：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を制御状態にする。すると、ＳＷ１１−ＳＷ０３−ＲＳ１−ＳＷ１５−Ａ４−Ａ２の負帰還回路が形成され、Ａ２は、ＤＡＣ１１の出力電圧とシャント抵抗検出電圧と等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧を制御する。すなわち、０．１Ｖ／１０Ω＝１０ｍＡの出力電流制御状態になる。

ここで、Ｖｉを０．１Ｖ→＋１Ｖに変化させると、Ａ１によりＬｏ端子電圧を＋０．１Ｖ→１Ｖに変化するが、Ａ２が出力電流を保持しているので、出力電流は変わらない。

Ｌｏ端子電圧が＋１Ｖに安定したところで、ＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流制御にする。また、ＳＷ１１：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ１２：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を遮断状態にし、ＳＷ０９：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ０７：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０２を導通状態にする。また、シャント抵抗検出電圧選択スイッチをＳＷ１５→ＳＷ１４に切り替える。
そして、出力電流Ｉｏが一定のまま、シャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替わり、動作は終了する。

以上、本実施の形態によれば、シャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１（又は、シャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２）の切り替えに伴うシャント抵抗ＲＳ１の端子電圧を検出し、その検出電圧を負帰還させてシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を定電流制御要素として動作させることが可能となり、したがって電流レンジ切り替えに伴って発生するグリッジを抑制することができる。また、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３としてＦＥＴを用いることができる。

（第１の実施の形態の変形例）
図３を参照して本発明に係る第１の実施の形態の変形例を説明する。図３に示す電流発生器１０Ａは、図１に示す電流発生器１０の変形例に該当する。以下、第１の実施の形態と同様な部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を援用し、異なる部分について説明する。

絶対値回路１１Ａは、両極性のシャント抵抗検出電圧を絶対値をとり、片極性に変換する回路である。これにより、ＭＯＳＦＥＴを電流制御素子として使用した場合、両極性の出力電流を制御することができる。

図１の実施形態では、ＳＷ０１〜ＳＷ０３にＭＯＳＦＥＴを使用しているため、マイナスの出力電流時に制御されない。これは、ＭＯＳＦＥＴが片極性で制御されるため、プラスの出力電流時は、電流増加→電流抑制の負帰還制御になるが、マイナスの出力電流時は、電流増加→電流増加になり正帰還制御になり、ＳＷは導通状態が遮断状態のどちらかになる。

以上、本実施の形態によれば、絶対値回路１１Ａにより、電流切り替え時のＳＷ０１〜ＳＷ０３の電流制御状態において、両極性の出力電流Ｉｏを制御することが可能となる。

（第２の実施の形態）
図４〜図８を参照して、本発明に係る第２の実施の形態を説明する。図４〜図６に電流レンジを小さい電流レンジから大きい電流レンジに切り替えた場合の回路遷移図を示す。図７及び図８に電流レンジを大きい電流レンジから小さい電流レンジに切り替えた場合の回路遷移図を示す。尚、第１の実施の形態と同様な部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を援用し、異なる部分について以下、説明する。

先ず、図４を参照して、電流発生器２を説明する。図４に示す電流発生器２は、ＤＡＣ１と、ＤＡＣ２と、定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７Ａと、定電流制御切り替えスイッチＳＷ１０Ａと、演算増幅器Ａ２１と、演算増幅器Ａ２２と、定電圧ダイオードクリップ回路Ｄ１、Ｄ２と、絶対値回路ＡＢＳと、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５６と、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３と、を備えて構成される。

ＤＡＣ１、ＤＡＣ２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７Ａは、図１の定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７〜ＳＷ０９に該当する。定電流制御切り替えスイッチＳＷ１０Ａは、図１の定電流制御切り替えスイッチＳＷ１０〜１２に該当する。ＳＷ０２のＯＮ及びＯＦＦ制御はディジタル信号Ｄ０１のレベルで行う。ＳＷ０７ＡをＯＮした場合は、ディジタル信号Ｄ０１が、Ｈ（＋５Ｖ）レベルの時は、Ａ２１の出力はＤ１で振幅制限された−電圧になりＳＷ０２をＯＦＦにする。ディジタル信号Ｄ０１が、Ｌ（０Ｖ）レベルの時は、Ａ２１の出力はＤ１で振幅制限された＋電圧になりＳＷ０２をＯＮにする。ＳＷ０７ＡをＯＦＦにした場合は、ディジタル信号Ｄ０１のレベルに関わらず、ＳＷ０２Ａは出力電流制御状態になる。演算増幅器Ａ２１、Ａ２２は、図１の演算増幅器Ａ２に該当する。定電圧ダイオードクリップ回路Ｄ１、Ｄ２は、それぞれ演算増幅器Ａ２１、Ａ２２の出力電圧の振幅を制限する。絶対値回路ＡＢＳは、図３の絶対値回路１１Ａに該当する。抵抗Ｒ５１〜Ｒ５６はそれぞれ異なる抵抗値を有する。

シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、図１のシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３に該当する。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、ゲート、ドレイン、ソース端子を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、シャント抵抗ＲＳ１，ＲＳ２とコモンとを選択的に接続または切離しする。

次に、図４〜図６を参照して、出力電流Ｉｏが一定のまま、電流レンジを、小さい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ２）から大きい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ１）に切り替えた場合の電流発生器２の動作を説明する。先ず、図４について説明する。予め、図４のＤＡＣ１から４Ｖが出力されるように設定されているとする。また、ＤＡＣ２から−０．２Ｖの電圧が出力されるように設定されているとする。また、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１３：ＯＮ、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１４：ＯＦＦ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１８：ＯＮの状態であるとする。このとき、Ａ１は、ＲＳ２の両端電圧を制御する回路になり、出力電流Ｉｏ＝４Ｖ×（抵抗Ｒ５２／抵抗Ｒ５１）／シャント抵抗ＲＳ２＝４Ｖ×（１Ω／２Ω）／１００Ω＝２０ｍＡとなる電流制御を行う。

上記の状態から、図５に示すように、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ１３：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１４：ＯＦＦ→ＯＮにして、検出シャント抵抗検出電圧をＲＳ２からＲＳ１に切り替える。定電流制御切り替えスイッチＢ：Ｄ０２：Ｌ→Ｈ及びＳＷ１０Ａ：ＯＮ→ＯＦＦにして、ＳＷ０２を遮断状態に、ＳＷ０３を制御状態にする。これにより、Ａ２２−ＳＷ０３−ＲＳ１−Ａ４−絶対値回路ＡＢＳの負帰還回路が形成され、Ａ２２は、ＤＡＣ２の出力電圧の絶対値とＲＳ１の両端電圧の絶対値が等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧が制御され、０．２Ｖ／１０Ω＝２０ｍＡの定電流制御がされる。また、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ→ＯＮ及びＳＷ１８：ＯＮ→ＯＦＦにして、Ａ１をＬｏ端子電圧制御状態にする。これにより、Ｌｏ端子電圧は、−（＋４Ｖ×−（Ｒ５２／Ｒ５１））＝−（＋４Ｖ×−（１ｋΩ／２ｋΩ））＝＋２Ｖとなる。これにより、Ａ１は、Ｌｏ端子電圧を制御する演算増幅器になり、Ａ２２は、出力電流を制御する演算増幅器になる。そして、ＤＡＣ１の出力を＋４Ｖ→＋０．４Ｖに変化させる。すると、Ｌｏ端子電圧も、＋２Ｖ→＋０．２Ｖに変化するが、出力電流はＡ２２で制御されているため、出力電流に変化はない。

Ｌｏ端子電圧が、＋０．２Ｖに安定したところで、図６に示すように、定電流制御切り替えスイッチＤ０３をＬレベルにしてＳＷ１０Ａ：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を導通状態にする。また、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流制御状態にする。これにより、出力電流は、−（＋０．４Ｖ×−（Ｒ５２／Ｒ５１））／ＲＳ１＝−（０．４Ｖ×−（１ｋΩ／２ｋΩ））／１０Ω＝＋２０ｍＡとなる。これにより、Ａ１は出力電流を制御する演算増幅器になり、Ａ２２はＳＷ０３を導通状態にする演算増幅器になる。

上記の状態から、図７に示すように、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ→ＯＮ及びＳＷ１８：ＯＮ→ＯＦＦにして、Ａ１をＬｏ端子電圧制御状態にする。また、定電流制御切り替えスイッチＤ０２をＨにしてＳＷ０７Ａ：ＯＮ及びＳＷ１０Ａ：ＯＮ→ＯＦＦによりＳＷ０３を制御状態に、ＳＷ０２を遮断状態にする。これにより、Ａ２２はＡ２２→ＳＷ０３→ＲＳ１→Ａ４→絶対値回路ＡＢＳの負帰還回路が形成され、ＤＡＣ２の出力電圧の絶対値とＲＳ１の両端電圧の絶対値が等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧が制御され、０．２Ｖ／１０Ω＝２０ｍＡの定電流制御がされる。そして、ＤＡＣ１の出力を＋０．４Ｖ→＋４Ｖに変化させる。すると、Ｌｏ端子電圧も、＋０．２Ｖ→＋２Ｖに変化するが、出力電流はＡ２２で制御されているため、出力電流に変化はない。

Ｌｏ端子電圧が、＋２Ｖに安定したところで、図８に示すように、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０７Ａ：ＯＮのままＤ０２をＨ→Ｌ及びＤ０３をＨにしてＳＷ１０Ａ：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を遮断状態にし、ＳＷ０２を導通状態にする。また、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流を制御する状態にする。これにより、出力電流は、−（＋４Ｖ×−（Ｒ５２／Ｒ５１））／ＲＳ２＝（＋４Ｖ×−（１ｋΩ／２ｋΩ））／１００Ω＝＋２０ｍＡとなる。
これにより、Ａ１は出力電流を制御する演算増幅器になり、Ａ２２は、ＳＷ０３を遮断状態にする演算増幅器になる。

以上、本実施の形態によれば、シャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１（又はシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２）の切り替えに伴うシャント抵抗ＲＳ１の端子電圧を検出し、その検出電圧を負帰還させてシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を定電流制御要素として動作させることが可能となり、したがって電流レンジ切り替えに伴って発生するグリッジを抑制することができる。また、演算増幅器Ａ２２は、選択的に切り替えられたシャント抵抗の端子電圧とＤＡＣ２により供給された電圧との和と、コモンＣＯＭの電圧と、が同じになるようにシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を能動領域に遷移させ、シャント抵抗ＲＳ１に流れる出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡをシャント抵抗ＲＳ２に流れた出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡ（又は、シャント抵抗ＲＳ２に流れる出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡ）に制御するゲート電圧をシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３のゲート端子に出力することができる。

（第３の実施の形態）
図９〜図１７を参照して、本発明に係る第３の実施の形態を説明する。図９〜図１３に小さい電流レンジから大きい電流レンジに切り替えた場合の回路遷移図を示す。図１４〜図１７に大きい電流レンジから小さい電流レンジに切り替えた場合の回路遷移図を示す。尚、第１の実施の形態と同様な部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を援用し、異なる部分について以下、説明する。

先ず、図９を参照して、電流発生器３を説明する。図９に示す電流発生器３は、定電流制御切り替えスイッチＢと、定電流制御切り替えスイッチＣと、演算増幅器Ａ２１と、演算増幅器Ａ２２と、定電圧ダイオードクリップ回路Ｄ１、Ｄ２と、絶対値回路ＡＢＳ、−１／２ＡＢＳと、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５６と、シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３と、サンプルホールド回路Ｓと、を備えて構成される。また、サンプルホールド回路Ｓは、スイッチＳＷ２０、ＳＷ２１、ＳＷ３１、ＳＷ４１、ＳＷ５１と、演算増幅器Ａ７、Ａ８、Ａ９と、コンデンサＣと、を備えて構成される。

定電流制御切り替えスイッチＢは、図２の定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７〜ＳＷ０９に該当する。定電流制御切り替えスイッチＣは、図２の定電流制御還切り替えスイッチＳＷ１０〜１２に該当する。演算増幅器Ａ２１、Ａ２２は、図２の演算増幅器Ａ２に該当する。定電圧ダイオードクリップ回路Ｄ１、Ｄ２は、それぞれ演算増幅器Ａ２１、Ａ２２に印加される電圧の振幅を制御する。絶対値回路ＡＢＳ、−１／２ＡＢＳは、図４の絶対値回路Ａ１１に該当する。抵抗Ｒ５１〜Ｒ５６はそれぞれ異なる抵抗値を有する。サンプルホールド回路Ｓは、ＤＡＣから出力される電圧値をホールドする。

シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、図１のシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３に該当する。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。シャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０２，ＳＷ０３は、シャント抵抗ＲＳ１，ＲＳ２とコモンとを選択的に接続または切離しする。

次に、図９〜図１３を参照して、出力電流Ｉｏが一定で、小さい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ２）から大きい電流レンジ（シャント抵抗ＲＳ１）に切り替えた場合の電流発生器３の動作を説明する。先ず、図９について説明する。予め、図９のＤＡＣから４Ｖが出力されるように設定されているとする。また、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１３：ＯＮ、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１４：ＯＦＦ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１８：ＯＮ、定電流帰還切り替えスイッチＳＷ０７Ａ：ＯＮ、Ｄ０２：Ｌ、定電流帰還切り替えスイッチＳＷ１０Ａ：ＯＮ、Ｄ０３：Ｈ、スイッチＳＷ２０：ＯＮ、スイッチＳＷ２１：ＯＦＦ、スイッチＳＷ３１：ＯＮ、スイッチＳＷ４１：ＯＮ、スイッチＳＷ５１：ＯＮの状態であるとする。このとき出力電流Ｉｏは、出力電流Ｉｏ＝４Ｖ×（抵抗Ｒ５２／抵抗Ｒ５１）／シャント抵抗ＲＳ２＝４Ｖ×（１ｋΩ／２ｋΩ）／１００Ω＝２０ｍＡとなる。

上記の状態から、図１０に示すように、ＳＷ５１：ＯＮ→ＯＦＦにする。これにより、ホールドコンデンサＣにより、ＤＡＣ１の出力値が保持されて、Ａ７に出力される。ＳＷ２０：ＯＮ→ＯＦＦ、ＳＷ２１：ＯＦＦ→ＯＮ、ＳＷ４１：ＯＦＦ→ＯＮにすることにより、Ａ７の出力がＡ８とＡ９に出力される。
ここで、ＤＡＣの設定値を変更（＋４Ｖ→０．４Ｖ）するが、図１１に示すように、演算増幅器Ａ８とＡ９の出力は現状の設定値（＋４Ｖ）のまま、保持している。この状態で、図１１に示すように、演算増幅器Ａ９の出力は現状の設定値（＋４Ｖ）のまま、ＤＡＣの設定値を変更（４Ｖ→０．４Ｖ）することができる。

そして、図１２に示すように、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ→ＯＮ及びＳＷ１８：ＯＮ→ＯＦＦにして、Ａ１をＬｏ端子電圧制御状態になるため、Ｌｏ端子電圧は、＋２Ｖに制御される。
ＳＷ２０：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ９の出力をＤＡＣの出力に切り替える。すると、Ａ９の出力電圧は＋４Ｖ→＋０．４Ｖになり、Ｌｏ端子電圧は＋２Ｖ→＋０．２Ｖに変化を開始する。
同時に、シャント抵抗検出切り替えスイッチＳＷ１３：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１４：ＯＦＦ→ＯＮにして、検出シャント抵抗検出をＲＳ２からＲＳ１に切り替える。定電流制御切り替えスイッチＤ０２をＬ→ＨにしてＳＷ０７Ａ：ＯＦＦ→ＯＮ及びＳＷ１０Ａ：ＯＮ→ＯＦＦにして、ＳＷ０２を遮断状態に、ＳＷ０３を制御状態にする。これにより、Ａ２２は、Ａ２２→ＳＷ０３→ＲＳ１→Ａ４→絶対値回路ＡＢＳの負帰還回路が形成され、Ａ８の出力電圧の−１／２絶対値とＲＳ１の両端電圧の絶対値が等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧が制御されるため、（＋０．４Ｖ×１／２）／１０Ω＝２０ｍＡの定電流制御がされる。

Ｌｏ端子電圧が、＋０．２Ｖに安定したところで、図１３に示すように、定電流制御切り替えスイッチＤ０３をＬ及びＳＷ１０Ａ：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を導通状態にする。また、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流を制御する状態にする。これにより、出力電流は、−（＋０．４Ｖ×−（Ｒ５２／Ｒ５１））／ＲＳ１＝−（＋０．４Ｖ×−（１ｋΩ／２ｋΩ）／１０Ω＝＋２０ｍＡとなる。これにより、Ａ１は出力電流を制御する演算増幅器になり、Ａ２２はＳＷ０３を導通状態にする演算増幅器になる。

次に、図１４〜図１７を参照して、大きい出力電流レンジから小さい出力電流レンジに切り替えた場合の電流発生器２の動作を説明する。先ず、図１４について説明する。予め、図１４のＤＡＣから０．４Ｖが出力されるよう設定されているとする。また、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１３：ＯＦＦ、シャント抵抗検出電圧切り替えスイッチＳＷ１４：ＯＮ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＦＦ、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１８：ＯＮ、定電流帰還切り替えスイッチＳＷ０７Ａ：ＯＮ、Ｄ０２：Ｈ、定電流帰還切り替えスイッチＳＷ１０Ａ：ＯＮ、Ｄ０３：Ｌ、スイッチＳＷ２０：ＯＮ、スイッチＳＷ２１：ＯＦＦ、スイッチＳＷ３１：ＯＮ、スイッチＳＷ４１：ＯＦＦ、スイッチＳＷ５１：ＯＮの状態であるとする。

上記の状態から、図１５に示すように、ＳＷ５１：ＯＮ→ＯＦＦにする。これにより、ホールドコンデンサＣにより、ＤＡＣの出力値が保持された電圧がＡ７に出力される。ＳＷ２１：ＯＦＦ→ＯＮ及びＳＷ４１：ＯＦＦ→ＯＮ、ＳＷ３１：ＯＮ→ＯＦＦにすることにより、Ａ７の出力がＡ８に出力される。また、同時に定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７Ａ：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を制御状態にする。これにより、Ａ２２はＡ２２→ＳＷ０３→ＲＳ１→Ａ４→絶対値回路ＡＢＳの負帰還回路が形成され、Ａ８の出力電圧の−１／２絶対値とＲＳ１の両端電圧の絶対値が等しくなるように、ＳＷ０３のゲート電圧が制御されるため、０．２Ｖ／１０Ω＝２０ｍＡの定電流制御がされる。
この状態で、ＤＡＣの設定値を＋０．４Ｖ→＋４Ｖに変更する。Ａ９の出力も＋０．４Ｖ→４Ｖに変化するが、Ａ８の出力は＋０．４Ｖが保持されたままになる。
よって、Ａ１によりＬｏ端子電圧を＋０．２Ｖ→２Ｖにして、Ａ２２により出力電流は、０．２Ｖ／１０Ω＝２０ｍＡに制御される。
Ｌｏ端子電圧が、４Ｖに安定したところで、図１７に示すように、定電流制御切り替えスイッチＳＷ０７Ａ：ＯＮのままＤ０２をＨにし、Ｄ０３をＬにしてＳＷ１０Ａ：ＯＦＦ→ＯＮにして、ＳＷ０３を導通状態にする。また、負帰還回路切り替えスイッチＳＷ１７：ＯＮ→ＯＦＦ及びＳＷ１８：ＯＦＦ→ＯＮにして、Ａ１を出力電流制御状態にする。これにより、出力電流は、−（＋４Ｖ×−（Ｒ５２／Ｒ５１））／ＲＳ１＝−（＋４Ｖ×−（１ｋΩ／２ｋΩ）／１００Ω＝＋２０ｍＡとなる。これにより、Ａ１は、出力電流を制御する演算増幅器になり、Ａ２２は、ＳＷ０３を導通状態にする演算増幅器になる。

以上、本実施の形態によれば、シャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１（又はシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２）の切り替えに伴うシャント抵抗ＲＳ１の端子電圧を検出し、その検出電圧を負帰還させてシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を定電流制御要素として動作させることが可能となり、したがって電流レンジ切り替えに伴って発生するグリッジを抑制することができるのである。また、演算増幅器Ａ２は、選択的に切り替えられたシャント抵抗の端子電圧とサンプルホールド回路Ｓにより供給された電圧との和と、コモンＣＯＭの電圧と、が同じになるようにシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３の動作領域を能動領域に遷移させ、シャント抵抗ＲＳ１に流れる出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡをシャント抵抗ＲＳ２に流れた出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡ（又は、シャント抵抗ＲＳ２に流れる出力電流Ｉｏ＝２０ｍＡ）に制御するゲート電圧をシャント抵抗切り替えスイッチＳＷ０３のゲート端子に出力することができる。

なお、上記各実施の形態における記述は、本発明に係る電流発生器の一例であり、これに限定されるものではない。

例えば、上記第１の実施の形態、第２の実施の形態では、ＤＡＣ１、ＤＡＣ２とＤＡＣを２個備える構成としたが、これに限定されるものではない。例えば、第３の実施の形態に示すように、ＤＡＣとサンプルホールド回路Ｓとを備える構成としてもよい。

その他、本実施の形態における電流発生器１０の細部構造及び詳細動作に関しても、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

本発明に係る第１の実施の形態の電流発生器１０の概略回路図を示す。 電流発生器１０のタイミングチャートを示す。 第１の実施の形態の変形例である電流発生器１０Ａの回路図を示す。 本発明に係る第２の実施の形態において、電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器２の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器２の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器２の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器２の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替えた場合の電流発生器２の回路図を示す。 本発明に係る第３の実施の形態において、電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ２からシャント抵抗ＲＳ１に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 電流レンジをシャント抵抗ＲＳ１からシャント抵抗ＲＳ２に切り替えた場合の電流発生器３の回路図を示す。 従来の電流発生器１００の回路図を示す。 従来の電流発生器２００の回路図を示す。 電流発生器２００のタイミングチャートを示す。

符号の説明

Ａ１，Ａ７，Ａ８，Ａ９ 演算増幅器
２，３，１０，１０Ａ，１００，２００電流発生器
１１Ａ，ＡＢＳ，−１／２ＡＢＳ 絶対値回路
１２ 電流レンジ切り替え回路
１３ 検出回路
１４ 帰還回路
Ａ２，Ａ２２ 演算増幅器
Ａ３，Ａ４ バッファアンプ
ＣＯＭ コモン
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＤＵＴ 負荷
Ｈｉ，Ｌｏ 出力端子
Ｉｏ 出力電流
Ｌｏ 出力端子
Ｒ５１〜Ｒ５６ 抵抗
ＲＤＳ ソース間抵抗
ＲＳ１〜ＲＳ３ シャント抵抗
Ｓ サンプルホールド回路
ＳＷ０１〜ＳＷ０３，ＳＷ１〜ＳＷ３ シャント抵抗切り替えスイッチ
ＳＷ０４〜ＳＷ１２，ＳＷ１０Ａ 定電流制御切り替えスイッチ
ＳＷ１３〜１５ シャント抵抗検出電圧選択スイッチ
ＳＷ１７ 負帰還回路切り替えスイッチ
ＳＷ２０，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１，ＳＷ５１ スイッチ
Ｖｉ 一定電圧
Ｖｏ 出力電圧

Claims (4)

1. 一定電圧を出力する電圧源と、
   出力端が負荷の一端側に接続され、前記電圧源からの一定電圧に基づいて前記負荷に流れる出力電流を制御する演算増幅器と、
   前記演算増幅器の出力電流の電流レンジを規定するシャント抵抗、及び当該複数のシャント抵抗と前記負荷の他端とを選択的に接続または切離しする複数の制御端子付半導体素子を含む電流レンジ切替え回路と、
   前記複数のシャント抵抗のうちいずれか一のシャント抵抗から選択的に切り替えられた他のシャント抵抗の端子電圧を検出する検出回路と、
   この検出回路により検出された端子電圧を帰還する帰還回路と、
   この帰還回路を通じて帰還された端子電圧に基づいて、前記他のシャント抵抗に対応する半導体素子の動作領域を能動領域に遷移させ、前記他のシャント抵抗に流れる前記出力電流を前記一のシャント抵抗に流れた出力電流に制御する制御電圧を前記半導体素子の制御端子に出力する制御電圧生成回路と、
   を備えることを特徴とする電流発生器。
2. 一定電圧を出力する電圧源と、
   出力端が負荷の一端側に接続され、前記電圧源からの一定電圧に基づいて前記負荷に流れる出力電流を制御する演算増幅器と、
   前記演算増幅器の出力電流の電流レンジを規定するシャント抵抗、及び当該複数のシャント抵抗と前記負荷の他端とを選択的に接続または切離しする複数の制御端子付半導体素子を含む電流レンジ切替え回路と、
   前記複数のシャント抵抗のうちいずれか一のシャント抵抗から他のシャント抵抗に選択的に切り替えられたとき、当該一のシャント抵抗の端子電圧を検出する検出回路と、
   この検出回路により検出された端子電圧を帰還する帰還回路と、
   この帰還回路を通じて帰還された端子電圧に基づいて、前記一のシャント抵抗に対応する半導体素子の動作領域を能動領域に遷移させ、前記一のシャント抵抗に流れる前記出力電流を前記他のシャント抵抗に流れる出力電流に制御する制御電圧を前記半導体素子の制御端子に出力する制御電圧生成回路と、
   を備えることを特徴とする電流発生器。
3. 前記帰還回路は、
   前記出力電流の両極性電流を片方極性に変換する絶対値回路を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流発生器。
4. 前記半導体素子は、
   ＦＥＴであることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電流発生器。
   

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